JP2026070077A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置の効率を改善しつつ、モード切替時のショックや不安定動作を抑制する。
【解決手段】電力変換装置１は、スイッチング素子４１，４２を有し、これらのスイッチング素子を用いて電池電圧V_BATと直流リンク電圧V_DCを双方向に変換するチョッパ４と、直流リンク電圧V_DCと交流電圧を双方向に変換するインバータ５と、インバータ５とチョッパ４を制御する制御装置８と、を備える。制御装置８は、チョッパ４を制御する動作モードとして、スイッチング素子４１，４２をオン・オフ動作させることで直流リンク電圧V_DCを電圧指令値V_DCrefに応じて制御するSWモードと、スイッチング素子４１を常時オン状態にするTHモードと、のいずれかを選択可能であり、チョッパ４の動作モードをSWモードからTHモードへ移行させるときに、電圧指令値V_DCrefを減少させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

脱炭素社会の実現手段として、太陽光発電などの再生可能エネルギーの導入がある。太陽光発電では、発電電力を一時的に蓄えるための蓄電池が設置される場合も多い。以下では、蓄電池や太陽電池をまとめて電池と記す。これらの電池による発電システムを交流系統と連系する場合、電池の直流電圧を交流電圧に変換するための電力変換装置が用いられる。

電池電圧は一定ではなく、蓄電池の場合は充電残量によって、太陽電池の場合は発電電力によってそれぞれ電圧が変化する。こうした電池電圧の変化に対応するために、インバータとチョッパを用いて構成された電力変換装置が従来より知られている。チョッパは電池電圧を直流リンク電圧に変換し、インバータは直流リンク電圧を交流電圧に変換する。直流リンク電圧には、インバータが所望の交流電圧を出力するために必要な最低値がある。電池電圧が低い場合、チョッパによって直流リンク電圧をこの最低値より高いレベルに制御する。

一方、電池電圧が高い場合、特許文献１に記載されているように、チョッパのスイッチング素子（以下、素子）を常時オン状態にすることが考えられる。このようなチョッパの動作モードにおいて、チョッパの入出力間は直流的に短絡され、電池電圧と直流リンク電圧はほぼ等しくなる。これにより、素子のスイッチング損失やリアクトルの鉄損が発生しないため、電力変換装置の効率が改善される。

特開２０１５－８２８８２号公報

チョッパの素子をオン・オフ動作させるモードと、これを常時オン状態にするモードを切り替え可能とした場合、切り替えのショックによって過電圧や過電流が発生する恐れがある。また、電池電圧が直流リンク電圧より僅かに低い場合、素子のオンまたはオフ時間が極端に短くなり、チョッパの動作が不安定になる恐れがある。なお、電池の容量や充放電パターンによっては、このような状態が長時間継続することも考えられる。これらの問題によって電圧や電流のピーク値が増大することは、電力変換装置の大形・高コスト化につながる。

本発明は、上記課題に鑑みて、インバータとチョッパを有する電力変換装置において、チョッパの素子をオン・オフ動作させる動作モードと、これを常時オン状態にする動作モードとを相互に切り替えて用いる際に、切替時のショックや不安定動作を抑制することを目的とする。

本発明による電力変換装置は、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子を用いて電池電圧と直流リンク電圧を双方向に変換するチョッパと、前記直流リンク電圧と交流電圧を双方向に変換するインバータと、前記インバータと前記チョッパを制御する制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記チョッパを制御する動作モードとして、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させることで前記直流リンク電圧を電圧指令値に応じて制御する第１モードと、前記スイッチング素子を常時オン状態にする第２モードと、のいずれかを選択可能であり、前記制御装置は、前記動作モードを前記第１モードから前記第２モードへ移行させるときに前記電圧指令値を減少させる。

本発明によれば、インバータとチョッパを有する電力変換装置において、チョッパの素子をオン・オフ動作させる動作モードと、これを常時オン状態にする動作モードとを切り替えて用いる際に、モード切替時のショックや不安定動作を抑制して電力変換装置を小形・低コスト化できる。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置のシステム構成図である。 チョッパの動作波形例を示す図である。 本発明の第１の実施形態における制御装置のブロック図である。 本発明の第１の実施形態における制御装置の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態において電池を充電する場合の電力変換装置の動作チャート例を示す図である。 本発明の第１の実施形態において電池を放電する場合の電力変換装置の動作チャート例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置におけるチョッパの回路構成の別例を示す図である。 別例によるチョッパの動作波形例を示す図である。 第２電圧指令値V_ref2が第３閾値V_TH3と同じ値に設定された場合の放電時の動作チャート例を示す図である。 本発明の第２の実施形態における制御装置のブロック図である。 チョッパのモード切替中に充電電力が変化する場合の充電時の動作チャート例を示す図である。 本発明の第３の実施形態における制御装置のブロック図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。

（第１の実施形態）
（電力変換装置のシステム構成）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置のシステム構成図である。図１に示す電力変換装置１は、電池２の直流電圧を交流電圧に変換して交流系統３へ出力するとともに、交流系統３の交流電圧を直流電圧に変換して電池２へ出力することが可能な双方向型の電力変換装置である。このような電力変換装置１の電力変換機能により、電池２と交流系統３とを連系することができる。

電池２は、充電と放電がともに可能な蓄電池である。電池２の電圧（電池電圧V_BAT）は、電池２の状態に応じて変動する。図１では、電池２の内部構成として、起電圧V_BOを有する起電力２１と、電圧降下V_BRをもたらす内部インピーダンス２２とを示している。電池２の状態に応じて起電圧V_BOおよび電圧降下V_BRの値がそれぞれ変動することにより、電池電圧V_BATは変動し得る。

電力変換装置１は、チョッパ４、インバータ５、コンデンサ６、フィルタ７、制御装置８、電圧検出器９を備える。電力変換装置１は以上の要素の他に、スイッチ類、ヒューズやサージプロテクタなどの保護部品、ノイズフィルタ等をさらに備えていてもよい。

チョッパ４は、スイッチング素子４１，４２を有しており、これらのスイッチング素子４１，４２を用いて、電池電圧V_BATを直流リンク電圧V_DCに変換する。インバータ５は、直流リンク電圧V_DCを交流電圧に変換し、フィルタ７を介して交流系統３へ出力する。またインバータ５は、交流系統３からフィルタ７を介して入力される交流電圧を直流リンク電圧V_DCに変換し、チョッパ４へ直流電力を出力することもできる。この場合、チョッパ４は、スイッチング素子４１，４２を用いて直流リンク電圧V_DCを電池電圧V_BATに変換し、電池２へ直流電力を出力する。

チョッパ４とインバータ５の直流側を接続するラインには、平滑用のコンデンサ６が接続されている。インバータ５の交流出力に含まれる高調波成分を低減するために、インバータ５と交流系統３の間にはフィルタ７が挿入されている。すなわちインバータ５は、フィルタ７を介して交流系統３に接続されている。

制御装置８は、電力変換装置１内の電圧や電流に基づいて、チョッパ４やインバータ５を制御する。電圧検出器９は、交流系統３と電力変換装置１の間で入出力される三相の交流電圧V_R，V_S，V_Tを検出する。

図１では、チョッパ４の具体的な回路構成の一例を示している。チョッパ４は、例えば前述のスイッチング素子４１，４２に加えて、リアクトル４３、コンデンサ４４、電圧検出器４５，４６および電流検出器４７を備える。このような構成により、チョッパ４は電池電圧V_BATと直流リンク電圧V_DCを双方向に変換できる。なお、図１ではスイッチング素子４１，４２としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を示したが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など他種の素子であってもよい。

電圧検出器４５，４６は、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATをそれぞれ検出し、これらの検出結果を制御装置８へ出力する。電流検出器４７は、リアクトル４３に流れる電流（リアクトル電流I_L）を検出する。以下の説明では、電池２を充電する向き（図１中の矢印の向き）を正として、リアクトル電流I_Lの極性を定義する。

図１では、制御装置８が送受信する信号として、電圧検出器４５，４６、電流検出器４７および電圧検出器９による直流リンク電圧V_DC、電池電圧V_BAT、リアクトル電流I_Lおよび交流電圧V_R，V_S，V_Tの各検出信号と、スイッチング素子４１，４２のゲート電圧G₁，G₂と、インバータ５に関する制御信号CS_INVおよび検出信号DS_INVと、を示している。なお、制御信号CS_INVおよび検出信号DS_INVはそれぞれ一本の矢印で示されているが、これらはそれぞれ複数の信号を含んでもよい。制御装置８の実現方法については任意であるが、一例として、マイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）などのデバイスが搭載された基板上に、電子回路として実装する方法がある。

（チョッパの動作モード）
チョッパ４には、大きく分けて２種類の動作モード（第１モード、第２モード）がある。図２は、チョッパ４の動作波形例を示す図である。具体的には、スイッチング素子４１，４２のゲート電圧G₁，G₂とリアクトル電流I_Lの波形を図２では示している。

図２（ａ）は、チョッパ４が第１モードで動作する場合の波形例である。第１モードとは、チョッパ４においてスイッチング素子４１，４２を所定のスイッチング周期T_SWで交互にオン・オフ動作させることで、電池電圧V_BATを直流リンク電圧V_DCに変換する動作モードである。以下では、第１モードのことをSWモードとも記す。

図２（ａ）に示すように、SWモードでは、ゲート電圧G₁，G₂はそれぞれスイッチング周期T_SWのパルス波形となり、リアクトル電流I_Lはスイッチング周期T_SWのリプルを持つ三角波となる。図２（ａ）の例では、ゲート電圧G₁のオンデューティをdとした。なお定常状態において、d = V_BAT/V_DCと表すことができる。制御装置８は、直流リンク電圧V_DCが所定の電圧指令値V_DCrefと一致するようにフィードバック制御を行い、その結果としてオンデューティdを変化させることで、直流リンク電圧V_DCの制御を実施する。なお、制御のマイナーループにおいて直流リンク電圧V_DCではなく、リアクトル電流I_Lがフィードバック制御される場合もある。この場合、制御装置８ではV_DC制御の結果として電流指令値I_Lrefが生成され、この電流指令値I_Lrefにリアクトル電流I_Lが一致するように制御が行われることで、ゲート電圧G₁のオンデューティdが可変される。

図２（ｂ）は、チョッパ４が第２モードで動作する場合の波形例である。第２モードとは、チョッパ４においてスイッチング素子４１，４２をそれぞれ常時オン、常時オフにする動作モードである。以下では、第２モードのことをTHモードとも記す。

THモードでは、チョッパ４の入出力間が直流的に短絡されることにより、直流リンク電圧V_DCは電池電圧V_BATとほぼ一致する。なおTHモードは、前述のSWモードにおけるオンデューティdを１に固定した動作とも言える。THモードにおいて、リアクトル電流I_Lの波形はリプルを含まない。また、直流リンク電圧V_DCやリアクトル電流I_Lのフィードバック制御は行われない。

THモードでは、スイッチング素子４１，４２においてスイッチング動作が行われないため、スイッチング素子４１，４２のスイッチング損失やリアクトル４３の鉄損が発生しない。電池電圧V_BATが十分に高く、V_DC = V_BATであってもインバータ５が所望の交流電圧を出力できる場合、チョッパ４をTHモードで動作させることにより、電力変換装置１の変換効率を改善できる。このことから、上記２種類の動作モードは、基本的に電池電圧V_BATのレベルによって切り替えられる。

ここで、チョッパ４の動作モード切替の問題点について以下に述べる。まず、動作モード切替時のショックによって電力変換装置１の電圧や電流に振動が起こるため、電圧や電流のピーク値が増大し、電力変換装置１の大型化や高コスト化を招く恐れがある。

次に、電池電圧V_BATが直流リンク電圧V_DCより僅かに低い場合、定常状態でd = V_BAT/V_DCとなることから、dは１より僅かに小さい値となる。このとき、素子４１のオフ期間と素子４２のオン期間がそれぞれ極端に短くなり、チョッパ４の動作が不安定になる恐れがある。電池２の容量や充放電パターンによっては、このような状態が長時間継続することも考えられる。そこで本発明では、制御装置８において以下で説明するような制御を行うことにより、これらの問題点を解決し、電力変換装置１の大型化や高コスト化を回避する。

（制御装置のブロック図とフローチャート）
図３は、本発明の第１の実施形態における制御装置８のブロック図である。図３では、チョッパ４の制御やモード切替に関するブロックが示され、インバータ５を制御するブロックは省略されている。図４は、本発明の第１の実施形態における制御装置８の処理手順を示すフローチャートである。以下ではこれらの図を用いて、本実施形態の制御装置８によるチョッパ４のモード切替制御について説明する。

図３に示すように、制御装置８は、電圧指令切替信号S_vrefを生成する電圧指令切替信号生成部（以下、S_vref生成部）８１と、電圧指令値V_DCrefを生成する電圧指令生成部（以下、V_DCref生成部）８２と、電圧差判定信号S_vdifを生成する電圧差判定信号生成部（以下、S_vdif生成部）８３と、モード切替信号S_modeを生成するモード切替信号生成部（以下、S_mode生成部）８４と、ゲート電圧G₁，G₂を生成するゲート信号生成部８５と、を備える。

S_vref生成部８１は、電池電圧V_BATと所定の閾値とを比較し、その結果に基づいて電圧指令切替信号S_vrefを生成する。なお、S_vref生成部８１で用いられる閾値には、ヒステリシスを設けることが好ましい。具体的には、例えば電圧指令切替信号S_vrefがLレベルの状態のときに電池電圧V_BATが所定の第１閾値V_TH1より高くなると、S_vref生成部８１は、電圧指令切替信号S_vrefをHレベルに切り替える。また、例えば電圧指令切替信号S_vrefがHレベルの状態のときに電池電圧V_BATが所定の第３閾値V_TH3より低くなると、S_vref生成部８１は、電圧指令切替信号S_vrefをLレベルに切り替える。なお、第３閾値V_TH3は第１閾値V_TH1より低く設定される。このように、S_vref生成部８１では電圧指令切替信号S_vrefの出力に関してヒステリシス特性を設けることで、電池電圧V_BATの検出ノイズ等によって電圧指令切替信号S_vrefの論理値が頻繁に切り替わることを防止できる。

V_DCref生成部８２は、S_vref生成部８１から入力される電圧指令切替信号S_vrefに基づいて、直流リンク電圧V_DCに対する電圧指令値V_DCrefを生成する。V_DCref生成部８２には信号選択スイッチが設けられており、この信号選択スイッチにより、電圧指令切替信号S_vrefに基づいて第１電圧指令値V_ref1または第２電圧指令値V_ref2のいずれかを出力する。なお、第２電圧指令値V_ref2は第１電圧指令値V_ref1より低く設定される。第１電圧指令値V_ref1と第２電圧指令値V_ref2は、電圧指令値V_DCrefの上限値と下限値にそれぞれ相当する。

V_DCref生成部８２において信号選択スイッチは、電圧指令切替信号S_vrefがLレベルのときには第１電圧指令値V_ref1を出力し、電圧指令切替信号S_vrefがHレベルのときには第２電圧指令値V_ref2を出力する。信号選択スイッチの出力側には、ＬＰＦ（Low Pass Filter）が設けられている。V_DCref生成部８２は、信号選択スイッチの出力をＬＰＦ処理した値を、電圧指令値V_DCrefとして出力する。すなわち、電圧指令切替信号S_vrefがLレベルからHレベルに変化したとき、V_DCref生成部８２から出力される電圧指令値V_DCrefは、第１電圧指令値V_ref1から第２電圧指令値V_ref2へと徐々に減少する。また、電圧指令切替信号S_vrefがHレベルからLレベルに変化したとき、V_DCref生成部８２から出力される電圧指令値V_DCrefは、第２電圧指令値V_ref2から第１電圧指令値V_ref1へと徐々に増加する。これらの状態での電圧指令値V_DCrefの減少または増加レートは、ＬＰＦの時定数によって調節することができる。具体的には、例えば電圧指令値V_DCrefの減少または増加レートが、制御装置８が行う直流リンク電圧V_DCのフィードバック制御の時定数と同じか、またはこれより大きな値となるように、ＬＰＦの時定数を設定することが好ましい。

なお、信号選択スイッチやＬＰＦを用いずに、電圧指令値V_DCrefが第１電圧指令値V_ref1と第２電圧指令値V_ref2の間で所定のレートで増減するように、V_DCref生成部８２を構成することもできる。例えば、V_DCref生成部８２において、電圧指令切替信号S_vrefの変化に応じて一定の計算周期ごとに電圧指令値V_DCrefを所定量ずつ増加または減少させることで、電圧指令値V_DCrefが第１電圧指令値V_ref1と第２電圧指令値V_ref2の間で段階的に変化するようにしてもよい。さらに、電圧指令値V_DCrefを増減させるレートは一定値であってもよいし、時間経過に応じて変化する値であってもよい。制御装置８では、ある程度の時間をかけて電圧指令値V_DCrefを第１電圧指令値V_ref1と第２電圧指令値V_ref2の間で連続的または段階的に変化させることができれば、任意の構成によりV_DCref生成部８２を実現できる。

S_vdif生成部８３は、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATの電圧差V_DIFと所定の閾値とを比較し、その結果に基づいて電圧差判定信号S_vdifを生成する。具体的には、電圧差V_DIFが所定の第２閾値V_TH2より低いときに、S_vdif生成部８３は電圧差判定信号S_vdifとしてHレベルの信号を出力し、電圧差V_DIFが第２閾値V_TH2以上のときに、S_vdif生成部８３は電圧差判定信号S_vdifとしてLレベルの信号を出力する。

S_mode生成部８４は、S_vref生成部８１から入力される電圧指令切替信号S_vrefと、S_vdif生成部８３から入力される電圧差判定信号S_vdifとに基づいて、モード切替信号S_modeを生成する。モード切替信号S_modeは、その論理値によってチョッパ４の動作モードを表す。すなわち、モード切替信号S_modeのLレベルはSWモードを、HレベルはTHモードをそれぞれ意味する。なお図３では、論理積（AND）ゲート、立上り検出器、立下り検出器およびRSフリップフロップによってS_mode生成部８４を構成した例を示しているが、以下の動作を実現できれば、S_mode生成部８４の内部構成は任意である。

モード切替信号S_modeがLレベルの状態で電圧指令切替信号S_vrefと電圧差判定信号S_vdifが共にHレベルになると、S_mode生成部８４はモード切替信号S_modeをHレベルに切り替える。これにより、チョッパ４がSWモードからTHモードに切り替えられる。また、モード切替信号S_modeがHレベルの状態で電圧指令切替信号S_vrefがLレベルになると、S_mode生成部８４はモード切替信号S_modeをLレベルに変化させる。これにより、チョッパ４がTHモードからSWモードに切り替えられる。

ここで、S_vdif生成部８３において第２閾値V_TH2がゼロ近傍の値に設定されていると、前述の電圧差V_DIFが十分小さい状態、すなわち、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATがほぼ一致した状態で、モード切替信号S_modeがLレベルからHレベルに切り替えられ、チョッパ４がSWモードからTHモードに切り替えられる。

ゲート信号生成部８５は、V_DCref生成部８２から入力される電圧指令値V_DCrefや、S_mode生成部８４から入力されるモード切替信号S_modeなどに基づいて、スイッチング素子４１，４２のゲート電圧G₁，G₂を生成する。モード切替信号S_modeがLレベルのとき、すなわち、チョッパ４をSWモードで動作させるときには、ゲート信号生成部８５は、電圧指令値V_DCrefに基づいて直流リンク電圧V_DCのフィードバック制御演算を行い、スイッチング素子４１のオンデューティdを演算する。そして、演算されたオンデューティdに従ってスイッチング素子４１，４２がそれぞれオン・オフ動作を繰り返すように、ゲート電圧G₁，G₂を生成する。このとき前述のように、電流指令値I_Lrefを用いてリアクトル電流I_Lのフィードバック制御演算を行うことにより、スイッチング素子４１のオンデューティdを演算してもよい。一方、モード切替信号S_modeがHレベルのとき、すなわち、チョッパ４をTHモードで動作させるときには、ゲート信号生成部８５は、スイッチング素子４１，４２がそれぞれ常時オン、常時オフとなるように、ゲート電圧G₁，G₂を生成する。

制御装置８は、図３のブロック図に示す各構成要素により、所定の演算周期ごとに図４のフローチャートの処理を実行することで、ゲート電圧G₁，G₂を生成してチョッパ４の動作制御を行う。

ステップＳ１０において、制御装置８は、電圧検出器４５から直流リンク電圧V_DCを、電圧検出器４６から電池電圧V_BATをそれぞれ取得する。

ステップＳ２０において、制御装置８は、ステップＳ１０でそれぞれ取得した直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATの差分を計算し、電圧差V_DIFを算出する。

ステップＳ３０において、制御装置８は、電圧指令切替信号S_vrefおよびモード切替信号S_modeの前回値を取得する。ここでは、前回の演算周期において後述のステップＳ７０またはＳ１３０の処理が実施された場合は、これらの処理によって決定された電圧指令切替信号S_vrefの値を、前回値として取得する。一方、前回の演算周期においてステップＳ７０およびＳ１３０の処理がいずれも実施されなかった場合は、前回の演算周期においてステップＳ３０で取得されたのと同じ電圧指令切替信号S_vrefの値を、前回値として取得すればよい。同様に、前回の演算周期において後述のステップＳ１１０またはＳ１５０の処理が実施された場合は、これらの処理によって決定されたモード切替信号S_modeの値を、前回値として取得する。一方、前回の演算周期においてステップＳ１１０およびＳ１５０の処理がいずれも実施されなかった場合は、前回の演算周期においてステップＳ３０で取得されたのと同じモード切替信号S_modeの値を、前回値として取得すればよい。

ステップＳ４０において、制御装置８は、ステップＳ３０で取得したモード切替信号S_modeの前回値がLレベルかどうかを判断する。モード切替信号S_modeの前回値がLレベルである場合はステップＳ５０へ進み、そうでない場合、すなわちHレベルである場合はステップＳ１２０へ進む。

ステップＳ５０において、制御装置８は、ステップＳ３０で取得した電圧指令切替信号S_vrefの前回値がLレベルかどうかを判断する。電圧指令切替信号S_vrefの前回値がLレベルである場合はステップＳ６０へ進み、そうでない場合、すなわちHレベルである場合はステップＳ９０へ進む。

ステップＳ６０において、制御装置８は、ステップＳ１０で取得した電池電圧V_BATを所定の第１閾値V_TH1と比較する。その結果、電池電圧V_BATが第１閾値V_TH1未満の場合はステップＳ１００へ進み、そうでない場合、すなわち第１閾値V_TH1以上の場合はステップＳ７０へ進む。なお、ステップＳ６０からステップＳ１００へ進んだ場合、モード切替信号S_modeは前回値と同じLレベルに維持される。

ステップＳ７０において、制御装置８は、電圧指令切替信号S_vrefの論理値を、前回値のLレベルからHレベルに切り替える。

ステップＳ８０において、制御装置８は、ステップＳ７０でLレベルからHレベルに切り替えられた電圧指令切替信号S_vrefに応じて、電圧指令値V_DCrefを第１電圧指令値V_ref1から第２電圧指令値V_ref2へと連続的または段階的に変化させる。ここでは前述のように、電圧指令値V_DCrefを第１電圧指令値V_ref1から第２電圧指令値V_ref2に向かって所定の減少レートで次第に減少させるようにする。

ステップＳ９０において、制御装置８は、ステップＳ２０で算出した電圧差V_DIFを所定の第２閾値V_TH2と比較する。その結果、電圧差V_DIFが第２閾値V_TH2より大きい場合はステップＳ１００へ進み、そうでない場合、すなわち第２閾値V_TH2以下の場合はステップＳ１１０へ進む。なお、ステップＳ９０からステップＳ１００へ進んだ場合、モード切替信号S_modeは前回値と同じLレベルに維持される。

ステップＳ１００において、制御装置８は、電圧指令値V_DCrefに基づいて直流リンク電圧V_DCのフィードバック制御演算を行う。ここでは前述のように、直流リンク電圧V_DCが電圧指令値V_DCrefに近づくようにスイッチング素子４１のオンデューティdを演算する。ステップＳ１００の処理を実施したら、ステップＳ１７０へ進む。

ステップＳ１１０において、制御装置８は、モード切替信号S_modeの論理値を、前回値のLレベルからHレベルに切り替える。これにより、チョッパ４の動作モードをSWモードからTHモードに切り替える。ステップＳ１１０の処理を実施したら、ステップＳ１７０へ進む。

ステップＳ１２０において、制御装置８は、ステップＳ１０で取得した電池電圧V_BATを所定の第３閾値V_TH3と比較する。その結果、電池電圧V_BATが第３閾値V_TH3より大きい場合はステップＳ１７０へ進み、そうでない場合、すなわち第３閾値V_TH3以下の場合はステップＳ１３０へ進む。なお、ステップＳ１２０からステップＳ１７０へ進んだ場合、モード切替信号S_modeは前回値と同じHレベルに維持される。

ステップＳ１３０において、制御装置８は、電圧指令切替信号S_vrefの論理値を、前回値のHレベルからLレベルに切り替える。

ステップＳ１４０において、制御装置８は、ステップＳ１３０でHレベルからLレベルに切り替えられた電圧指令切替信号S_vrefに応じて、電圧指令値V_DCrefを第２電圧指令値V_ref2から第１電圧指令値V_ref1へと連続的または段階的に変化させる。ここでは前述のように、電圧指令値V_DCrefを第２電圧指令値V_ref2から第１電圧指令値V_ref1に向かって所定の増加レートで次第に増大させるようにする。

ステップＳ１５０において、制御装置８は、モード切替信号S_modeの論理値を、前回値のHレベルからLレベルに切り替える。これにより、チョッパ４の動作モードをTHモードからSWモードに切り替える。

ステップＳ１６０において、制御装置８は、電圧指令値V_DCrefに基づいて直流リンク電圧V_DCのフィードバック制御演算を行う。ここではステップＳ１００と同様に、直流リンク電圧V_DCが電圧指令値V_DCrefに近づくようにスイッチング素子４１のオンデューティdを演算する。ステップＳ１６０の処理を実施したら、ステップＳ１７０へ進む。

ステップＳ１７０において、制御装置８は、チョッパ４のスイッチング素子４１，４２に対するゲート電圧G₁，G₂を生成する。ここでは、モード切替信号S_modeがLレベルであり、ステップＳ１００またはＳ１６０においてスイッチング素子４１のオンデューティdが演算された場合は、SWモードの動作として、演算されたオンデューティdに従ってスイッチング素子４１，４２がそれぞれオン・オフ動作するように、ゲート電圧G₁，G₂を生成する。一方、モード切替信号S_modeがHレベルである場合は、THモードの動作として、スイッチング素子４１，４２がそれぞれ常時オン、常時オフとなるように、ゲート電圧G₁，G₂を生成する。ステップＳ１７０の処理を実施したら、制御装置８は図４のフローチャートを終了する。

なお、以上説明した図４のフローチャートにおいて、ステップＳ５０～Ｓ７０およびＳ１２０～Ｓ１３０の処理は、図３のS_vref生成部８１に相当する。また、ステップＳ８０およびＳ１４０の処理は、図３のV_DCref生成部８２に相当し、ステップＳ９０の処理は、図３のS_vdif生成部８３に相当する。また、ステップＳ４０，Ｓ１１０およびＳ１５０の処理は、図３のS_mode生成部８４に相当し、ステップＳ１００，Ｓ１６０およびＳ１７０の処理は、ゲート信号生成部８５に相当する。

（充電時の動作チャート）
図５は、本発明の第１の実施形態において電池２を充電する場合の電力変換装置１の動作チャート例を示す図である。図５では対象項目として、電圧指令切替信号S_vref、電圧差判定信号S_vdif、モード切替信号S_mode、直流リンク電圧V_DC、電池電圧V_BAT、電圧指令値V_DCref、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATの電圧差V_DIF、スイッチング素子４１のオンデューティd、およびリアクトル電流I_Lの動作チャートの例をそれぞれ示した。また、図５では直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATをそれぞれ実線と点線により、同一グラフ内に重ねて示した。なおリアクトル電流I_Lでは、チョッパ４がSWモードで動作する場合に生じる変動（リプル）を無視した。

時刻t0において、電池電圧V_BATは第１閾値V_TH1より低く、S_vref生成部８１により生成される電圧指令切替信号S_vrefがLレベルであるため、V_DCref生成部８２により生成される電圧指令値V_DCrefは第１電圧指令値V_ref1になっている。また、電圧差V_DIFは第２閾値V_TH2より高いため、S_vdif生成部８３により生成される電圧差判定信号S_vdifはLレベルである。このように、時刻t0では電圧指令切替信号S_vrefと電圧差判定信号S_vdifがともにLレベルであるため、S_mode生成部８４から出力されるモード切替信号S_modeもLレベルになっている。このときチョッパ４はSWモードで動作し、チョッパ４によって直流リンク電圧V_DCは電圧指令値V_DCref（第１電圧指令値V_ref1）に合わせて制御される。

時刻t0以降、電池２が充電されることで電池電圧V_BATが徐々に増大するが、直流リンク電圧V_DCはチョッパ４により電圧指令値V_DCref、すなわち第１電圧指令値V_ref1に制御された状態を維持する。その結果として、スイッチング素子４１のオンデューティdは電池電圧V_BATに合わせて増大する。一方、電圧差V_DIFは徐々に減少する。

時刻t1において電池電圧V_BATが第１閾値V_TH1まで増大すると、S_vref生成部８１の動作によって電圧指令切替信号S_vrefはLレベルからHレベルに変化する。この電圧指令切替信号S_vrefの変化に応じたV_DCref生成部８２の動作により、電圧指令値V_DCrefは第１電圧指令値V_ref1から第２電圧指令値V_ref2に向かって所定レートで減少し始める。この時点では、電圧差V_DIFが第２閾値V_TH2より高い状態、すなわち電圧差判定信号S_vdifがLレベルの状態を維持しているため、モード切替信号S_modeもLレベルのままである。したがって、チョッパ４はSWモードの動作を継続し、チョッパ４によって直流リンク電圧V_DCは電圧指令値V_DCrefの変化に従って減少する。

時刻t2において電圧差V_DIFが第２閾値V_TH2まで減少すると、S_vdif生成部８３の動作によって電圧差判定信号S_vdifはLレベルからHレベルに変化する。この電圧差判定信号S_vdifの変化に応じたS_mode生成部８４の動作により、モード切替信号S_modeもLレベルからHレベルに切り替えられる。これにより、チョッパ４はSWモードからTHモードに切り替えられ、スイッチング素子４１のオンデューティdは１に固定される。電圧指令値V_DCrefは第２電圧指令値V_ref2に向かって減少し続ける一方、直流リンク電圧V_DCは電池電圧V_BATに合わせて増大する。

本実施形態の電力変換装置１では、以上のように、SWモードからTHモードへの切替が行われる。

（放電時の動作チャート）
図６は、本発明の第１の実施形態において電池２を放電する場合の電力変換装置１の動作チャート例を示す図である。図５との違いとして、図６では直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATに加えて、電圧指令値V_DCrefと電池電圧V_BATもそれぞれ実線と点線により、同一グラフ内に重ねて示した。

時刻t3において、電圧指令切替信号S_vref、電圧差判定信号S_vdifおよびモード切替信号S_modeは全てHレベルである。このときチョッパ４はTHモードで動作し、スイッチング素子４１のオンデューティdは１に固定されるため、直流リンク電圧V_DCは電池電圧V_BATにほぼ一致した状態である。

時刻t3以降、電池２が放電されることで電池電圧V_BATが徐々に減少し、直流リンク電圧V_DCは電池電圧V_BATに合わせて減少する。

時刻t4において電池電圧V_BATが第３閾値V_TH3まで減少すると、S_vref生成部８１の動作によって電圧指令切替信号S_vrefはHレベルからLレベルに変化する。この電圧指令切替信号S_vrefの変化に応じたV_DCref生成部８２の動作により、電圧指令値V_DCrefは第２電圧指令値V_ref2から第１電圧指令値V_ref1に向かって所定レートで増大し始める。また、電圧指令切替信号S_vrefがLレベルになることで、S_mode生成部８４の動作によってモード切替信号S_modeもHレベルからLレベルに切り替えられる。これにより、チョッパ４の動作モードがTHモードからSWモードに切り替えられる。ただし、この時点では電池電圧V_BATが電圧指令値V_DCrefより高いため、直流リンク電圧V_DCが電池電圧V_BATにほぼ一致した状態が継続される。

時刻t5において電圧指令値V_DCrefが電池電圧V_BATのレベルまで増大すると、チョッパ４の制御によって直流リンク電圧V_DCが電圧指令値V_DCrefに従って増大し始める。すなわち、この時刻t5から実質的なSWモードの動作が開始される。時刻t6において電圧差V_DIFが第２閾値V_TH2まで増大すると、S_vdif生成部８３の動作によって電圧差判定信号S_vdifはHレベルからLレベルに変化する。

本実施形態の電力変換装置１では、以上のように、THモードからSWモードへの切替が行われる。

（効果）
チョッパ４の動作モード切替の問題点として既に述べたように、電池電圧V_BATが直流リンク電圧V_DCより僅かに低い状態が長時間継続すると、チョッパ４の動作が不安定になる恐れがある。本発明では上述のように、電池電圧V_BATが第１閾値V_TH1まで増大した時点で、直流リンク電圧V_DCに対する電圧指令値V_DCrefを所定レートで減少させ、チョッパ４の動作モードをSWモードからTHモードへ移行させる。これにより、チョッパ４の動作モードがSWモードであり、かつ、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATの電圧差V_DIFが第１閾値V_TH1より小さい状態で、チョッパ４が長時間連続して動作することを防止できる。

また、電圧指令値V_DCrefが減少し始めた後、電圧差V_DIFが第２閾値V_TH2まで減少した時点で、チョッパ４がSWモードからTHモードに切り替えられる。そのため、第２閾値V_TH2をゼロ近傍の値に設定すると、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATがほぼ一致した状態でモード切替が行われる。これによってモード切替のショックが抑えられ、電力変換装置１の電圧や電流が振動することや、過大になることを防止できる。

さらに、直流リンク電圧V_DCのフィードバック制御の時定数を考慮して電圧指令値V_DCrefの減少レートを設定することで、直流リンク電圧V_DCを電圧指令値V_DCrefに従って減少させる期間において、直流リンク電圧V_DCのオーバーシュートや振動を発生させることなく、直流リンク電圧V_DCをスムーズに減少させることができる。そして、チョッパ４がTHモードに切り替えられる直前まで、直流リンク電圧V_DCを電圧指令値V_DCrefに従ってフィードバック制御することができる。これにより、途中で充電電力の変化といった外乱が発生した場合でも、電力変換装置１の電圧や電流において振動が発生することや、電圧や電流が過大になることを防止できる。

以上のように、本実施形態では、インバータ５とチョッパ４を備えた電力変換装置１において、チョッパ４のスイッチング素子４１を常時オン状態にするTHモードを用いることにより、電力変換装置１の効率を改善しつつ、モード切替時のショックや不安定動作を抑制している。これにより、電力変換装置１を小型化・低コスト化できる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）電力変換装置１は、スイッチング素子４１，４２を有し、これらのスイッチング素子を用いて電池電圧V_BATと直流リンク電圧V_DCを双方向に変換するチョッパ４と、直流リンク電圧V_DCと交流電圧を双方向に変換するインバータ５と、インバータ５とチョッパ４を制御する制御装置８と、を備える。制御装置８は、チョッパ４を制御する動作モードとして、スイッチング素子４１，４２をオン・オフ動作させることで直流リンク電圧V_DCを電圧指令値V_DCrefに応じて制御する第１モード（SWモード）と、スイッチング素子４１を常時オン状態にする第２モード（THモード）と、のいずれかを選択可能である。制御装置８は、チョッパ４の動作モードをSWモードからTHモードへ移行させるときに、電圧指令値V_DCrefを減少させる（ステップＳ８０）。その結果、電力変換装置１の効率を改善しつつ、モード切替時のショックや不安定動作を抑制することが可能となる。

（２）制御装置８は、電池電圧V_BATが所定の第１閾値V_TH1以上まで増大したときに（ステップＳ６０：Ｎｏ）、電圧指令値V_DCrefを所定レートで減少させる（ステップＳ８０）。このようにしたので、チョッパ４の動作モードをSWモードからTHモードへ移行させるときに、電圧指令値V_DCrefを確実に減少させることができる。

（３）制御装置８は、ステップＳ８０で電圧指令値V_DCrefを減少させ始めた後、直流リンク電圧V_DCと電池電圧V_BATの差（電圧差V_DIF）が所定の第２閾値V_TH2まで減少したときに（ステップＳ９０：Ｎｏ）、スイッチング素子４１を常時オン状態にしてチョッパ４をTHモードで動作させる（ステップＳ１１０）。このようにしたので、チョッパ４の動作モードのSWモードからTHモードへの切り替えを、適切なタイミングで行うことができる。その結果、モード切替時における電力変換装置１の電圧や電流の振動を抑制し、電力変換装置１において過大な電圧や電流が流れることを防止できる。

（４）制御装置８は、チョッパ４がTHモードで動作しているときに（ステップＳ４０：Ｎｏ）電池電圧V_BATが所定の第３閾値V_TH3まで減少すると（ステップＳ１２０：Ｎｏ）、電圧指令値V_DCrefを増大させる（ステップＳ１４０）と共に、スイッチング素子４１，４２をそれぞれオン・オフ動作させてチョッパ４をSWモードで動作させる（ステップＳ１５０）。この第３閾値V_TH3は、第１閾値V_TH1より低い値である。このようにしたので、チョッパ４の動作モードをTHモードからSWモードへ切り替えた後、短時間で再びTHモードに切り替えられてしまうことを抑制して、チョッパ４の動作を安定化させることができる。

（チョッパの回路構成に関する別例）
図７は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置１におけるチョッパの回路構成の別例を示す図である。図１の電力変換装置１では、チョッパ４の代わりに図７のチョッパ４Ａを設けてもよい。図７に示すチョッパ４Ａは、図１のチョッパ４が備える要素に加えて、さらにスイッチング素子４８を備える。チョッパ４Ａにおいて、スイッチング素子４８は、スイッチング素子４１とリアクトル４３が直列接続された部分と並列に接続されている。

図８は、図７に示した別例によるチョッパ４Ａの動作波形例を示す図である。図８では、図２で示したスイッチング素子４１，４２のゲート電圧G₁，G₂とリアクトル電流I_Lに加えて、さらにスイッチング素子４８のゲート電圧G₃の波形を示している。

図８（ａ）は、チョッパ４ＡがSWモードで動作する場合の波形例である。図８（ａ）に示すように、SWモードにおいて、チョッパ４Ａはスイッチング素子４１，４２を所定のスイッチング周期T_SWで交互にオン・オフ動作させつつ、スイッチング素子４８を常時オフにする。

図８（ｂ）は、チョッパ４がTHモードで動作する場合の波形例である。図８（ｂ）に示すように、THモードにおいて、チョッパ４Ａはスイッチング素子４１，４２，４８をそれぞれ常時オフ、常時オフ、常時オンにする。このとき図１のチョッパ４とは違って、THモードにおいてリアクトル４３がスイッチング素子４８によってバイパスされる。このように、チョッパ４Ａを使用した場合、リアクトル４３の損失が発生しない分、電力変換装置１の効率を改善できる。

（電圧指令値の設定方法と放電時の動作チャートに関する別例）
前述の図６では、電力変換装置１において第２電圧指令値V_ref2が第３閾値V_TH3より低く設定される場合について、放電時の動作チャート例を示した。この動作チャートでは、チョッパ４がTHモードからSWモードに切り替えられた後、直流リンク電圧V_DCが電池電圧V_BATに合わせて減少する期間（時刻t4～t5の期間）があるため、直流リンク電圧V_DCが電圧指令値V_DCrefに従って制御されるまでに遅延が生じる。これを避けるため、図１の電力変換装置１では、第３閾値V_TH3を電圧指令値V_DCrefの下限値である第２電圧指令値V_ref2と同じ値に設定してもよい。

図９は、第３閾値V_TH3が第２電圧指令値V_ref2と同じ値に設定された場合の放電時の動作チャート例を示すである。図９において、時刻t3，t4，t5は、それぞれ図６と同様である。すなわち図６で説明したのと同様に、時刻t4において電池電圧V_BATが第３閾値V_TH3まで減少すると、チョッパ４はTHモードからSWモードに切り替えられる。また、同じ時刻t4において直流リンク電圧V_DCも第３閾値V_TH3まで減少している。ここで、第２電圧指令値V_ref2は第３閾値V_TH3と同じ値であることから、時刻t4において電圧指令値V_DCrefは、第２電圧指令値V_ref2すなわち第３閾値V_TH3から増大し始める。そのため、直流リンク電圧V_DCはただちに電圧指令値V_DCrefに合わせて制御が開始され、図６のような制御遅延は発生しない。

なお、上記のように第２電圧指令値V_ref2を第３閾値V_TH3と同じ値に設定する場合、直流リンク電圧V_DCは第２電圧指令値V_ref2すなわち第３閾値V_TH3まで減少し得る。ここで、直流リンク電圧V_DCには、インバータ５が所望の交流電圧を出力して交流系統３と連系するために必要な最低値が定められている。したがって、第３閾値V_TH3をこの直流リンク電圧V_DCの最低値より高い値に設定することで、チョッパ４の動作モードや電池電圧V_BATのレベルによらず、インバータ５は所望の交流電圧を交流系統３に出力できる。

（第２の実施形態）
（制御装置のブロック図）
図１０は、本発明の第２の実施形態における制御装置８Ａのブロック図である。本実施形態では、図１の電力変換装置１において、制御装置８の代わりに図１０の制御装置８Ａを備えている。図１０に示す制御装置８Ａは、第１の実施形態で説明した図３の制御装置８との相違点として、電圧検出器９による交流電圧V_R，V_S，V_Tの検出値がさらに入力される。また、制御装置８が備える要素に加えて、系統電圧検出部（以下、V_GP検出部）８６と閾値設定部８７をさらに備える。なお図１０では、V_DCref生成部８２、S_vdif生成部８３およびS_mode生成部８４の内部要素を省略した。

V_GP検出部８６は、交流電圧V_R，V_S，V_Tの検出値から交流系統３の電圧振幅V_GPを検出する。閾値設定部８７は、V_GP検出部８６により検出された電圧振幅V_GPに基づいて、第１閾値V_TH1および第３閾値V_TH3を生成する。具体的には、電圧振幅V_GPが高いほど第１閾値V_TH1および第３閾値V_TH3がそれぞれ高くなるように、電圧振幅V_GPに応じてこれらの閾値を設定する。なお、第１閾値V_TH1または第３閾値V_TH3のいずれか一方のみを電圧振幅V_GPに応じて変化させ、他方は変化させないようにしてもよい。閾値設定部８７により生成された第１閾値V_TH1および第３閾値V_TH3は、S_vref生成部８１に入力され、前述のようなS_vref生成部８１の処理に利用される。

（効果）
S_vref生成部８１では、第１閾値V_TH1および第３閾値V_TH3をそれぞれ低く設定するほど、電圧指令切替信号S_vrefをHレベルとする電池電圧V_BATの値が低くなる。そのため、チョッパ４をTHモードで動作させる電池電圧V_BATの範囲が広くなり、電力変換装置１の効率改善につながる。一方、第１閾値V_TH1と第３閾値V_TH3が低過ぎる場合、THモード動作における直流リンク電圧V_DCの最低値も小さくなり、インバータ５が所望の交流電圧を出力できなくなる恐れがある。ここで、インバータ５が出力すべき所望の交流電圧と、これに必要な直流リンク電圧V_DCの最低値は、交流系統３の電圧振幅V_GPによって決まる。そこで本実施形態では、V_GP検出部８６により電圧振幅V_GPを検出し、その検出結果に応じて閾値設定部８７により、第３閾値V_TH3が上記直流リンク電圧V_DCの最低値より高くなる範囲内で、第１閾値V_TH1と第３閾値V_TH3をそれぞれを上記のように変化させることとした。このようにすることで、インバータ５が所望の交流電圧を出力可能であることを前提として、チョッパ４がTHモードで動作する電池電圧V_BATの範囲を拡大できる。

（第３の実施形態）
（電池の内部インピーダンスの影響）
図１では、電池２の内部構成として、起電力２１と内部インピーダンス２２を示した。また、電池２の内部に発生する電圧として、起電力２１による起電圧V_BOと、内部インピーダンス２２の電圧降下V_BRとを示した。これらの内部構成により、電圧検出器４６で検出されて制御装置８に入力される電池電圧V_BATは、起電圧V_BOと電圧降下V_BRの合計（差分）として表される。電池２において、起電圧V_BOは充電残量に応じて変化する。一方、電圧降下V_BRは充放電電流の大きさによって変化する。

図１１は、チョッパ４のモード切替中に充電電力が変化する場合の充電時の動作チャート例を示す図である。図１１では、図５に示した各信号の動作チャートに加えて、さらに起電圧V_BOの動作チャート例を追加した。図１１において、時刻t1までの動作については、図５と同様である。すなわち、時刻t1において電池電圧V_BATが第１閾値V_TH1まで増大し、SWモードからTHモードへの移行が開始される。

チョッパ４において、SWモードからTHモードへの切替中の時刻t2に電池２の充電電力が減少すると、これによってリアクトル電流I_Lも減少する。図１１の動作チャート例では、時刻t2において充電電力が減少する傾きが、電池電圧V_BATや電圧指令値V_DCrefの変動に比べて十分に急峻であるとした。なお実際には、充電電力の急減によって直流リンク電圧V_DCやゲート電圧G₁のオンデューティdも急変すると考えられるが、図１１ではこれを無視した。

時刻t2において上記のように充電電力が減少すると、これに合わせて電圧降下V_BRが減少し、ひいては電池電圧V_BATも減少する。図３の説明で述べたように、S_vref生成部８１における電池電圧V_BATと閾値との比較には、第１閾値V_TH1と第３閾値V_TH3によるヒステリシスが設けられる。しかしながら、電池２における内部インピーダンス２２の抵抗値R_B（電圧降下V_BRの大きさ）によっては、図１１に示すように、時刻t2において電圧降下V_BRの変化に応じて電池電圧V_BATが減少した結果、第３閾値V_TH3よりも低くなる場合がある。このときチョッパ４では、THモードへの移行が解除されてSWモードに戻ることで、電圧指令値V_DCrefは再び増大する。このように、内部インピーダンス２２による電池電圧V_BATの変化がスムーズなモード切替を妨げる場合がある。

（制御装置のブロック図）
図１２は、本発明の第３の実施形態における制御装置８Ｂのブロック図である。本実施形態では、図１の電力変換装置１において、制御装置８の代わりに図１２の制御装置８Ｂを備えている。図１２に示す制御装置８Ｂは、第１の実施形態で説明した図３の制御装置８が備える要素に加えて、内部インピーダンス推定部（以下、R_B推定部）８８と閾値設定部８９をさらに備える。

R_B推定部８８は、電池電圧V_BATおよびリアクトル電流I_Lに基づいて、内部インピーダンス２２の抵抗値R_Bを推定する。具体的には、電池２が充放電していない場合の電池電圧V_BATすなわち起電圧V_BOと、充放電中の電池電圧V_BATおよびリアクトル電流I_Lとを用いて、抵抗値R_Bの推定演算を行う。なお、SWモードではリアクトル電流I_Lにリプルが含まれるため、チョッパ４がSWモードで動作中に抵抗値R_Bの推定演算を行う場合は、R_B推定部８８の内部にＬＰＦを設け、これによりリアクトル電流I_Lのリプルを除去してから抵抗値R_Bの推定演算を行うことが好ましい。ただし、THモード中に抵抗値R_Bの推定演算を行うのであれば、R_B推定部８８においてＬＰＦは不要である。この場合、スイッチング素子４１，４２のオン・オフ動作による検出ノイズがないため、抵抗値R_Bの推定精度が向上する。したがって、本実施形態の制御装置８Ｂにおいて、R_B推定部８８は、チョッパ４がTHモードで動作するときに抵抗値R_Bの推定演算を行うことが好ましい。

閾値設定部８９は、R_B推定部８８により推定された内部インピーダンス２２の抵抗値R_Bに基づいて、第３閾値V_TH3を生成する。具体的には、抵抗値R_Bが所定の第４閾値R_THより小さい場合、抵抗値R_Bが大きいほど第３閾値V_TH3が低くなるように、第３閾値V_TH3を調節する。これにより、推定された抵抗値R_Bが大きいほど、S_vref生成部８１におけるヒステリシス幅、すなわち第１閾値V_TH1と第３閾値V_TH3の差が大きくなる。また、抵抗値R_Bが第４閾値R_THより大きい場合は第３閾値V_TH3を調節せずに一定とすることで、第３閾値V_TH3が過小になるのを防ぐことができる。

（効果）
本実施形態では、抵抗値R_Bに基づいてS_vref生成部８１のヒステリシス特性を適切に設定することができる。これにより、電池２の充電電力が変動する場合でも、スムーズなチョッパ４のモード切替を実現できる。また、電池２の劣化によって抵抗値R_Bが変化する場合であっても、定期的に抵抗値R_Bの推定を行うことで、抵抗値R_Bの変化に応じてS_vref生成部８１のヒステリシス特性を適切に維持できる。なお、抵抗値R_Bの推定結果は、電池２の劣化診断などにも利用できる。

本発明は上記実施形態や変形例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内で、任意の構成要素を用いて実施可能である。また、各実施形態や変形例は単独で採用してもよいし、複数を任意に組み合わせて採用することも可能である。すなわち、本発明では各実施形態の特徴同士を任意に組み合わせることで、上述した効果を奏することが可能である。

上記の実施形態や変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１ 電力変換装置
２ 電池
３ 交流系統
４，４Ａ チョッパ
５ インバータ
６ コンデンサ
７ フィルタ
８，８Ａ，８Ｂ 制御装置
９ 電圧検出器
２１ 起電力
２２ 内部インピーダンス
４１，４２ スイッチング素子
４３ リアクトル
４４ コンデンサ
４５，４６ 電圧検出器
４７ 電流検出器
４８ スイッチング素子
８１ 電圧指令切替信号生成部（S_vref生成部）
８２ 電圧指令生成部（V_DCref生成部）
８３ 電圧差判定信号生成部（S_vdif生成部）
８４ モード切替信号生成部（S_mode生成部）
８５ ゲート信号生成部
８６ 系統電圧検出部（V_GP検出部）
８７ 閾値設定部
８８ 内部インピーダンス推定部（R_B推定部）
８９ 閾値設定部

Claims (9)

1. スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子を用いて電池電圧と直流リンク電圧を双方向に変換するチョッパと、
   前記直流リンク電圧と交流電圧を双方向に変換するインバータと、
   前記インバータと前記チョッパを制御する制御装置と、を備え、
   前記制御装置は、前記チョッパを制御する動作モードとして、前記スイッチング素子をオン・オフ動作させることで前記直流リンク電圧を電圧指令値に応じて制御する第１モードと、前記スイッチング素子を常時オン状態にする第２モードと、のいずれかを選択可能であり、
   前記制御装置は、前記動作モードを前記第１モードから前記第２モードへ移行させるときに前記電圧指令値を減少させる電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記制御装置は、前記電池電圧が所定の第１閾値以上まで増大したときに前記電圧指令値を所定レートで減少させる電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記制御装置は、前記電圧指令値を減少させ始めた後、前記直流リンク電圧と前記電池電圧の差が所定の第２閾値まで減少したときに、前記スイッチング素子を常時オン状態にして前記チョッパを前記第２モードで動作させる電力変換装置。
4. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記制御装置は、前記チョッパが前記第２モードで動作しているときに前記電池電圧が所定の第３閾値まで減少すると、前記電圧指令値を増大させると共に前記スイッチング素子をオン・オフ動作させて前記チョッパを前記第１モードで動作させ、
   前記第３閾値は、前記第１閾値より低い値である電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
   前記第３閾値は、前記電圧指令値の下限値と同じ値である電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記インバータは、フィルタを介して交流系統に接続され、
   前記第３閾値は、前記インバータが所望の交流電圧を出力するために必要な前記直流リンク電圧の最低値より高い値である電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記交流系統の電圧が高いほど、前記第１閾値と前記第３閾値の一方または両方の値が高く設定される電力変換装置。
8. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記制御装置は、前記電池電圧を出力する電池の内部インピーダンスを推定し、推定された前記内部インピーダンスが所定の第４閾値より小さい場合、前記内部インピーダンスが大きいほど、前記第１閾値と前記第３閾値の差を大きくする電力変換装置。
9. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
   前記制御装置は、前記チョッパが前記第２モードで動作するときに前記内部インピーダンスを推定する電力変換装置。