JP2021111987A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、電力系統が故障し、系統電圧が三相不平衡に陥っても、安定して運転を継続することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】電力変換装置１は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗと、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた下アームの端部が互いに接続された下側中性点３２ｎと、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた上アームの端部が互いに接続された上側中性点３２ｐと、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗを制御する制御装置５とを備え、制御装置５は、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_ｚｐのそれぞれに含まれる同一の電圧成分を調整して第一零相電力を制御するレグ間電力平衡化制御部５ａを有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、有効電力及び無効電力の少なくとも一方を供給する電力変換装置に関する。

電力系統の品質維持のため、無効電力を補償する電力変換装置が運用されている。このような電力変換装置の大容量化が望まれている。自己消弧形の半導体スイッチ素子を用いることによって小型化を図りつつ、大容量化を実現することができる電力変換方式として、モジュラーマルチレベルカスケード変換器の実用化が進められている（例えば、特許文献１及び２並びに非特許文献１及び２）。

特開２０１２−４４８３９号公報 特開２０１７−１４３６２６号公報

Ｈ．アカギ（Ｈ．Ａｋａｇｉ）著，「（Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ： Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ）」，（米国），米国電気電子学会誌（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ），ｐｐ２０４８−２０６５，Ｖｏｌｕｍｅ：１０５，Ｉｓｓｕｅ：１１，Ｎｏｖ．２０１７ Ｔ． タナカ（Ｔ． Ｔａｎａｋａ）著，「（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ Ｒｅａｃｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ （ＭＭＣＣ） ｂａｓｅｄ ＳＴＡＴＣＯＭｓ ｆｏｒ Ｏｆｆｓｈｏｒｅ Ｗｉｎｄ Ｆａｒｍ）」，（米国），米国電気電子学会誌（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ），ｐｐ５１４７−５１６４，Ｖｏｌｕｍｅ：３４，Ｎｕｍｂｅｒ： ６，Ｊｕｎｅ．２０１９

本発明の目的は、電力系統が故障し、系統電圧が三相不平衡に陥っても、安定して運転を継続することができる電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の一態様による電力変換装置は、直列接続された第一アーム及び第二アームをそれぞれ有する複数のレグと、前記複数のレグのそれぞれに設けられた前記第一アームの両端部のうちの前記第二アームに接続されていない端部が互いに接続された第一接続部と、前記複数のレグのそれぞれに設けられた前記第二アームの両端部のうちの前記第一アームに接続されていない端部が互いに接続された第二接続部と、前記複数のレグを制御する制御装置とを備え、前記第一アームは、直列接続された２個の半導体スイッチ及び該２個の半導体スイッチに並列接続された蓄電素子を有する第一電力変換回路セルと、前記第一電力変換回路セルに直列に接続された第一コイルとを有し、前記第二アームは、直列接続された２個の半導体スイッチ及び該２個の半導体スイッチに並列接続された蓄電素子を有する第二電力変換回路セルと、前記第二電力変換回路セルに直列に接続された第二コイルとを有し、前記制御装置は、前記第一接続部の第一電圧及び前記第二接続部の第二電圧のそれぞれに含まれる同一の電圧成分を調整して前記複数のレグのそれぞれの間で流入出する第一電力を制御する電力制御部を有する。

本発明の一態様によれば、電力系統が故障し、系統電圧が三相不平衡に陥っても、安定して運転を継続することができる。

本発明の第１実施形態による電力変換装置の概略構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置に備えられた複数のレグのそれぞれに設けられた電力変換回路セルの概略構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置の概略構成を示す簡易ブロック図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置に備えられた制御装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置に備えられた制御装置に設けられた電圧抑制部の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置に備えられた制御装置に設けられたアーム電圧指令値生成部の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による電力変換装置に備えられた制御装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による電力変換装置に備えられた制御装置に設けられた電圧抑制部の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による電力変換装置に備えられた制御装置に設けられたアーム電圧指令値生成部の概略構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置の効果を説明する図であって、系統故障時の無効電力最大値のシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の第２実施形態による電力変換装置の効果を説明する図であって、系統故障時の無効電力最大値のシミュレーション結果を示すグラフである。 参考例における系統故障時の無効電力最大値のシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の第３実施形態による電力変換装置に備えられた複数のレグのそれぞれに設けられた電力変換回路セルの概略構成を示す回路図である。

〔第１実施形態〕
本発明の第１実施形態による電力変換装置について図１から図６を用いて説明する。本実施形態による電力変換装置について、電力系統向けの自励式静止形無効電力補償装置（（Ｓｔａｔｉｃ Ｖａｒ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ：ＳＴＡＴＣＯＭ）の用途を想定した場合の二重スターブリッジセル型（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｔａｒ Ｂｒｉｄｇｅ Ｃｅｌｌｓ：ＤＳＢＣ）の三相モジュラーマルチレベル変換器（以下、「モジュラーマルチレベル変換器」を「ＭＭＣＣ」と略記する場合がある）を例にとって説明する。

（電力制御システム）
本実施形態による電力変換装置が用いられる電力制御システムについて図１を用いて説明する。図１は、本実施形態による電力変換装置１が用いられる電力制御システムＰＳの概略構成を示す回路ブロック図である。

図１に示すように、電力制御システムＰＳは、三相電力系統２と、三相電力系統２から供給される電力を電源として動作する負荷装置（不図示）と、三相電力系統２に連系する電力変換装置１とを備えている。三相電力系統２は、三相の交流電力を生成する三相交流電源２１と、三相交流電源２１で生成された電力が供給されるケーブル２２とを有している。三相交流電源２１は、Ｕ相の交流電力を供給するＵ相交流電源２１１と、Ｖ相交流電力を供給するＶ相交流電源２１２と、Ｗ相交流電力を供給するＷ相交流電源２１３とを有している。ケーブル２２は、Ｕ相交流電源で生成されたＵ相の交流電力が供給されるＵ相ケーブル２２１と、Ｖ相交流電源２１２で生成されたＶ相の交流電力が供給されるＶ相ケーブル２２２と、Ｗ相交流電源２１３で生成されたＷ相の交流電力が供給されるＷ相ケーブル２２３とを有している。

（電力変換装置）
次に、電力制御システムＰＳに設けられた電力変換装置の構成について図１を用いて説明する。
図１に示すように、本実施形態による電力変換装置１は、三相電力系統２に連系された主回路部３と、主回路部３に設けられたＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗ（複数のレグの一例）を制御する制御装置５（詳細は後述する）とを備えている。電力変換装置１に備えられた主回路部３は、直列接続された下アーム（第一アームの一例）３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎ及び上アーム（第二アームの一例）３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐを有するＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗを備えている。このように、電力変換装置１は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗを用いた三相電圧形電力変換器である。

主回路部３は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎの両端部のうちの上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐに接続されていない端部が互いに接続された下側中性点（第一接続部の一例）３２ｎを備えている。詳細は後述するが、下アーム３１Ｕｎ、下アーム３１Ｖｎ及び下アーム３１Ｗｎは、スター結線（Ｙ結線）されており、下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎのそれぞれの当該端部の接続部が当該スター結線の中性点になっている。

主回路部３は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐの両端部のうちの下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎに接続されていない端部が互いに接続された上側中性点（第二接続部の一例）３２ｐを備えている。詳細は後述するが、上アーム３１Ｕｐ、上アーム３１Ｖｐ及び上アーム３１Ｗｐは、スター結線（Ｙ結線）されており、上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐのそれぞれの当該端部の接続部が当該スター結線の中性点になっている。

Ｕ相レグ３１Ｕは、下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐを有している。Ｖ相レグ３１Ｖは、下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐを有している。Ｗ相レグ３１Ｗは、下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐを有している。Ｕ相レグ３１Ｕは、下アーム３１Ｕｎと上アームＵｐとの接続部に設けられた端子３１Ｕｔを介して三相電力系統２のＵ相ケーブル２２１に接続されている。Ｖ相レグ３１Ｖは、下アーム３１Ｖｎと上アームＶｐとの接続部に設けられた端子３１Ｖｔを介して三相電力系統２のＶ相ケーブル２２２に接続されている。Ｗ相レグ３１Ｗは、下アーム３１Ｗｎと上アームＷｐとの接続部に設けられた端子３１Ｗｔを介して三相電力系統２のＷ相ケーブル２２３に接続されている。

図１に示すように、Ｕ相レグ３１Ｕに設けられた下アーム３１Ｕｎは、電力変換回路セル３１１Ｕｎ１，・・・，３１１Ｕｎｘ（第一電力変換回路セルの一例）と、電力変換回路セル３１１Ｕｎ１，・・・，３１１Ｕｎｘに直列に接続された交流リアクトル３１２Ｕｎ（第一コイルの一例）とを有している。ここで、ｘは、下アーム３１Ｕｎに設けられた電力変換回路セルの個数を示している。Ｕ相レグ３１Ｕに設けられた上アーム３１Ｕｐは、電力変換回路セル３１１Ｕｐ１，・・・，３１１Ｕｐｘ（第二電力変換回路セルの一例）と、電力変換回路セル３１１Ｕｐ１，・・・，３１１Ｕｐｘに直列に接続された及び交流リアクトル３１２Ｕｐ（第二コイルの一例）とを有している。ここで、ｘは、上アーム３１Ｕｐに設けられた電力変換回路セルの個数を示している。

Ｖ相レグ３１Ｖに設けられた下アーム３１Ｖｎは、電力変換回路セル３１１Ｖｎ１，・・・，３１１Ｖｎｘ（第一電力変換回路セルの一例）と、電力変換回路セル３１１Ｖｎ１，・・・，３１１Ｖｎｘに直列に接続された交流リアクトル３１２Ｖｎ（第一コイルの一例）とを有している。ここで、ｘは、下アーム３１Ｖｎに設けられた電力変換回路セルの個数を示している。Ｖ相レグ３１Ｖに設けられた上アーム３１Ｖｐは、電力変換回路セル３１１Ｖｐ１，・・・，３１１Ｖｐｘ（第二電力変換回路セルの一例）と、電力変換回路セル３１１Ｖｐ１，・・・，３１１Ｖｐｘに直列に接続された交流リアクトル３１２Ｖｐ（第二コイルの一例）とを有している。ここで、ｘは、上アーム３１Ｖｐに設けられた電力変換回路セルの個数を示している。

Ｗ相レグ３１Ｗに設けられた下アーム３１Ｗｎは、電力変換回路セル３１１Ｗｎ１，・・・，３１１Ｗｎｘ（第一電力変換回路セルの一例）と、電力変換回路セル３１１Ｗｎ１，・・・，３１１Ｗｎｘ（第一電力変換回路セルの一例）に直列に接続された交流リアクトル３１２Ｗｎ（第一コイルの一例）とを有している。ここで、ｘは、下アーム３１Ｗｎに設けられた電力変換回路セルの個数を示している。Ｗ相レグ３１Ｗに設けられた上アーム３１Ｗｐは、電力変換回路セル３１１Ｗｐ１，・・・，３１１Ｗｐｘ（第二電力変換回路セルの一例）と、電力変換回路セル３１１Ｗｐ１，・・・，３１１Ｗｐｘに直列に接続された交流リアクトル３１２Ｗｐ（第二コイルの一例）とを有している。ここで、ｘは、上アーム３１Ｗｐに設けられた電力変換回路セルの個数を示している。

図１に示すように、Ｕ相レグ３１Ｕに設けられた下アーム３１Ｕｎにおいて、直列接続された電力変換回路セル３１１Ｕｎ１，・・・，３１１Ｕｎｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｕｎ１が交流リアクトル３１２Ｕｎに接続されている。Ｕ相レグ３１Ｕに設けられた上アーム３１Ｕｐにおいて、直列接続された電力変換回路セル３１１Ｕｐ１，・・・，３１１Ｕｐｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｕｐｘが交流リアクトル３１２Ｕｐに接続されている。交流リアクトル３１２Ｕｎ及び交流リアクトル３１２Ｕｐの接続部が端子３１Ｕｔに接続されている。交流リアクトル３１２Ｕｎ及び交流リアクトル３１２Ｕｐの接続部が端子３１Ｕｔを介して三相電力系統２のＵ相ケーブル２２１に接続されている。

Ｖ相レグ３１Ｖに設けられた下アーム３１Ｖｎにおいて、直列接続された電力変換回路セル３１１Ｖｎ１，・・・，３１１Ｖｎｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｖｎ１が交流リアクトル３１２Ｖｎに接続されている。Ｖ相レグ３１Ｖに設けられた上アーム３１Ｖｐにおいて、直列接続された電力変換回路セル３１１Ｖｐ１，・・・，３１１Ｖｐｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｖｐｘが交流リアクトル３１２Ｖｐに接続されている。交流リアクトル３１２Ｖｎ及び交流リアクトル３１２Ｖｐの接続部が端子３１Ｖｔに接続されている。交流リアクトル３１２Ｖｎ及び交流リアクトル３１２Ｖｐの接続部が端子３１Ｖｔを介して三相電力系統２のＶ相ケーブル２２２に接続されている。

Ｗ相レグ３１Ｗに設けられた下アーム３１Ｗｎにおいて、直列接続された電力変換回路セル３１１Ｗｎ１，・・・，３１１Ｗｎｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｗｎ１が交流リアクトル３１２Ｗｎに接続されている。Ｗ相レグ３１Ｗに設けられた上アーム３１Ｗｐにおいて、直列接続された電力変換回路セル３１１Ｗｐ１，・・・，３１１Ｗｐｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｗｐｘが交流リアクトル３１２Ｗｐに接続されている。交流リアクトル３１２Ｗｎ及び交流リアクトル３１２Ｗｐの接続部が端子３１Ｗｔに接続されている。交流リアクトル３１２Ｗｎ及び交流リアクトル３１２Ｗｐの接続部が端子３１Ｗｔを介して三相電力系統２のＷ相ケーブル２２３に接続されている。

図１に示すように、下アーム３１Ｕｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｕｎｘ及び上アーム３１Ｕｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｕｐ１がＵ相レグ３１Ｕの両端に配置されている。下アーム３１Ｖｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｎｘ及び上アーム３１Ｖｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｐ１がＶ相レグ３１Ｖの両端に配置されている。下アーム３１Ｗｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｎｘ及び上アーム３１Ｗｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｐ１がＷ相レグ３１Ｗの両端に配置されている。

電力変換回路セル３１１Ｕｎｘの電力変換回路セル（不図示）と接続されていない側の端部と、電力変換回路セル３１１Ｖｎｘの電力変換回路セル（不図示）と接続されていない側の端部と、電力変換回路セル３１１Ｗｎｘの電力変換回路セル（不図示）と接続されていない側の端部とが互いに接続されて下側中性点３２ｎが構成されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐ１の電力変換回路セル（不図示）と接続されていない側の端部と、電力変換回路セル３１１Ｖｐ１の電力変換回路セル（不図示）と接続されていない側の端部と、電力変換回路セル３１１Ｗｐ１の電力変換回路セル（不図示）と接続されていない側の端部とが互いに接続されて上側中性点３２ｐが構成されている。

下アーム３１Ｕｎ、下アーム３１Ｖｎ及び下アーム３１Ｗｎは、スター結線（Ｙ結線）され、上アーム３１Ｕｐ、上アーム３１Ｕｐ及び上アーム３１Ｗｐは、スター結線（Ｙ結線）されている。このため、主回路部３は、ダブルスター結線構造を有している。下側中性点３２ｎは、下アーム３１Ｕｎ、下アーム３１Ｖｎ及び下アーム３１Ｗｎが互いに結線された結線部に形成されている。上側中性点３２ｐは、上アーム３１Ｕｐ、上アーム３１Ｕｐ及び上アーム３１Ｗｐが互いに結線された結線部に形成されている。下側中性点３２ｎ及び上側中性点３２ｐは、電気的に絶縁されている。

（電力変換回路セル）
次に、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗにそれぞれ設けられた電力変換回路セルの具体的な構成について図１を参照しつつ図２を用いて説明する。Ｕ相レグ３１Ｕの下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐ並びにＷ相レグ３１Ｗの下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐのそれぞれに設けられた電力変換回路セルは、互いに同様の構成を有している。そこで、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた電力変換回路セルの具体的な構成について、下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐに設けられた電力変換回路セルを例にとって説明する。

図２は、Ｕ相レグ３１Ｕの下アーム３１Ｕｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｕｎ１，・・・，３１１Ｕｎｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）及びＵ相レグ３１Ｕの上アーム３１Ｕｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｕｐ１，・・・，３１１Ｕｐｘのうちの電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）の回路構成の一例を示す図である。

図２に示すように、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉは、直列に接続された複数（本実施形態では２個）の半導体モジュールＭａ及び半導体モジュールＭｂと、直列に接続された複数（本実施形態では２個）の半導体モジュールＭｃ及び半導体モジュールＭｄを有している。半導体モジュールＭａ及び半導体モジュールＭｂと、半導体モジュールＭｃ及び半導体モジュールＭｄとは、並列に接続されている。さらに、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉは、半導体モジュールＭａ，Ｍｂ及び半導体モジュールＭｃ，Ｍｄに並列に接続されたコンデンサＣ１を有している。本実施形態では、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉに設けられた蓄電素子は、コンデンサＣ１を有している。

半導体モジュールＭａは、半導体スイッチＱａと、半導体スイッチＱａに逆並列接続された還流用ダイオードＤａとを有している。半導体モジュールＭｂは、半導体スイッチＱｂと、半導体スイッチＱｂに逆並列接続された還流用ダイオードＤｂとを有している。半導体モジュールＭｃは、半導体スイッチＱｃと、半導体スイッチＱｃに逆並列接続された還流用ダイオードＤｃとを有している。半導体モジュールＭｄは、半導体スイッチＱｄと、半導体スイッチＱｄに逆並列接続された還流用ダイオードＤｄとを有している。

したがって、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉは、直列接続された２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂと、２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂに並列接続されたコンデンサＣ１とを有している。さらに、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉは、直列接続された２個の半導体スイッチＱｃ，Ｑｄを有している。２個の半導体スイッチＱｃ，Ｑｄは、２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂ及びコンデンサＣ１に並列に接続されている。

本実施形態では、半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄは、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）で構成されている。半導体スイッチＱａのコレクタ端子は、還流用ダイオードＤａのカソード端子、半導体スイッチＱｃのコレクタ端子及び還流用ダイオードＤｃのカソード端子に接続されている。半導体スイッチＱａのエミッタ端子は、還流用ダイオードＤａのアノード端子、半導体スイッチＱｂのコレクタ端子及び還流用ダイオードＤｂのカソード端子に接続されている。半導体スイッチＱａのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱａのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ａ}が入力され、半導体スイッチＱａのオン／オフが制御される。

半導体スイッチＱｂのエミッタ端子は、半導体スイッチＱａのエミッタ端子及び還流用ダイオードＤａのアノード端子に接続されている。半導体スイッチＱｂのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱｂのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ｂ}が入力され、半導体スイッチＱｂのオン／オフが制御される。

半導体スイッチＱｃのエミッタ端子は、還流用ダイオードＤｃのアノード端子、半導体スイッチＱｄのコレクタ端子及び還流用ダイオードＤｄのカソード端子に接続されている。半導体スイッチＱｃのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱｂのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ｃ}が入力され、半導体スイッチＱｃのオン／オフが制御される。

半導体スイッチＱｄのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱｄのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ｄ}が入力され、半導体スイッチＱｄのオン／オフが制御される。

コンデンサＣ１の一方の電極は、半導体スイッチＱａのコレクタ端子、還流用ダイオードＤａのカソード端子、半導体スイッチＱｃのコレクタ端子及び還流用ダイオードＤｃのカソード端子に接続されている。コンデンサＣ１の他方の電極は、半導体スイッチＱｂのエミッタ端子、還流用ダイオードＤｂのアノード端子、半導体スイッチＱｄのエミッタ端子及び還流用ダイオードＤｄのアノード端子に接続されている。

半導体モジュールＭａ及び半導体モジュールＭｂの接続部は、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉの端子Ｔ１に接続されている。半導体モジュールＭｃ及び半導体モジュールＭｄの接続部は、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉの端子Ｔ２に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ（ｉ＝２，３，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ１は、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ−１（ｉ＝２，３，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ２に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ（ｉ＝１，２，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ２は、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ＋１（ｉ＝１，２，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ１に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｎ１の端子Ｔ１は、交流リアクトル３１２Ｕｎの一端子に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｎｘの端子Ｔ２は、下側中性点３２ｎに接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｎｘの端子Ｔ２は、下側中性点３２ｎを介してＶ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｎｘ（図１参照）の端子Ｔ２（不図示）及びＷ相レグ３１Ｗの下アーム３１Ｗｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｎｘ（図１参照）の端子Ｔ２（不図示）に接続されている。

端子Ｔ１及び端子Ｔ２の電位差である電圧ｖ_Ｕｎｉは、端子Ｔ１の電位の方が端子Ｔ２の電位よりも高い場合を正の電圧とし、端子Ｔ１の電位の方が端子Ｔ２の電位よりも低い場合を負の電圧とする。

電力変換回路セル３１１Ｕｎｉは、コンデンサＣ１の両電極間の電圧を検出する電圧検出部３１３を有している。電圧検出部３１３は、制御装置５に接続されている。電圧検出部３１３は、検出した電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}を制御装置５に出力するように構成されている。電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}は、半導体モジュールＭａ，Ｍｃに接続された一方の電極の電位の方が半導体モジュールＭｂ，Ｍｄに接続された他方の電極の電位よりも高い場合を正の電圧とし、当該一方の電極の電位の方が当該他方の電極の電位よりも低い場合を負の電圧とする。

図２に示すように、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉは、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉと同様の構成を有している。このため、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉに関し、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉと同様の作用・機能を有する構成要素には、同一の符号を付して説明を省略する。

電力変換回路セル３１１Ｕｐｉは、直列接続された２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂと、２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂに並列接続されたコンデンサＣ１とを有している。さらに、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉは、直列接続された２個の半導体スイッチＱｃ，Ｑｄを有している。２個の半導体スイッチＱｃ，Ｑｄは、２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂ及びコンデンサＣ１に並列に接続されている。本実施形態では、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉに設けられた蓄電素子は、コンデンサＣ１を有している。

半導体スイッチＱａのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱａのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ａ}が入力され、半導体スイッチＱａのオン／オフが制御される。半導体スイッチＱｂのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱｂのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｂ}が入力され、半導体スイッチＱｂのオン／オフが制御される。半導体スイッチＱｃのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱｃのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｃ}が入力され、半導体スイッチＱｃのオン／オフが制御される。半導体スイッチＱｄのゲート端子は、制御装置５に接続されている。これにより、半導体スイッチＱｄのゲート端子には制御装置５から出力されるゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｄ}が入力され、半導体スイッチＱｄのオン／オフが制御される。

電力変換回路セル３１１Ｕｐｉに設けられた半導体モジュールＭａ及び半導体モジュールＭｂの接続部は、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉの端子Ｔ１に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐｉに設けられた半導体モジュールＭｃ及び半導体モジュールＭｄの接続部は、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉの端子Ｔ２に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ（ｉ＝２，３，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ１は、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ−１（ｉ＝２，３，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ２に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ（ｉ＝１，２，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ２は、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ＋１（ｉ＝１，２，・・・，ｘ−１）の端子Ｔ１に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐｘの端子Ｔ２は、交流リアクトル３１２Ｕｐの他端子に接続されている。なお、交流リアクトル３１２Ｕｐの一端子は、交流リアクトル３１２Ｕｎの他端子に接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐ１の端子Ｔ１は、上側中性点３２ｐに接続されている。電力変換回路セル３１１Ｕｐ１の端子Ｔ１は、上側中性点３２ｐを介してＶ相レグ３１Ｖの上アーム３１Ｖｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｐ１（図１参照）の端子Ｔ１（不図示）及びＷ相レグ３１Ｗの上アーム３１Ｗｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｐ１（図１参照）の端子Ｔ１（不図示）に接続されている。

電力変換回路セル３１１Ｕｐｉの端子Ｔ１及び端子Ｔ２の電位差である電圧ｖ_Ｕｐｉは、端子Ｔ１の電位の方が端子Ｔ２の電位よりも高い場合を正の電圧とし、端子Ｔ１の電位の方が端子Ｔ２の電位よりも低い場合を負の電圧とする。

電力変換回路セル３１１Ｕｐｉに設けられた電圧検出部３１３は、検出した電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}を制御装置５に出力するように構成されている。電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}は、半導体モジュールＭａ，Ｍｃに接続された一方の電極の電位の方が半導体モジュールＭｂ，Ｍｄに接続された他方の電極の電位よりも高い場合を正の電圧とし、当該一方の電極の電位の方が当該他方の電極の電位よりも低い場合を負の電圧とする。

本実施形態において、各アームに設けられる電力変換回路セルの直列数は、電力変換装置１の装置仕様の１つである最大出力電圧に応じて決定される。したがって、電力変換装置１は、アームごとに電力変換回路セルを１個又は複数個（２個以上）有していてもよい。また、本実施形態では、電力変換回路セルは、２レベル型のフルブリッジ変換器セルの回路構成を有しているが、両極性の電圧を出力可能であれば他の型（例えば中性点クランプ３レベル型のフルブリッジ変換器セル等）でもよい。

（制御装置）
次に、電力変換装置１に備えられて半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄを制御する制御装置（制御部の一例）５について、図１及び図２を参照しつつ図３から図６を用いて説明する。制御装置５を説明するに当たって、電力変換装置１の各部の電圧及び電流を定義する。図３は、電力変換装置１に備えられた主回路部３が簡易等価回路で図示されるとともに、各部の電圧及び電流を示している。また、図３では、制御装置５の図示が省略されている。以下の説明では、簡単化のため、半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄを制御するゲートパルス信号を生成するためのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）によって発生する高調波の影響は無視する。また、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐは、指令値どおりの電圧成分及び電流成分のみを出力すると仮定する。

図３に示すように、三相電力系統２に関する系統電圧及び系統電流を以下のとおりとする。各相の系統電流の極性は、三相電力系統２から電力変換装置１に向かって流れる電流を正とし、電力変換装置１から三相電力系統２に向かって流れる電流を負とする。
ｖ_ｕ：Ｕ相交流電源２１１が出力する系統電圧
ｖ_ｖ：Ｖ相交流電源２１２が出力する系統電圧
ｖ_ｗ：Ｗ相交流電源２１３が出力する系統電圧
ｉ_ｕ：Ｕ相交流電源２１１からＵ相レグ３１Ｕに流入する系統電流
ｉ_ｖ：Ｖ相交流電源２１２からＶ相レグ３１Ｖに流入する系統電流
ｉ_ｗ：Ｗ相交流電源２１３からＷ相レグ３１Ｗに流入する系統電流

Ｕ相レグ３１Ｕに設けられた下アーム（以下、「Ｕ相の下アーム」と称する場合がある）３１Ｕｎ及び上アーム（以下、「Ｕ相の上アーム」と称する場合がある）３１Ｕｐのそれぞれの両端電圧（出力電圧）を以下のとおりとする。また、Ｖ相レグ３１Ｖに設けられた下アーム（以下、「Ｖ相の下アーム」と称する場合がある）３１Ｖｎ及び上アーム（以下、「Ｖ相の上アーム」と称する場合がある）３１Ｖｐのそれぞれの両端電圧（出力電圧）を以下のとおりとする。さらに、Ｗ相レグ３１Ｗに設けられた下アーム（以下、「Ｗ相の下アーム」と称する場合がある）３１Ｗｎ及び上アーム（以下、「Ｗ相の上アーム」と称する場合がある）３１Ｗｐのそれぞれの両端電圧（出力電圧）を以下のとおりとする。
ｖ_Ｕｎ：Ｕ相の下アーム３１Ｕｎの両端電圧
ｖ_Ｕｐ：Ｕ相の上アーム３１Ｕｐの両端電圧
ｖ_Ｖｎ：Ｖ相の下アーム３１Ｖｎの両端電圧
ｖ_Ｖｐ：Ｖ相の上アーム３１Ｖｐの両端電圧
ｖ_Ｗｎ：Ｗ相の下アーム３１Ｗｎの両端電圧
ｖ_Ｗｐ：Ｗ相の上アーム３１Ｗｐの両端電圧

Ｕ相の下アーム３１Ｕｎ、Ｕ相の上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎ、Ｖ相の上アーム３１Ｖｐ、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎ及びＷ相の上アーム３１Ｗｐのそれぞれの一端子から他端子に流れる出力電流を以下のとおりとする。各アームの出力電流の極性は、電力変換回路セルの端子Ｔ１から端子Ｔ２（図２参照）に向かって流れる電流を正とし、端子Ｔ２から端子Ｔ１に向かって流れる電流を負とする。
ｉ_Ｕｎ：Ｕ相の下アーム３１Ｕｎの出力電流
ｉ_Ｕｐ：Ｕ相の上アーム３１Ｕｐの出力電流
ｉ_Ｖｎ：Ｖ相の下アーム３１Ｖｎの出力電流
ｉ_Ｖｐ：Ｖ相の上アーム３１Ｖｐの出力電流
ｉ_Ｗｎ：Ｗ相の下アーム３１Ｗｎの出力電流
ｉ_Ｗｐ：Ｗ相の上アーム３１Ｗｐの出力電流

Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ、Ｗ相レグ３１Ｗのそれぞれを循環する循環電流を以下のとおりとする。各レグにおける循環電流の極性は、上アームから下アームに向かって流れる電流を正とし、下アームから上アームに向かって流れる電流を負とする。
ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}：Ｕ相レグ３１Ｕを循環する循環電流
ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}：Ｖ相レグ３１Ｖを循環する循環電流
ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}：Ｗ相レグ３１Ｗを循環する循環電流

下側中性点３２ｎの電位と接地電位との電位差である零相電圧と、上側中性点３２ｐの電位と接地電位との電位差である零相電圧とを以下のとおりとする。
ｖ_Ｚｎ：下側中性点３２ｎの零相電圧
ｖ_Ｚｐ：上側中性点３２ｐの零相電圧

Ｕ相の下アーム３１Ｕｎに設けられた交流リアクトル３１２Ｕｎ、Ｕ相の上アーム３１Ｕｐに設けられた交流リアクトル３１２Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎに設けられた交流リアクトル３１２Ｖｎ、Ｖ相の上アーム３１Ｖｐに設けられた交流リアクトル３１２Ｖｐ、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎに設けられた交流リアクトル３１２Ｗｎ及びＷ相の上アーム３１Ｗｐに設けられた交流リアクトル３１２Ｗｐのそれぞれで発生する誘起電圧を以下のとおりとする。
ｖ_Ｌ＿Ｕｎ：交流リアクトル３１２Ｕｎの誘起電圧
ｖ_Ｌ＿Ｕｐ：交流リアクトル３１２Ｕｐの誘起電圧
ｖ_Ｌ＿Ｖｎ：交流リアクトル３１２Ｖｎの誘起電圧
ｖ_Ｌ＿Ｖｐ：交流リアクトル３１２Ｖｐの誘起電圧
ｖ_Ｌ＿Ｗｎ：交流リアクトル３１２Ｗｎの誘起電圧
ｖ_Ｌ＿Ｗｐ：交流リアクトル３１２Ｗｐの誘起電圧

各アームの電力変換回路セルに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値は、以下のとおりとする。
ｖ_Ｃ＿Ｕｎ：Ｕ相レグ３１Ｕの下アーム３１Ｕｎにおけるコンデンサの電圧平均値
ｖ_Ｃ＿Ｕｐ：Ｕ相レグ３１Ｕの上アーム３１Ｕｐにおけるコンデンサの電圧平均値
ｖ_Ｃ＿Ｖｎ：Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎにおけるコンデンサの電圧平均値
ｖ_Ｃ＿Ｖｐ：Ｖ相レグ３１Ｖの上アーム３１Ｖｐにおけるコンデンサの電圧平均値
ｖ_Ｃ＿Ｗｎ：Ｗ相レグ３１Ｗの下アーム３１Ｗｎにおけるコンデンサの電圧平均値
ｖ_Ｃ＿Ｗｐ：Ｗ相レグ３１Ｗの上アーム３１Ｗｐにおけるコンデンサの電圧平均値

図１に示すように、これらの電圧及び電流のうち、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは電圧検出部（不図示）、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及び出力電流ｉ_Ｕｎ，ｉ_Ｕｐ，ｉ_Ｖｎ，ｉ_Ｖｐ，ｉ_Ｗｎ，ｉ_Ｗｐは電流検出部（不図示）で検出されて制御装置５に入力されるようになっている。さらに、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ，３１１Ｕｐｉ，３１１Ｖｎｉ，３１１Ｖｐｉ，３１１Ｗｎｉ，３１１Ｗｐｉのそれぞれに設けられたコンデンサＣ１の電圧Ｖ_{Ｃ＿Ｕｎｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｕｐｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｖｎｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｖｐｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｗｎｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｗｐｉ}は、電圧検出部３１３（図２参照）で検出されて制御装置５に入力されるようになっている。
系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを検出する電圧検出部、出力電流ｉ_Ｕｎ，ｉ_Ｕｐ，ｉ_Ｖｎ，ｉ_Ｖｐ，ｉ_Ｗｎ，ｉ_Ｗｐを検出する電流検出部及び電圧検出部３１３は、蓄電素子の蓄積エネルギー又は当該蓄積エネルギーに準ずる量を検出する検出部に相当する。詳細は後述するが、本実施形態では、電圧検出部３１３は、例えば蓄積エネルギーに準ずる量としてコンデンサＣ１の電圧Ｖ_{Ｃ＿Ｕｎｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｕｎｐ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｖｎｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｖｎｐ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｗｎｉ}，Ｖ_{Ｃ＿Ｗｐｉ}を検出する。制御装置５は、主回路部３から入力されるこれらの電流及び電圧に基づいてアーム間の電力が平衡になるように半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄを制御するように構成されている。

具体的には、図４に示すように、制御装置５は、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ（第一電圧の一例）及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐ（第二電圧の一例）のそれぞれに含まれる同一の電圧成分を調整してＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれの間で流入出する第一零相電力（第一電力の一例）を制御するレグ間電力平衡化制御部（電力制御部の一例）５ａを有している。第一零相電力は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれと三相電力系統２との間に流れる系統電流（電流の一例）及び当該電圧成分によって発生する電力である。

また、制御装置５は、Ｕ相レグ３１Ｕの下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐの両端電圧のアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}、Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐの両端電圧のアーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}、並びにＷ相レグ３１Ｗの下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐの両端電圧のアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}、を生成する電流調整部５ｂを有している。また、制御装置５は、ゲートパルス信号を生成するゲートパルス信号生成部５ｃを有している。また、制御装置５は、キャリア波を生成するキャリア波生成部５ｄを有している。

レグ間電力平衡化制御部５ａは、Ｕ相レグ３１Ｕに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値並びにＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値の差分と、Ｖ相レグ３１Ｖに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値並びにＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値の差分と、Ｗ相レグ３１Ｗに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値並びにＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値の差分との平衡（バランス）が維持されるように制御するコンデンサ電圧平衡化制御部５１を有している。

レグ間電力平衡化制御部５ａは、Ｕ相レグ３１Ｕの下アームＵｎの両端電圧ｖ_Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐの両端電圧ｖ_Ｕｐ、Ｖ相レグ３１Ｖの下アームＶｎの両端電圧ｖ_Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐの両端電圧ｖ_Ｖｐ、並びにＷ相レグ３１Ｗの下アームＷｎの両端電圧ｖ_Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐの両端電圧ｖ_Ｗｐのそれぞれの指令値を生成するアーム電圧指令値生成部５２を有している。

コンデンサ電圧平衡化制御部５１は、Ｕ相レグ３１Ｕの下アームＵｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧の平均値（電圧平均値）及び上アーム３１Ｕｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値の平均値と、主回路部３に設けられた全てのコンデンサＣ１の電圧平均値との差分であるコンデンサ電圧平均差分値を検出するコンデンサ電圧平均差分検出部５１１を有している。主回路部３に設けられた全てのコンデンサＣ１の電圧平均値は、Ｕ相レグ３１Ｕの下アームＵｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値、Ｕ相レグ３１Ｕの上アーム３１Ｕｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値、Ｖ相レグ３１Ｖの下アームＶｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値、Ｖ相レグ３１Ｖの上アーム３１Ｖｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値、Ｗ相レグ３１Ｗの下アームＷｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値及びＷ相レグ３１Ｗの上アーム３１Ｗｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値の平均値である。

コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、Ｖ相レグ３１Ｖの下アームＶｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値及び上アーム３１Ｖｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値の平均値と、主回路部３に設けられた全てのコンデンサＣ１の電圧平均値との差分も検出するように構成されている。さらに、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、Ｗ相レグ３１Ｗの下アームＷｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値及び上アーム３１Ｗｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧平均値の平均値と、主回路部３に設けられた全てのコンデンサＣ１の電圧平均値との差分も検出するように構成されている。

また、コンデンサ電圧平衡化制御部５１は、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐのそれぞれに含まれる同一の電圧成分を調整してコンデンサ電圧平均差分検出部５１１で検出されたコンデンサ電圧平均差分値を抑制する電圧抑制部５１２を有している。

レグ間電力平衡化制御部５ａ、電流調整部５ｂ、ゲートパルス信号生成部５ｃ及びキャリア波生成部５ｄなどの詳細については後述する。

次に、制御装置５に設けられたレグ間電力平衡化制御部５ａの機能について、まず、数式によって説明し、次いで当該機能が発揮される構成についてブロック図を用いて説明する。

ここで、一例としてＵ相の下アーム３１Ｕｎに着目する。Ｕ相の下アーム３１Ｕｎの両端電圧ｖ_Ｕｎは、交流リアクトル３１２Ｕｎの両端電圧をｖ_Ｌ＿Ｕｎとすると、以下の式（１）によって定義することができる。

また、Ｕ相の下アームのコンデンサＣ１の電圧平均値ｖ_ｃ＿Ｕｐは、以下の式（２）によって定義することができる。

式（１）及び式（２）中の「ｉ」は自然数である。また、Ｕ相の上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐ並びにＷ相の下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐの両端電圧ｖ_Ｕｐ，ｖ_Ｖｎ，ｖ_Ｖｐ，ｖ_Ｗｎ，ｖ_Ｗｐは、式（１）と同様に定義できる。また、Ｕ相の上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐ並びにＷ相の下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１ＷｐのコンデンサＣ１の電圧平均値ｖ_Ｃ＿Ｕｐ，ｖ_Ｃ＿Ｖｎ，ｖ_Ｃ＿Ｖｐ，ｖ_Ｃ＿Ｗｎ，ｖ_Ｃ＿Ｗｐは、式（１）と同様に定義できる。

Ｕ相レグ３１Ｕを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}、Ｖ相レグ３１Ｖを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}及びＷ相レグ３１Ｗを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}には、以下の式（３）に示す制約がある。

Ｕ相レグ３１ＵにおけるコンデンサＣ１の電圧平均値及び主回路部３の全体におけるコンデンサＣ１の電圧平均値の差分であるコンデンサ電圧平均差分値ｖ_Ｃ＿Ｕは、以下の式（４）によって定義することができる。また、Ｖ相レグ３１ＶにおけるコンデンサＣ１の電圧平均値及び主回路部３の全体におけるコンデンサＣ１の電圧平均値の差分であるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｖは、以下の式（５）によって定義することができる。さらに、Ｗ相レグ３１ＷにおけるコンデンサＣ１の電圧平均値及び主回路部３の全体におけるコンデンサＣ１の電圧平均値の差分であるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｗは、以下の式（６）によって定義することができる。

式（４）から式（６）において、右辺の第１項は、各レグにおけるコンデンサＣ１の電圧平均値、すなわち上アーム及び下アームのそれぞれのコンデンサＣ１の電圧平均値の平均値を示している。また、式（４）から式（６）において、右辺の第２項は、主回路部３の全体におけるコンデンサＣ１の電圧平均値、すなわち、主回路部３に設けられた全ての上アーム及び下アームのそれぞれのコンデンサＣ１の電圧平均値の平均値を示している。

式（４）から式（６）に示す各レグにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｕ，Δｖ_Ｃ＿Ｖ，Δｖ_Ｃ＿Ｗは、３相２相座標変換をすることによって、便宜的に式（７）に示すように、コンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿β，Δｖ_Ｃ＿０と表記することができる。

電力変換装置１では、三相平衡電力を出力している条件かつ電力変換装置１を構成する使用部品の特性にばらつきがない理想条件では、各レグにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿β，Δｖ_Ｃ＿０はゼロとなる。しかしながら、例えば三相電力系統２が故障し、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが三相不平衡になっている条件で、電力変換装置１の運転を継続する場合、電力変換装置１は三相不平衡電力を出力することになる。系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが三相不平衡になっている条件では、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗの間でコンデンサＣ１の両電極間の電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}が不平衡状態になる（アンバランスしてしまう）。したがって、各レグにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｕ，Δｖ_Ｃ＿Ｖ，Δｖ_Ｃ＿Ｗを電力変換装置１の仕様で規定された範囲内に抑える必要がある。本実施形態による電力変換装置１は、三相不平衡電力を出力する条件であっても、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βを所定の範囲内に抑えることが可能であり、安定して運転を継続することができる。当該所定の範囲内は例えば、コンデンサＣ１の両電極間の電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}の絶対最大定格の１％から２％の範囲内である。

そこで、本実施形態による電力変換装置１は、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐのそれぞれに含まれる同一の電圧成分を活用するように構成されている。これにより、電力変換装置１は、三相電力系統２が故障し、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが三相不平衡に陥っても、安定して運転を継続することができる。

表１は、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐ並びにＷ相の下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐが出力可能な両端電圧（出力電圧）、出力電流及び出力電力を示す一覧表である。

表１において、各アームが出力可能な出力電力は、以下のとおりとする。
ｐ_Ｕｎ：Ｕ相の下アーム３１Ｕｎの出力電力
ｐ_Ｕｐ：Ｕ相の上アーム３１Ｕｐの出力電力
ｐ_Ｖｎ：Ｖ相の下アーム３１Ｖｎの出力電力
ｐ_Ｖｐ：Ｖ相の上アーム３１Ｖｐの出力電力
ｐ_Ｗｎ：Ｗ相の下アーム３１Ｗｎの出力電力
ｐ_Ｗｐ：Ｖ相の上アーム３１Ｖｐの出力電力

Ｕ相レグ３１Ｕから三相電力系統２に流入する流入電力をΔｐ_＿Ｕとし、Ｖ相レグ３１Ｖから三相電力系統２に流入する流入電力をΔｐ_＿Ｖとし、Ｗ相レグ３１Ｗから三相電力系統２に流入する流入電力をΔｐ_＿Ｗとすると、それぞれの流入電力Δｐ_＿Ｕ，Δｐ_＿Ｖ，Δｐ_＿Ｗは、以下の式（８）のように定義できる。

ここで、式（８）の右辺の第１項は、電力変換装置１と三相電力系統２との間で流入出する電力である。式（８）の右辺の第１項のそれぞれは、電力変換装置１が正相無効電力を出力している条件では、系統周波数の２倍の脈動があるものの、時間累積を行うとゼロとなる。しかしながら、三相電力系統２の故障時に電力変換装置１が運転を継続して逆相無効電力を出力している条件では、式（８）の右辺の第一項のそれぞれは、時間累積を行うと有限の値を持つ。この有限の値は、単位がジュール（Ｊ）であり、エネルギー値である。すなわち、三相電力系統２の故障時に電力変換装置１が運転を継続すると、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗの間で、コンデンサＣ１の電圧が不平衡状態（アンバランス）になる。そこで、式（８）の右辺の第２項の零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎ及び式（８）の右辺の第３項の循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の値を調整することによって第２項及び第３項の値を調整し、流入電力Δｐ_＿Ｕ，Δｐ_＿Ｖ，Δｐ_＿Ｗの不平衡状態を抑制することができる。本実施形態による電力変換装置１は、式（８）の右辺の第２項の値を調整して、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗの間のコンデンサ電圧（レグ間コンデンサ電圧）の不平衡状態（すなわち流入電力Δｐ_＿Ｕ，Δｐ_＿Ｖ，Δｐ_＿Ｗの不平衡状態）を制御する点に特徴を有している。

Ｕ相レグ３１Ｕの流入電力をΔｐ_＿Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖの流入電力をΔｐ_＿Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗの流入電力をΔｐ_＿Ｗは、３相２相座標変換することにより、便宜的に式（９）のよう表記することができる。

本実施形態では、式（８）の右辺の第２項、すなわち下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐ並びに三相電力系統２からＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗに流入する系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗによって発生する第一零相電力によって、各レグにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿β，Δｖ_Ｃ＿０が平衡化（バランス）される。電力変換装置１は、制御装置５のレグ間電力平衡化制御部５ａに設けられたコンデンサ電圧平衡化制御部５１において、各レグにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿β，Δｖ_Ｃ＿０を平衡（バランス）するようになっている。電力変換装置１は、各レグにおけるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｕ，Δｖ_Ｃ＿Ｖ，Δｖ_Ｃ＿Ｗを所定の範囲内に抑えることによって、レグ間の電力バランスを制御することができる。

具体的には、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの角周波数をω_Ｓ、正相成分の実効値をＶ_Ｓ＿ｐ、逆相成分の実効値をＶ_Ｓ＿ｎ及び逆相成分の位相差をΦ_ｖｎとおくと、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは、以下の式（１０）として定義することができる。

三相電力系統２に故障が発生していない条件では、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎはゼロである。しかしながら、単相地絡や二相短絡といった三相不平衡になる系統故障が三相電力系統２に発生すると、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎは有限値を持つことになる。

系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値をＩ_Ｓ、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの位相に対する位相差をΦ_ｐｆとおくと、電力変換装置１に流入する系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、以下の式（１１）として定義することができる。本実施形態による電力変換装置１が無効電力補償装置として動作させることを想定されている場合には、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの位相差Φ_ｐｆは、±π／２のどちらかをとることになる。

電力変換装置１に注入する上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐ及び下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎそれぞれの系統電圧ｖ_ｕに対する位相差をΦ_ｚとおき、実効値をＶ_ｚとおくと、零相電圧ｖ_Ｚｐ及び零相電圧ｖ_Ｚｎは、以下の式（１２）として定義することができる。実効値Ｖ_ｚは、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎのそれぞれに含まれる同一の電圧成分に相当する。

式（１０）、式（１１）及び式（１２）を式（９）に代入すると、流入電力Δｐ_＿αの直流成分ΔＰ_＿α及び流入電力Δｐ_＿βの直流成分ΔＰ_＿βは、以下の式（１３）のように定まる。

式（１３）に示すように、本実施形態による電力変換装置１は、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚを調整し、無効電力を制御して系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの正相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｐを調整することによって、レグ間の流入電力Δｐ_＿α，ｐ_＿βの差、すなわちレグ間のコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｕ，Δｖ_Ｃ＿Ｖ，Δｖ_Ｃ＿Ｗを所定の範囲内に抑えることができる。

次に、本実施形態による電力変換装置１に備えられた制御装置５の制御ブロックについて、図４から図６を用いて説明する。

図４に示すように、レグ間電力平衡化制御部５ａのコンデンサ電圧平衡化制御部５１に設けられたコンデンサ電圧平均差分検出部５１１には、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎの電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた電圧検出部３１３（図２参照）で検出された電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}が入力される。また、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１には、Ｕ相の上アーム３１Ｕｐの電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた電圧検出部３１３（図２参照）で検出された電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}が入力される。また、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１には、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎの電力変換回路セル３１１Ｖｎｉ及び上アーム３１Ｖｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｐｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた電圧検出部３１３で検出された電圧ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}が入力される。さらに、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１には、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎの電力変換回路セル３１１Ｗｎｉ及び上アーム３１Ｗｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｐｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた電圧検出部３１３で検出された電圧ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}が入力される。

コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、電圧検出部３１３から入力される電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}及び電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}を用いて、式（２）に基づく演算を実行し、下アーム３１Ｕｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}の平均値と、上アーム３１Ｕｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}の平均値とを算出する。また、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、電圧検出部３１３から入力される電圧ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}及び電圧ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}を用いて、式（２）に基づく演算を実行し、下アーム３１Ｖｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}の平均値と、上アーム３１Ｖｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}の平均値とを算出する。また、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、電圧検出部３１３から入力される電圧ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}及び電圧ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}を用いて、式（２）に基づく演算を実行し、下アーム３１Ｗｎに設けられたコンデンサＣ１の電圧ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}の平均値と、上アーム３１Ｗｐに設けられたコンデンサＣ１の電圧ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}の平均値とを算出する。さらに、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、電圧検出部３１３から入力される電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}を用いて、主回路部３に設けられた全てのコンデンサＣ１の電圧平均値を算出する。

コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、算出したこれらの平均値を用いて、式（４）から式（６）に基づく演算を実行し、コンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｕ，Δｖ_Ｃ＿Ｖ，Δｖ_Ｃ＿Ｗを算出する。さらに、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、算出したこれらの平均値を用いて、式（７）に基づく演算を実行し、３相２相座標変換されたコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿β，Δｖ_Ｃ＿０を算出する。コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、算出したコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βを電圧抑制部５１２に出力する。このように、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、電圧検出部３１３から入力される電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}を用いてコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βを検出し、検出したコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βを電圧抑制部５１２に出力するように構成されている。

図５に示すように、コンデンサ電圧平衡化制御部５１に設けられた電圧抑制部５１２は、フィードバック部５１２ＦＢと、フィードフォワード部５１２ＦＦとを有している。フィードバック部５１２ＦＢは、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１から入力されるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βに基づいて、上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐ及び下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎの指令値を生成するように構成されている。フィードフォワード部５１２ＦＦは、逆相電圧成分によって発生するレグ間の出力電力の不平衡状態を、レグ間のコンデンサ電圧が不平衡状態（アンバランス）になる前に補正するように構成されている。

図５に示すように、電圧抑制部５１２に設けられたフィードバック部５１２ＦＢは、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１（図４参照）から出力されたコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿αが入力される低域通過フィルタ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）５１２ＦＢａを有している。また、フィードバック部５１２ＦＢは、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１から出力されたコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿αが入力される低域通過フィルタ５１２ＦＢｆを有している。電圧検出部３１３が検出する電圧ｖ_{ｃ＿Ｕｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｕｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｖｐｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｎｉ}，ｖ_{ｃ＿Ｗｐｉ}には、Ｕ相交流電源２１１、Ｖ相交流電源２１２及びＷ相交流電源２１３（図１参照）からそれぞれ出力される交流電源の周波数の２倍成分の脈動が重畳されている。このため、電力変換装置１は、当該脈動が上下アームのコンデンサ電圧の平衡化制御に影響を与えないように、当該脈動を減衰させる目的で低域通過フィルタ５１２ＦＢａ，５１２ＦＢｆが設けられている。

フィードバック部５１２ＦＢは、低域通過フィルタ５１２ＦＢａを通過してコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿αから高周波の脈動が除去されたコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αの極性を反転させた信号が入力される加算部５１２ＦＢｂを有している。加算部５１２ＦＢｂには、０ボルトの電圧（例えばグランドと同電位の電圧）も入力されるように構成されている。加算部５１２ＦＢｂは、０ボルトの直流信号と極性反転されたコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αの信号とを加算、すなわち０ボルトの直流信号からコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αの信号を減算した信号を出力するように構成されている。

フィードバック部５１２ＦＢは、加算部５１２ＦＢｂに接続されたＰＩ制御部５１２ＦＢｃを有している。ＰＩ制御部５１２ＦＢｃは、加算部５１２ＦＢｂから入力される信号に比例積分制御を施すように構成されている。ＰＩ制御部５１２ＦＢｃにおいて施される比例演算には、加算部５１２ＦＢｂでの加算結果の単位を電圧から電力に変換するパラメータが含まれている。これにより、ＰＩ制御部５１２ＦＢｃは、流入電力Δｐ_＿αの直流成分ΔＰ_＿αの指令値である直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}を出力することができる。直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}は、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αをゼロに近づけるための指令値である。

フィードバック部５１２ＦＢは、低域通過フィルタ５１２ＦＢｆを通過してコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿βから高周波の脈動が除去されたコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βの極性を反転させた信号が入力される加算部５１２ＦＢｇを有している。加算部５１２ＦＢｇには、０ボルトの電圧（例えばグランドと同電位の電圧）も入力されるように構成されている。加算部５１２ＦＢｇは、０ボルトの直流信号と極性反転されたコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βの信号とを加算、すなわち０ボルトの直流信号からコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βの信号を減算した信号を出力するように構成されている。

フィードバック部５１２ＦＢは、加算部５１２ＦＢｇに接続されたＰＩ制御部５１２ＦＢｈを有している。ＰＩ制御部５１２ＦＢｈは、加算部５１２ＦＢｇから入力される信号に比例積分制御を施すように構成されている。ＰＩ制御部５１２ＦＢｈにおいて施される比例演算には、加算部５１２ＦＢｇでの加算結果の単位を電圧から電力に変換するパラメータが含まれている。これにより、ＰＩ制御部５１２ＦＢｈは、流入電力Δｐ_＿βの直流成分ΔＰ_＿βの指令値である直流成分指令値Ｐ_{β＿ｒｅｆ}を出力することができる。直流成分指令値Ｐ_{β＿ｒｅｆ}は、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βをゼロに近づけるための指令値である。

図５に示すように、フィードバック部５１２ＦＢは、ＰＩ制御部５１２ＦＢｃから出力される直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}と、ＰＩ制御部５１２ＦＢｈから出力される直流成分指令値Ｐ_{β＿ｒｅｆ}とが入力されて第一零相電力の振幅を演算する振幅演算部５１２ＦＢｄを有している。振幅演算部５１２ＦＢｄは、直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}の自乗と直流成分指令値Ｐ_{β＿ｒｅｆ}の自乗との和の平方根によって第一零相電力の振幅を算出する。

フィードバック部５１２ＦＢは、振幅演算部５１２ＦＢｄから出力された第一零相電力の振幅の信号を系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値Ｉ_Ｓの極性を反転させた信号で除算する除算部５１２ＦＢｅを有している。除算部５１２ＦＢｅは、振幅演算部５１２ＦＢｄから出力された第一零相電力の振幅の信号を系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値Ｉ_Ｓの極性を反転させた信号（負極性の信号）で除算することによって、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚの信号の極性を反転させた信号（負極性の信号）を算出することができる。電圧抑制部５１２は、振幅演算部５１２ＦＢｄ及び除算部５１２ＦＢｅによって、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎのそれぞれに含まれる同一の電圧成分に相当する零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚを抽出することができる。

フィードバック部５１２ＦＢは、低域通過フィルタ５１２ＦＢａから出力されるコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αと、低域通過フィルタ５１２ＦＢｆから出力されるコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βとが入力されて流入電力Δｐ_＿α，Δｐ_＿βの直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}，Ｐ_{β＿ｒｅｆ}の位相差を演算する位相差演算部５１２ＦＢｉを有している。ここで、流入電力Δｐ_＿α，ｐ_＿βの直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}，Ｐ_{β＿ｒｅｆ}の位相差は、Ｕ相の系統電圧ｖ_ｕの位相に対する流入電力Δｐ_＿α，ｐ_＿βの直流成分指令値Ｐ_{α＿ｒｅｆ}，Ｐ_{β＿ｒｅｆ}の位相の差である。位相差演算部５１２ＦＢｉは、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αに対するコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βの比を演算する演算部５１２ＦＢｉ−１を有している。位相差演算部５１２ＦＢｉは、演算部５１２ＦＢｉ−１から入力される演算結果の正接（タンジェント）の逆関数（アークタンジェント）を演算して第一零相電力の位相の指令値を算出する算出部５１２ＦＢｉ−２を有している。零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎは、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿α，ΔＶ_Ｃ＿βと同位相である。このため、第一零相電力の位相の指令値は、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿α，ΔＶ_Ｃ＿βを用いて算出することができる。

フィードバック部５１２ＦＢは、位相差演算部５１２ＦＢｉから入力される第一零相電力の位相の指令値の信号の極性を反転させた信号（負極性の信号）と、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの位相差Φ_ｐｆの信号とを加算する加算部５１２ＦＢｊを有している。すなわち、加算部５１２ＦＢｊは、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの位相差Φ_ｐｆから第一零相電力の位相を減算するのと等価の演算を実行する。これにより、加算部５１２ＦＢｊは、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに対する第一零相電力の位相差、すなわち系統電圧ｖ_ｕに対する零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの位相差Φ_ｚを算出する。

フィードバック部５１２ＦＢは、除算部５１２ＦＢｅから出力される零相電圧の実効値Ｖ_ｚの極性を反転させた信号（負極性の信号）と、加算部５１２ＦＢｊから出力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの位相差Φ_ｚの信号とが入力される零相電圧演算部５１２ＦＢｋを有している。零相電圧演算部５１２ＦＢｋは、式（１２）で表される演算を実行して零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値を出力するように構成されている。零相電圧演算部５１２ＦＢｋに入力される値は、コンデンサ電圧平均差分値に基づいている。このため、零相電圧演算部５１２ＦＢｋが出力する零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値は、現在のコンデンサ電圧平均差分値が小さくなるように補正するための補正値になる。

図５に示すように、電圧抑制部５１２に設けられたフィードフォワード部５１２ＦＦは、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎ及び系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値Ｉ_Ｓを乗算した値を√３で除算し且つ−１を乗算した値の信号を系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値Ｉ_Ｓの信号の極性を反転させた信号（負極性の信号）で除算する除算部５１２ＦＦａを有している。Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗに設けられたコンデンサＣ１の電圧の不平衡状態に対して逆方向に電力を制御（例えば、コンデンサＣ１の電圧が高い場合にはコンデンサＣ１を放電する方向に電力を制御）するために、除算部５１２ＦＦａの一方に−１を乗算した値が入力される。除算部５１２ＦＦａは、入力される２つの信号を演算して、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚを出力する。

フィードフォワード部５１２ＦＦは、除算部５１２ＦＦａから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚの信号と、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの位相差Φ_ｚの信号とが入力される零相電圧演算部５１２ＦＦｂを有している。零相電圧演算部５１２ＦＦｂに入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの位相差Φ_ｚの信号は、式（１１）の右辺の第１項、すなわち、逆相電圧の影響により発生する電力の不平衡（アンバランス）を打ち消す値に設定されている。すなわち、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの位相差Φ_ｚは、式（１３）の右辺の第２項が式（１３）の右辺の第１項と１８０度反転した値であり、「Φ_ｚ＝２×Φ_ｐｆ−Φ_ｖｎ」となる。ここで、Φ_ｖｎは、Ｕ相レグ３１Ｕの正相電圧の位相を基準にした場合の逆相電圧の位相差である。零相電圧演算部５１２ＦＦｂは、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚの信号及び零相電圧ｖ_Ｚｐの位相差Φ_ｚの信号を用いて、式（１２）で表される演算を実行するように構成されている。

電力変換装置１では、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎが判ると、レグ間に生じるコンデンサＣ１の電圧の不平衡状態の程度が予測できる。系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎ、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値Ｉ_Ｓ、系統電流ｉ_ｕの位相差Φ_ｐｆ、上側中性点３２ｐ及び下側中性点３２ｎに流入出する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｎ}の位相差Φ_{ｃｉｒ＿ｎ}などのフィードフォワード部５１２ＦＦに入力される信号は、電力変換装置１に設けられた電圧検出部で検出された系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗや電流検出部で検出された系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗなどの検出値から得られる。このため、フィードフォワード部５１２ＦＦは、検出値から予測されるコンデンサＣ１の電圧の不平衡状態に基づく零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値を零相電圧演算部５１２ＦＦｂから出力する。

図５に示すように、電圧抑制部５１２は、零相電圧演算部５１２ＦＢｋから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値と、零相電圧演算部５１２ＦＦｂから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値とを加算する加算部５１２Ｆを有している。零相電圧演算部５１２ＦＢｋから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号は、負極性の信号であり、零相電圧演算部５１２ＦＦｂから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐの指令値の信号は、正極性の信号である。このため、加算部５１２Ｆは、零相電圧演算部５１２ＦＦｂから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号から零相電圧演算部５１２ＦＢｋから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号を減算するのと等価の演算を実行する。これにより、加算部５１２Ｆは、検出値に基づく零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号を現在のコンデンサ電圧平均差分値が小さくなるように補正するための補正値としての零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値で補正して、零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}を出力する。これにより、電圧抑制部５１２から出力される零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}は、コンデンサ電圧平均差分値を抑制させるための指令値となる。零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}は、零相電圧ｖ_Ｚｐ及び零相電圧ｖ_Ｚｎの両方の指令値として用いられる。

このように、電力変換装置１は、蓄電素子としてのコンデンサＣ１の蓄積エネルギー又は当該蓄積エネルギーに準ずる量を検出する電圧検出部３１３を備え、電力変換装置１に備えられたレグ間電力平衡化制御部５ａは、電圧検出部３１３で検出された検出値に応じて零相電圧ｖ_Ｚｐの実効値Ｖ_ｚ（電圧成分の一例）を調整する電圧抑制部（調整部の一例）５１２を有している。本実施形態では、電圧検出部３１３は、蓄電素子の蓄積エネルギーに準ずる量としてコンデンサＣ１の両電極間の電圧を検出する。電圧抑制部５１２は、電圧検出部３１３が検出するコンデンサＣ１の電圧に基づくコンデンサ電圧平均差分値を用いて、零相電圧ｖ_Ｚｐの実効値Ｖ_ｚを調整するための零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}を生成するように構成されている。

図６は、レグ間電力平衡化制御部５ａに設けられたアーム電圧指令値生成部５２の概略構成の一例を示すブロック図である。図６では、理解を容易にするため、アーム電圧指令値生成部５２に接続されたコンデンサ電圧平衡化制御部５１、電流調整部５ｂ及びゲートパルス信号生成部５ｃ並びにゲートパルス信号生成部５ｃに接続されたキャリア波生成部５ｄが併せて図示されている。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、電流検出部（不図示）で検出されたＵ相の下アーム３１Ｕｎの出力電流ｉ_Ｕｎ及びＵ相の上アーム３１Ｕｐの出力電流ｉ_Ｕｐのそれぞれの電流信号を加算する加算部５２１ｕを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｕから出力される加算信号を２分の１に減算する減算部５２２ｕを有している。アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｕ及び減算部５２２ｕによって、現時点でＵ相レグ３１Ｕを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}を算出することができる。加算部５２１ｕ及び減算部５２２ｕは、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎに流れる出力電流ｉ_ＵｎとＵ相の上アーム３１Ｕｐに流れる出力電流ｉ_Ｕｐとを用いて循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}を算出する算出部の一例に相当する。本実施形態では、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}の電流値は、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎに流れる出力電流ｉ_Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐに流れる出力電流ｉ_Ｕｐのそれぞれの電流値の和の半分の値になる。

アーム電圧指令値生成部５２は、減算部５２２ｕに接続されたＰ制御部５２４ｕを有している。Ｐ制御部５２４ｕは、減算部５２２ｕから入力される循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}の信号に比例制御を施すように構成されている。Ｐ制御部５２４ｕにおいて施される比例演算には、電流から電圧に変換するパラメータが含まれている。これにより、Ｐ制御部５２４ｕは、電流調整部５ｂで生成されるアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を補正するためのアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}を生成することができる。アーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}は、三相電力系統２のＵ相交流電源２１１とＵ相レグ３１Ｕとの間で入流出させる無効電圧の指令値である。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２に接続された電流調整部５ｂは、例えばＡＣＲ（Ａｕｔｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）で構成されている。電流調整部５ｂには、電力変換装置１に設けられた電圧検出部（不図示）で検出された系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗが入力される。また、電流調整部５ｂには、電力変換装置１に設けられた電流検出部（不図示）で検出された三相電力系統２から主回路部３に流入する系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが入力される。さらに、電流調整部５ｂには、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの指令値である系統電流指令値ｉ_{ｕ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｖ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｗ＿ｒｅｆ}が入力される。電流調整部５ｂは、入力される系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及び系統電流指令値ｉ_{ｕ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｖ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｗ＿ｒｅｆ}に基づいて、アーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}，ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}，ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を生成するように構成されている。アーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}は、三相電力系統２のＶ相交流電源２１２とＶ相レグ３１Ｖとの間で入流出させる無効電圧の指令値である。アーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}は、三相電力系統２のＷ相交流電源２１３とＷ相レグ３１Ｗとの間で入流出させる無効電圧の指令値である。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、Ｐ制御部５２４ｕから出力されるアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}が入力される第一加算部５２５ｕ及び第二加算部５２６ｕを有している。第一加算部５２５ｕには、電流調整部５ｂから出力されるＵ相レグ３１Ｕのアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号も入力される。第二加算部５２６ｕには、電流調整部５ｂから出力されるＵ相レグ３１Ｕのアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させない信号も入力される。

第一加算部５２５ｕは、Ｕ相レグ３１Ｕのアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号にアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}の信号を加算する。これにより、第一加算部５２５ｕは、アーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号をアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}分だけ正側に電圧シフトした、Ｕ相の上アーム３１Ｕｐのアーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}を生成する。第二加算部５２６ｕは、Ｕ相レグ３１Ｕのアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の信号にアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}の信号を加算する。これにより、第二加算部５２６ｕは、アーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の信号をアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}分だけ正側に電圧シフトした、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎのアーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}を生成する。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、第一加算部５２５ｕで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}及びコンデンサ電圧平衡化制御部５１から出力された零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}が入力される第一演算部５２７ｕを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、第二加算部５２６ｕで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}及びコンデンサ電圧平衡化制御部５１から出力された零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}が入力される第二演算部５２８ｕを有している。

第一演算部５２７ｕは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号及び零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を加算する加算処理を実行するように構成されている。第一演算部５２７ｕは、第一加算部５２５ｕで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号に零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を印加する。これにより、第一演算部５２７ｕは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号にコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させる信号成分が加味されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｐ＿ｒｅｆ}を生成する。また、第二演算部５２８ｕは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号及び零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を加算する加算処理を実行するように構成されている。第二演算部５２８ｕは、第二加算部５２６ｕで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号に零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を印加する。これにより、第二演算部５２８ｕは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｕｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号にコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させる信号成分が加味されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｎ＿ｒｅｆ}を生成する。第一演算部５２７ｕで生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｐ＿ｒｅｆ}及び第二演算部５２８ｕで生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｎ＿ｒｅｆ}は、ゲートパルス信号生成部５ｃに入力される。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、電流検出部（不図示）で検出されたＶ相の下アーム３１Ｖｎの出力電流ｉ_Ｖｎ及びＶ相の上アーム３１Ｖｐの出力電流ｉ_Ｖｐのそれぞれの電流信号を加算する加算部５２１ｖを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｖから出力される加算信号を２分の１に減算する減算部５２２ｖを有している。アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｖ及び減算部５２２ｖによって、現時点でＶ相レグ３１Ｖを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}を算出することができる。加算部５２１ｖ及び減算部５２２ｖは、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎに流れる出力電流ｉ_ＶｎとＶ相の上アーム３１Ｖｐに流れる出力電流ｉ_Ｖｐとを用いて循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}を算出する算出部の一例に相当する。本実施形態では、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}の電流値は、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎに流れる出力電流ｉ_Ｖｎ及びＶ相の上アーム３１Ｖｐに流れる出力電流ｉ_Ｖｐのそれぞれの電流値の和の半分の値になる。

アーム電圧指令値生成部５２は、減算部５２２ｖに接続されたＰ制御部５２４ｖを有している。Ｐ制御部５２４ｖは、減算部５２２ｖから入力される循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}の信号に比例制御を施すように構成されている。Ｐ制御部５２４ｖにおいて施される比例演算には、電流から電圧に変換するパラメータが含まれている。これにより、Ｐ制御部５２４ｖは、電流調整部５ｂで生成されるアーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を補正するためのアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}を生成することができる。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、Ｐ制御部５２４ｖから出力されるアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}が入力される第一加算部５２５ｖ及び第二加算部５２６ｖを有している。第一加算部５２５ｖには、電流調整部５ｂから出力されるＶ相レグ３１Ｖのアーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号も入力される。第二加算部５２６ｖには、電流調整部５ｂから出力されるＶ相レグ３１Ｖのアーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させない信号も入力される。

第一加算部５２５ｖは、Ｖ相レグ３１Ｖのアーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号にアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}の信号を加算する。これにより、第一加算部５２５ｖは、アーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号をアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}分だけ正側に電圧シフトした、Ｖ相の上アーム３１Ｖｐのアーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}を生成する。第二加算部５２６ｖは、Ｖ相レグ３１Ｖのアーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の信号にアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}の信号を加算する。これにより、第二加算部５２６ｖは、アーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の信号をアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}分だけ正側に電圧シフトした、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎのアーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}を生成する。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、第一加算部５２５ｖで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}及びコンデンサ電圧平衡化制御部５１から出力された零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}が入力される第一演算部５２７ｖを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、第二加算部５２６ｖで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}及びコンデンサ電圧平衡化制御部５１から出力された零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}が入力される第二演算部５２８ｖを有している。

第一演算部５２７ｖは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号及び零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を加算する加算処理を実行するように構成されている。第一演算部５２７ｖは、第一加算部５２５ｖで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号に零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を印加する。これにより、第一演算部５２７ｖは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号にコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させる信号成分が加味されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｖｐ＿ｒｅｆ}を生成する。また、第二演算部５２８ｖは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号及び零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を加算する加算処理を実行するように構成されている。第二演算部５２８ｖは、第二加算部５２６ｖで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号に零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を印加する。これにより、第二演算部５２８ｖは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｖｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号にコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させる信号成分が加味されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｖｎ＿ｒｅｆ}を生成する。第一演算部５２７ｖで生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｖｐ＿ｒｅｆ}及び第二演算部５２８ｖで生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｖｎ＿ｒｅｆ}は、ゲートパルス信号生成部５ｃに入力される。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、電流検出部（不図示）で検出されたＷ相の下アーム３１Ｗｎの出力電流ｉ_Ｗｎ及びＷ相の上アーム３１Ｗｐの出力電流ｉ_Ｗｐのそれぞれの電流信号を加算する加算部５２１ｗを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｗから出力される加算信号を２分の１に減算する減算部５２２ｗを有している。アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｗ及び減算部５２２ｗによって、現時点でＷ相レグ３１Ｗを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}を算出することができる。加算部５２１ｗ及び減算部５２２ｗは、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎに流れる出力電流ｉ_ＷｎとＷ相の上アーム３１Ｗｐに流れる出力電流ｉ_Ｗｐとを用いて循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}を算出する算出部の一例に相当する。本実施形態では、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の電流値は、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎに流れる出力電流ｉ_Ｗｎ及びＷ相の上アーム３１Ｗｐに流れる出力電流ｉ_Ｗｐのそれぞれの電流値の和の半分の値になる。

アーム電圧指令値生成部５２は、減算部５２２ｗに接続されたＰ制御部５２４ｗを有している。Ｐ制御部５２４ｗは、減算部５２２ｗから入力される信号に比例制御を施すように構成されている。Ｐ制御部５２４ｗにおいて施される比例演算には、電流から電圧に変換するパラメータが含まれている。これにより、Ｐ制御部５２４ｗは、電流調整部５ｂで生成されるアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を補正するためのアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}を生成することができる。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、Ｐ制御部５２４ｗから出力されるアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}が入力される第一加算部５２５ｗ及び第二加算部５２６ｗを有している。第一加算部５２５ｗには、電流調整部５ｂから出力されるＷ相レグ３１Ｗのアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号も入力される。第二加算部５２６ｗには、電流調整部５ｂから出力されるＷ相レグ３１Ｗのアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させない信号も入力される。

第一加算部５２５ｗは、Ｗ相レグ３１Ｗのアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号にアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}の信号を加算する。これにより、第一加算部５２５ｗは、アーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号をアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}分だけ正側に電圧シフトした、Ｗ相の上アーム３１Ｗｐのアーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}を生成する。第二加算部５２６ｗは、Ｗ相レグ３１Ｗのアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の信号にアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}の信号を加算する。これにより、第二加算部５２６ｗは、アーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}の信号をアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}分だけ正側に電圧シフトした、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎのアーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}を生成する。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、第一加算部５２５ｗで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}及びコンデンサ電圧平衡化制御部５１から出力された零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}が入力される第一演算部５２７ｗを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、第二加算部５２６ｗで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}及びコンデンサ電圧平衡化制御部５１から出力された零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}が入力される第二演算部５２８ｗを有している。

第一演算部５２７ｗは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号及び零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を加算する加算処理を実行するように構成されている。第一演算部５２７ｗは、第一加算部５２５ｗで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号に零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を印加する。これにより、第一演算部５２７ｗは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｐ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号にコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させる信号成分が加味されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｗｐ＿ｒｅｆ}を生成する。また、第二演算部５２８ｗは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号及び零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を加算する加算処理を実行するように構成されている。第二演算部５２８ｗは、第二加算部５２６ｗで生成されたアーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号に零相電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}の信号を印加する。これにより、第二演算部５２８ｗは、アーム電圧予備指令値ｖ_{ｗｎ＿ｐｒｅ＿ｒｅｆ}の信号にコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させる信号成分が加味されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｗｎ＿ｒｅｆ}を生成する。第一演算部５２７ｗで生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｗｐ＿ｒｅｆ}及び第二加算部５２６ｗで生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｗｎ＿ｒｅｆ}は、ゲートパルス信号生成部５ｃに入力される。

図６に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、キャリア波生成部５ｄを有している。キャリア波生成部５ｄは、Ｕ相レグ３１Ｕのためのキャリア波ＳＣｕｉ、Ｖ相レグ３１Ｖのためのキャリア波ＳＣｖｉ及びＷ相レグ３１Ｗようのキャリア波ＳＣｗｉを生成してゲートパルス信号生成部５ｃに出力する。キャリア波ＳＣｕｉ、キャリア波ＳＣｖｉ及びキャリア波ＳＣｗｉは、相間においては同位相であり、相内では位相が１／（ｘ＋１）度ずつずらされている。

ゲートパルス信号生成部５ｃは、第一演算部５２７ｕから入力されるアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｐ＿ｒｅｆ}及びキャリア波生成部５ｄから入力されるキャリア波ＳＣｕｉに基づいて、Ｕ相レグ３１Ｕの上アーム３１Ｕｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ（ｉは１からｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ａ}、半導体スイッチＱｂを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｂ}、半導体スイッチＱｃを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｃ}及び半導体スイッチＱｄを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｄ}を生成する。

ゲートパルス信号生成部５ｃは、第二演算部５２８ｕから入力されるアーム電圧指令値ｖ_{ｕｎ＿ｒｅｆ}及びキャリア波生成部５ｄから入力されるキャリア波ＳＣｕｉに基づいて、Ｕ相レグ３１Ｕの下アーム３１Ｕｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ（ｉは１からｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ａ}、半導体スイッチＱｂを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ｂ}、半導体スイッチＱｃを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ｃ}及び半導体スイッチＱｄを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ｄ}を生成する。

ゲートパルス信号生成部５ｃは、第一演算部５２７ｖから入力されるアーム電圧指令値ｖ_{ｖｐ＿ｒｅｆ}及びキャリア波生成部５ｄから入力されるキャリア波ＳＣｖｉに基づいて、Ｖ相レグ３１Ｖの上アーム３１Ｖｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｐｉ（ｉは１からｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｐｉ＿ａ}、半導体スイッチＱｂを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｐｉ＿ｂ}、半導体スイッチＱｃを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｐｉ＿ｃ}及び半導体スイッチＱｄを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｐｉ＿ｄ}を生成する。

ゲートパルス信号生成部５ｃは、第二演算部５２８ｖから入力されるアーム電圧指令値ｖ_{ｖｎ＿ｒｅｆ}及びキャリア波生成部５ｄから入力されるキャリア波ＳＣｖｉに基づいて、Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｖｎｉ（ｉは１からｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｎｉ＿ａ}、半導体スイッチＱｂを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｎｉ＿ｂ}、半導体スイッチＱｃを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｎｉ＿ｃ}及び半導体スイッチＱｄを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｖｎｉ＿ｄ}を生成する。

ゲートパルス信号生成部５ｃは、第一演算部５２７ｗから入力されるアーム電圧指令値ｖ_{ｗｐ＿ｒｅｆ}及びキャリア波生成部５ｄから入力されるキャリア波ＳＣｗｉに基づいて、Ｗ相レグ３１Ｗの上アーム３１Ｗｐに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｐｉ（ｉは１からｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｐｉ＿ａ}、半導体スイッチＱｂを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｐｉ＿ｂ}、半導体スイッチＱｃを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｐｉ＿ｃ}及び半導体スイッチＱｄを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｐｉ＿ｄ}を生成する。

ゲートパルス信号生成部５ｃは、第二演算部５２８ｗから入力されるアーム電圧指令値ｖ_{Ｗｎ＿ｒｅｆ}及びキャリア波生成部５ｄから入力されるキャリア波ＳＣｗｉに基づいて、Ｗ相レグ３１Ｗの下アーム３１Ｗｎに設けられた電力変換回路セル３１１Ｗｎｉ（ｉは１からｘまでの自然数）のそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｎｉ＿ａ}、半導体スイッチＱｂを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｎｉ＿ｂ}、半導体スイッチＱｃを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｎｉ＿ｃ}及び半導体スイッチＱｄを制御するためのゲートパルス信号Ｓ_{Ｗｎｉ＿ｄ}を生成する。

このように、ゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ａ}〜ＳＵ_ｎｉ＿ｄ，Ｓ_{Ｕｐｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｖｎｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｖｎｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｖｐｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｖｐｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｗｎｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｗｎｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｗｐｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｗｐｉ＿ｄ}は、レグ間の出力電力差（すなわちレグ間のコンデンサ電圧平均差分値）を抑制するためのアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｎ＿ｒｅｆ}，ｖ_{Ｕｐ＿ｒｅｆ}，ｖ_{Ｖｎ＿ｒｅｆ}，ｖ_{Ｖｐ＿ｒｅｆ}，ｖ_{Ｗｎ＿ｒｅｆ}，ｖ_{Ｗｐ＿ｒｅｆ}に基づいて生成されている。このため、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎ及び上アームＶｐ並びにＷ相の下アーム３１Ｗｕ及び上アームＷｐのそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄがゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ａ}〜ＳＵ_ｎｉ＿ｄ，Ｓ_{Ｕｐｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｕｐｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｖｎｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｖｎｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｖｐｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｖｐｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｗｎｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｗｎｉ＿ｄ}，Ｓ_{Ｗｐｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｗｐｉ＿ｄ}によってオン／オフ動作することにより、レグ間の出力電力差（すなわちレグ間のコンデンサ電圧平均差分値）が抑制される。

つまり、レグ間電力平衡化制御部５ａは、アーム電圧指令値生成部５２で生成されたアーム電圧指令値ｖ_{Ｕｎ＿ｒｅｆ}〜ｖ_{Ｗｐ＿ｒｅｆ}に基づくゲートパルス信号Ｓ_{Ｕｎｉ＿ａ}〜Ｓ_{Ｗｐｉ＿ｄ}によってＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれに設けられた半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄを制御することにより、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗの第一零相電力の電力差を抑制する。すなわち、レグ間電力平衡化制御部５ａは、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれの間の電力の不平衡状態を抑制するように、蓄電エネルギーに準ずる量として検出されたＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗの第一零相電力の電力差を調整する。その結果、電力変換装置１は、系統電圧が三相不平衡に陥っても、安定して運転を継続することができる。

以上説明したように、本実施形態による電力変換装置１は、直列接続された下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐを有するＵ相レグ３１Ｕ、直列接続された下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐを有するＶ相レグ３１Ｖ及び直列接続された下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐを有するＷ相レグ３１Ｗを備えている。また、電力変換装置１は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗに設けられた下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎの両端部のうちの上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐに接続されていない端部が互いに接続された下側中性点３２ｎと、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗに設けられた上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐの両端部のうちの下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎに接続されていない端部が互いに接続された上側中性点３２ｐとを備えている。さらに、電力変換装置１は、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗを制御する制御装置５を備えている。

下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎは、直列接続された半導体スイッチＱａ，Ｑｂ及び半導体スイッチＱａ，Ｑｂに並列接続されたコンデンサＣ１を有する電力変換回路セル３１１Ｕｎ１，・・・，３１１Ｕｎｘと、電力変換回路セル３１１Ｕｎ１，・・・，３１１Ｕｎｘに直列に接続された交流リアクトル３１２Ｕｎとを有している。
上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐは、半導体スイッチＱａ，Ｑｂに並列接続されたコンデンサＣ１を有する電力変換回路セル３１１Ｕｐ１，・・・，３１１Ｕｐｘと、電力変換回路セル３１１Ｕｐ１，・・・，３１１Ｕｐｘに直列に接続された交流リアクトル３１２Ｕｐとを有している。
制御装置５は、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐのそれぞれに含まれる同一の電圧成分に相当する実効値Ｖ_ｚを調整してＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれの間で流入出する第一零相電力を調整するレグ間電力平衡化制御部５ａを有している。

このような構成を備える電力変換装置は、系統電圧が三相不平衡に陥っても、安定して運転を継続することができる。

〔第２実施形態〕
本発明の第２実施形態による電力変換装置について図７から図９を用いて説明する。本実施形態による電力変換装置は、上記第１実施形態による電力変換装置１と異なり、零相電圧、系統電流及び循環電流によって発生する電力によってレグ間の電力を平衡化（バランス）させる点に特徴を有している。以下、本実施形態による電力変換装置の説明において、図１から図３を参照するとともに、上記第１実施形態による電力変換装置１と同様の作用・機能を奏する構成要素には同一の符号を付してその説明は省略する。

本実施形態では一例として、レグ間のコンデンサ電圧を平衡化する方法として、コンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βを、式（８）の右辺の第２項及び第３項を併用して、すなわち零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎ、系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及び循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}によって発生する電力によってレグ間の電力を平衡化する方法について説明する。ここでは、式（８）の右辺の第３項の具体例として、直流の循環電流と、零相電圧の直流の電圧成分（零相電圧ｖ_＿Ｚｐ及び零相電圧ｖ_＿Ｚｎの差分）とを用いる方法について説明する。直流の循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の振幅をＩ_ｃｉｒとおき、位相をΦ_ｃｉｒとおくと、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}は、以下の式（１４）として定義することができる。位相Φ_ｃｉｒは、系統電流に対する循環電流の位相差である。ここで、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}は、便宜的に位相Φ_ｃｉｒを用いて定義されている。位相Φ_ｃｉｒは、Ｕ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのレグ間（相間）の電流分担を決定するパラメータに相当する。

本実施形態による電力変換装置１に注入する上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐの直流の電圧成分及び下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎの直流の電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎは、以下の式（１５）として定義する。以下、零相電圧ｖ_Ｚｐの直流の電圧成分及び零相電圧ｖ_Ｚｎの直流の電圧成分の差分を「零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分」と略記する場合がある。

式（１０）、式（１４）及び式（１５）を式（９）に代入し、式（１３）の導出結果と組み合わせると、流入電力Δｐ_＿αの直流成分ΔＰ_＿α及び流入電力Δｐ_＿βの直流成分ΔＰ_＿βは、式（１６）のように定まる。

式（１６）の右辺の第１項は、式（８）の右辺の第１項に対応し、三相電力系統２の系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ及び系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに基づく電力である。式（１６）の右辺の第２項は、式（８）の右辺の第２項に対応し、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎ及び系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに基づく電力、すなわち第一零相電力である。式（１６）の右辺の第３項は、式（８）の右辺の第３項に対応し、零相電圧ｖ_Ｚｐと零相電圧ｖ_Ｚｎとの電圧差及び循環電流ｉ_{ｕ＿ｃｉｒ}，ｉ_{ｖ＿ｃｉｒ}，ｉ_{ｗ＿ｃｉｒ}に基づく電力（第二零相電力）である。

このように、本実施形態による電力変換装置１に設けられたレグ間電力平衡化制御部５ａは、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ（第一電圧の一例）及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐ（第二電圧の一例）のそれぞれに含まれる同一の電圧成分を調整してＵ相レグ３１Ｕ、Ｖ相レグ３１Ｖ及びＷ相レグ３１Ｗのそれぞれの間で流入出する第一零相電力（第一電力の一例）を制御するように構成されている。さらに、レグ間電力平衡化制御部５ａは、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎと上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐとの電圧差並びにＵ相レグ３１Ｕに流れる循環電流ｉ_{ｕ＿ｃｉｒ}、Ｖ相レグ３１Ｖに流れる循環電流ｉ_{ｖ＿ｃｉｒ}及びＷ相レグ３１Ｗに流れる循環電流ｉ_{ｗ＿ｃｉｒ}の少なくとも一方を調整して第二零相電力（第二電力の一例）を制御するように構成されている。本実施形態におけるレグ間電力平衡化制御部５ａは、第一零相電力及び第二零相電力を制御して、流入電力Δｐ_＿Ｕ，Δｐ_＿Ｖ，Δｐ_＿Ｗの平衡（バランス）を制御する。

次に、本実施形態による電力変換装置１に備えられた制御装置５の制御ブロックについて、図７から図９を用いて説明する。本実施形態における制御装置５について、上記第１実施形態における制御装置５と異なる構成を中心に説明し、同一の構成については必要に応じて適宜説明する。本実施形態における制御装置５は、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚを用いたレグ間のコンデンサ電圧バランス制御と、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎを用いたレグ間のコンデンサ電圧バランス制御とが組み合わせた機能を発揮するように構成されている。

本実施形態による電力変換装置１は、上記第１実施形態による電力変換装置１に設けられた電圧抑制部５１２（図４参照）に代えて、電圧電流抑制部５１３を有している。

図７に示すように、制御装置５のレグ間電力平衡化制御部５ａに設けられたコンデンサ電圧平衡化制御部５１は、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１と、電圧電流抑制部５１３とを有している。本実施形態におけるコンデンサ電圧平均差分検出部５１１は、上記第１実施形態におけるコンデンサ電圧平均差分検出部５１１と同一の構成を有し、同一の機能を発揮するようになっている。

ここで、電圧電流抑制部５１３の具体的な構成の一例について図８を用いて説明する。
図８に示すように、電圧電流抑制部５１３は、フィードバック部５１３ＦＢと、フィードフォワード部５１３ＦＦとを有している。フィードバック部５１３ＦＢは、コンデンサ電圧平均差分検出部５１１から入力されるコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿α，Δｖ_Ｃ＿βに基づいて、直流の循環電流の指令値を生成するように構成されている。フィードフォワード部５１３ＦＦは、上記第１実施形態と同様に、逆相電圧成分によって発生するレグ間の出力電力の不平衡状態を、レグ間のコンデンサ電圧が不平衡状態（アンバランス）になる前に補正するように構成されている。

図８に示すように、フィードバック部５１３ＦＢは、振幅演算部５１２ＦＢｄから出力された第一零相電力の振幅の信号を零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎの信号で除算する除算部５１３ＦＢｅを有している。除算部５１３ＦＢｅは、振幅演算部５１２ＦＢｄから出力された第一零相電力の振幅の信号を零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎの信号で除算することによって、直流の循環電流の振幅の指令値である振幅指令値Ｉ_{ｃｉｒ＿ＦＢ}を算出することができる。

フィードバック部５１２ＦＢは、低域通過フィルタ５１２ＦＢａから出力されるコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αと、低域通過フィルタ５１２ＦＢｆから出力されるコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βとが入力されて直流の循環電流の位相差の指令値である位相差指令値Φ_{ｃｉｒ＿ＦＢ}を演算する位相差演算部５１３ＦＢｉを有している。位相差演算部５１３ＦＢｉは、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿αに対するコンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿βの比を演算する演算部５１３ＦＢｉ−１を有している。位相差演算部５１３ＦＢｉは、演算部５１３ＦＢｉ−１から入力される演算結果の正接（タンジェント）の逆関数（アークタンジェント）を演算して直流の循環電流の位相差指令値Φ_{ｃｉｒ＿ＦＢ}を算出する算出部５１３ＦＢｉ−２を有している。直流の循環電流は、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿α，ΔＶ_Ｃ＿βと同位相である。このため、直流の循環電流の位相差指令値Φ_{ｃｉｒ＿ＦＢ}は、コンデンサ電圧平均差分値ΔＶ_Ｃ＿α，ΔＶ_Ｃ＿βを用いて算出することができる。

フィードバック部５１３ＦＢは、除算部５１３ＦＢｅから入力される直流の循環電流の振幅指令値Ｉ_{ｃｉｒ＿ＦＢ}の信号と、位相差演算部５１２ＦＢｉから入力される直流の循環電流の位相差指令値Φ_{ｃｉｒ＿ＦＢ}の信号とが入力される循環電流演算部５１３ＦＢｋを有している。循環電流演算部５１３ＦＢｋは、式（１４）で表される演算を実行して循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の循環電流第一指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＢ}を出力するように構成されている。循環電流演算部５１３ＦＢｋに入力される値は、コンデンサ電圧平均差分値に基づいている。このため、循環電流演算部５１３ＦＢｋが出力する循環電流第一指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＢ}は、現在のコンデンサ電圧平均差分値が小さくなるように補正するための補正値になる。

図８に示すように、電圧電流抑制部５１３に設けられたフィードフォワード部５１３ＦＦは、上記第１実施形態における除算部５１２ＦＦａと同一の構成を有する除算部５１２ＦＦａから出力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの予備実効値Ｖ_ｚｚの信号が入力される上限制限部５１３ＦＦｂを有している。上限制限部５１３ＦＦｂは、入力される予備実効値Ｖ_ｚｚが上限値βＶｍａｘよりも大きい場合に、値を上限値βＶｍａｘに制限した、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚを出力するように構成されている。一方、上限制限部５１３ＦＦｂは、入力される予備実効値Ｖ_ｚｚが上限値βＶｍａｘ以下の場合には、予備実効値Ｖ_ｚｚを零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚとして出力するように構成されている。

ここで、上限値βＶｍａｘのうちの「Ｖｍａｘ」は、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎ及び上アーム３１Ｕｐ、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐ並びにＷ相の下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐが出力可能な残電圧であり、例えば系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの１５％程度の値になる。上限値βＶｍａｘのうちの「β」は、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの同一の電圧成分に相当する実効値Ｖ_ｚに基づく第一零相電力と、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎに基づく第二零相電力の注入比である。本実施形態による電力変換装置１では例えば、初期状態において第二零相電力よりも第一零相電力に重きを置いて注入比βの初期値が例えば０．７に設定される。注入比βの詳細については後述する。

図８に示すように、フィードフォワード部５１３ＦＦに設けられた零相電圧演算部５１２ＦＦｂは、上限制限部５１３ＦＦｂから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚの信号と、フィードフォワード部５１３ＦＦの外部から入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの位相差Φ_ｚの信号を用いて、式（１２）で表される演算を実行するように構成されている。

図８に示すように、フィードフォワード部５１３ＦＦは、残電圧Ｖｍａｘの信号と、注入比βの信号とが入力される振幅演算部５１３ＦＦｄを有している。振幅演算部５１３ＦＦｄは、例えば「（１−β）×Ｖｍａｘ」で表される演算を実行し、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２を算出する。零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２は、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎの１／２に相当する。

フィードフォワード部５１３ＦＦは、振幅演算部５１３ＦＦｄから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２の信号を２倍に増幅する増幅部５１３ＦＦｅを有している。増幅部５１３ＦＦｅは、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２を２倍に増幅して零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎの信号を出力する。

フィードフォワード部５１３ＦＦは、増幅部５１３ＦＦｅから出力された零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎの信号の極性を反転させた信号（負極性の信号）と、レグ間の電力を平衡化するために必要な残りの電力（以下、「必要残電力」と略記する場合がある）の信号とが入力される除算部５１３ＦＦｆを有している。必要残電力は、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎ及び系統電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの実効値Ｉ_Ｓを乗算した値を√３で除算した値から当該値を零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの予備実効値Ｖ_ｚｚに対する零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの実効値Ｖ_ｚとの比率を積算した値を減算して得られる。除算部５１３ＦＦｆは、必要残電力の信号を零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２の信号で除算して直流の循環電流の振幅の指令値である振幅指令値Ｉ_{ｃｉｒ＿ＦＦ}を算出する。

フィードフォワード部５１３ＦＦは、除算部５１３ＦＦｆから入力される直流の循環電流の振幅指令値Ｉ_{ｃｉｒ＿ＦＦ}の信号と、直流の循環電流の位相差Φ_{ｃｉｒ＿ＦＦ}の信号とが入力される循環電流演算部５１３ＦＦｇを有している。循環電流演算部５１３ＦＦｇに入力される直流の循環電流の位相差Φ_{ｃｉｒ＿ＦＦ}は、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの位相に対する系統電流ｉ_ｕの位相差Φ_ｐｆを系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の位相差Φ_ｖｎから減算して得られる。循環電流演算部５１３ＦＦｇは、直流の循環電流の振幅指令値Ｉ_{ｃｉｒ＿ＦＦ}の信号と、直流の循環電流の位相差Φ_{ｃｉｒ＿ＦＦ}の信号とを用いて、式（１４）で表される演算を実行し、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の循環電流第二指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＦ}を出力するように構成されている。

本実施形態による電力変換装置１では、上記第１実施形態による電力変換装置１と同様に、系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗの逆相成分の実効値Ｖ_Ｓ＿ｎが判ると、レグ間に生じるコンデンサＣ１の電圧の不平衡状態の程度が予測できる。このため、フィードフォワード部５１３ＦＦは、検出値から予測されるコンデンサＣ１の電圧の不平衡状態に基づく循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の循環電流第二指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＦ}を循環電流演算部５１３ＦＦｇから出力する。

図８に示すように、電圧電流抑制部５１３は、循環電流演算部５１３ＦＢｋから入力される循環電流第一指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＢ}の信号と、循環電流演算部５１３ＦＦｇから入力される循環電流第二指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＦ}の信号とを加算する加算部５１３Ｆａを有している。加算部５１３Ｆａは、検出値に基づく循環電流第二指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＦ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＦ}の信号を、現在のコンデンサ電圧平均差分値が小さく補正するための補正値としての循環電流第一指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ＦＢ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ＦＢ}で補正して、循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}を出力する。これにより、電圧電流抑制部５１３から出力される循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}は、コンデンサ電圧平均差分値を抑制させるための指令値となる。循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}は、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}の指令値であり、循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}は、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}の指令値であり、循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}は、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の指令値である。

図８に示すように、電圧電流抑制部５１３は、振幅演算部５１３ＦＦｄから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２の信号と、零相電圧演算部５１２ＦＦｂから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号とを加算する加算部５１３Ｆｂを有している。加算部５１３Ｆｂは、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２の信号と、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号とを加算して零相電圧ｖ_Ｚｐの電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}を出力する。

図８に示すように、電圧電流抑制部５１３は、振幅演算部５１３ＦＦｄから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２の信号の極性を反転させた信号（負極性の信号）と、零相電圧演算部５１２ＦＦｂから入力される零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号とを加算する加算部５１３Ｆｃを有している。加算部５１３Ｆｃは、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの指令値の信号から零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの振幅Ｖ_ｚｐｎ／２の信号を減算するのと等価の演算を実行して零相電圧ｖ_Ｚｎの電圧指令値ｖ_{Ｚｎ＿ｒｅｆ}を出力する。

ところで、系統条件によっては、式（１６）の右辺の第１項の値が大きくなりすぎて、注入比βが初期値（例えば０．７）では、レグ間の電力平衡化の制御が追いつかなくなる場合がある。ここで、レグ間の電力平衡化の制御が追いつかなくなる場合とは、後述する欠損故障の深刻度合いが０．５［ｐ．ｕ．］よりも小さくなる、深刻な系統故障条件の場合である。厳密な値は、ＳＴＡＴＣＯＭとしての電力変換装置の設計仕様や系統故障の種類、系統故障地点からＳＴＡＴＣＯＭとしての電力変換装置の間に設置されている変圧器の巻き線の種類などに依存する。その場合には、電力変換装置１は、レグ間の電力の平衡化制御能力が最大となるように、最適な注入比βを計算し直して再設定するように構成されている。ここで、最適な注入比βの計算方法について説明する。

電力変換装置１に設けられた制御装置５は、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の少なくとも１つが主回路部３を構成する部品の発熱上限値やピーク電流上限値から決定される最大値Ｉｍａｘに達した時点で、注入比βを最適値に更新する。式（１７）に示すように、式（１６）において左辺がゼロになるように、右辺の第２項及び第３項を調整することにより、三相不平衡系統条件によって発生するレグ間の電力不平衡状態を相殺できる。

循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}が最大値Ｉｍａｘに達した時点では、式（１７）は、式(１８)のように表すことができる。式（１８）を満たす注入比βが最適値である。

このように、制御装置５は、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎ及び上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐのそれぞれの電圧成分の調整に基づいて制御する第一零相電力と、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の調整に基づく第二零相電力との注入比βを、下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐが出力可能な最大電圧に基づく値（すなわち残電圧Ｖｍａｘ）と、交流リアクトル３１２Ｕｎ，３１２Ｖｎ，３１２Ｗｎ（第一コイルの一例）及び交流リアクトル３１２Ｕｐ，３１２Ｖｐ，３１２Ｗｐ（第二コイルの一例）の接続部の電圧（すなわち系統電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗ）に基づく値と、当該電圧成分と、零相電圧ｖ_Ｚｎ及び零相電圧ｖ_Ｚｐの電圧差とに基づいて調整するように構成されている。下アーム３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐが出力可能な最大電圧に基づく値は、式（１７）及び式（１８）の右辺に示す残電圧Ｖｍａｘに相当する。交流リアクトル３１２Ｕｎ，３１２Ｖｎ，３１２Ｗｎ及び交流リアクトル３１２Ｕｐ，３１２Ｖｐ，３１２Ｗｐの接続部の電圧に基づく値は、式（１７）及び式（１８）の右辺中の第１項で表される電力に相当する。零相電圧ｖ_Ｚｎ，_Ｚｐの電圧成分は、式（１７）及び式（１８）の右辺中に示す零相電圧ｖ_Ｚｎ，_Ｚｐの実効値Ｖ_ｚに相当する。零相電圧ｖ_Ｚｎと零相電圧ｖ_Ｚｐとの電圧差は、零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎの直流電圧成分の差分の振幅Ｖ_ｚｐｎ、すなわち式（１７）及び式（１８）の右辺中に示す「（１−β）Ｖｍａｘ」に相当する。

図９は、レグ間電力平衡化制御部５ａに設けられたアーム電圧指令値生成部５２の概略構成の一例を示すブロック図である。図９では、理解を容易にするため、アーム電圧指令値生成部５２に接続されたコンデンサ電圧平衡化制御部５１、電流調整部５ｂ及びゲートパルス信号生成部５ｃ並びにゲートパルス信号生成部５ｃに接続されたキャリア波生成部５ｄが併せて図示されている。

図９に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、コンデンサ電圧平衡化制御部５１から入力されるＵ相の下アーム３１Ｕｎの出力電流ｉ_Ｕｎ及びＵ相の上アーム３１_Ｕｐの出力電流ｉ_Ｕｐのそれぞれの電流信号を加算する加算部５２１ｕを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｕから出力される加算信号を２分の１に減算する減算部５２２ｕを有している。アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｕ及び減算部５２２ｕによって、現時点でＵ相レグ３１Ｕを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}を算出することができる。加算部５２１ｕ及び減算部５２２ｕは、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎに流れる出力電流ｉ_ＵｎとＵ相の上アーム３１Ｕｐに流れる出力電流ｉ_Ｕｐとを用いて循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}を算出する算出部の一例に相当する。本実施形態では、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}の電流値は、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎに流れる出力電流ｉ_Ｕｎ及びＵ相の上アーム３１Ｕｐに流れる出力電流ｉ_Ｕｐのそれぞれの電流値の和の半分の値になる。

アーム電圧指令値生成部５２は、減算部５２２ｕから出力される循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}と、コンデンサ電圧平衡化制御部５１の電圧電流抑制部５１３に設けられた加算部５１３Ｆａ（図８参照）から入力される循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号とが入力される加算部５２３ｕを有している。加算部５２３ｕは、循環電流_{ｉｃｉｒ＿ｕ}の電流信号と極性を反転させた循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}の信号を加算、すなわち循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}の電流信号から循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}の信号を減算する。

アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２３ｕに接続されたＰ制御部５２４ｕを有している。Ｐ制御部５２４ｕは、加算部５２３ｕから入力される信号に比例制御を施すように構成されている。Ｐ制御部５２４ｕにおいて施される比例演算には、加算部５２３ｕでの加算結果の単位を電流から電圧に変換するパラメータが含まれている。これにより、Ｐ制御部５２４ｕは、電流調整部５ｂで生成されるアーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を補正するためのアーム電圧指令補正値ｖ_{ｕ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}を生成することができる。アーム電圧指令値ｖ_{ｕ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}は、三相電力系統２のＵ相交流電源２１１とＵ相レグ３１Ｕとの間で入流出させる無効電圧の指令値である。

本実施形態におけるアーム電圧指令値生成部５２のＰ制御部５２４ｕ以降の構成は、上記第１実施形態によるアーム電圧指令値生成部５２のＰ制御部５２４ｕ以降の構成と同様であるため、説明は省略する。

図９に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、コンデンサ電圧平衡化制御部５１から入力されるＶ相の下アーム３１Ｖｎの出力電流ｉ_Ｖｎ及びＶ相の上アーム３１Ｖｐの出力電流ｉ_Ｕｐのそれぞれの電流信号を加算する加算部５２１ｖを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｖから出力される加算信号を２分の１に減算する減算部５２２ｖを有している。アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｖ及び減算部５２２ｖによって、現時点でＶ相レグ３１Ｖを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}を算出することができる。加算部５２１ｖ及び減算部５２２ｖは、Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎに流れる出力電流ｉ_ＶｎとＶ相レグ３１Ｖの上アーム３１Ｖｐに流れる出力電流ｉ_Ｖｐとを用いて循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}を算出する算出部の一例に相当する。本実施形態では、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}の電流値は、Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎに流れる出力電流ｉ_Ｖｎ及びＶ相レグ３１Ｖの上アーム３１Ｖｐに流れる出力電流ｉ_Ｖｐのそれぞれの電流値の和の半分の値になる。

アーム電圧指令値生成部５２は、減算部５２２ｖから出力される循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}と、コンデンサ電圧平衡化制御部５１の電圧電流抑制部５１３に設けられた加算部５１３Ｆａ（図８参照）から入力される循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号とが入力される加算部５２３ｖを有している。加算部５２３ｖは、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}の電流信号と極性を反転させた循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}の信号を加算、すなわち循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}の電流信号から循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}の信号を減算する。

アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２３ｖに接続されたＰ制御部５２４ｖを有している。Ｐ制御部５２４ｖは、加算部５２３ｖから入力される信号に比例制御を施すように構成されている。Ｐ制御部５２４ｖにおいて施される比例演算には、加算部５２３ｖでの加算結果の単位を電流から電圧に変換するパラメータが含まれている。これにより、Ｐ制御部５２４ｖは、電流調整部５ｂで生成されるアーム電圧指令値ｖ_{Ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を補正するためのアーム電圧指令補正値ｖ_{ｖ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}を生成することができる。アーム電圧指令値ｖ_{ｖ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}は、三相電力系統２のＶ相交流電源２１２とＶ相レグ３１Ｖとの間で入流出させる無効電圧の指令値である。

本実施形態におけるアーム電圧指令値生成部５２のＰ制御部５２４ｖ以降の構成は、上記第１実施形態によるアーム電圧指令値生成部５２のＰ制御部５２４ｖ以降の構成と同様であるため、説明は省略する。

図９に示すように、アーム電圧指令値生成部５２は、コンデンサ電圧平衡化制御部５１から入力されるＷ相の下アーム３１Ｗｎの出力電流ｉ_Ｗｎ及びＷ相の上アーム３１Ｗｐの出力電流ｉ_Ｗｐのそれぞれの電流信号を加算する加算部５２１ｗを有している。また、アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｗから出力される加算信号を２分の１に減算する減算部５２２ｗを有している。アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２１ｗ及び減算部５２２ｗによって、現時点でＷ相レグ３１Ｗを循環する循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}を算出することができる。加算部５２１ｗ及び減算部５２２ｗは、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎに流れる出力電流ｉ_ＷｎとＷ相の上アーム３１Ｗｐに流れる出力電流ｉ_Ｗｐとを用いて循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}を算出する算出部の一例に相当する。本実施形態では、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の電流値は、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎに流れる出力電流ｉ_Ｗｎ及びＷ相の上アーム３１Ｗｐに流れる出力電流ｉ_Ｗｐのそれぞれの電流値の和の半分の値になる。

アーム電圧指令値生成部５２は、減算部５２２ｗから出力される循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}と、コンデンサ電圧平衡化制御部５１の電圧電流抑制部５１３に設けられた加算部５１３Ｆａ（図８参照）から入力される循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}の極性を反転させた信号とが入力される加算部５２３ｗを有している。加算部５２３ｗは、循環電流_{ｉｃｉｒ＿ｗ}の電流信号と極性を反転させた循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}の信号を加算、すなわち循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}の電流信号から循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}の信号を減算する。

アーム電圧指令値生成部５２は、加算部５２３ｗに接続されたＰ制御部５２４ｗを有している。Ｐ制御部５２４ｗは、加算部５２３ｗから入力される信号に比例制御を施すように構成されている。Ｐ制御部５２４ｗにおいて施される比例演算には、加算部５２３ｗでの加算結果の単位を電流から電圧に変換するパラメータが含まれている。これにより、Ｐ制御部５２４ｗは、電流調整部５ｂで生成されるアーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}を補正するためのアーム電圧指令補正値ｖ_{ｗ＿ｃｉｒ＿ｒｅｆ}を生成することができる。アーム電圧指令値ｖ_{ｗ＿ａｃｒ＿ｒｅｆ}は、三相電力系統２のＷ相交流電源２１３とＷ相レグ３１Ｗとの間で入流出させる無効電圧の指令値である。

本実施形態におけるアーム電圧指令値生成部５２のＰ制御部５２４ｗ以降の構成は、上記第１実施形態によるアーム電圧指令値生成部５２のＰ制御部５２４ｗ以降の構成と同様であるため、説明は省略する。

このように、本実施形態におけるアーム電圧指令値生成部５２は、循環電流指令値ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ＿ｒｅｆ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ＿ｒｅｆ}及び電圧指令値ｖ_{Ｚｐ＿ｒｅｆ}，ｖ_{Ｚｎ＿ｒｅｆ}に基づいて、アーム電圧指令値ｖ_{Ｕｎ＿ｒｅｆ}，_{Ｖｎ＿ｒｅｆ}，_{Ｗｎ＿ｒｅｆ}を生成するように構成されている。これにより、アーム電圧指令値生成部５２は、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}及び零相電圧ｖ_Ｚｐ，ｖ_Ｚｎを調整してコンデンサＣ１の不平衡状態を抑制させ、流入電力Δｐ_＿Ｕ，Δｐ_＿Ｖ，Δｐ_＿Ｗの平衡（バランス）を制御することができる。

以上説明したように、本実施形態による電力変換装置１は、上記第１実施形態による電力変換装置１の構成に加えて、下側中性点３２ｎの零相電圧ｖ_Ｚｎと上側中性点３２ｐの零相電圧ｖ_Ｚｐとの電圧差並びにＵ相レグ３１Ｕに流れる循環電流ｉ_{ｕ＿ｃｉｒ}、Ｖ相レグ３１Ｖに流れる循環電流ｉ_{ｖ＿ｃｉｒ}及びＷ相レグ３１Ｗに流れる循環電流ｉ_{ｗ＿ｃｉｒ}の少なくとも一方を調整して第二零相電力（第二電力の一例）を制御することが可能なレグ間電力平衡化制御部５ａを備えている。

これにより、本実施形態による電力変換装置１は、上記第１実施形態による電力変換装置１と同様の効果が得られる。さらに、本実施形態による電力変換装置１は、流入電力Δｐ_＿Ｕ，Δｐ_＿Ｖ，Δｐ_＿Ｗの平衡（バランス）を制御するために、循環電流ｉ_{ｃｉｒ＿ｕ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｖ}，ｉ_{ｃｉｒ＿ｗ}も用いることができる。

（第１実施形態及び第２実施形態による電力変換装置の効果）
次に、上記第１実施形態及び上記第２実施形態による電力変換装置の効果について図１０から図１２を用いて説明する。図１０は、上記第１実施形態による電力変換装置と同様の方法、すなわち零相電圧に基づく注入電力を注入してレグ間の電力の不平衡状態を制御した場合の、系統故障時の無効電力最大値のシミュレーション結果を示すグラフである。図１１は、上記第２実施形態による電力変換装置と同様の方法、すなわち零相電圧に基づく注入電力並びに循環電流及び零相電圧の電圧差に基づく注入電力を注入してレグ間の電力の不平衡状態を制御した場合の、系統故障時の無効電力最大値のシミュレーション結果を示すグラフである。図１２は、参考例として循環電流及び零相電圧の電圧差に基づく注入電力を注入してレグ間の電力の不平衡状態を制御した場合の、系統故障時の無効電力最大値のシミュレーション結果を示すグラフである。

図１０から図１２中に示すグラフの横軸は、系統故障の深刻度合い（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｐ Ｓｅｖｅｒｉｔｙ）［ｐ．ｕ．］を表し、当該グラフの縦軸は、無効電流［ｐ．ｕ．］を表している。系統故障の深刻度合いは、「１」に近づくほど系統短絡故障に伴う系統電圧降下が小さく、「０」に近づくほど系統電圧降下が大きいことを示す。図１０中に示す三角印を結ぶ曲線Ｌ１は、１相地絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１０中に示す丸印を結ぶ直線Ｌ２は、２相短絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１０中に示すバツ印を結ぶ直線Ｌ３は、２相地絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１１中に示す三角印を結ぶ曲線Ｌ４は、１相地絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１１中に示す丸印を結ぶ直線Ｌ５は、２相短絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１１中に示すバツ印を結ぶ直線Ｌ６は、２相地絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１２中に示す三角印を結ぶ曲線Ｌ７は、１相地絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１２中に示す丸印を結ぶ曲線Ｌ８は、２相短絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。図１２中に示すバツ印を結ぶ曲線Ｌ９は、２相地絡の系統故障時の無効電力最大値の特性を表している。

図１０から図１２では、縦軸が無効電流［ｐ．ｕ．］で表されているが、無効電力は無効電流に比例するため、当該縦軸は、無効電力を表していることと等価である。また、図１０から図１２に示すグラフは、大規模洋上発電所向けの定格８０ＭＶａｒのＳＴＡＴＣＯＭを想定したシミュレーション結果である。

図１０に示すように、上記第１実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式を適用すると、２相短絡（直線Ｌ２参照）及び２相地絡（直線Ｌ３参照）のそれぞれ条件では、系統故障の深刻度合いによらず、無効電力は最大値となるため、定格無効電力を出力することができる。しかしながら、上記第１実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式を適用すると、１相地絡（直線Ｌ１参照）の条件において、系統故障の深刻度合いが０．４よりも小さい範囲で、無効電流が急峻に低下するので、出力可能な無効電力も急峻に低下する。したがって、上記第１実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式は、１相地絡よりも２相短絡及び２相地絡に対して有効な方式である。

図１１に示すように、上記第２実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式を適用すると、２相短絡（直線Ｌ５参照）及び２相地絡（直線Ｌ６参照）のそれぞれ条件では、零相電圧に基づく注入電力を主に使用するため、系統故障の深刻度合いによらず、無効電力は最大値となって定格無効電力を出力することができる。また、上記第２実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式を適用すると、１相地絡（直線Ｌ４参照）の条件では、循環電流及び零相電圧の電圧差に基づく注入電力も併用して注入可能である。このため、当該方式を適用すると、系統故障の深刻度合いが０．４よりも小さい範囲で無効電流が急峻に低下しないので、出力可能な無効電力も急峻に低下しない。その結果、当該方式を適用すると、系統故障の深刻度合い最も高い場合であっても、定格無効電流の７０％程度の無効電力の出力を維持できる。

参考例によるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式を適用すると、１相地絡（曲線Ｌ７参照）、２相短絡（曲線Ｌ８参照）及び２相地絡（曲線Ｌ９参照）のいずれの条件であっても、系統故障の深刻度合いが所定値よりも小さい範囲で無効電流が低下するので、出力可能な無効電力も低下する。したがって、参考例による平衡状態制御（バランス制御）方式は、いずれの系統故障に対しても定格無効電力を維持することができないという問題がある。さらに、参考例によるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式は、循環電流を用いるため、コンデンサ平衡状態を制御する際に循環電流による損失が発生するという問題もある。

上記第１実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式は、２相短絡及び２相地絡の系統故障に対して定格無効電力を維持できる。このため、上記第１実施形態による方式は、２相短絡及び２相地絡の系統故障に対して参考例による方式よりも優れている。

上記第１実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式は、２相短絡及び２相地絡の系統故障に対して定格無効電力を維持できる。さらに、上記第２実施形態による電力変換装置におけるコンデンサ平衡状態制御（バランス制御）方式は、１相地絡の系統故障の場合は注入比βを再設定することにより、定格無効電力の低下を抑制できる。このため、第２実施形態による方式は、系統故障に対して参考例による方式よりも優れている。

〔第３実施形態〕
本発明の第３実施形態による電力変換装置について図１３を用いて説明する。本実施形態による電力変換装置は、蓄電素子として設けられた二次電池の残容量を制御して上下アーム間の出力電力差を所定の範囲内に抑える点に特徴を有している。本実施形態による電力変換装置は、電力変換回路セルの構成が異なる点を除いて、上記第１実施形態による電力変換装置と同様の概略構成を有している。以下、本実施形態による電力変換装置の説明において、図１を参照するとともに、上記第１実施形態による電力変換装置１と同様の作用・機能を奏する構成要素には同一の符号を付してその説明は省略する。

図１３に示すように、Ｕ相レグ３１Ｕの下アーム３１Ｕｎの電力変換回路セル３１１Ｕｎｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）に設けられた蓄電素子は、コンデンサＣ２と、コンデンサＣ２に並列に接続された二次電池３１４とを有している。また、電力変換回路セル３１１Ｕｎｉは、二次電池３１４の残容量（Ｓｔａｔｅ−Ｏｆ−Ｃｈａｒｇｅ：ＳＯＣ）を検出する電池管理システム（Ｂａｔｔｅｒｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ Ｓｙｓｔｅｍ：ＢＭＳ）３１５を有している。電池管理システム３１５は、制御装置５に接続されている。電池管理システム３１５が検出する二次電池３１４の残容量の情報は、制御装置５に送信される。

同様に、Ｕ相レグ３１Ｕの上アーム３１Ｕｐの電力変換回路セル３１１Ｕｐｉ（ｉは１〜ｘまでの自然数）に設けられた蓄電素子は、コンデンサＣ２と、２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂに並列に接続された二次電池３１４とを有している。また、電力変換回路セル３１１Ｕｐｉは、二次電池３１４の残容量を検出する電池管理システム３１５を有している。電池管理システム３１５は、制御装置５に接続されている。電池管理システム３１５が検出する二次電池３１４の残容量の情報は、制御装置５に送信される。

図示は省略するが、Ｖ相レグ３１Ｖの下アーム３１Ｖｎ及び上アーム３１Ｖｐ並びにＷ相レグ３１Ｗの下アーム３１Ｗｎ及び上アーム３１Ｗｐのそれぞれに設けられた電力変換回路セルも同様に、コンデンサＣ２、２個の半導体スイッチＱａ，Ｑｂに並列に接続された二次電池３１４及び二次電池３１４の残容量を検出する電池管理システム３１５を有している。

コンデンサＣ２の両電極間の電圧は、二次電池３１４の両端電圧により定まる。このため、本実施形態による電力変換装置は、コンデンサＣ２の両電極間の直流電圧を制御装置５に出力する必要はない。本実施形態による電力変換装置は、コンデンサＣ２の両電極間の直流電圧の代わりに、電池管理システム３１５が検出する二次電池３１４の残容量の情報を制御装置５に送信するように構成されている。制御装置５は、電池管理システム３１５から入力される電力変換回路セルの二次電池３１４の残容量の差分を抑制することができるように構成されている。

制御装置５に設けられたレグ間電力平衡化制御部（電力制御部の一例）は、Ｕ相の下アーム３１Ｕｎｉに設けられた二次電池３１４の残容量及びＵ相の上アーム３１Ｕｐｉに設けられた二次電池３１４の残容量の差分を検出するように構成されている。また、当該レグ間電力平衡化制御部は、Ｖ相の下アーム３１Ｖｎｉに設けられた二次電池３１４の残容量及びＶ相の上アーム３１Ｖｐｉに設けられた二次電池３１４の残容量の差分を検出するように構成されている。さらに、当該レグ間電力平衡化制御部は、Ｗ相の下アーム３１Ｗｎｉに設けられた二次電池３１４の残容量及びＷ相の上アーム３１Ｗｐｉに設けられた二次電池３１４の残容量の差分を検出するように構成されている。

当該レグ間電力平衡化制御部は、検出する二次電池３１４の残容量を電圧に変換することが可能に構成されている。当該レグ間電力平衡化制御部は、変換した電圧を用いて、上記第１実施形態及び第２実施形態による電力変換装置に設けられたレグ間電力平衡化制御部５ａと同様の動作が可能になる。これにより、本実施形態による電力変換装置は、上記第１実施形態及び第２実施形態による電力変換装置のいずれかと同様の動作により、レグ間のコンデンサ電圧平均差分値Δｖ_Ｃ＿Ｕ，Δｖ_Ｃ＿Ｖ，Δｖ_Ｃ＿Ｗを所定の範囲内に抑えることができる。

その結果、本実施形態による電力変換装置は、上記第１実施形態及び第２実施形態による電力変換装置と同様の効果が得られる。さらに、本実施形態による電力変換装置は、コンデンサＣ２と並列に二次電池３１４を有することにより、サージ電圧をコンデンサＣ２で抑制するとともに、より長時間にわたって有効電力を補償することが可能である。

本発明は、上記実施形態に限らず種々の変形が可能である。
上記第１実施形態から上記第３実施形態による電力変換装置１は、蓄電エネルギーに準ずる量としてコンデンサＣ１の電圧を検出するように構成されているが、本発明はこれに限られない。例えば、電力変換装置１は、コンデンサＣ１に蓄電された蓄電エネルギーを検出し、検出された蓄電エネルギーが平衡（バランス）するように制御しても、上記第１実施形態から上記第３実施形態による電力変換装置１と同様の効果が得られる。

上記第１実施形態から上記第３実施形態による電力変換装置１は、４個の半導体スイッチを有する複数の電力変換回路セルを備えているが、本発明はこれに限られない。例えば、電力変換装置は、直列接続された２個の半導体スイッチを有する複数の電力変換回路セルを有していても同様の効果が得られる。

上記第１実施形態から上記第３実施形態による電力変換装置１は、ＩＧＢＴで構成された半導体スイッチＱａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄを有しているが、本発明はこれに限られない。電力変換装置１は、例えば、ゲートターンオフサイリスタ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ＧＴＯ）、集積化ゲート転流型サイリスタ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ＧＣＴ）、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などで構成された半導体スイッチを有していてもよい。

上記第１実施形態及び上記第２実施形態による電力変換装置は、コンデンサＣ１の容量を、上下アーム間の電力を平衡化するために必要な容量よりも大きく設計してもよい。この場合、電力変換装置は、例えば、電力系統が瞬間的に停電した場合でも、電力系統の負荷に短時間、有効電力を供給することができる。

本発明の技術的範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の技術的範囲は、請求項により画される発明の特徴の組み合わせに限定されるものではなく、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。

１ 電力変換装置
２ 三相電力系統
３ 主回路部
５ 制御装置
５ａ レグ間電力平衡化制御部
５ｂ 電流調整部
５ｃ ゲートパルス信号生成部
５ｄ キャリア波生成部
２１ 三相交流電源
２２ ケーブル
３１Ｕ Ｕ相レグ
３１Ｕｎ，３１Ｖｎ，３１Ｗｎ 下アーム
３１Ｕｐ，３１Ｖｐ，３１Ｗｐ 上アーム
３１Ｕｔ，３１Ｖｔ，３１Ｗｔ，Ｔ１，Ｔ２ 端子
３１Ｖ Ｖ相レグ
３１Ｗ Ｗ相レグ
３２ｎ 下側中性点
３２ｐ 上側中性点
５１ コンデンサ電圧平衡化制御部
５２ アーム電圧指令値生成部
２１１ Ｕ相交流電源
２１２ Ｖ相交流電源
２１３ Ｗ相交流電源
２２１ Ｕ相ケーブル
２２２ Ｖ相ケーブル
２２３ Ｗ相ケーブル
３１１Ｕｎ１，３１１Ｕｎｉ，３１１Ｕｎｉ−１，３１１Ｕｎｘ，３１１Ｕｐ，３１１Ｕｐ１，３１１Ｕｐｉ，３１１Ｕｐｉ−１，３１１Ｕｐｘ，３１１Ｖｎ１，３１１Ｖｎｉ，３１１Ｖｎｘ，３１１Ｖｐ，３１１Ｖｐ１，３１１Ｖｐｉ，３１１Ｗｎ１，３１１Ｗｎｉ，３１１Ｗｎｘ，３１１Ｗｐ，３１１Ｗｐ１，３１１Ｗｐｉ 電力変換回路セル
３１２Ｕｎ，３１２Ｕｐ，３１２Ｖｎ，３１２Ｖｐ，３１２Ｗｎ，３１２Ｗｐ 交流リアクトル
３１３ 電圧検出部
３１４ 二次電池
３１５ 電池管理システム
５１１ コンデンサ電圧平均差分検出部
５１２ 電圧抑制部
５１３ 電圧電流抑制部
５１２Ｆ，５１２ＦＢｂ，５１２ＦＢｇ，５１２ＦＢｊ，５１３Ｆａ，５１３Ｆｂ，５１３Ｆｃ，５２１ｕ，５２１ｖ，５２１ｗ，５２３ｕ，５２３ｖ，５２３ｗ 加算部
５１２ＦＢ，５１３ＦＢ フィードバック部
５１２ＦＢａ，５１２ＦＢｆ 低域通過フィルタ
５１２ＦＢｃ，５１２ＦＢｈ ＰＩ制御部
５１２ＦＢｄ，５１３ＦＦｄ 振幅演算部
５１２ＦＢｅ，５１２ＦＦａ，５１３ＦＢｅ，５１３ＦＦｆ 除算部
５１２ＦＢｉ，５１３ＦＢｉ 位相差演算部
５１２ＦＢｉ−１，５１３ＦＢｉ−１ 演算部
５１２ＦＢｉ−２，５１３ＦＢｉ−２ 算出部
５１２ＦＢｋ，５１２ＦＦｂ 零相電圧演算部
５１２ＦＦ，５１３ＦＦ フィードフォワード部
５１３ 電圧電流抑制部
５１３ＦＢｋ，５１３ＦＦｇ 循環電流演算部
５１３ＦＦｂ 上限制限部
５１３ＦＦｅ 増幅部
５２２ｕ，５２２ｖ，５２２ｗ 減算部
５２４ｕ，５２４ｖ，５２４ｗ Ｐ制御部
５２５ｕ，５２５ｖ，５２５ｗ 第一加算部
５２６ｕ，５２６ｖ，５２６ｗ 第二加算部
５２７ｕ，５２７ｖ，５２７ｗ 第一演算部
５２８ｕ，５２８ｖ，５２８ｗ 第二演算部
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄ 還流用ダイオード
Ｍａ，Ｍｂ，Ｍｃ，Ｍｄ 半導体モジュール
ＰＳ 電力制御システム
Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄ 半導体スイッチ

Claims (10)

1. 直列接続された第一アーム及び第二アームをそれぞれ有する複数のレグと、
   前記複数のレグのそれぞれに設けられた前記第一アームの両端部のうちの前記第二アームに接続されていない端部が互いに接続された第一接続部と、
   前記複数のレグのそれぞれに設けられた前記第二アームの両端部のうちの前記第一アームに接続されていない端部が互いに接続された第二接続部と、
   前記複数のレグを制御する制御装置と
   を備え、
   前記第一アームは、直列接続された２個の半導体スイッチ及び該２個の半導体スイッチに並列接続された蓄電素子を有する第一電力変換回路セルと、前記第一電力変換回路セルに直列に接続された第一コイルとを有し、
   前記第二アームは、直列接続された２個の半導体スイッチ及び該２個の半導体スイッチに並列接続された蓄電素子を有する第二電力変換回路セルと、前記第二電力変換回路セルに直列に接続された第二コイルとを有し、
   前記制御装置は、前記第一接続部の第一電圧及び前記第二接続部の第二電圧のそれぞれに含まれる同一の電圧成分を調整して前記複数のレグのそれぞれの間で流入出する第一電力を制御する電力制御部を有する
   電力変換装置。
2. 前記第一電力は、前記複数のレグのそれぞれと前記電力系統との間に流れる電流及び前記電圧成分によって発生する電力である
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記蓄電素子の蓄積エネルギー又は前記蓄積エネルギーに準ずる量を検出する検出部を備え、
   前記電力制御部は、前記検出部で検出された検出値に応じて前記電圧成分を調整する調整部を有する
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記蓄電素子は、コンデンサを有する
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記検出部は、前記コンデンサの電圧を前記準ずる量として検出する
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電力制御部は、前記複数のレグのそれぞれの間の電力の不平衡状態を抑制するように、前記複数のレグの前記第一電力を調整する
   請求項４又は５に記載の電力変換装置。
7. 前記電力制御部は、前記第一電圧と前記第二電圧との電圧差及び前記複数のレグのそれぞれに流れる循環電流の少なくとも一方を調整して第二電力を制御する
   請求項３から６までのいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記電力制御部は、前記第一アームに流れる電流と前記第二アームに流れる電流とを用いて前記循環電流を算出する算出部を有する
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御装置は、前記電圧成分の調整に基づいて制御する前記第一電力と、前記循環電流の調整に基づく前記第二電力との注入比を、前記第一アーム及び前記第二アームが出力可能な最大電圧に基づく値と、前記第一コイル及び前記第二コイルの接続部の電圧に基づく値と、前記電圧成分と、前記電圧差とに基づいて調整する
   請求項７又は８に記載の電力変換装置。
10. 前記蓄電素子は、前記２個の半導体スイッチに並列に接続された二次電池を有し、
    前記電力制御部は、前記第一アームに設けられた前記二次電池の残容量及び前記第二アームに設けられた前記二次電池の残容量の差分を検出する
    請求項１から９までのいずれか一項に記載の電力変換装置。

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