JP2515569B2 - 液晶交流化用駆動電圧発生回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はアクティブ液晶表示パネルのソースバスを
交流駆動するための新しい駆動電圧発生回路に関する。

「従来の技術」 従来の駆動電圧発生回路１は第11図に示すように、負
極が接地された直流電源２の正極が出力端子３に接続さ
れ、また正極が接地された直流電源４の負極が出力端子
５に接続され、出力端子３及び５にはそれぞれ正の電圧
V₁（第１の電圧）及び負の電圧V₃（第３の電圧）が供給
される。また直流電源の電圧V₁及びV₃は平均化回路６に
も供給されて平均化され、平均化回路６より（V₁＋V₃）
/2で表わされる電圧V₂（第２の電圧）が出力端子７に供
給される。これらの電圧V₁〜V₃の相対的な大きさは例え
ばV₁＞０＞V₂＞V₃とされる。

駆動電圧発生回路１で発生された電圧はソースバス駆
動回路８を介して液晶表示パネル10のソースバス11₁〜1
1_nに供給される。液晶表示パネル10においては液晶画素
がｍ行、ｎ列のマトリックス状に配列され、これら各画
素の表示電極P_ij（ｉ＝１〜m,j＝１〜ｎ）はそれぞれTF
T（トランジスタ）のドレインに接続され、各TFTのソー
スはソースバス11_jに、またゲートはゲートバス（ソー
スバスと直交する）12_iにそれぞれ接続される。各表示
電極P_ijと対向して共通電極が設けられるが図示してい
ない。

駆動電圧発生回路１で発生された電圧V₁及びV₃はそれ
ぞれスイッチ手段S₀の固定接点ａ及びｂに供給され、可
動接点ｃの切替により一方の電圧が選択されて各ソース
バス11_jと対応して設けられたスイッチ手段S_jの固定接
点ａに供給される。各スイッチ手段S_jの固定接点ｂには
第２電圧V₂が供給され、可動接点ｃの切替により選択さ
れたV₁〜V₃のいずれかの電圧が各ソースバス11_jに供給
される。

スイッチ手段S₀は制御回路8aから供給される交流化指
令信号Ｍにより制御される。交流化指令信号Ｍは表示画
面の１フィールド毎に論理１（例えば高レベル）及び論
理０（例えば低レベル）を交互にとる信号（第12図ｃ）
であり、それぞれのレベルに応じて可動接点ｃは切替え
られる。制御回路8aは表示パネルの各行の画素に同時に
表示すべき１行分の画素データ信号SD₁〜SD_nを水平起動
信号STH（第12図Ａ）に同期して順次出力しスイッチ手
段S₁〜S_nを制御する。従ってスイッチ手段S_jには制御信
号として１水平時間毎にｊ列の第１〜第ｎ行の画素に順
次表示すべき画素データ信号が与えられる。この画素デ
ータ信号（画素列信号とも言われる）SD_jの例を第12図
Ｂに示してある。画素列信号DS_jの“1",“0"に応じてス
イッチ手段S_jは１水平時間毎にａ側又はｂ側に切替えら
れ、ソースバス11_jには第12図Ｄに示すようなソースバ
ス駆動信号VS_jが印加される。

駆動電圧発生回路１の第２電圧V₂は直接液晶表示パネ
ル10にも供給されて画素の共通電極（図示せず）に常に
供給されている。

ソースバス駆動信号VS_jの各ビットを表示電極P_ij〜P
_mjの対応する１つに順次印加するために、ゲートバス駆
動回路９より１水平時間（1H）長の方形波、つまりゲー
トバス駆動信号GS₁〜GS_mがそれぞれ1Hずつ遅れてゲート
バス12₁,〜12_mに与えられ、これにより各行のTFTは１行
毎に順次オンとされ、１垂直時間の間の全てのゲートバ
ス12₁〜12_mが駆動されて１フィールドの画面が表示され
る。

ノーマリ白色（黒色）モードの液晶表示素子では、表
示電極に印加される電圧がV₂のとき、従って共通電極
（V₂が印加されている）との間に印加される電圧がゼロ
のとき、画素は白色（黒色）を表示し、画面の背景とな
る色が白色（黒色）となる。一方表示電極にV₁又はV₃が
印加されるとき画素は黒色（白色）を表示する。V₁−V₂
及びV₂−V₃の大きさは画面のコントラストの強さと対応
し、所定の大きさに固定されている。

各表示電極に印加される電圧は交流化指令信号Ｍの値
に応じてフィールド毎に極性が反転され、所謂交流駆動
が行われる。（交流駆動を行う理由は、液晶が寿命の点
より直流駆動できないためである。） 「発明が解決しようとする問題点」 （ａ）液晶表示装置を明るさの大幅に異なる種々の室
内で使用するため、最近コントラストを調整する機能が
要求されるようになって来た。（ｂ）また表示パネルを
前方斜めより見たとき実像に対する影が見え画質を低下
させる問題があり、背景の色を白色でなく灰色にし、灰
色の濃さを調整できるようにして上記影を目につきにく
くし、全体として最も見易い画面を得ようとする考えが
この発明者により提案された。即ち上記（ａ）の場合に
はソースバス駆動信号（第12図Ｅ）の振幅を調整できる
ようにすることが必要となり、上記（ｂ）の場合には第
12図Ｆに示すように、ソースバス駆動信号VS_jは画素列
信号DS_jの“1",“0"に応じてそれぞれ第１電圧V₁,第２
電圧V₂（又は第４電圧V₄,第３電圧V₃）の各電圧を１水
平時間（1H）毎にとる信号である必要がある。ここで、
V₁＞V₂≧V_r≧V₃＞V₄、基準電圧V_r＝（V₁＋V₄）/2＝（V₂
＋V₃）/2である。また第２電圧V₂及び第３電圧V₃の基準
電圧V_rに対する大きさは画面の背景となる灰色の濃さと
対応するものであるから、可変できるようにすることが
必要である。なおソースバス駆動回路８においては第13
図に示すように、第１電圧V₁と第２電圧V₂の第１組と第
３電圧V₃と第４電圧V₄の第２組とを交流化指令信号Ｍに
よりスイッチ手段S_0a,S_0bをフィールド毎に切替えるこ
とにより選択する必要がある。その他の動作は第11図の
従来例と同様である。

上述の新しいソースバス駆動信号VS_jを得るためには
従来にない新奇な駆動電圧発生回路が必要であり、それ
を提供することがこの発明の目的である。

「問題点を解決するための手段」 この発明の駆動電圧発生回路には、 （ａ） 可変の調整電圧を発生する調整電圧発生手段
と、 （ｂ） その調整電圧が所定値以下で調整電圧の増加に
従い一定の傾斜で第１レベルから直線的に増加し、所定
値以上で第２レベルに飽和する第１電圧を発生する手段
と、 （ｃ） 上記調整電圧が所定値以下で調整電圧の増加に
従い上記傾斜と逆の傾斜で第３レベル（しかし第１レベ
ルよりも低い）から直線的に減少し、所定値以上で第４
レベルに飽和する第４電圧を発生する手段と、 （ｄ） 上記調整電圧が所定値以下で上記第１、第３レ
ベルの平均レベルをとり、所定値以上で上記第１電圧と
同じ傾斜で増加する第２電圧を発生する手段と、 （ｅ） 上記調整電圧が所定値以下で上記第１、第３レ
ベルの平均レベルをとり、所定値以上で上記第４電圧と
同じ傾斜で減少する第３電圧を発生する手段と、 が設けられる。

「実施例」 この発明の駆動電圧発生回路は例えば第１図に示すよ
うに構成される。正極が接地された電源50の負極より基
準電圧V_rが出力端子51a及び他の回路に供給される。一
方、負極が接地された電源53に並列に抵抗器54a,54bよ
りなる直列回路が接続され、電源53の電圧が分圧され
て、それら抵抗器の接続点には後述する折点指定電圧V_p
が発生され、非直線回路63に供給される。また電源53と
並列に可変抵抗器55が接続され、その可動子には振動可
変の調整電圧V_aが発生され、増幅器62及び非直線回路63
に供給される。上記可変抵抗器55は調整電圧発生手段を
構成するものである。回路の動作は後に詳しく説明する
が、出力端子51_b,51_c,51_d及び51_eからそれぞれ第１電圧
V₁、第２電圧V₂、第３電圧V₃及び第４電圧V₄が出力され
る。これらの電圧と基準電圧V_rとの間には後に説明する
がV_r＝（V₁＋V₄）/2＝（V₂＋V₃）/2の関係が与えられ
る。以下第１電圧V₁乃至第４電圧V₄及び基準電圧V_rは単
にV₁乃至V₄及びV_rと略称する場合も多い。

可変抵抗器55により調整電圧V_aの大きさを可変する
と、第２図に示すように、V₁〜V₄は同時に変化される。
調整電圧V_aをゼロより折点指定電圧V_pまで増加させる
と、V₁は最小値V_1min（共通電位に等しく、第１レベル
と言う）から最大値V_1max（第２レベルと言う）まで直
線的に増加し、V₂及びV₃は共にV_rに等しい一定値を保持
し、またV₄は最大電圧V_4max（2V_rに等しく、第３レベル
と言う）より最小電圧V_4min（第４レベルと言う）まで
直線的に減少する。

調整電圧V_aを接点指定電圧V_pより2V_pまで増加させる
と、V₁は最大電圧V_1maxに等しい一定値を保持し、V₂はV
_rより最大値V_2maxまで直線的に増加し、V₃はV_rより最小
値V_3minまで直線的に減少し、またV₄は最小電圧V_4minに
等しい一定値を保持する。このようにV₁〜V₄は調整電圧
V_aの値が折点指定電圧V_pに等しい点で折点をもった特性
となる。V₁の傾斜部の傾斜をαとすれば α＝V_1max/V_p （１） で与えられる。V₂の傾斜部の傾斜は上記αに等しくさ
れ、またV₃及びV₄の傾斜部の傾斜はそれぞれ−αに等し
くされる。従ってV₁乃至V₄それぞれの最小値から最大値
までの変化幅は等しくなり、V_rに対するV₁とV₄の値は大
きさが等しく極性が逆となり、V₂とV₃についても同様で
ある。従ってV₁とV₄の平均値及びV₂とV₃の平均値は共に
基準電圧V_rに等しくなる。

なお液晶表示パネルの共通電極には従来と同様に基準
電圧V_rが供給される。

調整電圧V_aが（ａ）０≦V_a≦V_pの範囲では調整電圧V_a
（以下単にV_aと略称する場合も多い）の大きさに応じて
V₁及びV₄のV_rに対する大きさを連続的に可変でき、表示
画面のコントラストを調整できる。またV_a＞V_pの範囲で
は相異なるV₁乃至V₄の電圧を供給でき、かつV_aの大きさ
に応じてV₂及びV₃のV_rに対する大きさを連続的に可変で
き、表示画面の背景となる灰色の濃さを調整できる。

第１図の増幅器62の電圧利得はV₁のV_aに対する変化特
性の傾斜α＝V_1max/V_pに等しくされ、増幅器62の出力は
加算回路64に与えられる。第３図にV₆₃として示すよう
に、非直線回路63では後に詳述するが、V_a及びV_pより、
調整電圧V_aがV_p以下ではゼロであり、V_p以上ではV_aに対
する傾斜が−αに等しい直線に沿って変化する電圧V₆₃
が作成されて、加算回路64及び66に供給される。加算回
路64において、αV_aとV₆₃とが加算されて、 V₆₄＝αV_a＋V₆₃（＝V₁） （２） で表わされる電圧V₆₄がバッファ（利得を１とする。他
のバッファも同様）67₁及び増幅器70_bに供給され、バッ
ファ67₁の出力は出力端子51_bに供給される。加算回路64
の出力電圧V₆₄は第４図に示すように、V₆₃とαV_aとが加
算されたものであるから、第２図に示したV₁に等しいこ
とがすぐ分る。

電源50より与えられたV_rは加算回路66、増幅器69_a,70
_a及び出力端子51_aに供給される。加算回路66では非直線
回路63の出力V₆₃とV_rとが加算され、 V₆₆＝V₆₃＋V_r（＝V₃） （３） で表わされる電圧V₆₆がバッファ67₃及び増幅器69_bに供
給され、バッファ67₃の出力は出力端子51_dに供給され
る。この電圧V₆₆は第４図に示すように、非直線回路63
の出力電圧V₆₃を下方へ|V_r|だけ並行移動した特性であ
るから、これ即ち第２図に示したV₃に他ならない。

増幅器69_a及び69_bはそれぞれ電圧利得２及び−１をも
ち、それぞれの出力電圧2V_r及び−V₃が共に加算回路69_c
に供給される。加算回路69_cにおいて、これら両電圧が
加算され、 V_69c＝−V₃＋2V_r（＝V₂） （４） で表わされる電圧V_69cがバッファ67₂に供給され、バッ
ファ67₂の出力は出力端子51_cに供給される。上記電圧V
_69cは第５図に示すように、−V₃を下方へ2|V_r|だけ平行
移動した特性であるから、これは第２図に示したV₂に等
しいことが分る。

増幅器70_a及び70_bはそれぞれ電圧利得２及び−１をも
ち、それぞれの出力電圧2V_r及び−V₁が加算回路70_cに供
給される。加算回路70_cでこれら両電圧が加算されて、 V_70c＝−V₁＋2V_r（＝V₄） （５） で表わされる電圧V_70cがバッファ67₄に供給され、バッ
ファ67₄の出力は出力端子51_eに供給される。上記電圧V
_70cは第６図に示すように、−V₁を下方へ2|V_r|だけ平行
移動した特性であるから、これは第２図に示したV₄に等
しいことが分る。

なお第１図においてバッファ67₁〜67₄は演算増幅器等
により構成されるが、適宜に省略することもできる。

非直線回路63 非直線回路63は例えば第７図に示すように構成され
る。端子81に与えられた調整電圧V_aは抵抗器R₁を介して
演算増幅器82の反転入力端子に供給され、端子83に与え
られた折点指定電圧V_pは同増幅器82の非反転入力端子及
び増幅器84に供給される。増幅器82の出力端子はダイオ
ードD₁、抵抗器R₂を順次経由して反転入力端子に接続さ
れ、その抵抗器R₂にダイオードD₂が並列に接続される。
ダイオードD₁と抵抗器R₂との接続点ｕは抵抗器R₃を介し
て増幅器85の入力端子に接続され、その入力端子は抵抗
器R₄を介して接地される。増幅器84及び85はそれぞれ電
圧利得−１及び２を有する増幅器で、それぞれの出力は
加算回路86に与えられる。加算回路86ではこれら両入力
が加算され、その加算出力が端子87に供給される。

いまダイオードD₁,D₂が無いものとすれば、接続点ｕ
から抵抗器R₂を通じて入力側に流れる電流Ｉは、その反
転入力端子より増幅器82を見たインピーダンスが抵抗器
R₁,R₂の抵抗値より極めて高いので、全て抵抗器R₁を流
れるものと見倣せる。演算増幅器82の入力電圧をV_i、出
力電圧をV_uとすれば、上記電流_Ｉは抵抗器R₁,R₂それぞ
れの両端電圧をそれぞれの抵抗値（簡単化のため符号
R₁,R₂により抵抗値をも表示させる、他も同様）で割れ
ば求められる。従って、 の関係が成り立つ。一方、演算増幅器82の電圧利得をＡ
とすれば、入、出力電圧V_i,V_uの間には、 V_i＝V_u/A （７） の関係がある。利得Ａは一般に極めて大きいので、その
入力電圧V_iは（７）式より明らかなように極めてゼロに
近い値であるので、（６）式において、V_i＝０と置け
ば、 なる関係が得られる。上式を変形すれば、 となる。ここで抵抗器R₁,R₂の抵抗値を R₂/R₁＝α （９） を満足するように選定すれば、 V_u＝−α（V_a−V_p）＋V_p （10） となる。ここでαは（１）式で示した傾斜である。この
V_uのV_aに対する変化を図示すれば、第３図に点線で示す
ように、傾斜が−αに等しい直線の特性となる。そこで
ダイオードD₂を付加し、そのダイオードが理想的なオ
ン、オフ特性であるとすれば、V_u≧V_pのとき、つまりV_a
≦V_pのときダイオードD₂には順方向電圧が印加されてオ
ンとされ、これにより抵抗器R₂の両端は短絡され、ｕ点
の電圧V_u′（ダイオードを挿入した場合のV_uをV_u′で表
わす）は反転入力端子の電圧（V_pにほぼ等しい）に等し
くされる。即ち、 V_u′＝V_p（しかしV_a≦V_p） （11） となる。従ってV_aに対するV_u′の特性は第３図に示した
ように、V_a＝V_pの点に折点をもつ非直線特性となる。実
際にはダイオードD₂は理想的なオン、オフ特性でなく、
その両端に印加される順電圧がほぼ0.6ボルトの範囲
で、動作抵抗が連続的に減少するので、V_a＝V_pの近傍に
おけるV_u′の特性は湾曲した特性となる。これを補償す
るためにダイオードD₁を挿入している。

電圧V_u′は抵抗器R₃とR₄とで分圧されるが、両方の抵
抗値を等しく選ぶと、抵抗器R₄の両端にはV_u′/2の電圧
が発生する。この電圧は利得が２の増幅器85により再た
びV_u′に増幅される。一方、増幅器84に入力された折点
指定電圧V_pは極性を反転されて出力され、加算回路86で
V_u′と−V_pとが加算され、その出力には V₈₆＝V_u′−V_p（＝V₆₃） （12） で表わされる電圧V₈₆が得られる。つまりこのV₈₆は第３
図のV_u′を下方へV_pだけ平行移動させた特性であり、非
直線回路63の出力電圧V₆₃の特性に一致することが分
る。

第７図において、点線で囲まれた増幅器84,85及び加
算回路86により増幅加算回路88が構成されるが、この回
路は演算増幅器を用いると第８図に示すように極めて簡
単に構成できる。同図で端子90及び91にはそれぞれ上記
V_p及びV_u′/2が供給される。第８図の回路は第７図の演
算増幅器82を用いた前段の増幅回路（しかしダイオード
D₁,D₂は除く）と同じ構成であるから、（８）式のR₁,
R₂,V_a,V_pをそれぞれ、R_a,R_b,V_p,V_u′/2に置換えれば出
力電圧V₀が得られ、 となる。ここで R_a＝R_b （14） に選定すれば、（13）式は、 V₀＝V_u′−V_p となる。この式は増幅加算回路88の出力電圧V₈₆を表わ
す式（12）と同じである。よって、第７図の増幅加算回
路88は第８図の回路で簡単に実現できることが分る。

第１図において増幅加算回路69,70の構成は共に第７
図の増幅加算回路88と同じであるから、同様に第８図の
回路で構成できることは明らかである。

駆動電圧発生回路の消費電力 第13図のソースバス駆動回路において、各ソースバス
11_jに同時に接続される液晶画素数は１個であり、その
液晶画素の電極間静電容量はソースバス11_jの大地浮遊
容量（以下ソースバス容量と言う）C_jに比較して可成り
小さい値であるので省略し、電源回路の負荷としてソー
スバス容量C₁〜C_nのみを考えることにする。

第１図の駆動電圧発生回路から１つのソースバス容量
C_jを駆動する場合の消費電力を考察しよう。第９図に示
すように、ソースバス駆動回路（第13図）におけるスイ
ッチ手段S_0a,S_0b及びS_jとを簡略化のため組合せて、１
つのスイッチ回路SWで表わし、そのスイッチ回路SWを介
してバッファ67₁〜67₄よりソースバス容量C_jにソースバ
ス駆動信号VS_j（第12図Ｆ）を供給するものとする。ま
たバッファ67₁〜67₄には動作電圧V_DD,V_EE（しかしV_DD＞
V₁,V_EE＜V₄とする）が供給されているものとする。

（ａ） 交流化指令信号Ｍ＝１のフィールド この場合には第９図Ａに示すように、スイッチ回路SW
の可動接点ｆが１水平時間（1H）毎に固定接点のａ側か
らｂ側に、或いはｂ側からａ側に切替られ、ソースバス
容量C_jにはV₁及びV₂が交互に供給される。つまりｊ列の
画素に第１行から順次,1,0,1,0,…のデータを供給する
場合に相当する。

（a₁） 可動接点ｆが固定接点ａ側に切替えられると、
動作電圧V_DDを供給する電源（図示せず、以下電源V_DDと
言う）よりバッファ67₁を通じてソースバス容量C_jに充
電電流i₁が流れる。この充電によりC_jに蓄えられた電荷
q₁は、 q₁＝C_j（V₁−V₂） （15） で与えられる。充電電流i₁の平均値をI₁とすれば、 I₁＝q₁/H （16） である。この電流I₁によりバッファ67₁において消費さ
れる電力をp₁とすれば、 p₁＝（V_DD−V₁）I₁ （17） となる。

（a₂） 可動接点ｆが固定接点ｂ側に切替えられると、
ソースバス容量C_jからバッファ67₂に向けて放電電流i₂
が流れ、この電流はバッファ内を経由して電圧V_EEを供
給している電源（図示せず、以後電源V_EEと言う）に流
れ込む。この放電によりソースバス容量C_jより電源V_EE
へ移動した電荷q₂は、 q₂＝C_j（V₁−V₂）（＝q₁） （18） で与えられる。即ち上記q₁に相等しい。i₂の1H期間での
平均電流をI₂とし、こ電流によりバッファ67₂で消費さ
れる電力をp₂とすれば、それぞれ I₂＝q₂/H（＝q₁/H＝I₁） （19） p₂＝（V₂−V_EE）I₂ （20） で与えられる。

上記（a₁），（a₂）の充電と放電とが交互に、それぞ
れm/2回づつ繰返されたとすれば、電源V_DDよりソースバ
ス容量C_jを経由して電源V_EEへ Q_a＝mq₁/2＝mC_j（V₁−V₂）/2 （21） で表わされる電荷Q_aが移動される。

（ｂ） 交流化指令信号Ｍ＝０のフィールド （b₁） 可動接点ｆを固定接点ｃ側よりｄ側に切替えれ
ば、第９図Ｂに示すように、ソースバス容量C_jよりバッ
ファ67₄を経由して電源V_EEへ放電電流i₄が流れる。この
電流の平均値をI₄とし、1Hの間にC_jより移動される電荷
をq₄,I₄によりバッファ67₄で消費される電力をp₄とすれ
ば、 q₄＝C_j（V₃−V₄）（＝q₁＝q₂） （22） I₄＝q₄/H（＝q₁/H＝I₁＝I₂） （23） p₄＝（V₄−V_EE）I₄ （24） で与えられる。

（b₂） 可動接点ｆが固定接点ｄ側よりｃ側に切替えら
れると、電源V_DDよりバッファ67₃を経由してソースバス
容量C_jに充電電流i₃が流れる。i₃の平均値をI₃、このと
き充電された電荷をq₃、I₃によりバッファ67₃内で消費
される電力をp₃すれば、 q₃＝C_j（V₃−V₄）（＝q₄＝q₁＝q₂） （25） I₃＝q₃/H（＝q₄/H＝I₄＝I₁＝I₂） （26） p₃＝（V_DD−V₃）I₃ （27） で与えられる。

上記放電と充電とが交互にそれぞれm/2回繰返された
とすれば、ソースバス容量C_jを経由して電源V_DDより電
源V_EEへ移動された電荷の総量Q_bは Q_b＝mq₄/₂＝mC_j（V₃−V₄）/2（＝Q_a） （28） で与えられる。この電荷Q_bはV₁−V₂＝V₃−V₄であるか
ら、（21）式の電荷Q_aに等しい。

駆動電圧発生回路の消費電力の低減 ソースバスを駆動中にはソースバス容量C_jを充／放電
させねばならず、上記したようにバッファ67₁〜67₄中に
充／放電電流が流れて電力を消費する。この電力消費を
低減するために、第10図では、バッファ67₂及び67₃の出
力側にそれぞれトランジスタQ₁及びQ₂（互に相捕形とす
る）のベースが接続され、それぞれのコレクタは互に接
続されて、その接続点ｌには大容量コンデンサC_Aの一端
が接続され、そのC_Aの他端は接地される。トランジスタ
Q₁のベースには抵抗器R_b1が挿入され、エミッタは抵抗
器R_e1を介して電源V_DDに接続される。またトランジスタ
Q₂のベースには抵抗器R_b2が挿入され、エミッタは抵抗
器R_e2を介して電源V_EEに接続される。トランジスタQ₁,Q
₂のエミッタはそれぞれバッファ67₂,67₃の反転入力端子
に接続（負帰還）されると共に出力端子51_c,51_dに接続
される。バッファの共通電位を基準とする出力電圧v
₀は、非反転入力端子の電圧を基準とする反転入力端子
の電圧をv_i、バッファの電圧利得をＡとすれば、 v₀＝−Av_i （29） で与えられる。Ａの値は極めて大きく、また出力電圧v₀
は有限で確定した値であるから、上記両端子間の入力電
圧v_iは極めてゼロに近い値となる。従ってバッファの両
入力端子の電圧（共通電位を基準にした電圧）は実用上
相等しいものと見倣せる。よってトラジスタQ₁,Q₂のエ
ミッタの電圧はそれぞれV₂,V₃に相等しい。

大容量コンデンサC_AはトランジスタQ₁のコレクタ電流
により充電され、ソースバスを駆動していない定常状態
においてはｌ点の電圧（C_Aの電圧）V_lはV₂とV₃の間の電
圧をとる。もしトランジスタQ₁とQ₂の特性がそろってい
れば、 V_l＝（V₂＋V₃）/2＝V_r （30） 即ち、基準電圧V_rに等しい。

（Ａ）交流化指令信号Ｍ＝１のフィールド （A₁）可動接点ｆを固定接点ｂ側よりａ側に切替えた場
合、 （a₁）と同じであるので省略する。

（A₂）可動接点ｆを固定接点ａ側よりｂ側に切替えた場
合、 第10図Ａに示すように、ソースバス容量C_jよりトラン
ジスタQ₁のエミッタ〜コレクタを介して大容量コンデン
サC_aに放電電流i₂′が流れる。i₂′の平均値をI₂′,
i₂′により移動した電荷をq₂′,I₂′が流れたためトラ
ンジスタQ₁で消費された電力をp₂′とすれば、これらは q₂′＝C_j（V₁−V₂） （＝q₁＝q₂＝q₃＝q₄） （31） I₃′＝q₂′/H（＝I₁＝I₂＝I₃＝I₄） （32） p₂′＝（V₂−V_r）I₂′ ＝（V₂−V_r）I₂ （33） で与えられる。（33）式を（20）式と比較すれば、第９
図の場合に比較して節減される電力Δp₂＝p₂−p₂′は Δp₂＝（V₂−V_EE）I₂−（V₂−V_r）I₂ ＝（V_r−V_EE）I₂ （34） となる。

Ｍ＝１のフィールドにおいて電源V_DDよりソースバス
容量C_jを介して大容量コンデンサC_Aに蓄積された電荷の
総量Q_Aは（31）式より、 Q_A＝mC_j（V₁−V₂）/2 （＝Q_a＝Q_b） （35） となる。

（Ｂ）交流化指令信号Ｍ＝０のフィールド （B₁）可動接点ｆを固定接点ｃ側よりｄ側に切替えた場
合、 既に（b₁）で述べたので省略する。

（B₂）可動接点ｆを固定接点ｄ側よりｃ側に切替えた場
合、 第10図Ｂに示すように、大容量コンデンサC_Aからトラ
ンジスタQ₂のコレクタ〜エミッタを経由してソースバス
容量C_jに放電電流i₃′が流れる。i₃′の平均値をI₃′,I
₃′が流れることによりトランジスタQ₂で消費される電
力をp₃′、移動した電荷をq₃′とすれば、これらは q₃′＝C_j（V₃−V₄） （＝q₄＝q₃＝q₂＝q₁） （36） I₃′＝q₃′/H（＝I₄＝I₃＝I₂＝I₁） （37） p₃′＝（V_r−V₃）I₃′ ＝（V_r−V₃）I₃ （38） で与えられる。（38）式を（27）式と比較すれば、第９
図の場合に比較して節減された電力Δp₃＝p₃−p₃′は Δp₃＝（V_DD−V₃）I₃−（V_r−V₃）I₃ ＝（V_DD−V_r）I₃ （39） となる。

Ｍ＝０のフィールドにおいて、大容量コンデンサC_Aよ
りソースバス容量を介して電源V_EEに移動される電荷の
総量Q_Bは（36）式より、 Q_B＝mC_j（V₃−V₄）/2 （＝Q_A） （40） となる。従ってＭ＝１のフィールドで大容量コンデンサ
C_Aに蓄積された電荷がＭ＝０のフィールドでC_Aより放電
することが分る。ソースバスを駆動しない定常状態にお
いて、トランジスタQ₁,Q₂を直列に流れる電流I₀は で与えられる。この電流によって、P₀＝（V_DD−V_EE）I₀
の電力がR_e1,Q₁,Q₂,R_e2の直列回路で消費されるので、
この電力P₀を小さく抑えるために、I₀を小さく設定しな
ければならず、それに見合って、抵抗値R_e1,R_e2を大き
く選ばねばならない。

またベース抵抗R_b1,R_b2の値は、定常時の電流I₀とソ
ースバス駆動時の大容量コンデンサC_Aの充／放電電流と
の和より成るエミッタ〜コレクタ間の電流値に見合った
ベース電流が流れ得るように選ばねばならない。

Ｍ＝１のフィールドで、C_AV_rの大きさの電荷を保持し
ている大容量コンデンサC_Aに更に電荷Q_Aが蓄積される
と、ｌ点の電圧V₁はV_rよりΔＶ＝Q_A/C_Aだけ電圧が増加
する。これまではソースバス11_jのみの駆動を考えた
が、他のソースバスも同様に駆動したとすれば、 ｎΔＶ＝nQ_A/C_A ＝mnC_j（V₁−V₂）/2C_A （41） だけ電圧が上昇する。従ってトランジスタQ₁のエミッタ
〜コレクタ電圧の大きさはV₂−V_rよりｎΔＶだけ小さく
なる。

Ｍ＝０のフィールドでは逆に電圧V_lはｎΔＶだけ減少
するが、トランジスタQ₂のエミッタ〜コレクタ電圧の大
きさは前と同様にｎΔＶだけ小さくなる。これらの電圧
変動によりエミッタ〜コレクタ電圧がほぼゼロとなっ
て、トランジスタが飽和し増幅機能を失わないようにす
ることは勿論であるが、電流増幅率等にも影響を与える
から、これらの電圧変動はある程度以下に抑えねばなら
ない。そのためには（41）式より分るようにコンデンサ
C_Aの容量値は大きくなければならない。しかしながら、
あまり大きすぎて電源投入時に安定状態に達する時間が
長すぎないように注意する必要がある。

これまでの説明では大容量コンデンサC_Aの他端を接地
する（共通電位点に接続する）ものとしたが、必ずしも
これに限らず、定電圧源（例えば電源V_DD又はV_EE）に接
続してもよい。

「発明の効果」 この発明によれば、調整電圧を所定値迄増加させるこ
とにより、表示画像のコントラストを最大コントラスト
迄連続的に可変することができ、いろいろの照度条件に
適したコントラストが選べてはなはだ便利である。また
調整電圧を上記所定値より増加させれば、画面の背景と
なる色を白色から灰色に変化させ、その濃さを連続的に
増加させることができ、これにより画像の影を目立たな
くし、全体として最も見易い画面を得ることができる。

駆動電圧発生回路の第２及び第３電圧を出力するバッ
ファの出力側に、それぞれ相補形のトランジスタを接続
し、各トランジスタを直列に接続し、その接続点に大容
量コンデンサを接続し、各トランジスタのエミッタより
第２電圧、第３電圧を得るようにした場合には、駆動電
圧発生回路の消費電力を可成り節減することが期待でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の液晶交流化用駆動電圧発生回路の実
施例を示す回路図、第２図は第１図の回路より出力され
る第１乃至第４電圧対調整電圧V_aの関係を示す図、第３
図は第１図の非直線回路63の出力電圧V₆₃の誘導過程を
説明するのに供され、上記電圧V₆₃及び他の関連電圧対
調整電圧の関係を示す図、第４図は第１図における第１
電圧V₁及び第３電圧V₃それぞれの誘導過程を説明するの
に供され、第１、第３電圧及び他の関連電圧対調整電圧
V_aの関係を示す図、第５図は第１図における第２電圧V₂
の誘導過程を説明するのに供され、第２電圧V₂及び他の
関連電圧と調整電圧V_aとの関係を示す図、第６図は第１
図における第４電圧V₄の誘導過程を説明するのに供さ
れ、第４電圧V₄及びその他の関連電圧対調整電圧V_aの関
係を示す図、第７図は第１図の非直線回路63の１例を示
す回路図、第８図は第７図の増幅加算回路88を演算増幅
器を用いて構成した場合の例を示す回路図、第９図はソ
ースバスを駆動するために第１図のバッファ67₁乃至67₄
に発生する電力消費を説明するのに供され、バッファと
ソースバス容量との接続図、第10図は消費電力を節減す
るために第１図のバッファ67₂及び67₃の出力側に付加回
路を追加した場合の、バッファ67₁乃至67₄及び上記付加
回路の電力消費を説明するのに供され、バッファ、付加
回路及びソースバス容量相互の接続図、第11図は従来の
液晶交流化用駆動電圧発生回路を、液晶パネル駆動回路
及び液晶表示パネルと共に示す回路図、第12図は第11図
及び第13図のソースバス駆動回路の要部の信号波形図、
第13図はこの発明の駆動電圧発生回路より得られる第１
乃至第４電圧を切替えて、ソースバスに供給するソース
バス駆動回路の回路図である。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】可変の調整電圧を発生する調整電圧発生手
   段と、 その調整電圧が所定値以下で調整電圧の増加に従い一定
   の傾斜で第１レベルから直線的に増加し、所定値以上で
   第２レベルに飽和する第１電圧を発生する手段と、 上記調整電圧が所定値以下で調整電圧の増加に従い上記
   傾斜と逆の傾斜で第３レベル（しかし第１レベルよりも
   低い）から直線的に減少し、所定値以上で第４レベルに
   飽和する第４電圧を発生する手段と、 上記調整電圧が所定値以下で上記第１、第３レベルの平
   均レベルをとり、所定値以上で上記第１電圧と同じ傾斜
   で増加する第２電圧を発生する手段と、 上記調整電圧が所定値以下で上記第１、第３レベルの平
   均レベルをとり、所定値以上で上記第４電圧と同じ傾斜
   で減少する第３電圧を発生する手段と、 を具備することを特徴とする液晶交流化用駆動電圧発生
   回路。