JP2567253B2 - コ−ドホッピング式拡散スペクトル通信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は拡散スペクトル通信方式の分野に関する。拡
散スペクトル通信方式とは、ベースバンド情報信号をそ
の帯域幅の数百乃至数千倍のスペクトル帯域に拡散させ
て送出し、受信側においてはそのスペクトル帯域を元の
ベースバンド信号の帯域に圧縮して復調する通信方式で
ある。

本発明は、伝送すべき情報信号以外の何等かの信号以
外の信号によりスペクトル拡散信号として広帯域化（拡
散）して変調するにあたり、情報信号帯域幅に比してか
なりビット速度が大であるデジタル符号変調信号（キャ
リア）を用いるような直接拡散（DS）変調方式に関す
る。

［発明の概要］ 本発明は、直接拡散方式を含んだ拡散スペクトル通信
器の秘話性、耐ジャミング性の向上を目的としたコード
ホッピング技術に関するものである。

［従来の技術］ スペクトル拡散通信は本来外部からの妨害や秘話性に
優れていることが知られているが、固定拡散符号を使っ
た単純な直接スペクトル拡散方式では積極的な盗聴や妨
害の意図を持った相手に対しては、一般に符号の性質を
把握され易く、従って特殊な用途においては盗聴や妨害
を回避するため拡散変調符号の変更を行うのが通例とな
っている。

［発明が解決しようとする問題点］ 本発明は送受信器間で確実でかつ迅速な変調拡散符号
変更即ちコードホッピング動作を行うことができる拡散
スペクトル通信方式を実現せんとするものである。

［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、複数の送信側シュ
ードノイズ発生手段と、上記送信側シュードノイズ発生
手段によって発生される複数の送信側シュードノイズか
ら所定の関係で送信側シュードノイズを選択して合成し
送信側拡散符号を出力する送信側符号マルチプレクサ
と、上記送信側拡散符号により入力信号を符号変調して
拡散スペクトル信号を得て送信する送信手段と、を有す
る送信装置と、上記拡散スペクトル信号を受信する受信
手段と、受信された拡散スペクトル信号を処理して上記
符号変調の拡散過程で使用した拡散符号の符号変化に対
応するパルス列状信号を得る信号処理手段と、複数の受
信側シュードノイズ発生手段と、上記パルス列状信号に
応答して上記受信側シュードノイズ発生手段によって発
生される受信側シュードノイズと前記送信側シュードノ
イズとの同期を検出する同期検出手段と、上記同期検出
手段からの同期検出信号に応答して受信側拡散符号選択
データを出力するシステム同期モニタと、上記拡散符号
選択データに応じて前記複数の受信側シュードノイズか
ら送信側シュードノイズと同期した受信側シュードノイ
ズを選択して合成し受信側拡散符号を出力する受信側符
号マルチプレクサと、上記受信側拡散符号により前記受
信された拡散スペクトル信号から前記入力信号を復調す
る復調手段と、を有する受信装置と、を備え、前記送信
側マルチプレクサは、送信側拡散符号選択データに応じ
て特定の関係を有する送信側シュードノイズの組合せを
予め定められたシーケンスに従って選択して合成するこ
とを特徴とするコードホッピング式多重拡散スペクトル
通信方式を提供する。

［作用］ 本発明は先に本出願人が提案した多重拡散スペクトル
通信方式（特願昭61−234183号（特開昭63−88924号公
報））の原理を好ましく適用できる。即ち、本発明によ
れば、送信側のあるシーケンスで選択されたPN符号が例
えば排他的論理和回路等により合成され、この合成符号
は入力信号に対して符号変調されて送出される。他方受
信器は、送信側で使っていると想定される所定数のPN符
号に対応して参照信号として同時に発生し、これによっ
てそれぞれ別個に受信信号との合致が監視される。合致
の発生した参照信号はその時点でトラッキングループに
それぞれ入るので最終的に符号変調に用いられている全
ての参照信号に関して同期が得られた時、それらの参照
信号を合成したシュードノイズは受信信号を完全に復調
させ得るものとなる。従って、本発明は多重拡散スペク
トル通信方式特有の作用効果に加え、コードホッピング
技術特有の作用効果をも呈することができることとな
る。

［実施例］ 第１図は本発明の原理を組み込んだ拡散スペクトル通
信方式の概略図で、送信側を100でかつ受信側を200で示
す。送信側は101で送信アンテナ101を有し、受信側は20
1で受信アンテナを示す。送信側100ではｎ個のシュード
ノイズ（PN）符号を発生するために対応するシュードノ
イズ発生器（PNG1,PNG2,PNG3,……PNGn）102−1,102−
2,102−3,……102−ｎが設けられている。これらからの
PN符号は符号マルチプレクサ104に与えられる。この符
号マルチプレクサ104は例えば排他的論理和ゲートを含
む論理回路から構成でき、これら符号のなかから少なく
とも１個、多くともｎ個の出力を選択して符号合成を行
う符号合成器の形態をなしている。入力106はシュード
ノイズ（PN）符号選択データ、例えば後述する符号ホッ
ピング・スケジュール・データを受ける。符号マルチプ
レクサ104の出力は二重平衡変調器（DBM）106でキャリ
ア（f₁）と混合され、更に次のDBM108で入力送信信号
（Tx信号）と混合されてアンテナ101から送出される。

本発明の実施例は送信側で複数のPN符号を使用する場
合に、本出願人によって先に提案された、例えば昭和61
年10月１日に出願（特願昭61−234183号（特開昭63−88
924号公報））の多重拡散スペクトル通信方式が好まし
く使用されうる。これを要約すれば次の通りである。即
ち、従来の直接拡散スペクトル通信方式において、より
性能の高い拡散処理を実現する場合には、チップ時間を
極力短縮し、構成ビット数の多い拡散符号即ちシューズ
ノイズ（PN）を使用する必要があり、この要請として、
特にビット数の拡大を達成するには受信側における高度
化して装置の複雑化によるコスト上昇が問題となってし
まう。上述した先行特許出願は、このような問題点を解
決するために、互いに循環周期の異なった２つ以上のPN
符号間のビート現象を利用して実質的に拡散符号ビット
長さの拡大を図ることによってより有効なスペクトル拡
散を行い、比較的短い２種類以上の相関検波手段の組合
せによって正確な復調同期を実現するものである。より
詳細な記載は上記出願に述べられているので、ここでは
これ以上記載しない。本発明の実施例はこのような多重
拡散スペクトル通信方式の原理を使用することができ
る。

第１図の受信器200の入力端子10は、Ｎ個のPN符号を
用いて変調されて送信器で送信された拡散スペクトル信
号をアンテナ201で受けた受信信号を受ける。これは周
波数復調器12に与えられ、変調コードに対応した立ち上
がり、立ち下がりを持った符号信号に変換される。ほぼ
同一の即ち近接した変調周波数を使用した他の直接拡散
スペクトル信号が混在する状況下では、当然上記とは別
の立ち上がり、立ち下がりを示す信号がこれに重畳され
た形の符号信号が得られる。この符号信号に微分処理を
加えると、拡散過程で使用したコードの符号変化点を含
めて符号変化があったと見られる各時点でパルス列状の
信号を得ることができる。

図において、周波数変調器の出力は微分器14に与えら
れ、次いで絶対値発生器16に与えられる。この絶対値発
生器16は微分器14からのパルス列状の信号をその時間軸
を変えずに一つの極性として出力する。

上記の受信信号を符号復調する場合、拡散符号に対応
した参照符号をPN発生器で生成して、この位相が送信側
とほぼ一致した条件下で復調が達成されるが、この時参
照符号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングは上記パ
ルス列の中に含まれる一連のパルス群と理論的には全て
重なる関係になる。従って、PN発生器のチップレートと
送信側のチップレートとを意図的にずらせておくことに
よって有限の時間範囲内でこのパルス群の重なりを監視
しておけば、復調同期が達成された時点を正確に把握す
ることが可能となる。更に拡張して考えれば、この方式
によれば仮に複数のシュードノイズで複合的に符号変調
された信号（例えば、上述した多重拡散方式）であって
も、そのうちの一つずつのシュードノイズについて別々
に同期達成時点を知ることができ、個々のPN発生器クロ
ックに独立してフィードバックをかけて形成したトラッ
キングループの集合として全体の同期維持を行うことが
可能となる。この際に、システムに用いている変調コー
ド例外のコードが仮に混在していても、その影響は参照
信号との合致チェックの過程で大幅に軽減される。

図において、絶対値発生器16からのライン17の信号
は、送信で用いられるPN符号の数に対応する個数の「Ｓ
ユニット」18−１〜18−Ｎに共通に与えられる。このＳ
ユニットは第２図に関連してより詳細に説明されるよう
に、PN発生器を有し、その同期の検出とトラッキングを
行う。各Ｓユニット18からの同期検出信号はライン19−
1,19−2,19−3,19−４……19−Ｎを介してシステム同期
モニタ20に与えられる。このシステム同期モニタ20はラ
イン22に後述する制御コード出力を与える。

Ｓユニット18−１〜18−Ｎはそれぞれに設けられたPN
発生器の出力PN−１〜PN−Ｎを符号マルチプレクサ26に
それぞれライン24−１〜24−Ｎを介して与える。符号マ
ルチプレクサ26は排他的OR回路を含む論理回路であり、
ライン28を介してシステム同期モニタ20からPN符号選択
データを受け、ライン30にPN−１〜PN−Ｎ符号の選択的
に合成されたPN符号を与える。これは平衡変調器32,34
での最終的な復調過程で用いられる。ここで、ユニット
Ｓからの同期状態にあるかどうかの信号がライン28を介
して送信側に送り返されるので、送信側からも交信環境
を知ることができ、状況に合わせて変調符号の組合せ変
更などの処置をとることが可能となり、ジャミングなど
への対処が確実に行われる。

第２図は１つのＳユニット18の具体的構成を示す。図
において、40は電圧制御クリスタル発振器であり、スイ
ッチ42に接続した入力44に与えられた制御電圧に応じて
チップクロックレートが制御される。スイッチ42は同期
捕捉過程では通常送信側のチップレートと若干異なった
チップレートに対応するクロックを発振器40が発生する
ようにVslide電圧を制御入力44に与える。

46はこの発振器40のチップクロック出力に基づいてシ
ュードノイズ（PN）を発生するシュードノイズ発生器で
あり、この出力はライン24を介して第１図の符号マルチ
プレクサ26に与えられると共に、遅延器48と排他的OR回
路50からなる転移パルス発生器52に遅延器（ｄ′）51を
介して与えられる。この転移パルス発生器52の出力D_S′
は第１図のライン17の絶対値発生器16の出力D_Sと共にAN
D回路54に与えられる。同期捕捉過程においては、上述
したように発振器40は通常送信側のチップレートと若干
異なったチップレートのクロックを発生し、従ってPN発
生器46のシュードノイズの転移タイミングを表す符号パ
ルス列を転移パルス発生器52はD_S′として発生する。こ
のD_S′と送信側の対応する受信パルス列D_Sとはそれらの
ずれの程度に従って周期的に同期状態が作られる。この
状態においては、D_Sのパルス列の一部とD_S′の出力パル
ス列は概ね合致する。加算器56及び遅延器58からなるコ
ヒーレント積分器60にはD_Sのチップレート及びD_SとD_S′
のチップレートの差によって決まる所定の間隔のパルス
が徐々に蓄積されていき、反対にPN発生器46の出力に関
係しないパルス列成分については不規則な合致パルスし
かないので微量しか蓄積されていかない。

コヒーレント積分器60の出力は発振器40の出力と共に
位相検出器62に与えられる。従って、上述したことから
明らかなようにコヒーレント積分器60の出力パルス列は
受信信号に含まれている問題のコード成分のクロックタ
イミングを正確に示すものとなるので、これと現在のPN
発生器46に供給しているクロック位相のずれ量によって
電圧制御クリスタル発振器40を介してクロック周波数に
フィードバックをかければ正しいクロック位相を連続的
に保持することができることになる。この実施例におい
ては、ライン19の後述する同期検出信号の生起によりア
ナログスイッチ42はフィードバック側に切換えられる。
即ち、通常時は上述したVslideが発振器40の制御入力44
に与えられるが、同期検出後はスイッチ42が切換えられ
てほぼ送信側のチップタイミングに合わせたクロックを
発振器40が発生することができるための制御電圧Vbase
に位相検出器62からのフィードバック電圧をライン66で
加えたものが発振器40の制御入力に与えられる。

同期検出の方法としてはコヒーレント積分器60の出力
レベルから判別する方法、D_S/D_S′の合致パルスの頻度
から判定する方法などが考えられるが、本実施例では更
に正確な同期検出を行うためD_S/D_S′の合致パルスの頻
度と同時に参照信号と相互補完の関係にある信号の符号
変化とD_S出力との合致パルスの頻度をも計り、これらの
比較から同期の判定を行うものである。

第２図において、電圧制御クリスタル発振器40の出力
（第３図ａ）はＴフリップフロップ又はJKフリップフロ
ップ70に与えられ、その出力はPN発生器46の出力（第３
図ｂ）と共に排他的ORゲート72に与えられ、その出力に
参照信号即ちPN発生器46の出力と相互補完の関係にあ
る。即ち、クロックから決まる符号変化のタイミングの
うち、PN発生器出力に同時に符号変化がない場合にのみ
符号変化を起こす系列であるような補完信号（第３図
ｃ）が得られる。これは51と同様の遅延器73を介して、
上述した転移パルス検出回路52と同様の構成の転移パル
ス検出回路74に与えられ、その出力に補完信号の転移点
を表すパルス列D_S″（第３図ｅ）が出力される。これは
上述したD_S′（第３図ｄ）がANDゲート54でD_Sとの合致
パルスが検出されたと同様に、ANDゲート76でD_Sとの合
致パルスが検出される。カウンタ78はこれらANDゲート5
4,76の出力を受ける。

第４図は非同期状態でのD_S信号（第４図ａ）及びAND
ゲート54からのD_S/D_S′の合致パルス（第４図ｂ）を示
し、第５図は同期状態でのD_S信号（第５図ａ）、ANDゲ
ート54からのD_S/D_S′の合致パルス（第５図ｂ）及びAND
ゲート76からのD_S/D_S″の合致パルス（第５図ｃ）を示
す。

第６図はカウンタ78によるD_S/D_S′/D_S″の合致パルス
頻度比較による同期判定のための条件例を図示するもの
であり、横軸にD_S/D_S′パルス（正規合致パルス）カウ
ント数を縦軸にD_S/D_S″パルス（無効合致パルス）カウ
ント数を取って示す。

上述した実施例の構成から明らかなように、送信側10
0でｎ個のシュードノイズ発生器102を有している場合、
受信側200においては、送信側で使っていると想定され
る数のシュードノイズ（ｎ＝Ｎ）として常時発生するこ
とができる。合致の発生した参照信号は、その時点でト
ラッキングループにそれぞれ入るので最終的に符号変調
に用いられている全ての参照信号に関して同期が得られ
た時、それらの参照信号を合成したシュードノイズは受
信信号を完全に復調させうるものとなる。

本発明の実施例においては、送信側の符号マルチプレ
クサ104においては、その入力106を介して後述するホッ
ピングスケジューラからシュードノイズ選択のスケジュ
ールに関するデータを示す。第７図は符号ホッピングス
ケジューラの例を示す。第７図ａは周期一定の単純符号
ホッピングの場合であり、８つのシュードノイズPN−１
〜PN−８のうちから特定の周期で一つのシュードノイズ
PNを順次選択する。この例において、PN−3,PN−5,PN−
2,PN−6,PN−4,PN−1,PN−8,PN−7,PN−３の順序で選択
される。第７図ｂは周期も一定でないランダム符号ホッ
ピングの場合で、４つのシュードノイズPN−１〜PN−４
の例である。即ち、スケジュールは（PN−２），（PN−
1,PN−3,PN−４），（PN−2,PN−４），（PN−１），
（PN−2,PN−３），（PN−1,PN−４），（PN−３），
（PN−2,PN−３），（PN−１），（PN−1,PN−2,PN−
３），（PN−１），（PN−1,PN−２），（PN−1,PN−2,
PN−４），（PN−1,PN−２），（PN−４）のシーケンス
となっている。第７図ｃは周期が一定でない相互補完コ
ードの例で、８つのPN符号の番号の和が13となるように
した場合である。即ち、このスケジュールにおいては、
（PN−2,PN−4,PN−７），（PN−3,PN−4,PN−６），
（PN−1,PN−5,PN−７），（PN−2,PN−3,PN−８），
（PN−2,PN−5,PN−６），（PN−1,PN−4,PN−８），
（PN−3,PN−4,PN−５）のシーケンスとなっている。第
７図ｃの例は、送信時に使用するシュードノイズの組合
せに、この実施例のように特定の関係を与え、少なくと
も１種類のシュードノイズに対して同期がとれない場
合、同一のタイミングで選択された特定の関係の他のシ
ュードノイズから、この欠落したシュードノイズを判定
し受信器内で合成することが可能である。例えば、送信
側のシュードノイズ発生器102−１〜ｎがＳユニット18
−１〜Ｎにそれぞれ１対１で対応するとし、第７図ｃで
PN−１（102−１）,PN−５（102−５）,PN−７（102−
７）の一つの選択シーケンスの場合に、第１図のシステ
ム同期モニタはＳユニット18−1,18−5,18−７からの同
期状態の信号をそれぞれのライン19−1,19−5,19−７を
介して受けることができる。これらシーケンスの組合せ
即ち組合せのタイムテーブルは予めシステム同期モニタ
に記憶しておくことができる。あるいはデータライン21
を介して外部の適当な回路から与えてもよい。この場
合、当該シーケンスの開始から所定期間以内に少なくと
も一つの同期がＳユニットで得られなければ、例えばＳ
ユニット18−７の同期が成立しなくとも、システム同期
モニタ20は、PN符号選択データライン28を介して、PN−
１（24−１）,PN−５（24−５）,PN−７（24−７）を選
択させるデータを符号マルチプレクサ26に与える。

入力データライン106を介して送信側の符号マルチプ
レクサ104に与えられるPN符号選択データは予めROM等の
記憶装置に記憶されているかあるいはランダムに発生さ
れ、少なくとも１種類のPN符号が予め定められているか
又は随時決定されていく数百ｍ秒以下の短い時間単位の
時間スケジュールに従って選択される。

交信中にある送受信器間で第１図の方式の場合、選択
シーケンスの変更後の符号に再度同期をかける必要があ
り、一般的にはそのための時間が必要となるが、この同
期のための時間は交信の質を維持するために極力短縮す
ることが望ましい。このためには、コード変更に先立っ
て受信側に対してパイロット信号を予め送信して、暫定
的な同期をとり、これを確認しながらコード変更を実行
するのが確実で、同期を短縮するのに有効である。

第８図はパイロット信号を用いてこれを実行するため
の一つの構成を示す。第８図で、第１図と同様な要素は
同一の参照番号を用いている。第８図において、第１図
の送信器100は同一サイドに受信器300を有し、また第１
図の受信器200は受信器300に対応した同一サイドの受信
器400を有している。送信器100とこれに対応する受信器
200とは送受信ユニット＃１を構成し、送信器400とこれ
に対応する受信器300とは送受信ユニット＃２を構成す
る。サイト＃１（送信器100及び受信器300）は、ｎ個の
PN発生器102−１〜ｎのPN符号を受ける符号マルチプレ
クサ104を有し、符号ホッピングスケジューラ110はライ
ン106を介してPN符号選択データを与える。実施例で、
符号ホッピングスケジューラ110は通常マスタスケジュ
ーラに従い符号ホップを行うが、PN−１〜ｎの間で同期
のとれないチャンネルができたら、スケジュール変更を
行う。符号ホッピングスケジューラ110はまた各PN発生
器102−１〜ｎに関連してパイロット信号を発生させる
ための指示信号を伝送するライン112を有している。PN
符号変更時に正規の符号による変調の開始に先立ってそ
の符号に対応する符号変化パルス列がパイロット信号と
して発信されてもよい。

サイト＃２（受信器200及び送信器400）の受信器200
はPN符号変更に先立って予め送信器100から送られて来
るパイロット信号を受信する。これは上述したと同じ態
様で符号転移パルスとしてライン17に生じる。対応する
Ｓユニット（第２図）はこの転移パルスをANDゲート80
及び82で受ける。ANDゲート80はPN発生器46の出力の符
号転移パルスを他の入力で受け、ANDゲート82はPN発生
器46の遅延した出力（２×ｄ′遅延時間）の符号転移パ
ルスを受ける。カウンタ84及び86は共にライン19の同期
指示パルスによって可能化され、各AND回路の一致パル
スをそれぞれカウントする。従って、ORゲート88の出力
90はパイロット信号の識別の信号を与える。Ｓユニット
18−１〜Ｎのこのライン90−１〜Ｎはシステム同期モニ
タ20に与えられる。システム同期モニタ20は該当するＳ
ユニットからのパイロット信号の識別ビットを受け、ラ
イン28にPN符号選択データを与え、パイロット信号は対
応するＳユニットのPN符号の合成を符号マルチプレクサ
26が行うようにする。ライン30の合成PN符号は同一サイ
ト（サイト＃２）のアンテナ401を有する送信器400の送
信用変調符号として与えられる。サイト＃１のアンテナ
301を有する受信器300は、サイト＃２の受信器200の点
線で囲んだ部分202と同一構成の部分302を有している。
しかしながら、部分302のシステム同期モニタ20に対応
する回路は符号ホッピングスケジューラ110に伸びるラ
イン303を有している。従って、送受信ユニット＃２（4
00,300）を介して再送してくるパイロット信号が存在を
確認して、そのパイロット信号の関連する正規のPN符号
による変調を受信器100が開始するようにする。符号ホ
ッピングスケジューラ110は、また、送受信器のユニッ
ト＃２を介して受けた、受信同期の得られた符号コード
又はパイロット信号と同一サイトで送信に使用している
符号コード又はパイロット信号と比較を行い、相手サイ
トとの間で同期のとれない符号コードを識別して、符号
コードの変更やスケジュールの変更などの制御を行うこ
とができる。

第９図は５個のPN符号（PN−１〜５）のうちから２個
を選択して符号変調を行う方式による２組の送受信器
（ユニット＃1,ユニット＃２）間での符号変更過程を示
す図である。符号ホッピングスケジューラ110は、PN−
１〜ｎ（第９図の説明図ではｎ＝５に対応）の間で同期
がとれないチャンネルができたら、スケジュール変更を
行う。第９図の例では、外部ジャミングによるPN−５に
ついて同期がとれなくなった状態を示している。同図
で、ハッチング部分はパイロット信号の部分を示す。時
間区間Ｉは通常のスケジュールに従ったPN符号変更の開
始過程のタイミングで（PN−1,PN−２）の選択モードか
ら（PN−3,PN−５）の選択モードの場合である。時間区
間IIはPN−５について同期がとれなくなったため、スケ
ジュールの変更がなされ、（PN−3,PN−５）の選択モー
ドから（PN−3,PN−４）の選択モードへの移行の過程を
示す。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、複数のシュード
ノイズを選択的に用いる拡散スペクトル通信方式におい
て、送受信装置間で確実かつ迅速な拡散符号の変更、即
ち、コードホッピングを行うことができ、特殊な用途に
おいて盗聴や妨害を効果的に防止することが可能にな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施の概略回路図、第２図は第１図
の一部の要素のより具体的な図、第３〜第７図は第１図
及び第２図の動作を説明するための図、第８図は第１図
の実施例を送／受相互通信方式に適用した構成を示す概
略回路図、第９図は第８図の構成に関連した動作を示す
図である。 図で、102−１〜ｎはシュードノイズ発生器、104は符号
マルチプレクサ、106,108はDBM,110は符号ホッピングス
ケジューラ、18−１〜ＮはＳユニット、20はシステム同
期モニタ、26は符号マルチプレクサを示す。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数の送信側シュードノイズ発生手段と、 上記送信側シュードノイズ発生手段によって発生される
   複数の送信側シュードノイズから所定の関係で送信側シ
   ュードノイズを選択して合成し送信側拡散符号を出力す
   る送信側符号マルチプレクサと、 上記送信側拡散符号により入力信号を符号変調して拡散
   スペクトル信号を得て送信する送信手段と、 を有する送信装置と、 上記拡散スペクトル信号を受信する受信手段と、 受信された拡散スペクトル信号を処理して上記符号変調
   の拡散過程で使用した拡散符号の符号変化に対応するパ
   ルス列状信号を得る信号処理手段と、 複数の受信側シュードノイズ発生手段と、 上記パルス列状信号に応答して上記受信側シュードノイ
   ズ発生手段によって発生される受信側シュードノイズと
   前記送信側シュードノイズとの同期を検出する同期検出
   手段と、 上記同期検出手段からの同期検出信号に応答して受信側
   拡散符号選択データを出力するシステム同期モニタと、 上記拡散符号選択データに応じて前記複数の受信側シュ
   ードノイズから送信側シュードノイズと同期した受信側
   シュードノイズを選択して合成し受信側拡散符号を出力
   する受信側符号マルチプレクサと、 上記受信側拡散符号により前記受信された拡散スペクト
   ル信号から前記入力信号を復調する復調手段と、 を有する受信装置と、 を備え、 前記送信側マルチプレクサは、送信側拡散符号選択デー
   タに応じて特定の関係を有する送信側シュードノイズの
   組合せを予め定められたシーケンスに従って選択して合
   成することを特徴とするコードホッピング式多重拡散ス
   ペクトル通信方式。