JP2022012104A - 直流電力変換装置及び直流電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電力変換装置において、レグ間で流れる横流の直流成分を増大させることなく、レグ間伝送電力のアンバランスを抑制する。【解決手段】直流電力変換装置は、複数のレグｌｅｇ１，ｌｅｇ２が並列接続される。各レグｌｅｇ１，ｌｅｇ２内には、複数のユニット１１～１Ｎが多段直列接続される。各セル２は、それぞれ直流電圧１とセル２とを有する。直流電力変換装置の制御部により、レグｌｅｇ１，ｌｅｇ２間の位相シフト角δを制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、複数のレグを有する直流電力変換装置のレグ間電力伝送に関する。

図１に示すような直流電力変換装置が従来から知られている。図１に示す直流電力変換装置は、直流電圧１にセル２を接続したものを単位ユニット（以下、ユニットと称する）としている。また、このユニット１１～１Ｎを複数個（Ｎ個）直列接続したものを単位レグ（以下、レグと称する）としている。第１レグｌｅｇ１，第２レグｌｅｇ２を直流電圧１側で２並列接続することで、直流負荷３に対して直流電力を供給する。このような直流電力変換装置において、位相シフトＰＷＭ制御を適用することがある。

ユニットの直列数をＮとすると、図１（ｂ）のフルブリッジ型電力変換装置を用いた構成では、レグ内ユニット間で三角波キャリアをπ／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相シフトして運転する。また、レグの並列数が２であるため、レグ間で三角波キャリアをπ／２Ｎ［ｒａｄ］だけ位相シフトして運転する。

この操作により、三角波キャリアを位相シフトしない場合に比べ、レグ電流のリプル周波数がＮ倍、出力コンデンサ４へ流入する電流リプル周波数は２Ｎ倍となる。この結果、出力コンデンサ４に流れる電流リプルが低減され、出力コンデンサ４の電圧リプルが低減される。

図１（ｃ）のハーフブリッジ型電力変換装置を用いた構成でも同様に、レグ内ユニット間で三角波キャリアを２π／Ｎ［ｒａｄ］ずつ位相シフトして運転する。また、レグの並列数が２であるため、レグ間で三角波キャリアをπ／Ｎ［ｒａｄ］だけ位相シフトして運転する。

図１中のレグ間での伝送電力にアンバランスが発生した場合を考える。一般に、レグ電流の直流成分をレグ間でばらつかせて直流の横流を積極的に流すことで、レグ間で直流電力の伝送を行い、伝送電力をレグ間でバランスさせる。また、発熱や損失の偏りなどが発生した場合でも、レグ間で直流電力の伝送を行う。

特開２０１９－６８５５９号公報 特許第６５５２７７４号

図１に示す直流電力変換装置の構成では、直流電流を用いてレグ間伝送電力のアンバランスを抑制している。この方法の場合、出力コンデンサ４とレグ間に接続されている直流リアクトルＬ１～Ｌ４に流れる直流電流も増大し、磁気飽和による異常発熱や電流リプル増大などの影響が考えられる。

以上示したようなことから、直流電力変換装置において、レグ間で流れる横流の直流成分を増大させることなく、レグ間伝送電力のアンバランスを抑制することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、並列接続された複数のレグと、それぞれ直流電圧とセルとを有し、各レグ内に多段直列接続された複数のユニットと、を備えた直流電力変換装置であって、前記レグ間の位相シフト角を制御する制御部を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記複数のレグは、第１レグと第２レグの２つであることを特徴とする。

また、その一態様として、前記セルはフルブリッジ型電力変換装置であり、前記制御部は、前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力指令値と前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力検出値との偏差を算出する減算器と、前記偏差に－１を乗算する乗算器と、－１を乗算した前記偏差に基づいてＰＩ制御を行うＰＩ制御部と、前記ＰＩ制御部の出力にπ／４を加算して前記第１レグに対する前記第２レグの位相遅れ角指令値を出力する加算器と、を備えたことを特徴とする。

また、他の態様として、前記セルはハーフブリッジ型電力変換装置であり、前記制御部は、前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力指令値と前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力検出値との偏差を算出する減算器と、前記偏差に－１を乗算する乗算器と、－１を乗算した前記偏差に基づいてＰＩ制御を行うＰＩ制御部と、前記ＰＩ制御部の出力にπ／２を加算して前記第１レグに対する前記第２レグの位相遅れ角指令値を出力する加算器と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、直流電力変換装置において、レグ間で流れる横流の直流成分を増大させることなく、レグ間伝送電力のアンバランスを抑制することが可能となる。

直流電力変換装置の回路構成例を示す図。 セルにフルブリッジ型電力変換装置を適用した場合のレグ間の位相シフト角δの変更によるレグ間電力伝送の変化例を示す図。 第１レグ平均出力電力と位相シフト角の関係例を示す図。 実施形態１における位相シフト角δの制御ブロック図。 セルにハーフブリッジ型電力変換装置を適用した場合のレグ間の位相シフト角δの変更によるレグ間電力伝送の変化例を示す図。 第１レグ平均出力電力と位相シフト角の関係例を示す図。 実施形態２における位相シフト角δの制御ブロック図。

以下、本願発明における直流電力変換装置の実施形態１，２を図１～図７に基づいて詳述する。

本明細書では、図１に示す回路構成の直流電力変換装置を例として説明する。図１に示すように、直流電力変換装置は並列接続された複数のレグを備える。図１において、複数のレグは２つの第１レグｌｅｇ１と第２レグｌｅｇ２である。第１レグｌｅｇ１は、多段直列接続された第１ユニット１１～第Ｎユニットを備える。第２レグｌｅｇ２も同様に、Ｎ個のユニットが多段直列接続される。

各ユニットは、直流電圧１と、直流電圧１に接続されたセル２とを有する。直流電圧１は、例えば、直流電源に入力コンデンサを接続したものが挙げられる。直流電圧１に接続されていない側のセル端子が多段直列接続される。

次に、セル２について説明する。セルには、図１（ｂ）のフルブリッジ型電力変換装置を適用した構成と、図１（ｃ）のハーフブリッジ型電力変換装置を適用した構成がある。

図１（ｂ）のフルブリッジ型電力変換装置を適用したセルは、直流電圧１の一方の端子と他方の端子との間に第１，第２半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列接続される。また、直流電圧１の一方の端子と他方の端子との間に第３，第４半導体スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が直列接続される。第１，第２半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点が一方のセル端子となり、第３，第４半導体スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点が他方のセル端子となる。

図１（ｃ）のハーフブリッジ型電力変換装置を適用したセルは、直流電圧１の一方の端子と他方の端子との間に第１，第２半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列接続される。第１，第２半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点が一方のセル端子となり、直流電圧１と第２半導体スイッチング素子Ｓ２の接続点が他方のセル端子となる。

第１ユニット１１の一方のセル端子は直流リアクトルＬ１の一端に接続され、第１ユニット１１の他方のセル端子は第２ユニット１２の一方のセル端子に接続される。第２ユニット１２から第Ｎユニット１Ｎまでも同様にセル端子で接続される。第Ｎユニット１Ｎの他方のセル端子は直流リアクトルＬ２の一端に接続される。

第２レグｌｅｇ２も同様に接続され、直流リアクトルＬ３，Ｌ４の一端に接続される。直流リアクトルＬ１～Ｌ４の他端には、出力コンデンサ４を介して直流負荷３が接続される。

実施形態１ではセル２として図１（ｂ）のフルブリッジ型電力変換装置を適用した構成を対象とし、実施形態２ではセル２として図１（ｃ）のハーフブリッジ型電力変換装置を適用した構成を対象とする。

本願発明では、レグ間位相シフト角を制御することにより、キャリア周波数の整数倍周波数の横流を制御して直流の横流を流すことなく、レグ間での直流電力伝送を行う。そのため以降では、第２レグｌｅｇ２の電圧Ｖ２の出力波形は、第１レグｌｅｇ１の電圧Ｖ１の出力波形をレグ間位相シフト角分だけ時間遅延させた波形とする。

また、簡単のため、以降ではレグを構成するユニットの直列接続数は２とする。

［実施形態１］
本実施形態１ではセル２に、フルブリッジ型電力変換装置を適用した場合を説明する。

三角波キャリアの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］、三角波キャリアのレグ内ユニット間位相シフト角をπ／２［ｒａｄ］とする。セル２にフルブリッジ型電力変換装置を適用する場合、第１レグｌｅｇ１のユニット出力電圧Ｖｕｎｉｔ１１，Ｖｕｎｉｔ１２は、三角波キャリア周波数の２倍周波数を基本波とする矩形波状となる。そのため、ユニット出力電圧Ｖｕｎｉｔ１１，Ｖｕｎｉｔ１２は（１）式，（２）式で表される。ただし、ａ_nはフーリエ係数であり、直流負荷電圧はＶｏｕｔである。

したがって、ユニット電流の和である第１レグｌｅｇ１の電圧Ｖ１は、（３）式となる。

第２レグｌｅｇ２の電圧Ｖ２は、第１レグｌｅｇ１の電圧Ｖ１を位相シフトによる遅延時間分だけずらした波形となる。位相シフト角をδとすると遅延時間はδ／ωとなり、第２レグｌｅｇ２の電圧Ｖ２は（４）式となる。

レグ間で循環する横流Ｉｃｉｒは、上記レグ電圧の差Ｖ１－Ｖ２が直流リアクトルＬに印加されることで流れる。したがって、横流Ｉｃｉｒは（３）式で表される。ただし、ｋは係数である。

横流Ｉｃｉｒによる第１レグｌｅｇ１の第１ユニット１１の出力電力Ｐ₁₁は（６）式となる。

ここで、三角関数の直交性から、同一周波数成分同士の積以外は平均電力が０となるため、第１ユニット１１の平均出力電力Ｐ₁₁￣は（７）式に変形できる。

さらに、平均出力電力Ｐ₁₁￣は交流成分を削除して（８）式のように変形できる。

同様に、横流Ｉｃｉｒによる第１レグｌｅｇ１の第２ユニット１２の平均出力電力Ｐ₁₂￣は（９）式となる。

さらに、平均出力電力Ｐ₁₂￣は交流成分を削除して（１０）式のように変形できる。

横流Ｉｃｉｒによる第２レグｌｅｇ２の第１ユニット２１の平均出力電力Ｐ₂₁￣は（１１）式となる。

さらに、平均出力電力Ｐ₂₁￣は交流成分を削除して（１２）式のように変形できる。

横流Ｉｃｉｒによる第２レグｌｅｇ２の第２ユニット２２の平均出力電力Ｐ₂₂￣は（１３）式となる。

さらに、平均出力電力Ｐ₂₂￣は交流成分を削除して（１４）式のように変形できる。

以上から、レグ内のユニット間では平均出力電力が一致しており、レグ間では符号反転の関係となっている。すなわち、レグ間の位相シフト角δを制御することでレグ間での電力伝送が可能である。レグ間位相シフトによるレグ平均出力電力の変化例を、図２に示す。

通常時の位相シフト角δ＝π／４の場合、上記平均出力電力は０となり、横流による直流電力伝送は発生しない。ここで、レグ間の位相シフト角δをδ＝π／４からずらす場合を考える。各平均出力電力の式に現れる級数部について、ｎ＝２の項が支配的となるため、（１５）式のように近似できる。

また、レグ間の位相シフト角δと平均出力電力の関係の例を図３に示す。図３に示すように、位相シフト角δ＝π／４付近では、位相シフト角δを大きくすると第１レグｌｅｇ１の平均出力電力が単調減少する。したがって、図４のような制御部を用いることで、レグ間での伝送電力を制御することができる。

図４に示すように、制御部は、減算器５と、乗算器６と、ＰＩ制御部７と、加算器８と、を備える。減算器５は第１レグｌｅｇ１→第２レグｌｅｇ２の伝送電力指令値から第１レグｌｅｇ１→第２レグｌｅｇ２の伝送電力検出値を減算して偏差を算出する。乗算器６は、この偏差に－１を乗算する。ＰＩ制御部７は、－１を乗算した偏差に基づいてＰＩ制御を行う。加算器８は、ＰＩ制御部７の出力にπ／４を加算する。加算器８の出力が第１レグｌｅｇ１に対する第２レグｌｅｇ２の位相遅れ角指令値δ［ｒａｄ］となる。

以上示したように、本実施形態１によれば、レグ間で流れる横流の直流成分を増大させることなく、レグ間での直流電力伝送を行う。その結果、横流の直流成分が増大した場合に生じる恐れのある、直流リアクトルの磁気飽和による異常発熱や電流リプル増大を抑制することが可能となる。

［実施形態２］
本実施形態２では、セルにハーフブリッジ型電力変換装置を適用した場合を説明する。

三角波キャリアの角周波数をω［ｒａｄ／ｓ］、三角波キャリアのレグ内ユニット間位相シフト角をπ［ｒａｄ］とする。ハーフブリッジ型電力変換装置を適用する場合、第１レグｌｅｇ１のユニット出力電圧Ｖｕｎｉｔ１１，Ｖｕｎｉｔ１２は、三角波キャリア周波数を基本波とする矩形波状となる。そのため、ユニット出力電圧Ｖｕｎｉｔ１１，Ｖｕｎｉｔ１２は（１６）式，（１７）式で表される。ただし、ａ_nはフーリエ係数であり、直流負荷電圧はＶｏｕｔである。

したがって、ユニット電流の和である第１レグｌｅｇ１の電圧Ｖ１は、（１８）式となる。

第２レグｌｅｇ２の電圧Ｖ２は、第１レグｌｅｇ１の電圧Ｖ１を位相シフトによる遅延時間分だけずらした波形となる。位相シフト角をδとすると遅延時間はδ／ωとなり、第２レグｌｅｇ２の電圧Ｖ２は（１９）式となる。

レグ間で循環する横流Ｉｃｉｒは、上記レグ電圧の差Ｖ１－Ｖ２が直流リアクトルＬに印加されることで流れる。したがって、横流Ｉｃｉｒは（２０）式で表される。ただし、ｋは係数である。

横流Ｉｃｉｒによる第１レグＬｅｇ１の第１ユニット１１の出力電力Ｐ₁₁は（２１）式となる。

ここで、三角関数の直交性から、同一周波数成分同士の積以外は平均電力が０となるため、第１ユニット１１の平均出力電力Ｐ₁₁￣は（２２）式に変形できる。

さらに、平均出力電力Ｐ₁₁￣は交流成分を削除して（２３）式のように変形できる。

同様に、横流Ｉｃｉｒによる第１レグｌｅｇ１の第２ユニット１２の平均出力電力Ｐ₁₂￣は（２４）式となる。

さらに、平均出力電力Ｐ₁₂￣は交流成分を削除して（２５）式のように変形できる。

横流Ｉｃｉｒによる第２レグｌｅｇ２の第１ユニット２１の平均出力電力Ｐ₂₁￣は（２６）式となる。

さらに、平均出力電力Ｐ₂₁￣は交流成分を削除して（２７）式のように変形できる。

横流Ｉｃｉｒによる第２レグＬｅｇ２の第２ユニット２２の平均出力電力Ｐ₂₂￣は（２８）式となる。

さらに、平均出力電力Ｐ₂₂￣は交流成分を削除して（２９）式のように変形できる。

以上から、レグ内のユニット間では平均出力電力が一致しており、レグ間では符号反転の関係となっている。すなわち、レグ間の位相シフト角δを制御することでレグ間での電力伝送が可能である。レグ間位相シフトによるレグ平均出力電力の変化例を、図５に示す。

通常時の位相シフト角δ＝π／２の場合、上記平均出力電力は０となり、横流による直流電力伝送は発生しない。ここで、レグ間の位相シフト角δをδ＝π／２からずらす場合を考える。各平均出力電力の式に現れる級数部について、ｎ＝２の項が支配的となるため、（３０）式のように近似できる。

また、レグ間の位相シフト角δと平均出力電力の関係の例を図６に示す。図６に示すように、位相シフト角δ＝π／２付近では、位相シフト角δを大きくすると第１レグｌｅｇ１の平均出力電力が単調減少する。したがって、図７のような制御部を用いることで、レグ間での伝送電力を制御することができる。

図７の制御部は、減算器５と、乗算器６と、ＰＩ制御部７と、加算器９と、を備える。減算器５、乗算器６、ＰＩ制御部７は図４と同様である。加算器９は、ＰＩ制御部７の出力にπ／２を加算する。加算器９の出力が第１レグｌｅｇ１に対する第２レグｌｅｇ２の位相遅れ角指令値δ［ｒａｄ］となる。

以上示したように、本実施形態２によれば、レグ間で流れる横流の直流成分を増大させることなく、レグ間での直流電力伝送を行う。その結果、横流の直流成分が増大した場合に生じる恐れのある直流リアクトルＬ１～Ｌ４の磁気飽和による異常発熱や電流リプル増大を抑制することが可能となる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１…直流電圧
２…セル
３…直流負荷
４…出力コンデンサ
５…減算器
６…乗算器
７…ＰＩ制御部
８，９…加算器
１１～１Ｎ…，２１～２Ｎ…第１～第Ｎユニット
ｌｅｇ１，ｌｅｇ２…第１，第２レグ
Ｌ１～Ｌ４…直流リアクトル
Ｓ１～Ｓ４…第１～第４半導体スイッチング素子

Claims (5)

1. 並列接続された複数のレグと、
   それぞれ直流電圧とセルとを有し、各レグ内に多段直列接続された複数のユニットと、
   を備えた直流電力変換装置であって、
   前記レグ間の位相シフト角を制御する制御部を備えたことを特徴とする直流電力変換装置。
2. 前記複数のレグは、第１レグと第２レグの２つであることを特徴とする請求項１記載の直流電力変換装置。
3. 前記セルはフルブリッジ型電力変換装置であり、
   前記制御部は、
   前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力指令値と前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力検出値との偏差を算出する減算器と、
   前記偏差に－１を乗算する乗算器と、
   －１を乗算した前記偏差に基づいてＰＩ制御を行うＰＩ制御部と、
   前記ＰＩ制御部の出力にπ／４を加算して前記第１レグに対する前記第２レグの位相遅れ角指令値を出力する加算器と、
   を備えたことを特徴とする請求項２記載の直流電力変換装置。
4. 前記セルはハーフブリッジ型電力変換装置であり、
   前記制御部は、
   前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力指令値と前記第１レグから前記第２レグへの伝送電力検出値との偏差を算出する減算器と、
   前記偏差に－１を乗算する乗算器と、
   －１を乗算した前記偏差に基づいてＰＩ制御を行うＰＩ制御部と、
   前記ＰＩ制御部の出力にπ／２を加算して前記第１レグに対する前記第２レグの位相遅れ角指令値を出力する加算器と、
   を備えたことを特徴とする請求項２記載の直流電力変換装置。
5. 並列接続された複数のレグと、
   それぞれ直流電圧とセルとを有し、各レグ内に多段直列接続された複数のユニットと、
   を備えた直流電力変換装置の制御方法であって、
   制御部において、前記レグ間の位相シフト角を制御することを特徴とする直流電力変換装置の制御方法。

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