JP2807568B2 - 適応形スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
適応形スペクトラム拡散受信機Info
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、スペクトラム拡散通信における直接拡散
符号分割多元接続方式に用いられ、適応的に干渉波を除
去するようにした受信機に関するものである。
符号分割多元接続方式に用いられ、適応的に干渉波を除
去するようにした受信機に関するものである。
近年、ディジタル移動通信において周波数の有効利用
を図るため、様々なスペクトラム拡散方式が検討されて
いる（M.K.Simon,J.K.Omura,R.A.Scholtz and B.K.Levi
tt著，“Spread Spectrum Communication",Computer Sc
ience Press出版1985）。特に直接拡散（Direct Sequen
ce:DS）方式を用いたCDMA（Code Division Multiple Ac
cess）方式は比較的構成が簡単であることから実用化方
式が検討されている。
を図るため、様々なスペクトラム拡散方式が検討されて
いる（M.K.Simon,J.K.Omura,R.A.Scholtz and B.K.Levi
tt著，“Spread Spectrum Communication",Computer Sc
ience Press出版1985）。特に直接拡散（Direct Sequen
ce:DS）方式を用いたCDMA（Code Division Multiple Ac
cess）方式は比較的構成が簡単であることから実用化方
式が検討されている。
従来のDS−CDMA用受信機では、アンテナからの受信波
は増幅器で増幅されて準同期検波回路に入力される。準
同期検波回路は、位相は同期していないが周波数は同期
している局部搬送波信号を基準信号として直交検波を行
い、受信波の同相成分の振幅Ｉ（ｔ）及び直交成分の振
幅Ｑ（ｔ）を出力する。以下ではＩ（ｔ）とＱ（ｔ）と
をまとめて受信信号とする。またこの受信信号は通常、
Ｉ（ｔ）を実数部、jQ（ｔ）を虚数部（ただしｊは虚数
単位）で表示される。従って各種の演算処理は複数演算
である。DS方式では、受信信号に逆拡散処理を行い希望
波の逆拡散信号を抽出する。この逆拡散処理には二通り
の方法がある。一つは拡散符号に整合した整合フィルタ
を用いる方法であり、このフィルタの出力信号が逆拡散
信号となる。もう一つは、受信信号のタイミングに同期
をとって拡散符号を乗算したのち、低域フィルタで直流
成分を抽出する方法であり、直流成分が逆拡散信号とな
る。以下では整合フィルタを用いる方法を説明するが、
他の方法でも同じ結果となる。逆拡散信号はベースバン
ドで復調処理されて、送信符号系列が抽出される。
は増幅器で増幅されて準同期検波回路に入力される。準
同期検波回路は、位相は同期していないが周波数は同期
している局部搬送波信号を基準信号として直交検波を行
い、受信波の同相成分の振幅Ｉ（ｔ）及び直交成分の振
幅Ｑ（ｔ）を出力する。以下ではＩ（ｔ）とＱ（ｔ）と
をまとめて受信信号とする。またこの受信信号は通常、
Ｉ（ｔ）を実数部、jQ（ｔ）を虚数部（ただしｊは虚数
単位）で表示される。従って各種の演算処理は複数演算
である。DS方式では、受信信号に逆拡散処理を行い希望
波の逆拡散信号を抽出する。この逆拡散処理には二通り
の方法がある。一つは拡散符号に整合した整合フィルタ
を用いる方法であり、このフィルタの出力信号が逆拡散
信号となる。もう一つは、受信信号のタイミングに同期
をとって拡散符号を乗算したのち、低域フィルタで直流
成分を抽出する方法であり、直流成分が逆拡散信号とな
る。以下では整合フィルタを用いる方法を説明するが、
他の方法でも同じ結果となる。逆拡散信号はベースバン
ドで復調処理されて、送信符号系列が抽出される。
このようなDS−CDMA方式では同一キャリヤ（搬送波）
周波数を複数の利用者（ユーザー）が同時に使用する。
その各ユーザーは互いに異なる拡散符号を用いている
が、これらの拡散符号間の相互相関が多少ともあるた
め、希望波の拡散符号で逆拡散を行っても他ユーザーの
成分が逆拡散信号に混入する。そのため、他ユーザーの
数が多いと逆拡散信号に混入する干渉波成分のレベルが
増大し、伝送特性が大幅に劣化する。この劣化は他ユー
ザーの受信レベルが、希望波の受信レベルより大きくな
るとますます問題となる。そのため各ユーザーへの送信
電力の制御を行い、各ユーザーの受信点におけるレベル
を一定にすることが考えられるが、この送信電力制御を
完全に行うことは非常に難しい。このように拡散符号間
の相互相関に起因する伝送特性の劣化は、受信機に干渉
キャンセル機能を追加することで解決できる。従来の解
決法とその欠点について以下に述べる。
周波数を複数の利用者（ユーザー）が同時に使用する。
その各ユーザーは互いに異なる拡散符号を用いている
が、これらの拡散符号間の相互相関が多少ともあるた
め、希望波の拡散符号で逆拡散を行っても他ユーザーの
成分が逆拡散信号に混入する。そのため、他ユーザーの
数が多いと逆拡散信号に混入する干渉波成分のレベルが
増大し、伝送特性が大幅に劣化する。この劣化は他ユー
ザーの受信レベルが、希望波の受信レベルより大きくな
るとますます問題となる。そのため各ユーザーへの送信
電力の制御を行い、各ユーザーの受信点におけるレベル
を一定にすることが考えられるが、この送信電力制御を
完全に行うことは非常に難しい。このように拡散符号間
の相互相関に起因する伝送特性の劣化は、受信機に干渉
キャンセル機能を追加することで解決できる。従来の解
決法とその欠点について以下に述べる。
従来技術１ 複数ブランチの受信アンテナで受信した各受信信号を
希望波の拡散符号でそれぞれ逆拡散し、これらの逆拡散
信号を線形合成することにより干渉をキャンセルする従
来の技術の構成を図１に示す（Winters,J.H.,“Spread
Spectrum in a Four−Phase Communicaiton Systems Em
ploying Adaptive Antenna,"IEEE Trans.on Commun,vo
l.COM−30,No.5,pp.929−936,May 1982）。この例では
４ブランチ構成となっている。
希望波の拡散符号でそれぞれ逆拡散し、これらの逆拡散
信号を線形合成することにより干渉をキャンセルする従
来の技術の構成を図１に示す（Winters,J.H.,“Spread
Spectrum in a Four−Phase Communicaiton Systems Em
ploying Adaptive Antenna,"IEEE Trans.on Commun,vo
l.COM−30,No.5,pp.929−936,May 1982）。この例では
４ブランチ構成となっている。
入力端子111〜114に、各アンテナからの受信信号をそ
れぞれ一定時間ごとに標本化した標本化信号が入力す
る。入力端子111〜114にはそれぞれ同一の整合フィルタ
（MF）121〜124が接続されている。これら整合フィルタ
121〜124はそれぞれ希望波の拡散符号と入力標本化信号
との相関をとる。整合フィルタ121〜124の各出力には、
他ユーザーの拡散符号との相関により希望信号以外に干
渉成分が含まれている。整合フィルタ121〜124の各出力
はそれぞれ乗算器131〜134で重み付け係数w1〜w4と乗算
され、これら乗算出力は加算器15で合成される。この合
成信号は判定回路16で硬判定により信号判定される。こ
の判定信号を出力端子17から出力する。減算器18で合成
信号と判定信号との差分をとり推定誤差Ｅとして出力
し、係数制御部19がこの推定誤差Ｅと各乗算器131〜134
の入力信号MSを用いて、推定誤差Ｅの２乗が最小になる
適応アルゴリズムを用いて重み付け係数w1〜w4を制御す
る。つまり加算器15の出力合成信号に含まれる干渉波成
分と雑音信号の平均電力が最小になるように制御する。
れぞれ一定時間ごとに標本化した標本化信号が入力す
る。入力端子111〜114にはそれぞれ同一の整合フィルタ
（MF）121〜124が接続されている。これら整合フィルタ
121〜124はそれぞれ希望波の拡散符号と入力標本化信号
との相関をとる。整合フィルタ121〜124の各出力には、
他ユーザーの拡散符号との相関により希望信号以外に干
渉成分が含まれている。整合フィルタ121〜124の各出力
はそれぞれ乗算器131〜134で重み付け係数w1〜w4と乗算
され、これら乗算出力は加算器15で合成される。この合
成信号は判定回路16で硬判定により信号判定される。こ
の判定信号を出力端子17から出力する。減算器18で合成
信号と判定信号との差分をとり推定誤差Ｅとして出力
し、係数制御部19がこの推定誤差Ｅと各乗算器131〜134
の入力信号MSを用いて、推定誤差Ｅの２乗が最小になる
適応アルゴリズムを用いて重み付け係数w1〜w4を制御す
る。つまり加算器15の出力合成信号に含まれる干渉波成
分と雑音信号の平均電力が最小になるように制御する。
この方法では、ダイバーシチ受信を行うために複数の
アンテナを必要とし、ハードウエア規模が大きくなるの
で、移動無線機では利用することが難しいという欠点が
あった。また各ブランチで受信された信号は、干渉がな
ければ同位相となるように合成され、干渉がある場合に
は更にその干渉成分が除去されるように合成される。そ
のため、重み付け係数w1〜w4の位相と振幅を適応制御し
ており、この制御は移動通信のような高速フェージング
環境では極めて難しいという欠点があった。
アンテナを必要とし、ハードウエア規模が大きくなるの
で、移動無線機では利用することが難しいという欠点が
あった。また各ブランチで受信された信号は、干渉がな
ければ同位相となるように合成され、干渉がある場合に
は更にその干渉成分が除去されるように合成される。そ
のため、重み付け係数w1〜w4の位相と振幅を適応制御し
ており、この制御は移動通信のような高速フェージング
環境では極めて難しいという欠点があった。
従来技術２ 次に単一アンテナで受信したマルチパス信号に対して
ダイバーシチ効果をもち、かつ干渉除去を行う従来技術
の構成を図２に示す（Abdulrahman,M.,D.D.Falconer an
d A.U.H.Sheikh,“Equalization For Interference Can
cellatino In Spread Spectrum Multiple Access Syste
ms",Proc.42nd Vehicular Technology Conference,pp.7
1−74,May 1992）。図２においては、図１中の合成回路
を構成する乗算器131〜134及び加算器15が、これらの組
み合わせと等価なトランスバーサルフィルタ21に置き換
えられている。単一アンテナからの受信信号は一定時間
ごとに標本化され、標本化信号SPSとして入力端子11に
入力される。その入力標本化信号SPSは整合フィルタ12
で希望波の拡散符号と相関がとられ、逆拡散信号が得ら
れる。その逆拡散信号はマルチパス伝送路のインパルス
応答を反映しており、遅延時間の異なるマルチパス遅延
波成分を含んでいる。このマルチパス遅延波成分を含む
逆拡散信号はトランスバーサルブィルタ21に入力され、
トランスバーサルフィルタ21のそれぞれのタップに与え
られるタップ係数Ｗとの積が加算されることにより、逆
拡散信号とタップ係数Ｗとの畳み込み演算が行われる。
この処理により干渉が除去された合成信号が出力され
る。判定回路16はこの合成信号を入力として硬判定によ
り信号判定を行い、判定信号を出力端子17から出力す
る。減算器18は合成信号と判定信号との差分を推定誤差
Ｅとして出力する。係数制御部19は推定誤差Ｅと、トラ
ンスバーサルフィルタ21へ供給されている整合フィルタ
12の出力信号の系列MSとを入力として、推定誤差Ｅの２
乗が最小になるようにトランスバーサルフィルタ21のタ
ップ係数Ｗを制御する。
ダイバーシチ効果をもち、かつ干渉除去を行う従来技術
の構成を図２に示す（Abdulrahman,M.,D.D.Falconer an
d A.U.H.Sheikh,“Equalization For Interference Can
cellatino In Spread Spectrum Multiple Access Syste
ms",Proc.42nd Vehicular Technology Conference,pp.7
1−74,May 1992）。図２においては、図１中の合成回路
を構成する乗算器131〜134及び加算器15が、これらの組
み合わせと等価なトランスバーサルフィルタ21に置き換
えられている。単一アンテナからの受信信号は一定時間
ごとに標本化され、標本化信号SPSとして入力端子11に
入力される。その入力標本化信号SPSは整合フィルタ12
で希望波の拡散符号と相関がとられ、逆拡散信号が得ら
れる。その逆拡散信号はマルチパス伝送路のインパルス
応答を反映しており、遅延時間の異なるマルチパス遅延
波成分を含んでいる。このマルチパス遅延波成分を含む
逆拡散信号はトランスバーサルブィルタ21に入力され、
トランスバーサルフィルタ21のそれぞれのタップに与え
られるタップ係数Ｗとの積が加算されることにより、逆
拡散信号とタップ係数Ｗとの畳み込み演算が行われる。
この処理により干渉が除去された合成信号が出力され
る。判定回路16はこの合成信号を入力として硬判定によ
り信号判定を行い、判定信号を出力端子17から出力す
る。減算器18は合成信号と判定信号との差分を推定誤差
Ｅとして出力する。係数制御部19は推定誤差Ｅと、トラ
ンスバーサルフィルタ21へ供給されている整合フィルタ
12の出力信号の系列MSとを入力として、推定誤差Ｅの２
乗が最小になるようにトランスバーサルフィルタ21のタ
ップ係数Ｗを制御する。
図２において、整合フィルタ12とトランスバーサルフ
ィルタ21は両方とも線形処理であるから、これらを一つ
のトランスバーサルフィルタで処理する方法も知られて
いる。ただし、その場合には希望波に対する逆拡散符号
にトランスバーサルフィルタの特性を整合させるため
に、トレーニング信号でタップ係数ベクトルＷを初期収
束させる必要がある。そのためには図２においてスイッ
チ回路22を出力端子17から端子23側にしてトレーニング
信号TRを減算器18に入力してトレーニング信号TRを基準
とする。収束した後はスイッチ回路22を出力端子17側に
して判定信号を基準にする。
ィルタ21は両方とも線形処理であるから、これらを一つ
のトランスバーサルフィルタで処理する方法も知られて
いる。ただし、その場合には希望波に対する逆拡散符号
にトランスバーサルフィルタの特性を整合させるため
に、トレーニング信号でタップ係数ベクトルＷを初期収
束させる必要がある。そのためには図２においてスイッ
チ回路22を出力端子17から端子23側にしてトレーニング
信号TRを減算器18に入力してトレーニング信号TRを基準
とする。収束した後はスイッチ回路22を出力端子17側に
して判定信号を基準にする。
この構成では、ダイバーシチアンテナを設置しなくて
もマルチパス遅延波の干渉を除去することができる。し
かしながら、前例と同様に、係数制御に用いる適応アル
ゴリズムの追従特性が十分でないときには、精度良く推
定ができず受信機の特性が劣化するという欠点がある。
もマルチパス遅延波の干渉を除去することができる。し
かしながら、前例と同様に、係数制御に用いる適応アル
ゴリズムの追従特性が十分でないときには、精度良く推
定ができず受信機の特性が劣化するという欠点がある。
従来技術３ 以上のような適応アルゴリズムの追従性の欠点を克服
する方法として、適応アルゴリズムを用いずに他ユーザ
ーの拡散信号による干渉を除去するデコリレータの構成
を図３に示す（Lupas R.,and S.Verdu,“Linear multiu
ser detectors for synchronous Code−Division Multi
ple−Access channels",IEEE Trans.Inform Theory.,vo
l.IT−35,No.1,pp.123−136,Jan.1989）。
する方法として、適応アルゴリズムを用いずに他ユーザ
ーの拡散信号による干渉を除去するデコリレータの構成
を図３に示す（Lupas R.,and S.Verdu,“Linear multiu
ser detectors for synchronous Code−Division Multi
ple−Access channels",IEEE Trans.Inform Theory.,vo
l.IT−35,No.1,pp.123−136,Jan.1989）。
図において入力端子11からの入力標本化信号は整合フ
ィルタ121〜124に供給され、各ユーザーの拡散符号との
相関がとられる。ここで、整合フィルタ121には希望波
の拡散符号を、他の整合フィルタ122〜124には他ユーザ
ーの拡散符号をそれぞれ用いる。整合フィルタ121の出
力は希望波以外に干渉波の信号が含まれている。この干
渉波の信号は整合フィルタ122〜124の出力信号の線形結
合として表すことができるので、整合フィルタ121〜124
とそれぞれ乗算器131〜134で乗算する重み付け係数w1〜
w4を調整して、加算器15の出力である合成信号に干渉波
が完全に含まれないようにできる。これは数学的には、
希望波の逆拡散信号として干渉波に直交化した成分を抽
出することに相当する。このように動作するデコリレー
タでは、逆行列演算器25が、ユーザーの拡散符号及び受
信タイミングの情報をもとに拡散符号の相関行列の逆行
列を計算し、この逆行列の特定の要素を重み付け係数w1
〜w4として出力する。
ィルタ121〜124に供給され、各ユーザーの拡散符号との
相関がとられる。ここで、整合フィルタ121には希望波
の拡散符号を、他の整合フィルタ122〜124には他ユーザ
ーの拡散符号をそれぞれ用いる。整合フィルタ121の出
力は希望波以外に干渉波の信号が含まれている。この干
渉波の信号は整合フィルタ122〜124の出力信号の線形結
合として表すことができるので、整合フィルタ121〜124
とそれぞれ乗算器131〜134で乗算する重み付け係数w1〜
w4を調整して、加算器15の出力である合成信号に干渉波
が完全に含まれないようにできる。これは数学的には、
希望波の逆拡散信号として干渉波に直交化した成分を抽
出することに相当する。このように動作するデコリレー
タでは、逆行列演算器25が、ユーザーの拡散符号及び受
信タイミングの情報をもとに拡散符号の相関行列の逆行
列を計算し、この逆行列の特定の要素を重み付け係数w1
〜w4として出力する。
このようにして得られた合成信号は希望波の伝送路イ
ンパルスレスポンスの変動により位相及び振幅が変動し
ているので、合成信号、つまり出力端子26の信号を検波
する検波器はこの変動に追従することが必要である。
ンパルスレスポンスの変動により位相及び振幅が変動し
ているので、合成信号、つまり出力端子26の信号を検波
する検波器はこの変動に追従することが必要である。
このデコリレータを動作させるには全ユーザーの拡散
符号及び受信タイミングの情報が必要不可欠である。移
動通信用DS−CDMA方式においては、移動機側で他ユーザ
ーの拡散符号の情報を得ることができないので、移動機
側でデコリレータを動作させることはできないという欠
点がある。
符号及び受信タイミングの情報が必要不可欠である。移
動通信用DS−CDMA方式においては、移動機側で他ユーザ
ーの拡散符号の情報を得ることができないので、移動機
側でデコリレータを動作させることはできないという欠
点がある。
従来技術４ 上述した直交化の手法を用い、更にデコリレータの問
題点を解決することを目的とした従来の方法であるDS−
CDMA適応干渉キャンセラの構成を図４に示す（吉田尚
正、後川彰久、柳 修三、古谷之綱、“移動通信環境に
適したDS−CDMA適応干渉キャンセラ”信学技報RCS 93−
76,1993年11月）。
題点を解決することを目的とした従来の方法であるDS−
CDMA適応干渉キャンセラの構成を図４に示す（吉田尚
正、後川彰久、柳 修三、古谷之綱、“移動通信環境に
適したDS−CDMA適応干渉キャンセラ”信学技報RCS 93−
76,1993年11月）。
図２を参照して説明したように、整合フィルタ12の逆
拡散動作も、トランスバーサルフィルタ21の重み付け加
算も線形動作なので、図４の例ではこれらをまとめて１
つのトランスバーサルフィルタ21により実現している。
即ち、図において、入力端子11からの入力標本化信号SP
Sはトランスバーサルフィルタ21へ供給され、図２に示
した逆拡散と干渉除去が行われ、トランスバーサルフィ
ルタ21から合成信号CSが出力される。複素共役振幅正規
化回路27は遅延素子28により変調のシンボル周期Ｔだけ
遅延した合成信号の振幅を規格化し、その複素共役を基
準信号RSとして出力する。乗算器29は合成信号CSと基準
信号RSとを乗算する。この乗算出力は判定回路16におい
て硬判定され、判定信号が出力端子17から出力される。
この処理では基準信号RSを遅延により作っているので乗
算器29の乗算出力は遅延検波信号に相当する。減算器18
は出力端子17の判定信号と乗算器29の乗算出力との差分
を推定誤差Ｅとして出力する。
拡散動作も、トランスバーサルフィルタ21の重み付け加
算も線形動作なので、図４の例ではこれらをまとめて１
つのトランスバーサルフィルタ21により実現している。
即ち、図において、入力端子11からの入力標本化信号SP
Sはトランスバーサルフィルタ21へ供給され、図２に示
した逆拡散と干渉除去が行われ、トランスバーサルフィ
ルタ21から合成信号CSが出力される。複素共役振幅正規
化回路27は遅延素子28により変調のシンボル周期Ｔだけ
遅延した合成信号の振幅を規格化し、その複素共役を基
準信号RSとして出力する。乗算器29は合成信号CSと基準
信号RSとを乗算する。この乗算出力は判定回路16におい
て硬判定され、判定信号が出力端子17から出力される。
この処理では基準信号RSを遅延により作っているので乗
算器29の乗算出力は遅延検波信号に相当する。減算器18
は出力端子17の判定信号と乗算器29の乗算出力との差分
を推定誤差Ｅとして出力する。
係数制御部19は基準信号RS、トランスバーサルフィル
タ21に設定された入力標本化信号SPSの系列MS及び推定
誤差Ｅをもとに、推定誤差Ｅの２乗が最小になるように
適応アルゴリズムを用いてトランスバーサルフィルタ21
のタップ係数Ｗを制御する。遅延検波は伝送路のインパ
ルスレスポンスの変動に対して劣化が少なく、遅延検波
信号をもとにした推定誤差Ｅも同様に劣化が少ない。従
ってこの推定誤差Ｅをもとにすれば、適応アルゴリズム
を用いてもタップ係数Ｗの推定精度が劣化せず、伝送路
のインパルスレスポンスの変動による受信機の特性の劣
化をある程度抑えることができる。なお、タップ係数の
推定が十分収束していない初期収束過程においては、減
算器18は判定誤りを伴う判定信号の代わりにトレーニン
グ信号メモリ30が出力する既知トレーニング信号TRを用
いてタップ係数推定を速く収束させる。
タ21に設定された入力標本化信号SPSの系列MS及び推定
誤差Ｅをもとに、推定誤差Ｅの２乗が最小になるように
適応アルゴリズムを用いてトランスバーサルフィルタ21
のタップ係数Ｗを制御する。遅延検波は伝送路のインパ
ルスレスポンスの変動に対して劣化が少なく、遅延検波
信号をもとにした推定誤差Ｅも同様に劣化が少ない。従
ってこの推定誤差Ｅをもとにすれば、適応アルゴリズム
を用いてもタップ係数Ｗの推定精度が劣化せず、伝送路
のインパルスレスポンスの変動による受信機の特性の劣
化をある程度抑えることができる。なお、タップ係数の
推定が十分収束していない初期収束過程においては、減
算器18は判定誤りを伴う判定信号の代わりにトレーニン
グ信号メモリ30が出力する既知トレーニング信号TRを用
いてタップ係数推定を速く収束させる。
この構成では他ユーザーの拡散符号及び受信タイミン
グの情報を必要としないので、移動機側に適用すること
ができる利点がある。また、信号判定した結果をもとに
適応アルゴリズムを動作させているので、信号判定に誤
りが多い状況では特性が劣化する。従って、（ｉ）干渉
が多く信号レベルが低い伝送条件では、長いトレーニン
グ信号を必要とし伝送効率が低下する、（ii）伝送路の
変動が非常に速く信号判定誤りがバースト的に起こる状
況ではタップ係数Ｗの推定精度が劣化し、干渉キャンセ
ル機能が十分に動作しないという欠点がある。
グの情報を必要としないので、移動機側に適用すること
ができる利点がある。また、信号判定した結果をもとに
適応アルゴリズムを動作させているので、信号判定に誤
りが多い状況では特性が劣化する。従って、（ｉ）干渉
が多く信号レベルが低い伝送条件では、長いトレーニン
グ信号を必要とし伝送効率が低下する、（ii）伝送路の
変動が非常に速く信号判定誤りがバースト的に起こる状
況ではタップ係数Ｗの推定精度が劣化し、干渉キャンセ
ル機能が十分に動作しないという欠点がある。
従来技術５ 以上の各方法では、図３のデコリレータを除いて適応
アルゴリズムにより乗算用の係数Ｗを制御している。適
応アルゴリズムには通常、特性が良く演算量が少ないLM
S（Least Mean Square）が用いられているが、この他に
も様々なものが知られている（Haykin,S.“Adaptive Fi
lter Theory",2nd Ed.Prentice−Hall,1992）。上述し
た例では判定信号をもとに推定誤差Ｅを算出し、係数Ｗ
を制御しているが、他の技術分野においては信号判定を
必要としないアルゴリズムも知られている。信号の統計
的性質を利用するブラインドアルゴリズム、係数に拘束
条件を付けて平均出力電力が最小になるように係数を制
御するアルゴリズムがある。前者は収束に長い時間を要
する。一方、後者にはFrostによるLMSに準じた方法が知
られている（Frost,O.L.“An algorithm for linearly
constrained adaptive array processing",Proc.IEEE,v
ol.60,No.8,pp.926−935,August 1972）。この方法は最
小平均誤差（Minimum Mean Square Error:MMSE）基準に
基づいており、例えばアレーアンテナの指向方向を干渉
電波を避けて希望電波の到来方向に実時間で向ける制御
を行うアダプティブアレーに用いられている。
アルゴリズムにより乗算用の係数Ｗを制御している。適
応アルゴリズムには通常、特性が良く演算量が少ないLM
S（Least Mean Square）が用いられているが、この他に
も様々なものが知られている（Haykin,S.“Adaptive Fi
lter Theory",2nd Ed.Prentice−Hall,1992）。上述し
た例では判定信号をもとに推定誤差Ｅを算出し、係数Ｗ
を制御しているが、他の技術分野においては信号判定を
必要としないアルゴリズムも知られている。信号の統計
的性質を利用するブラインドアルゴリズム、係数に拘束
条件を付けて平均出力電力が最小になるように係数を制
御するアルゴリズムがある。前者は収束に長い時間を要
する。一方、後者にはFrostによるLMSに準じた方法が知
られている（Frost,O.L.“An algorithm for linearly
constrained adaptive array processing",Proc.IEEE,v
ol.60,No.8,pp.926−935,August 1972）。この方法は最
小平均誤差（Minimum Mean Square Error:MMSE）基準に
基づいており、例えばアレーアンテナの指向方向を干渉
電波を避けて希望電波の到来方向に実時間で向ける制御
を行うアダプティブアレーに用いられている。
しかしながら、拘束条件付最小出力電力アルゴリズム
はアダプティブアレーのそれぞれのアンテナに入力され
る希望波振幅の成分比が既知で、その成分比からステア
リングベクトルが作れることが必要である。このステア
リングベクトルをユニットベクトルで代用するパワーイ
ンバージョン法が知られている（Compton R.T.,Jr.“Ad
aptive Antennas−−Concepts and Performance−−",P
rentece−Hall,Engllwood Cliffs,1988）。しかしなが
ら、希望波が主に入射しているアンテナエレメントが既
知であり、しかもその条件が不変であることが必要であ
る。これらの方法をDS−CDMAの干渉キャンセラへ適用す
る方法は知られていなく、適応する提案すらされていな
い。
はアダプティブアレーのそれぞれのアンテナに入力され
る希望波振幅の成分比が既知で、その成分比からステア
リングベクトルが作れることが必要である。このステア
リングベクトルをユニットベクトルで代用するパワーイ
ンバージョン法が知られている（Compton R.T.,Jr.“Ad
aptive Antennas−−Concepts and Performance−−",P
rentece−Hall,Engllwood Cliffs,1988）。しかしなが
ら、希望波が主に入射しているアンテナエレメントが既
知であり、しかもその条件が不変であることが必要であ
る。これらの方法をDS−CDMAの干渉キャンセラへ適用す
る方法は知られていなく、適応する提案すらされていな
い。
発明の開示 この発明の目的は、直交化による干渉キャンセル処理
において、他ユーザーの拡散符号、受信タイミング情
報、トレーニング信号、信号判定結果を必要としないア
ルゴリズムによる適応形スペトラム拡散受信機、更に移
動通信の通信品質改善に欠くことのできないダイバーシ
チ形の受信機を提供することにある。
において、他ユーザーの拡散符号、受信タイミング情
報、トレーニング信号、信号判定結果を必要としないア
ルゴリズムによる適応形スペトラム拡散受信機、更に移
動通信の通信品質改善に欠くことのできないダイバーシ
チ形の受信機を提供することにある。
この発明による適応形スペクトラム拡散受信機は、
（１）受信信号を一定時間ごとに標本化して標本化信号
を出力するサンプリング回路、（２）その標本化信号を
入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い、合成信号を出
力する信号抽出部、（３）その合成信号を復調して判定
信号を出力する復調部、（４）各部の動作タイミングを
制御するタイミング制御部の各部からなり、この発明で
は特に信号抽出部は、（５）重み付け係数を用いて入力
標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を行って合成信号
を出力するとともに、上記重み付け係数が乗算されるべ
き被乗算信号を出力する逆拡散・合成部、及び（６）被
乗算信号と合成信号を入力とし、重み付け係数の拘束条
件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアルゴリズ
ムで重み付け係数を求めて出力する係数制御部、の二つ
の部から構成されている。
（１）受信信号を一定時間ごとに標本化して標本化信号
を出力するサンプリング回路、（２）その標本化信号を
入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い、合成信号を出
力する信号抽出部、（３）その合成信号を復調して判定
信号を出力する復調部、（４）各部の動作タイミングを
制御するタイミング制御部の各部からなり、この発明で
は特に信号抽出部は、（５）重み付け係数を用いて入力
標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を行って合成信号
を出力するとともに、上記重み付け係数が乗算されるべ
き被乗算信号を出力する逆拡散・合成部、及び（６）被
乗算信号と合成信号を入力とし、重み付け係数の拘束条
件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアルゴリズ
ムで重み付け係数を求めて出力する係数制御部、の二つ
の部から構成されている。
この基本構成による各部は以下のように展開すること
ができる。
ができる。
信号抽出部における逆拡散・合成部には２種類の構成
が可能である。第１は、入力標本化信号を複数の逆拡散
符号で逆拡散して複数の逆拡散信号とし、かつ複数のこ
れら逆拡散信号を被乗算信号とする逆拡散部と、このよ
うにして得られた複数の逆拡散信号に重み付け係数を乗
算して合成した合成信号を出力する線形合成部とを縦続
接続にする構成である。更に、この構成例において逆拡
散用符号として希望波の拡散符号とこれに直交する１乃
至複数の拡散符号を用いてもよい。この直交する拡散符
号を複数用いる場合は、これらの拡散符号も互いに直交
していることが好ましい。逆拡散・合成部の第２の構成
例としては、入力標本化信号とタップ係数とをトランス
バーサルフィルタにより畳み込み演算を行って合成信号
を出力し、かつその入力標本化信号を被乗算信号として
出力するように構成する。
が可能である。第１は、入力標本化信号を複数の逆拡散
符号で逆拡散して複数の逆拡散信号とし、かつ複数のこ
れら逆拡散信号を被乗算信号とする逆拡散部と、このよ
うにして得られた複数の逆拡散信号に重み付け係数を乗
算して合成した合成信号を出力する線形合成部とを縦続
接続にする構成である。更に、この構成例において逆拡
散用符号として希望波の拡散符号とこれに直交する１乃
至複数の拡散符号を用いてもよい。この直交する拡散符
号を複数用いる場合は、これらの拡散符号も互いに直交
していることが好ましい。逆拡散・合成部の第２の構成
例としては、入力標本化信号とタップ係数とをトランス
バーサルフィルタにより畳み込み演算を行って合成信号
を出力し、かつその入力標本化信号を被乗算信号として
出力するように構成する。
ダイバーシチ受信を行うためには、（ｉ）サンブリン
グ回路は、１乃至複数の受信信号を一定時間ごとに標本
化して１乃至複数の標本化信号を出力する構成とし、
（ii）信号抽出部は、１乃至複数の入力標本化信号に対
し、上記の逆拡散・合成部により逆拡散と線形合成の操
作を行って複数のブランチ合成信号を出力するダイバー
シチ信号抽出部とし、（iii）復調部は、複数のブラン
チ合成信号をダイバーシチ合成復調して判定信号を出力
するダイバーシチ復調部とする。
グ回路は、１乃至複数の受信信号を一定時間ごとに標本
化して１乃至複数の標本化信号を出力する構成とし、
（ii）信号抽出部は、１乃至複数の入力標本化信号に対
し、上記の逆拡散・合成部により逆拡散と線形合成の操
作を行って複数のブランチ合成信号を出力するダイバー
シチ信号抽出部とし、（iii）復調部は、複数のブラン
チ合成信号をダイバーシチ合成復調して判定信号を出力
するダイバーシチ復調部とする。
このようなダイバーシチ受信の構成には、以下のアン
テナダイバーシチとパスダイバーシチの構成がある。
（ｉ）アンテナダイバーシチでは、サンプリング回路
は、複数のアンテナの受信波から生成される信号を複数
の受信信号として複数の標本化信号を出力する構成と
し、ダイバーシチ信号抽出部は複数のブランチ信号抽出
部で構成され、複数の標本化信号に対し逆拡散・合成部
と係数制御部により、複数のブランチ合成信号を出力す
る。一方、（ii）パスダイバーシチでは、サンプリング
回路は、単一アンテナの受信波から生成される信号を単
一の受信信号として単一の標本化信号を出力する構成と
し、ダイバーシチ信号抽出部は、その標本化信号に対し
タイミング制御部からの複数の異なるタイミングで逆拡
散・合成部と係数制御部により信号処理を行い、複数の
ブランチ合成信号を出力する構成とする。
テナダイバーシチとパスダイバーシチの構成がある。
（ｉ）アンテナダイバーシチでは、サンプリング回路
は、複数のアンテナの受信波から生成される信号を複数
の受信信号として複数の標本化信号を出力する構成と
し、ダイバーシチ信号抽出部は複数のブランチ信号抽出
部で構成され、複数の標本化信号に対し逆拡散・合成部
と係数制御部により、複数のブランチ合成信号を出力す
る。一方、（ii）パスダイバーシチでは、サンプリング
回路は、単一アンテナの受信波から生成される信号を単
一の受信信号として単一の標本化信号を出力する構成と
し、ダイバーシチ信号抽出部は、その標本化信号に対し
タイミング制御部からの複数の異なるタイミングで逆拡
散・合成部と係数制御部により信号処理を行い、複数の
ブランチ合成信号を出力する構成とする。
以上の各受信機において、サンプリング回路は、符号
のチップ周期よりも小さいサンプリング周期で標本化を
行う構成としてもよい。
のチップ周期よりも小さいサンプリング周期で標本化を
行う構成としてもよい。
この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）サンプリング回路では、受信信号を一定時間
ごとに標本化して標本化信号を出力する。（２）信号抽
出部では、標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操
作を行い、合成信号を出力する。（３）復調部では、合
成信号を復調して判定信号を出力する。（４）タイミン
グ制御部では、各部の動作タイミングを制御する。更
に、信号抽出部における逆拡散・合成部と係数制御部
は、次のように動作する。（５）逆拡散・合成部は、重
み付け係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形合成の処
理を行い変換された合成信号と、重み付け係数が乗算さ
れるべき被乗算信号とを出力する。（６）係数制御部
は、被乗算信号と合成信号を入力として重み付け係数の
拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求めた重み付け係数を出力する。
る。（１）サンプリング回路では、受信信号を一定時間
ごとに標本化して標本化信号を出力する。（２）信号抽
出部では、標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操
作を行い、合成信号を出力する。（３）復調部では、合
成信号を復調して判定信号を出力する。（４）タイミン
グ制御部では、各部の動作タイミングを制御する。更
に、信号抽出部における逆拡散・合成部と係数制御部
は、次のように動作する。（５）逆拡散・合成部は、重
み付け係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形合成の処
理を行い変換された合成信号と、重み付け係数が乗算さ
れるべき被乗算信号とを出力する。（６）係数制御部
は、被乗算信号と合成信号を入力として重み付け係数の
拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求めた重み付け係数を出力する。
信号抽出部における第１の逆拡散・合成部では、
（ｉ）逆拡散部において、標本化信号を複数の逆拡散符
号で逆拡散して複数の逆拡散信号とし、かつ複数のこれ
ら逆拡散信号を被乗算信号として出力し、（ii）線形合
成部において、複数の逆拡散信号に重み付け係数を乗算
し合成した合成信号を出力する。上記の逆拡散用符号に
希望波の拡散符号とこれに直交する１乃至複数の拡散符
号を用いた場合でも同様な動作を行う。第２の逆拡散・
合成部では、標本化信号とタップ係数とのトランスバー
サルフィルタによる畳み込み演算結果を合成信号として
出力し、かつ標本化信号を被乗算信号として出力する。
（ｉ）逆拡散部において、標本化信号を複数の逆拡散符
号で逆拡散して複数の逆拡散信号とし、かつ複数のこれ
ら逆拡散信号を被乗算信号として出力し、（ii）線形合
成部において、複数の逆拡散信号に重み付け係数を乗算
し合成した合成信号を出力する。上記の逆拡散用符号に
希望波の拡散符号とこれに直交する１乃至複数の拡散符
号を用いた場合でも同様な動作を行う。第２の逆拡散・
合成部では、標本化信号とタップ係数とのトランスバー
サルフィルタによる畳み込み演算結果を合成信号として
出力し、かつ標本化信号を被乗算信号として出力する。
ダイバーシチ受信ができるようにするために機能を拡
張した構成では、各部の基本動作は変えずに複数ブラン
チの処理を行い、複数のブランチ合成信号を得ている。
アンテナダイバーシチでは、各アンテナの信号をそれぞ
れ処理することにより複数のブランチ合成信号を得る。
一方、パスダイバーシチでは、単一受信アンテナの信号
を異なるタイミングで処理することにより複数のブラン
チ合成信号を得る。ダイバーシチ復調部において、複数
のブランチ合成信号を復調して判定信号を得る。どのダ
イバーシチ構成においても、係数制御部からは、被乗算
信号と合成信号を入力として重み付け係数の拘束条件の
もとで、各ブランチ合成信号の平均電力を最小にするア
ルゴリズムで求めた重み付け係数が出力される。
張した構成では、各部の基本動作は変えずに複数ブラン
チの処理を行い、複数のブランチ合成信号を得ている。
アンテナダイバーシチでは、各アンテナの信号をそれぞ
れ処理することにより複数のブランチ合成信号を得る。
一方、パスダイバーシチでは、単一受信アンテナの信号
を異なるタイミングで処理することにより複数のブラン
チ合成信号を得る。ダイバーシチ復調部において、複数
のブランチ合成信号を復調して判定信号を得る。どのダ
イバーシチ構成においても、係数制御部からは、被乗算
信号と合成信号を入力として重み付け係数の拘束条件の
もとで、各ブランチ合成信号の平均電力を最小にするア
ルゴリズムで求めた重み付け係数が出力される。
以上の各受信機において、サンプリング回路は、サン
プリングのタイミングが受信波のチップタイミングと同
期していなくても受信信号のスペクトル成分の折り返し
歪みが発生しないように、符号のチップ周期よりも小さ
いサンプリング周期で標本化を行う。また、このような
適応形スペクトラム拡散受信機の機能を十分に引き出す
ためのスペクトラム拡散変調方式における送信処理部で
は、送信信号に対して、多値変調、帯域制限変調、周波
数ホッピング、立ち上がり制御、タイミング制御などの
処理を行う。
プリングのタイミングが受信波のチップタイミングと同
期していなくても受信信号のスペクトル成分の折り返し
歪みが発生しないように、符号のチップ周期よりも小さ
いサンプリング周期で標本化を行う。また、このような
適応形スペクトラム拡散受信機の機能を十分に引き出す
ためのスペクトラム拡散変調方式における送信処理部で
は、送信信号に対して、多値変調、帯域制限変調、周波
数ホッピング、立ち上がり制御、タイミング制御などの
処理を行う。
従来技術とは、以下の点が異なる。
（１）逆拡散信号に重み付け係数を乗算して合成信号を
生成するとともに、逆拡散信号と合成信号を用いて、重
み付け係数に関する拘束条件のもとで合成信号の平均電
力を最小にするアルゴリズムで重み付け係数制御を行
う。
生成するとともに、逆拡散信号と合成信号を用いて、重
み付け係数に関する拘束条件のもとで合成信号の平均電
力を最小にするアルゴリズムで重み付け係数制御を行
う。
（２）逆拡散用符号に希望波の拡散符号とこれに直交す
る複数の拡散符号を用いた構成においては、希望波の拡
散符号による逆拡散信号のみに希望信号が現れ、直交す
る複数の拡散符号による逆拡散信号には干渉信号のみが
現れる。
る複数の拡散符号を用いた構成においては、希望波の拡
散符号による逆拡散信号のみに希望信号が現れ、直交す
る複数の拡散符号による逆拡散信号には干渉信号のみが
現れる。
（３）トランスバーサルフィルタを用いた構成では、標
本化信号の系列に重み付け係数との畳み込み演算をして
合成信号を生成するとともに、標本化信号系列と合成信
号を用いて、重み付け係数に関する拘束条件のもとで合
成信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで重み付け
係数制御を行う。
本化信号の系列に重み付け係数との畳み込み演算をして
合成信号を生成するとともに、標本化信号系列と合成信
号を用いて、重み付け係数に関する拘束条件のもとで合
成信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで重み付け
係数制御を行う。
（４）ダイバーシチ構成の場合、各ブランチ合成信号の
生成において、重み付け係数に関する拘束条件のもとで
合成信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで重み付
け係数制御を行う。
生成において、重み付け係数に関する拘束条件のもとで
合成信号の平均電力を最小にするアルゴリズムで重み付
け係数制御を行う。
以上のように、この発明では係数拘束条件付出力電力
最小アルゴリズムをアレーアンテナではなく、DS−CDMA
の復調処理に適用しており、重み付け係数に関する拘束
条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアルゴリ
ズムを用いて動作するので、従来のように判定信号と合
成信号とを用いて誤差を生成する構成が不要である。
最小アルゴリズムをアレーアンテナではなく、DS−CDMA
の復調処理に適用しており、重み付け係数に関する拘束
条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアルゴリ
ズムを用いて動作するので、従来のように判定信号と合
成信号とを用いて誤差を生成する構成が不要である。
このような適応形スペクトラム拡散受信機の機能を十
分に引き出すためのスペクトラム拡散変調方式における
送信処理部では、送信信号に対して多値変調、帯域制限
変調、周波数ホッピング、立ち上がり制御、タイミング
制御などの処理を行うことが有効である。
分に引き出すためのスペクトラム拡散変調方式における
送信処理部では、送信信号に対して多値変調、帯域制限
変調、周波数ホッピング、立ち上がり制御、タイミング
制御などの処理を行うことが有効である。
図面の簡単な説明 図１は従来の整合フィルタと線形合成部を用いた干渉
キャンセル機能付きDS−CDMA用受信機の構成図。
キャンセル機能付きDS−CDMA用受信機の構成図。
図２は従来のトランスバーサルフィルタを用いた干渉
キャンセル機能付きDS−CDMA用受信機の構成図。
キャンセル機能付きDS−CDMA用受信機の構成図。
図３は従来の干渉キャンセル機能付きDS−CDMA用受信
機の構成図。
機の構成図。
図４は従来のトランスバーサルフィルタを用いた干渉
キャンセル機能付きDS−CDMA用受信機の構成図。
キャンセル機能付きDS−CDMA用受信機の構成図。
図５は本発明の基本構成を示すブロック図。
図６は図５中の信号抽出部33の具体構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
図７は図６中の逆拡散部38の構成例を示すブロック
図。
図。
図８は図５中の逆拡散・合成部36をトランスバーサル
フィルタで構成した実施例のブロック図。
フィルタで構成した実施例のブロック図。
図９は復調部38としての予測形同期検波器を示す構成
図。
図。
図10は計算機シミュレーション結果のグラフ。
図11は本発明をダイバーシチ受信に適用した実施例を
示すブロック図。
示すブロック図。
図12はダイバーシチ復調部58の各種構成例を示す図。
図13はこの発明をアンテナダイバーシチ受信に適用し
た実施例を示す構成図。
た実施例を示す構成図。
図14は希望信号の直接波と遅延波の受信タイミングを
示す説明図。
示す説明図。
図15はこの発明をパスダイバーシチ受信に適用した原
理的構成を示すブロック図。
理的構成を示すブロック図。
図16はこの発明をパスダイバーシチ受信に適用した実
施例を示すブロック図。
施例を示すブロック図。
図17はこの発明をパスダイバーシチ受信に適用した他
の実施例を示すブロック図。
の実施例を示すブロック図。
図18はこの発明をパスダイバーシチ受信に適用した更
に他の実施例を示すブロック図。
に他の実施例を示すブロック図。
図19はトランスバーサルフィルタにより逆拡散と線形
合成を行う場合のパスダイバーシチ受信機の実施例を示
すブロック図。
合成を行う場合のパスダイバーシチ受信機の実施例を示
すブロック図。
図20はこの発明の実施例に使用されるサンプリング回
路の実施例を示す図。
路の実施例を示す図。
図21はサンプリングによる受信信号スペクトラムの折
り返しを説明するための図。
り返しを説明するための図。
図22は送信機の構成を示すブロック図。
図23AはBPSK信号のＩ−Ｑ平面上の信号点を示す図。
図23BはBPSK信号の例を示す図。
図23CはQPSK信号のＩ−Ｑ平面上の信号点を示す図。
図23DはQPSK信号の例を示す図。
図24は希望波と干渉波とが同期系である場合の各信号
のタイミングを示す図。
のタイミングを示す図。
図25は希望波と干渉波が非同期系である場合の各信号
のタイミングを示す図。
のタイミングを示す図。
図26は帯域制限した変調を行う送信処理部の構成を示
すブロック図。
すブロック図。
図27は帯域制限された送信変調波のインパルス応答を
示す図。
示す図。
図28は帯域制限された変調信号のアイパターンを示す
図。
図。
図29Aは受信される直接波と遅延波の変調信号のタイ
ミング関係を示す図。
ミング関係を示す図。
図29BはRZ信号による変調波と伝送路遅延の関係を示
すタイミング図。
すタイミング図。
図30はトレーニング信号とデータ信号を結合したフレ
ーム信号を生成する送信処理部の構成を示すブロック
図。
ーム信号を生成する送信処理部の構成を示すブロック
図。
図31はフレーム構成された信号の送信タイミングを示
す図。
す図。
図32はキャリア周波数ホッピングを行う送信機の構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
図33は周波数ホッピングを説明するタイムチャート。
図34は周波数ホッピングをも行う送信波に対する受信
機の構成を示すブロック図。
機の構成を示すブロック図。
図35は送信開始次のキャリア電力の制御例を示す図。
図36はキャリア電力を制御する送信機の構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
図37は送信タイミングをシフトさせる送信処理部の構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
発明を実施するための最良の形態 この発明の基本構成を図５に示す。受信波の同相成分
と直交成分からなる受信信号IQは入力端子31からサンプ
リング回路32に入力され、一定時間ごとに標本化されて
標本化信号SPSとされて端子11に出力される。信号抽出
部33では、標本化信号SPSを入力とし、逆拡散と線形合
成の操作を行い、合成信号DCSを端子26へ出力する。復
調部34では、合成信号DCSを復調して判定信号を端子17
へ出力する。タイミング制御部35では、信号抽出部33及
び復調部34の動作タイミングを制御する。
と直交成分からなる受信信号IQは入力端子31からサンプ
リング回路32に入力され、一定時間ごとに標本化されて
標本化信号SPSとされて端子11に出力される。信号抽出
部33では、標本化信号SPSを入力とし、逆拡散と線形合
成の操作を行い、合成信号DCSを端子26へ出力する。復
調部34では、合成信号DCSを復調して判定信号を端子17
へ出力する。タイミング制御部35では、信号抽出部33及
び復調部34の動作タイミングを制御する。
更に、この発明では信号抽出部33は逆拡散・合成部36
と係数制御部37とからなり、これらは次のように動作す
る。まず、逆拡散・合成部36は、重み付け係数Ｗを用い
て、入力された標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を
行って合成信号DCSを得て出力するとともに、重み付け
係数Ｗが乗算される被乗算信号MPSを出力する。次に、
係数制御部37は、被乗算信号MPSと合成信号DCSを入力と
して重み付け係数Ｗの拘束条件のもとで、合成信号DCS
の平均電力を最小にするアルゴリズムで求められた重み
付け係数Ｗを逆拡散・合成部36へ出力する。
と係数制御部37とからなり、これらは次のように動作す
る。まず、逆拡散・合成部36は、重み付け係数Ｗを用い
て、入力された標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を
行って合成信号DCSを得て出力するとともに、重み付け
係数Ｗが乗算される被乗算信号MPSを出力する。次に、
係数制御部37は、被乗算信号MPSと合成信号DCSを入力と
して重み付け係数Ｗの拘束条件のもとで、合成信号DCS
の平均電力を最小にするアルゴリズムで求められた重み
付け係数Ｗを逆拡散・合成部36へ出力する。
逆拡散は通常１シンボル区間で行われるが、タイミン
グジッタや非同期の場合などを考慮すると、１シンボル
長よりやや長めに処理する方が希望波及び干渉波の信号
のエネルギーが十分取得でき、またサンプル数の増大に
より干渉除去自由度が増加して干渉波のキャンセルに有
効な場合がある。ただし、この場合には隣接シンボルの
影響が符号間干渉として現れるので、それを干渉波とみ
なして除去する必要がある。
グジッタや非同期の場合などを考慮すると、１シンボル
長よりやや長めに処理する方が希望波及び干渉波の信号
のエネルギーが十分取得でき、またサンプル数の増大に
より干渉除去自由度が増加して干渉波のキャンセルに有
効な場合がある。ただし、この場合には隣接シンボルの
影響が符号間干渉として現れるので、それを干渉波とみ
なして除去する必要がある。
重み付け係数Ｗの拘束条件のもとで合成信号の平均電
力を最小にするアルゴリズムは種々考えられるが、簡易
な方法としては拘束条件付きのLMSアルゴリズムとして
前述のFrostの方法が知られている。このようにするこ
とにより、判定結果を必要としない適応アルゴリズムで
重み付け係数Ｗを制御するので、判定誤りの影響をなく
すことができる。
力を最小にするアルゴリズムは種々考えられるが、簡易
な方法としては拘束条件付きのLMSアルゴリズムとして
前述のFrostの方法が知られている。このようにするこ
とにより、判定結果を必要としない適応アルゴリズムで
重み付け係数Ｗを制御するので、判定誤りの影響をなく
すことができる。
より具体的な説明は以下の実施例において詳細に述べ
る。実施例１〜３は信号抽出部に関するもの、実施例４
は具体的な復調部を含む例に関するもの、実施例５〜10
はダイバーシチ受信に関するもの、実施例11はパラメー
タ設定に関するものであり、その後の記載は適応形スペ
クトラム拡散受信機の機能を十分に引き出すためのスペ
クトラム拡散変調方式に関するものである。
る。実施例１〜３は信号抽出部に関するもの、実施例４
は具体的な復調部を含む例に関するもの、実施例５〜10
はダイバーシチ受信に関するもの、実施例11はパラメー
タ設定に関するものであり、その後の記載は適応形スペ
クトラム拡散受信機の機能を十分に引き出すためのスペ
クトラム拡散変調方式に関するものである。
実施例１ 逆拡散・合成部36として、逆拡散部38と線形合成部39
の縦続接続とする構成例を図６に示す。逆拡散部38は、
入力標本化信号SPSを複数の逆拡散符号で逆拡散して得
た複数の逆拡散信号を出力する。また、複数のこれら逆
拡散信号を被乗算信号MPSとして出力する。線形合成部3
9は、逆拡散部38で得られた複数の逆拡散信号にそれぞ
れの重み付け係数を乗算した後、合成して合成信号DCS
を出力する。同図では、説明を簡単にするために拡散率
Gp（拡散符号チップ周波数／シンボル周波数）は４と
し、同一周波数を使用するユーザー数は４とした。
の縦続接続とする構成例を図６に示す。逆拡散部38は、
入力標本化信号SPSを複数の逆拡散符号で逆拡散して得
た複数の逆拡散信号を出力する。また、複数のこれら逆
拡散信号を被乗算信号MPSとして出力する。線形合成部3
9は、逆拡散部38で得られた複数の逆拡散信号にそれぞ
れの重み付け係数を乗算した後、合成して合成信号DCS
を出力する。同図では、説明を簡単にするために拡散率
Gp（拡散符号チップ周波数／シンボル周波数）は４と
し、同一周波数を使用するユーザー数は４とした。
まず、入力端子11からの入力標本化信号SPSは、逆拡
散部38を構成する４つの整合フィルタ121〜124に供給さ
れる。整合フィルタ121〜124ではそれぞれ標本化信号と
拡散符号との相関演算をそれぞれ行い、その演算結果の
離散的時点ｉでの逆拡散信号x1（ｉ）〜x4（ｉ）が被乗
算信号MPSとして出力される。１つの整合フィルタ121は
希望波の拡散符号を使って相関演算を行い、その他の整
合フィルタ122〜124はそれぞれ希望波の拡散符号と異な
り、かつ互いに異なる任意の予め決めた拡散符号を使っ
て相関演算を行う。図３の場合とは異なり、整合フィル
タ122〜124で使用される拡散符号は、他ユーザーの拡散
符号と同じである必要はない。また、整合フィルタ121
〜124のいずれか１つで使用される拡散符号が必ず希望
波の拡散符号である必要はなく、いずれか１つのフィル
タで使用される拡散符号と希望波の拡散符号との相互相
関が、他のフィルタで使用される拡散符号と希望波の拡
散符号との相互相関の大きさより十分大きければよい。
散部38を構成する４つの整合フィルタ121〜124に供給さ
れる。整合フィルタ121〜124ではそれぞれ標本化信号と
拡散符号との相関演算をそれぞれ行い、その演算結果の
離散的時点ｉでの逆拡散信号x1（ｉ）〜x4（ｉ）が被乗
算信号MPSとして出力される。１つの整合フィルタ121は
希望波の拡散符号を使って相関演算を行い、その他の整
合フィルタ122〜124はそれぞれ希望波の拡散符号と異な
り、かつ互いに異なる任意の予め決めた拡散符号を使っ
て相関演算を行う。図３の場合とは異なり、整合フィル
タ122〜124で使用される拡散符号は、他ユーザーの拡散
符号と同じである必要はない。また、整合フィルタ121
〜124のいずれか１つで使用される拡散符号が必ず希望
波の拡散符号である必要はなく、いずれか１つのフィル
タで使用される拡散符号と希望波の拡散符号との相互相
関が、他のフィルタで使用される拡散符号と希望波の拡
散符号との相互相関の大きさより十分大きければよい。
線形合成部39は、乗算器131〜134及び加算器15で構成
され、逆拡散部38よりの複数の逆拡散信号x1（ｉ）〜x4
（ｉ）に重み付け係数w1〜w4をそれぞれ乗算し、その乗
算結果を加算器15で加算して合成信号DCSを生成して出
力端子26へ出力する。係数制御部37は、複数の逆拡散信
号x1（ｉ）〜x4（ｉ）と合成信号DCSを入力として、重
み付け係数の拘束条件のもとで合成信号DCSの平均電力
を最小にするアルゴリズムで重み付け係数w1〜w4を求め
て出力する。整合フィルタ121〜124は相関器に置き換え
ることも可能であり、以下で述べる整合フィルタについ
ても同様である。
され、逆拡散部38よりの複数の逆拡散信号x1（ｉ）〜x4
（ｉ）に重み付け係数w1〜w4をそれぞれ乗算し、その乗
算結果を加算器15で加算して合成信号DCSを生成して出
力端子26へ出力する。係数制御部37は、複数の逆拡散信
号x1（ｉ）〜x4（ｉ）と合成信号DCSを入力として、重
み付け係数の拘束条件のもとで合成信号DCSの平均電力
を最小にするアルゴリズムで重み付け係数w1〜w4を求め
て出力する。整合フィルタ121〜124は相関器に置き換え
ることも可能であり、以下で述べる整合フィルタについ
ても同様である。
この実施例では４次元の重み付け係数ベクトルＷ＝
［w1 ＊,w2 ＊,w3 ＊,w4 ＊］Ｔの最適値をWo＝［wo1 ＊,wo2
＊,wo3 ＊,wo4 ＊］Ｔとすると、重み付け係数の拘束条件
下での最適値Woは次式となることは前記Frostの文献な
どから明らかである。ただし＊は複素共役、Ｔは転置を
表す。
［w1 ＊,w2 ＊,w3 ＊,w4 ＊］Ｔの最適値をWo＝［wo1 ＊,wo2
＊,wo3 ＊,wo4 ＊］Ｔとすると、重み付け係数の拘束条件
下での最適値Woは次式となることは前記Frostの文献な
どから明らかである。ただし＊は複素共役、Ｔは転置を
表す。
Wo＝αR-1S （１） ただし、αはあるスカラ値、Ｒは４×４の逆拡散信号
の相関行列、Ｓは４次元のステアリング・ベクトルであ
る。Ｒは逆拡散信号ベクトルＸ（ｉ）＝［x1（ｉ）,x2
（ｉ）,x3（ｉ）,x4（ｉ）］Ｔを用いて Ｒ＝＜Ｘ（ｉ）XH（ｉ）＞ （２） のようになる。ここで、ｉはシンボル周期Ｔを単位にし
た離散的時刻、wo1は重み付け係数wjの最適値、x
j（ｉ）はｊ番目（ｊ＝1,2,3,4）の整合フィルタ12jに
おける時刻ｉの逆拡散信号、Ｈは複素共役転置、＜ ＞
は集合平均を表す。このＲは以下のように近似すること
ができる。
の相関行列、Ｓは４次元のステアリング・ベクトルであ
る。Ｒは逆拡散信号ベクトルＸ（ｉ）＝［x1（ｉ）,x2
（ｉ）,x3（ｉ）,x4（ｉ）］Ｔを用いて Ｒ＝＜Ｘ（ｉ）XH（ｉ）＞ （２） のようになる。ここで、ｉはシンボル周期Ｔを単位にし
た離散的時刻、wo1は重み付け係数wjの最適値、x
j（ｉ）はｊ番目（ｊ＝1,2,3,4）の整合フィルタ12jに
おける時刻ｉの逆拡散信号、Ｈは複素共役転置、＜ ＞
は集合平均を表す。このＲは以下のように近似すること
ができる。
Ｒ＝［Ｘ（１）XH（１）＋Ｘ（２）XH（２）＋…＋Ｘ（Nt）XH（Nt）］/N
t （３） ただし、Ntは大きな自然数である。Ntは大きい程近似
精度が上がるが、この期間Ntの間に他のユーザーが新た
に通信を開始するような通信状況が変わることがない程
度の値とするとよく、使用するシステムにより異なる。
t （３） ただし、Ntは大きな自然数である。Ntは大きい程近似
精度が上がるが、この期間Ntの間に他のユーザーが新た
に通信を開始するような通信状況が変わることがない程
度の値とするとよく、使用するシステムにより異なる。
ステアリング・ベクトルＳはこの場合は希望波の拡散
符号ｊ（ｊ＝１とする）と整合フィルタ12で使われる拡
散符号ｋとの相互相関ρjkを要素とするベクトルであり Ｓ＝［ρ11,ρ12,ρ13,ρ14］Ｔ （４） 乗算器131の出力に希望波が含まれる割合はwo1ρ11であ
る。同様に乗算器132〜134の出力に希望波が含まれる割
合はそれぞれwo2ρ12、wo3ρ13、wo4ρ14となる。合成
信号DCSは乗算器131〜134の出力の和であるから、合成
信号DCSに含まれる希望波の割合は（wo1ρ11＋wo2ρ12
＋wo3ρ13＋wo4ρ14）となり、WHSに対応する。合成信
号DCSに含まれる希望波の信号レベルを一定に保つよう
重み付け係数を制御するとき、この重み付け係数の拘束
条件は WHS＝１ （５） で表される。この拘束条件のもとで合成信号の平均電力
を最小にすることは、希望波の信号レベルを一定に保ち
つつ合成信号の平均電力を最小にすることと等価であ
る。このように重み付け係数を制御すると、合成信号に
含まれる干渉波成分のレベルを最小にすることができ
る。なお、式（１）におけるαはWoが式（５）の拘束条
件を満足するよう定める。
符号ｊ（ｊ＝１とする）と整合フィルタ12で使われる拡
散符号ｋとの相互相関ρjkを要素とするベクトルであり Ｓ＝［ρ11,ρ12,ρ13,ρ14］Ｔ （４） 乗算器131の出力に希望波が含まれる割合はwo1ρ11であ
る。同様に乗算器132〜134の出力に希望波が含まれる割
合はそれぞれwo2ρ12、wo3ρ13、wo4ρ14となる。合成
信号DCSは乗算器131〜134の出力の和であるから、合成
信号DCSに含まれる希望波の割合は（wo1ρ11＋wo2ρ12
＋wo3ρ13＋wo4ρ14）となり、WHSに対応する。合成信
号DCSに含まれる希望波の信号レベルを一定に保つよう
重み付け係数を制御するとき、この重み付け係数の拘束
条件は WHS＝１ （５） で表される。この拘束条件のもとで合成信号の平均電力
を最小にすることは、希望波の信号レベルを一定に保ち
つつ合成信号の平均電力を最小にすることと等価であ
る。このように重み付け係数を制御すると、合成信号に
含まれる干渉波成分のレベルを最小にすることができ
る。なお、式（１）におけるαはWoが式（５）の拘束条
件を満足するよう定める。
Woの値を具体的に求めるアルゴリズムは、式（１），
（３）及び（４）を用いて直接解く方法、およびこれを
逐次形式で解く方法がある。逐次形式は、重み付け係数
Ｗの拘束条件を考慮して、Ｒ・Ntに関する逆行列の補助
定理を適用した理論により導出することができる。導出
したアルゴリズムを以下に示す。
（３）及び（４）を用いて直接解く方法、およびこれを
逐次形式で解く方法がある。逐次形式は、重み付け係数
Ｗの拘束条件を考慮して、Ｒ・Ntに関する逆行列の補助
定理を適用した理論により導出することができる。導出
したアルゴリズムを以下に示す。
Ｙ（ｉ）＝WH（ｉ−１）Ｘ（ｉ） （６） Ｋ（ｉ）＝［Ｐ（ｉ−１）Ｘ（ｉ）］／［１＋XH（ｉ）Ｐ（ｉ−１）Ｘ（ｉ）］ （７） Ｗ（ｉ）＝βiW（ｉ−１）−βiK（ｉ）Ｙ＊（ｉ） （８） Ｐ（ｉ）＝Ｐ（ｉ−１）−Ｋ（ｉ）XH（ｉ）Ｐ（ｉ−１） （９） ここで、Ｙ（ｉ）は合成信号、Ｐ（ｉ）はＲ・Ntの時
刻ｉにおける逆行列、Ｋ（ｉ）はカルマンゲインベクト
ルであり、βｉ＝i/（ｉ−１）,i≧２である。Ｗ（ｉ）
は、定常状態では式（１）で表わされるWoの定数倍、α
-1Woに収束する。α-1WoでもWoでも、合成信号に含まれ
る希望波信号電力と干渉波電力との比が変わらず、伝送
特性が変わらない。従って、ここでは演算量の少ないα
-1Woを求めることにする。この逐次形式ではステアリン
グベクトルが初期条件｛Ｗ（１）＝Ｐ（１）Ｓ｝に含ま
れている。
刻ｉにおける逆行列、Ｋ（ｉ）はカルマンゲインベクト
ルであり、βｉ＝i/（ｉ−１）,i≧２である。Ｗ（ｉ）
は、定常状態では式（１）で表わされるWoの定数倍、α
-1Woに収束する。α-1WoでもWoでも、合成信号に含まれ
る希望波信号電力と干渉波電力との比が変わらず、伝送
特性が変わらない。従って、ここでは演算量の少ないα
-1Woを求めることにする。この逐次形式ではステアリン
グベクトルが初期条件｛Ｗ（１）＝Ｐ（１）Ｓ｝に含ま
れている。
上記の方法は精度はよいが、演算量が多い。そこで演
算量が少ないアルゴリズムとしてFrostの拘束条件付き
最急降下法があり、そのアルゴリズムを以下に示す。
算量が少ないアルゴリズムとしてFrostの拘束条件付き
最急降下法があり、そのアルゴリズムを以下に示す。
ここではμはステップサイズであり、正の小さい実数
値であり、Ｉは単位行列である。Ｗ（ｉ）は定常状態で
はWoに収束する。
値であり、Ｉは単位行列である。Ｗ（ｉ）は定常状態で
はWoに収束する。
これらの方法においてＲが100×100のように大きくな
ると直接解く方法では演算量が著しく多くなり、拘束条
件付き最急降下法は比較的演算量が少なくて済む。これ
らの方法に限らず、拘束条件付きの平均出力電力最小化
アルゴリズムには様々なものが考えられ、本発明に適用
できる。
ると直接解く方法では演算量が著しく多くなり、拘束条
件付き最急降下法は比較的演算量が少なくて済む。これ
らの方法に限らず、拘束条件付きの平均出力電力最小化
アルゴリズムには様々なものが考えられ、本発明に適用
できる。
実施例２ 前記実施例１の逆拡散符号として希望波の拡散符号と
これに直交する複数の符号を用いたときの逆拡散部の構
成を図７に示す。
これに直交する複数の符号を用いたときの逆拡散部の構
成を図７に示す。
逆拡散部38に整合フィルタ121と直交コードフィルタ
（OCF）411〜413が用いられ、整合フィルタ121には希望
波の拡散符号を用い、直交コードフィルタ411〜413には
希望波の拡散符号に直交し、かつ互いに直交する拡散符
号を用いる。ここで、直交コードフィルタ群は直交化部
42を形成している。直交化部42では、他ユーザーの拡散
符号と同一のものを用いる必要はない。
（OCF）411〜413が用いられ、整合フィルタ121には希望
波の拡散符号を用い、直交コードフィルタ411〜413には
希望波の拡散符号に直交し、かつ互いに直交する拡散符
号を用いる。ここで、直交コードフィルタ群は直交化部
42を形成している。直交化部42では、他ユーザーの拡散
符号と同一のものを用いる必要はない。
一般に変調された信号は拡散率Gpで拡散されると、Gp
次元の空間を形成している。そこでGp次元の正規直交基
底ベクトルを、希望波の拡散符号を基にして最大Gp個作
ることができる。具体的には、まず、希望波の拡散符号
の全チップを要素とするGp次元ベクトルを１つ作り、こ
れをもとにして（Gp−１）個のGp次元の正規直交基底ベ
クトルをGram−Schmidtの直交化法等で求める。求めら
れたGp−１個のGp次元の直交基底ベクトルの要素をチッ
プとする符号を直交化部42の逆拡散符号とする。
次元の空間を形成している。そこでGp次元の正規直交基
底ベクトルを、希望波の拡散符号を基にして最大Gp個作
ることができる。具体的には、まず、希望波の拡散符号
の全チップを要素とするGp次元ベクトルを１つ作り、こ
れをもとにして（Gp−１）個のGp次元の正規直交基底ベ
クトルをGram−Schmidtの直交化法等で求める。求めら
れたGp−１個のGp次元の直交基底ベクトルの要素をチッ
プとする符号を直交化部42の逆拡散符号とする。
整合フィルタ121に使う逆拡散符号として希望波の拡
散符号を使った場合でも、その逆拡散信号成分には希望
波の信号成分と干渉波の信号成分が含まれる。しかしな
がら、その場合、直交化部42の出力信号には希望波の信
号成分が含まれず干渉波の信号成分のみが含まれる。従
って、整合フィルタ121の出力信号の重み付け係数を定
数として固定し、上述の合成信号の電力を最小にするよ
う重み付け係数を制御すれば、合成信号に含まれる希望
波の信号成分の電力は一定に保ち、干渉波の信号成分の
電力を最小にすることができる。このときの４次元の重
み付け係数ベクトルをWoは前実施例と同様に求められ
る。ただし、直交化部42の逆拡散符号と希望信号の拡散
符号とは相関がないので、ステアリングベクトルＳは Ｓ＝［1,0,0,0］Ｔ （11） となる。ステアリングベクトルＳを式（11）のようにす
ると、係数の拘束条件はWo1＝１のように設定したこと
に相当する。Woの値を具体的に求めるアルゴリズムは、
実施例１と同様である。
散符号を使った場合でも、その逆拡散信号成分には希望
波の信号成分と干渉波の信号成分が含まれる。しかしな
がら、その場合、直交化部42の出力信号には希望波の信
号成分が含まれず干渉波の信号成分のみが含まれる。従
って、整合フィルタ121の出力信号の重み付け係数を定
数として固定し、上述の合成信号の電力を最小にするよ
う重み付け係数を制御すれば、合成信号に含まれる希望
波の信号成分の電力は一定に保ち、干渉波の信号成分の
電力を最小にすることができる。このときの４次元の重
み付け係数ベクトルをWoは前実施例と同様に求められ
る。ただし、直交化部42の逆拡散符号と希望信号の拡散
符号とは相関がないので、ステアリングベクトルＳは Ｓ＝［1,0,0,0］Ｔ （11） となる。ステアリングベクトルＳを式（11）のようにす
ると、係数の拘束条件はWo1＝１のように設定したこと
に相当する。Woの値を具体的に求めるアルゴリズムは、
実施例１と同様である。
このように、直交化部42は希望波の拡散符号と直交し
た符号を使うので、他ユーザーの拡散符号がどのように
変化しても直交空間に他のユーザーによる干渉信号成分
を正確に反映することができ、他ユーザーの拡散符号使
用状況の変化に対して正確に適応することができる。
た符号を使うので、他ユーザーの拡散符号がどのように
変化しても直交空間に他のユーザーによる干渉信号成分
を正確に反映することができ、他ユーザーの拡散符号使
用状況の変化に対して正確に適応することができる。
実施例３ 逆拡散・合成部36を、トランスバーサルフィルタを用
いて実現する構成を図８に示す。この構成では、標本化
信号SPSと、トランスバーサルフィルタ43のタップ係数
Ｗとによる畳み込み演算結果を合成信号として出力し、
かつ入力標本化信号を被乗算信号MPSとして出力する。
トランスバーサルフィルタ43に設定されている標本化信
号の系列は被乗算信号MPS、タップ係数は重み付け係数
Ｗに相当する。
いて実現する構成を図８に示す。この構成では、標本化
信号SPSと、トランスバーサルフィルタ43のタップ係数
Ｗとによる畳み込み演算結果を合成信号として出力し、
かつ入力標本化信号を被乗算信号MPSとして出力する。
トランスバーサルフィルタ43に設定されている標本化信
号の系列は被乗算信号MPS、タップ係数は重み付け係数
Ｗに相当する。
受信信号は入力端子31から入力され、サンプリング回
路32においてサンプリングされ、標本化信号SPSとして
出力される。信号抽出部33は、標本化信号SPSを入力と
し、逆拡散と線形合成の操作を行い、合成信号を出力す
る。復調部34は合成信号を復調して判定信号を出力端子
17から出力する。信号抽出部33はトランスバーサルフィ
ルタ43と係数制御部37から構成される。トランスバーサ
ルフィルタ43はそれぞれが１チップ周期Tcと等しい遅延
量を有する複数の縦続接続された遅延段43D1,43D2,43
D3、第１遅延段43D1の入力及びそれぞれの遅延段の出力
にそれぞれタップ係数Ｗ（w1,w2,w3,w4）を乗算する乗
算器43M0〜43M3、及びそれらの乗算結果を加算する加算
器43A1,43A2,43A3とから構成されている。トランスバー
サルフィルタ43は図６の逆拡散部38と線形合成部39の組
み合わせと等価な作用をするものであり、標本化信号SP
Sとタップ係数Ｗとの畳み込み演算を行い、合成信号DCS
を出力する。係数制御部37は、トランスバーサルフィル
タ43に設定されている標本化信号MPSと合成信号DCSを入
力として、タップ係数Ｗの拘束条件のもとで合成信号DC
Sの平均電力を最小にするアルゴリズムでタップ係数Ｗ
を求めて出力する。
路32においてサンプリングされ、標本化信号SPSとして
出力される。信号抽出部33は、標本化信号SPSを入力と
し、逆拡散と線形合成の操作を行い、合成信号を出力す
る。復調部34は合成信号を復調して判定信号を出力端子
17から出力する。信号抽出部33はトランスバーサルフィ
ルタ43と係数制御部37から構成される。トランスバーサ
ルフィルタ43はそれぞれが１チップ周期Tcと等しい遅延
量を有する複数の縦続接続された遅延段43D1,43D2,43
D3、第１遅延段43D1の入力及びそれぞれの遅延段の出力
にそれぞれタップ係数Ｗ（w1,w2,w3,w4）を乗算する乗
算器43M0〜43M3、及びそれらの乗算結果を加算する加算
器43A1,43A2,43A3とから構成されている。トランスバー
サルフィルタ43は図６の逆拡散部38と線形合成部39の組
み合わせと等価な作用をするものであり、標本化信号SP
Sとタップ係数Ｗとの畳み込み演算を行い、合成信号DCS
を出力する。係数制御部37は、トランスバーサルフィル
タ43に設定されている標本化信号MPSと合成信号DCSを入
力として、タップ係数Ｗの拘束条件のもとで合成信号DC
Sの平均電力を最小にするアルゴリズムでタップ係数Ｗ
を求めて出力する。
このトランスバーサルフィルタ43を用いる方法では、
このフィルタが図６における直交化部42を含む逆拡散部
38の機能を有するので、ステアリングベクトルＳは、希
望波の拡散符号を要素とするベクトルC1と単位マトリク
スＩとの積となる。式で表すと Ｓ＝IC1＝C1 （12） となる。トランスバーサルフィルタ43の出力中の希望波
成分の割合はWHC1と書くことができ、この成分が一定と
なるようにすることは、重み付け係数の拘束条件を示す
式（５）のWHS＝１と比較して、ＳとしてC1を用いれば
よいことが理解される。Woの値を具体的に求めるアルゴ
リズムは、実施例１と同様である。
このフィルタが図６における直交化部42を含む逆拡散部
38の機能を有するので、ステアリングベクトルＳは、希
望波の拡散符号を要素とするベクトルC1と単位マトリク
スＩとの積となる。式で表すと Ｓ＝IC1＝C1 （12） となる。トランスバーサルフィルタ43の出力中の希望波
成分の割合はWHC1と書くことができ、この成分が一定と
なるようにすることは、重み付け係数の拘束条件を示す
式（５）のWHS＝１と比較して、ＳとしてC1を用いれば
よいことが理解される。Woの値を具体的に求めるアルゴ
リズムは、実施例１と同様である。
このように、図８の構成ではトランスバーサルフィル
タで逆拡散と合成を一度に行うことができるので処理量
を減らすことができる。
タで逆拡散と合成を一度に行うことができるので処理量
を減らすことができる。
実施例４ この発明における復調部としては、遅延検波及び同期
検波などを用いることができる。同期検波を予測アルゴ
リズムと最尤系列推定で行う方法を図９に示す（府川和
彦、鈴木 博、“予測形同期検波方式”信学技報、vol.
RCS−92,No.93,pp.53−58,1992年11月）。
検波などを用いることができる。同期検波を予測アルゴ
リズムと最尤系列推定で行う方法を図９に示す（府川和
彦、鈴木 博、“予測形同期検波方式”信学技報、vol.
RCS−92,No.93,pp.53−58,1992年11月）。
入力端子26から合成信号DCSがブランチメトリック生
成器45に入力される。現時点をkTとして合成信号とそれ
それが１シンボル周期Ｔに等しい遅延量を有する４段の
遅延回路461〜464にそれぞれ設定された時刻（ｋ−１）
Ｔから時刻（ｋ−４）Ｔまでの合成信号が、最尤系列推
定器47から出力されるシンボル系列候補｛am（ｋ）｝で
それぞれ逆変調され、逆変調信号が生成される。なおこ
の図においては、変調方式はPSKのように振幅|a（ｋ）
｜が一定な変調の場合を示しており、シンボル系列候補
の複素共役｛am ＊（ｋ）｝を乗算器481〜484で合成信号
DCSに乗算することにより逆変調処理を行うことができ
る。次に、乗算器491〜494と加算器51は時刻（ｋ−１）
Ｔから時刻（ｋ−４）Ｔまでの逆変調信号から、時刻kT
での逆変調信号を推定し逆変調信号推定値を出力する。
変動が緩やかであることを仮定すると、乗算器491〜494
の係数は図のように単に平均処理を行うように、この例
では1/4に設定すればよい。シンボル系列候補｛a
m（ｋ）｝が送信シンボル系列の真値に一致するときに
は、逆変調信号はほゞキャリヤ信号に一致するので、加
算器51から出力される上記の平均値は受信信号のキャリ
ヤ成分となる。
成器45に入力される。現時点をkTとして合成信号とそれ
それが１シンボル周期Ｔに等しい遅延量を有する４段の
遅延回路461〜464にそれぞれ設定された時刻（ｋ−１）
Ｔから時刻（ｋ−４）Ｔまでの合成信号が、最尤系列推
定器47から出力されるシンボル系列候補｛am（ｋ）｝で
それぞれ逆変調され、逆変調信号が生成される。なおこ
の図においては、変調方式はPSKのように振幅|a（ｋ）
｜が一定な変調の場合を示しており、シンボル系列候補
の複素共役｛am ＊（ｋ）｝を乗算器481〜484で合成信号
DCSに乗算することにより逆変調処理を行うことができ
る。次に、乗算器491〜494と加算器51は時刻（ｋ−１）
Ｔから時刻（ｋ−４）Ｔまでの逆変調信号から、時刻kT
での逆変調信号を推定し逆変調信号推定値を出力する。
変動が緩やかであることを仮定すると、乗算器491〜494
の係数は図のように単に平均処理を行うように、この例
では1/4に設定すればよい。シンボル系列候補｛a
m（ｋ）｝が送信シンボル系列の真値に一致するときに
は、逆変調信号はほゞキャリヤ信号に一致するので、加
算器51から出力される上記の平均値は受信信号のキャリ
ヤ成分となる。
減算器52は時刻kTでの逆変調信号、つまり入力標本化
信号SPSに対し、乗算器480で時刻kTでの複素シンボル候
補の複素共役am ＊（ｋ）を乗算した出力と逆変調信号推
定値（加算器51の出力）との差εを出力し、その出力ε
を２乗演算器53で２乗して尤度情報信号として最尤系列
推定器47へ供給する。最尤系列推定器47ではこの尤度情
報信号を基に対数尤度関数を計算し、対数尤度関数が最
大となるシンボル系列候補をビタビアルゴリズムを用い
て選び、判定信号として出力端子17から出力する。な
お、ここでは４段遅延回路461〜464を例に説明したが、
４段に限らずＬ（Ｌ≧１）段に拡張することも可能であ
る。
信号SPSに対し、乗算器480で時刻kTでの複素シンボル候
補の複素共役am ＊（ｋ）を乗算した出力と逆変調信号推
定値（加算器51の出力）との差εを出力し、その出力ε
を２乗演算器53で２乗して尤度情報信号として最尤系列
推定器47へ供給する。最尤系列推定器47ではこの尤度情
報信号を基に対数尤度関数を計算し、対数尤度関数が最
大となるシンボル系列候補をビタビアルゴリズムを用い
て選び、判定信号として出力端子17から出力する。な
お、ここでは４段遅延回路461〜464を例に説明したが、
４段に限らずＬ（Ｌ≧１）段に拡張することも可能であ
る。
以上、同期検波を予測アルゴリズムと最尤系列推定で
行う方法を述べたが、伝送路変動が非常に速い場合、遅
延検波の方が特性がよい場合がある。従って、伝送路特
性に応じて上述の同期検波と遅延検波を切り替える方法
もある。
行う方法を述べたが、伝送路変動が非常に速い場合、遅
延検波の方が特性がよい場合がある。従って、伝送路特
性に応じて上述の同期検波と遅延検波を切り替える方法
もある。
この発明の効果を確認するため計算機シミュレーショ
ンで平均ビット誤り率特性を計算した結果を図10に曲線
10a,10bで示す。横軸は受信機が移動することによって
生じる受信波の最大ドップラーシフト周波数fDを表し、
Eb/N0はビット当りの受信電力対雑音電力比を表す。実
施例２（図７）の構成で直交化を行ったのち、復調部34
として図９に示した予測形同期検波器を用いた。一方、
比較のために従来技術としては図４に示したDS−CDMA適
応干渉キャンセラを用いた場合の計算結果を曲線10c,10
dで示す。拡散率Gpは16,ユーザー数は16であり、各ユー
ザーの受信タイミングは同期しているものとした。変調
方式は10kb/sのBPSK変調方式であり、拡散符号は相互相
関が0.25以下の符号を用いた。なお、伝搬路モデルはレ
イリーフェージング・モデルである。この図９からこの
発明は従来技術であるDS−CDMA適応干渉キャンセラより
も優れていることがわかる。
ンで平均ビット誤り率特性を計算した結果を図10に曲線
10a,10bで示す。横軸は受信機が移動することによって
生じる受信波の最大ドップラーシフト周波数fDを表し、
Eb/N0はビット当りの受信電力対雑音電力比を表す。実
施例２（図７）の構成で直交化を行ったのち、復調部34
として図９に示した予測形同期検波器を用いた。一方、
比較のために従来技術としては図４に示したDS−CDMA適
応干渉キャンセラを用いた場合の計算結果を曲線10c,10
dで示す。拡散率Gpは16,ユーザー数は16であり、各ユー
ザーの受信タイミングは同期しているものとした。変調
方式は10kb/sのBPSK変調方式であり、拡散符号は相互相
関が0.25以下の符号を用いた。なお、伝搬路モデルはレ
イリーフェージング・モデルである。この図９からこの
発明は従来技術であるDS−CDMA適応干渉キャンセラより
も優れていることがわかる。
実施例５ 移動通信では、伝搬路のフェージング変動による伝送
特性の大きな劣化を改善するために、ダイバーシチ受信
が行われる。この発明をダイバーシチ受信に適用した例
を図11に示す。サンプリング回路32は、１乃至複数の受
信信号を一定時間ごとに標本化して１乃至複数の標本化
信号を出力する。アンテナダイバーシチのときには受信
信号は複数となり、パスダイバーシチのときには受信信
号は一つとなる。同図では２ブランチアンテナダイバー
シチの例を示している。ダイバーシチ信号抽出部55は、
標本化信号SPS1,SPS2を入力とし、逆拡散と線形合成の
操作を行う逆拡散・合成部56と係数制御部57からなり、
複数のブランチ合成信号DCSを出力する。逆拡散・合成
部56,係数制御部57は図６中の逆拡散・合成部36,係数制
御部37と同様のものであるが、複数のブランチ合成信号
DCS1,DCS2を出力する点が異なる。ダイバーシチ復調部
（DIV−DEM）58は、複数のブランチ合成信号DCS1,DCS2
を合成復調して判定信号を出力する。タイミング制御部
35は各部のタイミング制御を行う。
特性の大きな劣化を改善するために、ダイバーシチ受信
が行われる。この発明をダイバーシチ受信に適用した例
を図11に示す。サンプリング回路32は、１乃至複数の受
信信号を一定時間ごとに標本化して１乃至複数の標本化
信号を出力する。アンテナダイバーシチのときには受信
信号は複数となり、パスダイバーシチのときには受信信
号は一つとなる。同図では２ブランチアンテナダイバー
シチの例を示している。ダイバーシチ信号抽出部55は、
標本化信号SPS1,SPS2を入力とし、逆拡散と線形合成の
操作を行う逆拡散・合成部56と係数制御部57からなり、
複数のブランチ合成信号DCSを出力する。逆拡散・合成
部56,係数制御部57は図６中の逆拡散・合成部36,係数制
御部37と同様のものであるが、複数のブランチ合成信号
DCS1,DCS2を出力する点が異なる。ダイバーシチ復調部
（DIV−DEM）58は、複数のブランチ合成信号DCS1,DCS2
を合成復調して判定信号を出力する。タイミング制御部
35は各部のタイミング制御を行う。
次に、図12A,12B,12Cに２ブランチのダイバーシチ受
信を例として、ダイバーシチ復調部58の構成例をそれぞ
れ示す。これらは従来より知られているものである。図
12Aに遅延検波を拡張した構成を示す。ダイバーシチブ
ランチごとに、入力端子261,262からそれそれ入力する
合成信号DCS1,DCS2と、その合成信号を遅延段58A1,58A2
で１シンボルＴ遅延させ、複素共役演算部58B1,58B2で
複素共役演算を行って得た信号とを乗算器58C1,58C2で
それぞれ乗算することによって遅延検波が行われる。こ
の乗算結果を加算器61で足し合わせ、判定回路16に入力
して、硬判定による信号判定を行い、判定信号を出力端
子17から出力する。
信を例として、ダイバーシチ復調部58の構成例をそれぞ
れ示す。これらは従来より知られているものである。図
12Aに遅延検波を拡張した構成を示す。ダイバーシチブ
ランチごとに、入力端子261,262からそれそれ入力する
合成信号DCS1,DCS2と、その合成信号を遅延段58A1,58A2
で１シンボルＴ遅延させ、複素共役演算部58B1,58B2で
複素共役演算を行って得た信号とを乗算器58C1,58C2で
それぞれ乗算することによって遅延検波が行われる。こ
の乗算結果を加算器61で足し合わせ、判定回路16に入力
して、硬判定による信号判定を行い、判定信号を出力端
子17から出力する。
図12Bに同期検波を拡張した構成を示す。ダイバーシ
チブランチごとに、入力端子261,262から力する合成信
号DCS1,DCS2が乗算器58D1,58D2で制御部62からの推定キ
ャリヤ同期信号SY1,SY2と乗算され、キャリヤ位相が同
期した信号として出力される。この乗算出力信号を加算
器61で足し合わせ、判定回路16に入力する。判定回路16
は、硬判定による信号判定を行い、判定信号を出力端子
17から出力する。減算器18は判定回路16の入出力の差分
を推定誤差信号として出力する。制御回路62は、減算器
18の出力推定誤差信号と入力端子261,262から入力する
各合成信号DCS1、DCS2を入力として、推定誤差の絶対値
の２乗が最小になるように前述の推定キャリヤ同期信号
SY1,SY2を推定し出力する。
チブランチごとに、入力端子261,262から力する合成信
号DCS1,DCS2が乗算器58D1,58D2で制御部62からの推定キ
ャリヤ同期信号SY1,SY2と乗算され、キャリヤ位相が同
期した信号として出力される。この乗算出力信号を加算
器61で足し合わせ、判定回路16に入力する。判定回路16
は、硬判定による信号判定を行い、判定信号を出力端子
17から出力する。減算器18は判定回路16の入出力の差分
を推定誤差信号として出力する。制御回路62は、減算器
18の出力推定誤差信号と入力端子261,262から入力する
各合成信号DCS1、DCS2を入力として、推定誤差の絶対値
の２乗が最小になるように前述の推定キャリヤ同期信号
SY1,SY2を推定し出力する。
図12Cに図９の予測形同期検波をダイバーシチ受信に
拡張した構成を示す。ダイバーシチブランチごとに図９
のブランチメトリック生成器451,452を設け、これらは
それぞれ合成信号DCS1,DCS2及び最尤系列推定器47が出
力するシンボル系列候補を共通に入力として尤度情報信
号を出力する。加算器61はこの尤度情報信号を足し合わ
せ、最尤系列推定器47に入力する。最尤系列推定器47で
はこの信号を基に対数尤度関数を計算し、対数尤度関数
が最大となるシンボル系列候補をビタビアルゴリズムを
用いて選び、判定信号として出力端子17から出力する。
拡張した構成を示す。ダイバーシチブランチごとに図９
のブランチメトリック生成器451,452を設け、これらは
それぞれ合成信号DCS1,DCS2及び最尤系列推定器47が出
力するシンボル系列候補を共通に入力として尤度情報信
号を出力する。加算器61はこの尤度情報信号を足し合わ
せ、最尤系列推定器47に入力する。最尤系列推定器47で
はこの信号を基に対数尤度関数を計算し、対数尤度関数
が最大となるシンボル系列候補をビタビアルゴリズムを
用いて選び、判定信号として出力端子17から出力する。
このようなダイバーシチ構成にすることにより、移動
通信におけるフェージングに強い受信機を提供すること
ができる。
通信におけるフェージングに強い受信機を提供すること
ができる。
実施例６ アンテナダイバーシチを行うときの具体的な実施例を
図13に示す。アンテナダイバーシチの場合、サンブリン
グ回路32では、複数（この例では２つ）のアンテナの受
信波から生成される信号が複数の受信信号として入力さ
れ、サンプリング部（SMP）321,322で標本化された複数
の標本化信号SPS1,SPS2が出力される。ダイバーシチ信
号抽出部55には、その複数の標本化信号それぞれに対し
て図５、６、７で説明した逆拡散・合成部36と係数制御
部37を有するブランチ信号抽出部331,332が設けられ、
複数のブランチ合成信号DCS1,DCS2を出力する。なお、
このブランチ信号抽出部331、332に、図８で説明したト
ランスバーサルフィルタ43を有する信号抽出部33を用い
ることもできる。
図13に示す。アンテナダイバーシチの場合、サンブリン
グ回路32では、複数（この例では２つ）のアンテナの受
信波から生成される信号が複数の受信信号として入力さ
れ、サンプリング部（SMP）321,322で標本化された複数
の標本化信号SPS1,SPS2が出力される。ダイバーシチ信
号抽出部55には、その複数の標本化信号それぞれに対し
て図５、６、７で説明した逆拡散・合成部36と係数制御
部37を有するブランチ信号抽出部331,332が設けられ、
複数のブランチ合成信号DCS1,DCS2を出力する。なお、
このブランチ信号抽出部331、332に、図８で説明したト
ランスバーサルフィルタ43を有する信号抽出部33を用い
ることもできる。
この図は２ブランチ・アンテナ・ダイバーシチ受信の
例である。入力端子311,312から第１ダイバーシチブラ
ンチ及び第２ダイバーシチブランチの受信信号がそれぞ
れ入力する。ダイバーシチブランチごとに、サンブリン
グ回路321,322で受信信号が標本化信号されてブランチ
信号抽出部331,332へそれぞれ供給され、これらより合
成信号DCS1,DCS2が出力される。ダイバーシチ復調部（D
IV−DEM）58はダイバーシチブランチごとに出力される
合成信号DCS1,DCS2を合成復調して判定信号を出力端子1
7から出力する。ここで、２ブランチのダイバーシチ受
信を例に説明をしたが、３ブランチ以上のダイバーシチ
受信の場合にも容易に拡張できる。
例である。入力端子311,312から第１ダイバーシチブラ
ンチ及び第２ダイバーシチブランチの受信信号がそれぞ
れ入力する。ダイバーシチブランチごとに、サンブリン
グ回路321,322で受信信号が標本化信号されてブランチ
信号抽出部331,332へそれぞれ供給され、これらより合
成信号DCS1,DCS2が出力される。ダイバーシチ復調部（D
IV−DEM）58はダイバーシチブランチごとに出力される
合成信号DCS1,DCS2を合成復調して判定信号を出力端子1
7から出力する。ここで、２ブランチのダイバーシチ受
信を例に説明をしたが、３ブランチ以上のダイバーシチ
受信の場合にも容易に拡張できる。
このように、アンテナを増設するダイバーシチでは、
希望波の受信信号エネルギーがブランチ数に応じて増加
し、かつ、全受信信号エネルギーの変動量が小さくなる
ので、伝送特性が大幅に改善される。
希望波の受信信号エネルギーがブランチ数に応じて増加
し、かつ、全受信信号エネルギーの変動量が小さくなる
ので、伝送特性が大幅に改善される。
実施例７ 伝般路がマルチパスのため、送信波が２つの異なる経
路（パス）を通って伝搬するとそのインパルスレスポン
スは図14に示すように２つのインパルス641、642で表さ
せる。パス１を通る波は遅延時間t1で受信端に到達し、
パス２を通る波は遅延時間t2で受信端に到達する。
路（パス）を通って伝搬するとそのインパルスレスポン
スは図14に示すように２つのインパルス641、642で表さ
せる。パス１を通る波は遅延時間t1で受信端に到達し、
パス２を通る波は遅延時間t2で受信端に到達する。
図15にパスダイバーシチの構成例を示す。パスダイバ
ーシチにおいては、サンプリング回路（SMP）32には、
単一アンテナの受信波から生成される単一の受信信号を
標本化し、単一の標本化信号SPSとして出力する。ダイ
バーシチ信号抽出部55における逆拡散・合成処理と係数
制御処理は、標本化信号SPSの異なる複数タイミングt1
とt2で行い、複数のブランチ合成信号DCS1,DCS2が出力
される。処理のタイミング信号はタイミング制御部35に
より生成される。ダイバーシチ復調部（DIV−DEM）58
は、ブランチ合成信号DCS1,DCS2から合成復調を行う。
ーシチにおいては、サンプリング回路（SMP）32には、
単一アンテナの受信波から生成される単一の受信信号を
標本化し、単一の標本化信号SPSとして出力する。ダイ
バーシチ信号抽出部55における逆拡散・合成処理と係数
制御処理は、標本化信号SPSの異なる複数タイミングt1
とt2で行い、複数のブランチ合成信号DCS1,DCS2が出力
される。処理のタイミング信号はタイミング制御部35に
より生成される。ダイバーシチ復調部（DIV−DEM）58
は、ブランチ合成信号DCS1,DCS2から合成復調を行う。
この構成では、パスを分離できるので、それぞれのパ
スの伝送路特性の変動が互いに独立であれば合成復調の
結果としてダイバーシチ効果が得られる。
スの伝送路特性の変動が互いに独立であれば合成復調の
結果としてダイバーシチ効果が得られる。
なお、この実施例ではアンテナ・ダイバーシチの構成
と組み合わせることが可能である。組み合わせ方として
はいくつかの構成が考えられる。第１の方法は、アンテ
ナ・ダイバーシチの各ブランチについてマルチパスの抽
出数の合成信号を生成し、アンテナブランチ数とパス数
の積の値に相当するブランチのダイバーシチ合成を行う
ものである。合成復調には図12A,12B,12Cに示したよう
な構成のダイバーシチ復調部58を用いる。第２の方法は
各アンテナブランチごとにパスダイバーシチ処理を行う
ことによってマルチパス遅延干渉を除去し、抽出された
信号を再び合成するものである。このとき、抽出部とし
ては図12B中の加算器61の出力を用いる。
と組み合わせることが可能である。組み合わせ方として
はいくつかの構成が考えられる。第１の方法は、アンテ
ナ・ダイバーシチの各ブランチについてマルチパスの抽
出数の合成信号を生成し、アンテナブランチ数とパス数
の積の値に相当するブランチのダイバーシチ合成を行う
ものである。合成復調には図12A,12B,12Cに示したよう
な構成のダイバーシチ復調部58を用いる。第２の方法は
各アンテナブランチごとにパスダイバーシチ処理を行う
ことによってマルチパス遅延干渉を除去し、抽出された
信号を再び合成するものである。このとき、抽出部とし
ては図12B中の加算器61の出力を用いる。
実施例８ パスダイバーシチのブランチ合成信号を逆拡散部によ
り生成するための実施例を図16に示す。ダイバーシチ信
号抽出部55は１つの逆拡散部38と、複数のサンプル・ホ
ールド（SH）651,652と、それぞれが図６で示した線形
合成部39及び係数制御部37から構成される複数の合成制
御部831,832とから構成される。逆拡散部38は図６中の
それと同様に単一の標本化信号SPSを複数の逆拡散符号
でそれぞれ逆拡散して複数の逆拡散信号として出力す
る。これら複数の逆拡散信号はサンプル・ホールド651
及び652の両方に与えられ、それぞれt1及びt2のタイミ
ングで標本化される。これら標本化された逆拡散信号は
複数の合成制御部831,832に与えられ、それぞれ重み付
け係数を乗算し、更に合成してそれぞれブランチ合成信
号DCS1,DCS2を出力する。この際に係数拘束条件付き合
成出力最小となるように重み付け係数を適応制御する。
なお、伝搬路は図14と同様に２パスモデルとした。
り生成するための実施例を図16に示す。ダイバーシチ信
号抽出部55は１つの逆拡散部38と、複数のサンプル・ホ
ールド（SH）651,652と、それぞれが図６で示した線形
合成部39及び係数制御部37から構成される複数の合成制
御部831,832とから構成される。逆拡散部38は図６中の
それと同様に単一の標本化信号SPSを複数の逆拡散符号
でそれぞれ逆拡散して複数の逆拡散信号として出力す
る。これら複数の逆拡散信号はサンプル・ホールド651
及び652の両方に与えられ、それぞれt1及びt2のタイミ
ングで標本化される。これら標本化された逆拡散信号は
複数の合成制御部831,832に与えられ、それぞれ重み付
け係数を乗算し、更に合成してそれぞれブランチ合成信
号DCS1,DCS2を出力する。この際に係数拘束条件付き合
成出力最小となるように重み付け係数を適応制御する。
なお、伝搬路は図14と同様に２パスモデルとした。
入力端子11からの標本化信号SPSは逆拡散部38により
複数の逆拡散符号で逆拡散され、複数の逆拡散信号が出
力される。これら逆拡散信号はサンプル・ホールド651
によりタイミングt1で、またサンプル・ホールド652に
よりタイミングt2でそれぞれサンプル・ホールドされ
る。合成制御部831はサンプル・ホールド651が出力する
複数の逆拡散信号を、合成制御部832はサンプル・ホー
ルド652が出力する複数の逆拡散信号をそれぞれ合成す
る。ここで、逆拡散部38,サンプル・ホールド部651,652
及び合成制御部831,832はダイバーシチ抽出部55に相当
する。ダイバーシチ復調部58は、合成制御部831,832が
出力する合成信号を合成復調して判定信号を出力端子17
から出力する。
複数の逆拡散符号で逆拡散され、複数の逆拡散信号が出
力される。これら逆拡散信号はサンプル・ホールド651
によりタイミングt1で、またサンプル・ホールド652に
よりタイミングt2でそれぞれサンプル・ホールドされ
る。合成制御部831はサンプル・ホールド651が出力する
複数の逆拡散信号を、合成制御部832はサンプル・ホー
ルド652が出力する複数の逆拡散信号をそれぞれ合成す
る。ここで、逆拡散部38,サンプル・ホールド部651,652
及び合成制御部831,832はダイバーシチ抽出部55に相当
する。ダイバーシチ復調部58は、合成制御部831,832が
出力する合成信号を合成復調して判定信号を出力端子17
から出力する。
この構成では、２つの異なるパスを通る信号を独立し
た信号と見なすので、パスダイバーシチ効果が得られ
る。なお、伝搬路が２パスの場合を例に説明したが３パ
ス以上の場合にも容易に拡張することができる。
た信号と見なすので、パスダイバーシチ効果が得られ
る。なお、伝搬路が２パスの場合を例に説明したが３パ
ス以上の場合にも容易に拡張することができる。
実施例９ パスダイバーシチのブランチ合成信号を直交化部を用
いた逆拡散部38により生成するときの実施例を図17に示
す。伝搬路は２パスモデルとした。逆拡散部38の逆拡散
符号は、図７で説明したように希望波の拡散符号を整合
フィルタ121に使用し、これに直交し、かつ互いに直交
する複数の拡散符号を直交化部42に使用する。直交化部
42の出力をサンプルするタイミングt3は、図16の実施例
のようにサンプルタイミングt1と同一とするが、特殊な
条件ではこの図のように非同期（t3≠t1）でもよい。
いた逆拡散部38により生成するときの実施例を図17に示
す。伝搬路は２パスモデルとした。逆拡散部38の逆拡散
符号は、図７で説明したように希望波の拡散符号を整合
フィルタ121に使用し、これに直交し、かつ互いに直交
する複数の拡散符号を直交化部42に使用する。直交化部
42の出力をサンプルするタイミングt3は、図16の実施例
のようにサンプルタイミングt1と同一とするが、特殊な
条件ではこの図のように非同期（t3≠t1）でもよい。
入力子11からの標本化信号SPSは逆拡散部38に入力さ
れる。逆拡散部38は例えば図７に示したものと同じであ
り、希望波の拡散符号を用いる整合フィルタ121と、こ
れに直交する複数の拡散符号を用いる直交化部42から構
成される。整合フィルタ121の出力信号、すなわち希望
波の拡散符号を用いて逆拡散を行った逆拡散信号は、サ
ンプル・ホールド651及びサンプル・ホールド652に入力
される。サンプル・ホールド651は上記の逆拡散信号を
タイミングt1,シンボル周期Ｔでサンプル・ホールド
し、サンプル・ホールド652はタイミングt2,シンボル周
期Ｔでサンプル・ホールドする。直交化部42の出力信
号、すなわち希望波の拡散符号に直交する３つの逆拡散
符号を用いて逆拡散を行った３つの逆拡散信号は、それ
ぞれサンプル・ホールド653〜655に入力する。サンプル
・ホールド653〜655は上記３つの逆拡散信号をt1及びt2
とは必ずしも一致しないタイミングt3,サンプリング周
期Ｔでサンプル・ホールドする。合成制御部831は、サ
ンプル・ホールド651及びサンプル・ホールド653〜655
の出力信号を線形合成して合成信号DCS1を出力する。同
様に、合成制御部832は、サンプル・ホールド652及びサ
ンプル・ホールド653〜655の出力信号を線形合成して合
成信号DCS2を出力する。ダイバーシチ復調部58は、合成
制御部831,832の出力する合成信号を合成復調して判定
信号を出力端子17から出力する。
れる。逆拡散部38は例えば図７に示したものと同じであ
り、希望波の拡散符号を用いる整合フィルタ121と、こ
れに直交する複数の拡散符号を用いる直交化部42から構
成される。整合フィルタ121の出力信号、すなわち希望
波の拡散符号を用いて逆拡散を行った逆拡散信号は、サ
ンプル・ホールド651及びサンプル・ホールド652に入力
される。サンプル・ホールド651は上記の逆拡散信号を
タイミングt1,シンボル周期Ｔでサンプル・ホールド
し、サンプル・ホールド652はタイミングt2,シンボル周
期Ｔでサンプル・ホールドする。直交化部42の出力信
号、すなわち希望波の拡散符号に直交する３つの逆拡散
符号を用いて逆拡散を行った３つの逆拡散信号は、それ
ぞれサンプル・ホールド653〜655に入力する。サンプル
・ホールド653〜655は上記３つの逆拡散信号をt1及びt2
とは必ずしも一致しないタイミングt3,サンプリング周
期Ｔでサンプル・ホールドする。合成制御部831は、サ
ンプル・ホールド651及びサンプル・ホールド653〜655
の出力信号を線形合成して合成信号DCS1を出力する。同
様に、合成制御部832は、サンプル・ホールド652及びサ
ンプル・ホールド653〜655の出力信号を線形合成して合
成信号DCS2を出力する。ダイバーシチ復調部58は、合成
制御部831,832の出力する合成信号を合成復調して判定
信号を出力端子17から出力する。
この構成では、サンプリングタイミングt1とt2に対応
した２つの異なるパスを通る希望波信号を独立した信号
と見なすので、パスダイバーシチ効果が得られる。ただ
し干渉成分についてはこれら２つのサンプリングタイミ
ングにおいて相関性の強い変動があり、t1とt2とは異な
るt3のタイミングにおいてもt1とt2のタイミングにおけ
る干渉と相関の強いものがサンプルされると言う条件が
成立することが必要である。なお、伝搬路が２パスの場
合を例に説明したが３パス以上の場合にも容易に拡張す
ることができる。このように直交化部42からの複数の逆
拡散信号は１つのタイミングt3だけでサンプル・ホール
ドするようにすると、サンプル・ホールドの数を減らす
ことができる。
した２つの異なるパスを通る希望波信号を独立した信号
と見なすので、パスダイバーシチ効果が得られる。ただ
し干渉成分についてはこれら２つのサンプリングタイミ
ングにおいて相関性の強い変動があり、t1とt2とは異な
るt3のタイミングにおいてもt1とt2のタイミングにおけ
る干渉と相関の強いものがサンプルされると言う条件が
成立することが必要である。なお、伝搬路が２パスの場
合を例に説明したが３パス以上の場合にも容易に拡張す
ることができる。このように直交化部42からの複数の逆
拡散信号は１つのタイミングt3だけでサンプル・ホール
ドするようにすると、サンプル・ホールドの数を減らす
ことができる。
実施例10 パスダイバーシチのブランチ合成信号を、直交化部を
用いた逆拡散部により生成する場合の他の実施例を図18
に示す。
用いた逆拡散部により生成する場合の他の実施例を図18
に示す。
逆拡散部38には図17と同様の整合フィルタ121に対
し、直交化部を考慮すべきマルチパスの数だけ設けてい
る。この例では、伝搬路は２パスモデルとし、２つの直
交化部421、422が設けられている。これらの２つのパス
を経て受信される希望波の先行波のタイミングをt1、遅
延波のタイミングをt2とする。また、希望波の拡散符号
をCdとし、この希望波の拡散符号Cdのチップを２つのパ
スのタイミング差t2−t1＝δだけ正方向に巡回シフトし
て得られる符号をCd（＋δ）と表し、負方向にδだけ巡
回シフトして得られる符号をCd（−δ）と表すものとす
る。整合フィルタ121には希望波の拡散符号Cdが使用さ
れ、直交化部421には希望波の拡散符号Cdと前記シフト
符号Cd（＋δ）の両方に直交する複数の拡散符号を使用
し、直交化部422には拡散符号Cdと前記シフト符号C
d（−δ）の両方に直交する複数の逆拡散符号を使用す
る。図中、直交化部421は、マルチパスの先行波のタイ
ミングt1でサンプリングされる。一方、直交化部42
2は、遅延波のタイミングt2を基準にしたものであり、
その出力信号はサンプルホールド655、656で遅延波のタ
イミングt2でサンプリングされる。なお、各直交化部42
1及び422の出力信号の数は、図７の直交化部とは異な
り、マルチパスの数−１だけ減って２となる。
し、直交化部を考慮すべきマルチパスの数だけ設けてい
る。この例では、伝搬路は２パスモデルとし、２つの直
交化部421、422が設けられている。これらの２つのパス
を経て受信される希望波の先行波のタイミングをt1、遅
延波のタイミングをt2とする。また、希望波の拡散符号
をCdとし、この希望波の拡散符号Cdのチップを２つのパ
スのタイミング差t2−t1＝δだけ正方向に巡回シフトし
て得られる符号をCd（＋δ）と表し、負方向にδだけ巡
回シフトして得られる符号をCd（−δ）と表すものとす
る。整合フィルタ121には希望波の拡散符号Cdが使用さ
れ、直交化部421には希望波の拡散符号Cdと前記シフト
符号Cd（＋δ）の両方に直交する複数の拡散符号を使用
し、直交化部422には拡散符号Cdと前記シフト符号C
d（−δ）の両方に直交する複数の逆拡散符号を使用す
る。図中、直交化部421は、マルチパスの先行波のタイ
ミングt1でサンプリングされる。一方、直交化部42
2は、遅延波のタイミングt2を基準にしたものであり、
その出力信号はサンプルホールド655、656で遅延波のタ
イミングt2でサンプリングされる。なお、各直交化部42
1及び422の出力信号の数は、図７の直交化部とは異な
り、マルチパスの数−１だけ減って２となる。
入力端子11から標本化信号SPSが入力される。標本化
信号SPSは整合フィルタ121により希望波の拡散符号を用
いて逆拡散され、その逆拡散信号はサンプルホールド65
1、652に与えられる。サンプルホールド651は上記の逆
拡散信号をタイミングt1、シンボル周期Ｔでサンプルホ
ールドし、サンプルホールド652はタイミングt2、シン
ボル周期Ｔでサンプルホールドする。直交化部421及び4
22の出力信号は、マルチパスのタイミングに応じてシフ
トした希望波の拡散符号、及び希望波の拡散符号に直交
する符号を用いることにより逆拡散を行った複数の逆拡
散信号である。これらは、それぞれサンプルホールド65
3、654及びサンプルホールド655、656に入力する。サン
プリングホールド653、654は直交化部421の複数の逆拡
散信号をタイミングt1、シンボル周期Ｔでサンプルホー
ルドする。一方、サンプルホールド655、656は直交化部
422の複数の逆拡散信号をタイミングt2、シンボル周期
Ｔでサンプルホールドする。
信号SPSは整合フィルタ121により希望波の拡散符号を用
いて逆拡散され、その逆拡散信号はサンプルホールド65
1、652に与えられる。サンプルホールド651は上記の逆
拡散信号をタイミングt1、シンボル周期Ｔでサンプルホ
ールドし、サンプルホールド652はタイミングt2、シン
ボル周期Ｔでサンプルホールドする。直交化部421及び4
22の出力信号は、マルチパスのタイミングに応じてシフ
トした希望波の拡散符号、及び希望波の拡散符号に直交
する符号を用いることにより逆拡散を行った複数の逆拡
散信号である。これらは、それぞれサンプルホールド65
3、654及びサンプルホールド655、656に入力する。サン
プリングホールド653、654は直交化部421の複数の逆拡
散信号をタイミングt1、シンボル周期Ｔでサンプルホー
ルドする。一方、サンプルホールド655、656は直交化部
422の複数の逆拡散信号をタイミングt2、シンボル周期
Ｔでサンプルホールドする。
合成制御部831は、サンプルホールド651及び653、654
の出力信号を合成し、合成信号DCS1を出力する。その結
果、タイミングt1で得られた逆拡散信号中の他ユーザー
の拡散信号成分が除去される。同様に、合成制御部832
はサンプルホールド652及び655、656の出力信号を合成
し、合成信号DCS2を出力する。その結果、タイミングt2
で得られた逆拡散信号中の他ユーザーの拡散信号成分が
除去される。ダイバーシチ復調部58は、図15、16、17と
同様に、合成制御部831及び832が出力するタイミングt1
で得た合成信号DCS1とタイミングt2で得た合成信号DCS2
をダイバーシチ復調して判定信号を出力端子17から出力
する。
の出力信号を合成し、合成信号DCS1を出力する。その結
果、タイミングt1で得られた逆拡散信号中の他ユーザー
の拡散信号成分が除去される。同様に、合成制御部832
はサンプルホールド652及び655、656の出力信号を合成
し、合成信号DCS2を出力する。その結果、タイミングt2
で得られた逆拡散信号中の他ユーザーの拡散信号成分が
除去される。ダイバーシチ復調部58は、図15、16、17と
同様に、合成制御部831及び832が出力するタイミングt1
で得た合成信号DCS1とタイミングt2で得た合成信号DCS2
をダイバーシチ復調して判定信号を出力端子17から出力
する。
この構成では、２つの異なるパスを通る信号を独立し
た信号とみなすので、パスダイバーシチ効果が得られ
る。なお、伝搬路が２パスの場合を例に説明したが、３
パス以上の場合にも容易に拡張することができる。
た信号とみなすので、パスダイバーシチ効果が得られ
る。なお、伝搬路が２パスの場合を例に説明したが、３
パス以上の場合にも容易に拡張することができる。
実施例11 パスダイバーシチのブランチ合成信号を、トランスバ
ーサルフィルタを用いた逆拡散・合成部により生成する
ときの実施例を図19に示す。伝搬路は２パスモデルとし
た。標本化信号SPSとトランスバーサルフィルタ43のタ
ップ係数Ｗとによる畳み込み演算結果をマルチパスに対
応した異なるタイミングt1、t2でサンプリングして複数
のブランチ合成信号DCS1、DCS2として出力する。また、
標本化信号SPSの系列を被乗算信号MPSとして出力する。
係数制御部371、372は、それぞれ被乗算信号MPSと複数
のブランチ合成信号DCS1、DCS2をもとにしてタイミング
t1、t2ごとのタップ係数W1、W2を出力する。
ーサルフィルタを用いた逆拡散・合成部により生成する
ときの実施例を図19に示す。伝搬路は２パスモデルとし
た。標本化信号SPSとトランスバーサルフィルタ43のタ
ップ係数Ｗとによる畳み込み演算結果をマルチパスに対
応した異なるタイミングt1、t2でサンプリングして複数
のブランチ合成信号DCS1、DCS2として出力する。また、
標本化信号SPSの系列を被乗算信号MPSとして出力する。
係数制御部371、372は、それぞれ被乗算信号MPSと複数
のブランチ合成信号DCS1、DCS2をもとにしてタイミング
t1、t2ごとのタップ係数W1、W2を出力する。
入力端子11からの標本化信号SPSは、図８に示したの
と同様に構成されたトランスバーサルフィルタ43に入力
され、逆拡散と線形合成の操作が行われ、合成信号DCS
を出力する。この合成信号DCSはサンプル・ホールド651
及び652に入力される。サンプル・ホールド651は上記の
合成信号をタイミングt1,シンボル周期Ｔでサンプル・
ホールドし、サンプル・ホールド652はタイミングt2,シ
ンボル周期Ｔでサンプル・ホールドする。トランスバー
サルフィルタ43に設定されている標本化信号系列MPS
（図８参照）は、サンプル・ホールド653及びサンプル
・ホールド654に入力され、それぞれにおいて同じシン
ボル周期Ｔのタイミングt1、t2でサンプル・ホールドさ
れる。
と同様に構成されたトランスバーサルフィルタ43に入力
され、逆拡散と線形合成の操作が行われ、合成信号DCS
を出力する。この合成信号DCSはサンプル・ホールド651
及び652に入力される。サンプル・ホールド651は上記の
合成信号をタイミングt1,シンボル周期Ｔでサンプル・
ホールドし、サンプル・ホールド652はタイミングt2,シ
ンボル周期Ｔでサンプル・ホールドする。トランスバー
サルフィルタ43に設定されている標本化信号系列MPS
（図８参照）は、サンプル・ホールド653及びサンプル
・ホールド654に入力され、それぞれにおいて同じシン
ボル周期Ｔのタイミングt1、t2でサンプル・ホールドさ
れる。
係数制御部371はサンプル・ホールド651が出力する合
成信号DCS1とサンプル・ホールド653が出力するトラン
スバーサルフィルタ43に設定されている標本化信号SPS
とを入力とし、係数制御部372はサンプル・ホールド652
が出力する合成信号DCS2とサンプル・ホールド654が出
力するトランスバーサルフィルタ43に設定されている標
本化信号と系列MPSを入力として、それぞれタップ係数
ベクトルW1、W2の拘束条件のもとで合成信号の平均電力
を最小にするアルゴリズムでタップ係数ベクトルW1、W2
をそれぞれ求め出力する。スイッチ回路67は、トランス
バーサルフィルタ43が所望の合成信号が出力できるよう
係数制御部371,372が出力するタップ係数ベクトルW1、W
2を切り替えてトランスバーサルフィルタ43に設定す
る。タイミイング制御部35は、サンプル・ホールド651
〜654及びスイッチ回路67のタイミング調整を行う。ダ
イバーシチ復調部58は、サンプル・ホールド651〜652が
出力する合成信号DCS1、DCS2を合成復調して判定信号を
出力端子17から出力する。
成信号DCS1とサンプル・ホールド653が出力するトラン
スバーサルフィルタ43に設定されている標本化信号SPS
とを入力とし、係数制御部372はサンプル・ホールド652
が出力する合成信号DCS2とサンプル・ホールド654が出
力するトランスバーサルフィルタ43に設定されている標
本化信号と系列MPSを入力として、それぞれタップ係数
ベクトルW1、W2の拘束条件のもとで合成信号の平均電力
を最小にするアルゴリズムでタップ係数ベクトルW1、W2
をそれぞれ求め出力する。スイッチ回路67は、トランス
バーサルフィルタ43が所望の合成信号が出力できるよう
係数制御部371,372が出力するタップ係数ベクトルW1、W
2を切り替えてトランスバーサルフィルタ43に設定す
る。タイミイング制御部35は、サンプル・ホールド651
〜654及びスイッチ回路67のタイミング調整を行う。ダ
イバーシチ復調部58は、サンプル・ホールド651〜652が
出力する合成信号DCS1、DCS2を合成復調して判定信号を
出力端子17から出力する。
この構成では、トランスバーサルフィルタ43を１つに
できる効果がある。なお、伝搬路が２パスの場合を例に
説明をしたが３パス以上の場合にも容易に拡張すること
ができる。
できる効果がある。なお、伝搬路が２パスの場合を例に
説明をしたが３パス以上の場合にも容易に拡張すること
ができる。
実施例12 図５で示したこの発明の受信機のサンプリング回路32
におけるサンプリング周期を拡散符号のチップ周期より
も小さくした場合に付いて図20、21を参照して説明す
る。
におけるサンプリング周期を拡散符号のチップ周期より
も小さくした場合に付いて図20、21を参照して説明す
る。
入力端子31から検波信号IQが入力する。拡散符号のチ
ップ周期をTcとすると、検波信号IQはサンプリング周期
Tc/2のサンプリングクロックCKsでサンプリングされ、
出力端子11から標本化信号SPSとして出力される。ここ
ではサンプリング周期Tc/2のサンプリングクロックCKs
を用いたが、サンプリング回路32でのサンプリング周期
を検波信号IQの帯域に応じて周期Tc/2以上Tc以下の値に
することも可能である。
ップ周期をTcとすると、検波信号IQはサンプリング周期
Tc/2のサンプリングクロックCKsでサンプリングされ、
出力端子11から標本化信号SPSとして出力される。ここ
ではサンプリング周期Tc/2のサンプリングクロックCKs
を用いたが、サンプリング回路32でのサンプリング周期
を検波信号IQの帯域に応じて周期Tc/2以上Tc以下の値に
することも可能である。
サンプリング周期をTc以下、すなわちサンプリング周
波数を1/Tc以上にする理由を図21を用いて説明する。検
波信号IQの帯域が1/2Tc以上とする。サンプリングされ
た検波信号IQのスペクトラムは、元のスペクトラム21c
とサンプリング周波数の整数倍でシフトした元のスペク
トラムの重ね合わせとなる。サンプリング周波数を1/Tc
とすると、元のスペクトラム21cと、元のスペクトラム
をサンプリング周波数1/Tc分シフトしたスペクトラムの
折り返しスペクトラム波形21aが重なり合い、サンプリ
ングにより得られた信号は元のスペクトラムとは異なる
歪んだスペクトラム波形となる。この歪みは折り返し歪
みと呼ばれ、この歪みがあるとサンプリングされた検波
信号から元の検波信号を復元することができず、ティジ
タル信号処理を行う上で劣化要因となる。一方、サンプ
リング周波数を2/Tcとすると、元のスペクトラムをサン
プリング周波数2/Tc分シフトしたスペクトラムの折り返
しスペクトラム波形21bが重なり合うことがなく、折り
返し歪みが生じない。このようにサンプリング周波数を
高くすることにより、折り返し歪みが発生しないように
することができる。
波数を1/Tc以上にする理由を図21を用いて説明する。検
波信号IQの帯域が1/2Tc以上とする。サンプリングされ
た検波信号IQのスペクトラムは、元のスペクトラム21c
とサンプリング周波数の整数倍でシフトした元のスペク
トラムの重ね合わせとなる。サンプリング周波数を1/Tc
とすると、元のスペクトラム21cと、元のスペクトラム
をサンプリング周波数1/Tc分シフトしたスペクトラムの
折り返しスペクトラム波形21aが重なり合い、サンプリ
ングにより得られた信号は元のスペクトラムとは異なる
歪んだスペクトラム波形となる。この歪みは折り返し歪
みと呼ばれ、この歪みがあるとサンプリングされた検波
信号から元の検波信号を復元することができず、ティジ
タル信号処理を行う上で劣化要因となる。一方、サンプ
リング周波数を2/Tcとすると、元のスペクトラムをサン
プリング周波数2/Tc分シフトしたスペクトラムの折り返
しスペクトラム波形21bが重なり合うことがなく、折り
返し歪みが生じない。このようにサンプリング周波数を
高くすることにより、折り返し歪みが発生しないように
することができる。
このようなサンプリングを行うと、独立なサンプル数
が拡散率の２倍になるので、除去できる波の数を２倍に
することができる。一方、他ユーザーが非同期の場合に
は、希望波の１シンボルに重なる独立な変調は他ユーザ
ー数の２倍になる。従って、除去できる波の数の範囲で
あるから、非同期の他ユーザーの干渉波を全てキャンセ
ルすることができる。
が拡散率の２倍になるので、除去できる波の数を２倍に
することができる。一方、他ユーザーが非同期の場合に
は、希望波の１シンボルに重なる独立な変調は他ユーザ
ー数の２倍になる。従って、除去できる波の数の範囲で
あるから、非同期の他ユーザーの干渉波を全てキャンセ
ルすることができる。
以上説明したように、チップレートの２倍のサンプリ
ングをすることにより、非同期に対応できる。なお、信
号処理の観点からすると２倍のサンプリングをすると処
理の次元Gpを２倍したことに相当するので、図６の逆拡
散部38を用いる場合、あるいは図７のような直交化部42
を用いる場合には、希望波を含めて2Gp次元の直交化を
行うため、2Gp個の逆拡散回路を設ける必要がある。ま
た図８のようにトランスバーサルフィルタ43で逆拡散と
合成を一度に行うものでは、フィルタのタップ間隔を半
分にする必要がある。このときの式（12）のステアリン
グベクトルは拡散符号を補間したものとする。
ングをすることにより、非同期に対応できる。なお、信
号処理の観点からすると２倍のサンプリングをすると処
理の次元Gpを２倍したことに相当するので、図６の逆拡
散部38を用いる場合、あるいは図７のような直交化部42
を用いる場合には、希望波を含めて2Gp次元の直交化を
行うため、2Gp個の逆拡散回路を設ける必要がある。ま
た図８のようにトランスバーサルフィルタ43で逆拡散と
合成を一度に行うものでは、フィルタのタップ間隔を半
分にする必要がある。このときの式（12）のステアリン
グベクトルは拡散符号を補間したものとする。
次に、この発明のスペクトラム拡散受信機の効果を十
分引き出すのに適した送信側の構成例を述べる。
分引き出すのに適した送信側の構成例を述べる。
送信機の実施例１ 送信機が図22に示すように多値変調部69と拡散部71の
縦続接続から構成された送信処理部70により送信信号を
生成する場合に付いて説明する。入力端子68から２値デ
ィジタル信号DSが入力される。ここでディジタル信号の
クロック周期をＴとする。変調部69は、このディジタル
信号DSから多値変調信号を生成する。拡散部71を構成す
る拡散変調器は、この変調信号にチップ周期Tcの拡散符
号Csを乗算し出力端子72から出力する。スペクトラム拡
散された送信信号は、発振器77Lからのキャリアと乗算
器78で乗算され、増幅器AMPで増幅され、アンテナANTか
ら送信される。
縦続接続から構成された送信処理部70により送信信号を
生成する場合に付いて説明する。入力端子68から２値デ
ィジタル信号DSが入力される。ここでディジタル信号の
クロック周期をＴとする。変調部69は、このディジタル
信号DSから多値変調信号を生成する。拡散部71を構成す
る拡散変調器は、この変調信号にチップ周期Tcの拡散符
号Csを乗算し出力端子72から出力する。スペクトラム拡
散された送信信号は、発振器77Lからのキャリアと乗算
器78で乗算され、増幅器AMPで増幅され、アンテナANTか
ら送信される。
図23Aは図22の変調部69においてBPSK変調を行う場合
の２つの信号点Sp1,Sp2を示し、変調信号の同相成分Ｉ
（ｔ）がディジタル信号DSに伴いＴごとに図22Bに示す
ように変化する。なお、変調信号の直交成分Ｑ（ｔ）は
０のままで変化しない。図23Cは変調部69においてQPSK
変調を行う場合の４つの信号点Sp1〜Sp4を示し、変調信
号の同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）がディジタ
ル信号DSに伴い2Tごとに図23Dに示すように変化する。
の２つの信号点Sp1,Sp2を示し、変調信号の同相成分Ｉ
（ｔ）がディジタル信号DSに伴いＴごとに図22Bに示す
ように変化する。なお、変調信号の直交成分Ｑ（ｔ）は
０のままで変化しない。図23Cは変調部69においてQPSK
変調を行う場合の４つの信号点Sp1〜Sp4を示し、変調信
号の同相成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）がディジタ
ル信号DSに伴い2Tごとに図23Dに示すように変化する。
上記で多値変調信号を用いる理由は、多値変調により
自由度を増やし干渉波除去の自由度を増やすためであ
る。希望波と干渉波の受信タイミングが同期する同期系
に比べて、希望波と干渉波の受信タイミングが非同期と
なる非同期系では、除去すべき干渉波の数は培近く増え
る。この様子を図24、25に示す。図24は同期系の場合で
あり、希望波の変調信号24aのシンボルタイミングと他
ユーザーの変調信号24bのシンボルタイミングが一致し
ている。図25は非同期系の場合であり、希望波25aの１
つのシンボルS1の期間内において他ユーザーK1の変調信
号25bのシンボルがS2からS3に変化し、１つの他ユーザ
ーによる実質干渉波成分の数は２となる。他ユーザーK2
による変調信号25cのシンボルS4,S5の変化に付いても同
様である。これらの干渉除去は前実施例におけるダブル
サンプリングでも処理の次元が２倍となるので除去可能
であるが、多値変調化して自由度を多くした方がより確
実にキャンセルすることができる。
自由度を増やし干渉波除去の自由度を増やすためであ
る。希望波と干渉波の受信タイミングが同期する同期系
に比べて、希望波と干渉波の受信タイミングが非同期と
なる非同期系では、除去すべき干渉波の数は培近く増え
る。この様子を図24、25に示す。図24は同期系の場合で
あり、希望波の変調信号24aのシンボルタイミングと他
ユーザーの変調信号24bのシンボルタイミングが一致し
ている。図25は非同期系の場合であり、希望波25aの１
つのシンボルS1の期間内において他ユーザーK1の変調信
号25bのシンボルがS2からS3に変化し、１つの他ユーザ
ーによる実質干渉波成分の数は２となる。他ユーザーK2
による変調信号25cのシンボルS4,S5の変化に付いても同
様である。これらの干渉除去は前実施例におけるダブル
サンプリングでも処理の次元が２倍となるので除去可能
であるが、多値変調化して自由度を多くした方がより確
実にキャンセルすることができる。
更に、多値変調を行ったときには、周波数帯域が狭く
なるので、拡散率Gpを増やすことができる。従って、多
重度すなわち加入者容量を増やすことができる。従来の
直交化では十分な直交性が得られなかったので多重化に
よるEJ/N0のマージンがとれなくなり、多重度を更に減
らさざるを得なかった。しかし、多値変調を使えば直交
化の精度がよくなるので、狭帯域化に伴う多重度を増大
確保することができるとともに、非同期に対する動作を
確実にすることができる。
なるので、拡散率Gpを増やすことができる。従って、多
重度すなわち加入者容量を増やすことができる。従来の
直交化では十分な直交性が得られなかったので多重化に
よるEJ/N0のマージンがとれなくなり、多重度を更に減
らさざるを得なかった。しかし、多値変調を使えば直交
化の精度がよくなるので、狭帯域化に伴う多重度を増大
確保することができるとともに、非同期に対する動作を
確実にすることができる。
送信機の実施例２ 次に、送信機が図26に示すように帯域制限フィルタを
含む変調部（MOD−Ｆ）73と拡散部（SPR）71の縦続接続
から構成された送信処理部70により送信信号を生成する
場合を説明する。入力端子68から２値ディジタル信号DS
が入力される。ここでディジタル信号DSのクロック周期
をＴとする。変調部73である変調器75は、このディジタ
ル信号DSから帯域制限された信号を生成する。変調出力
の帯域制限された信号波形は図27のようになる。主ロー
ブは2Tに広がっている。そのため変調信号のアイパター
ンは図28のようになる。拡散部71である拡散変調器は、
この変調波にチップ周期Tcの拡散符号Csを乗算し出力端
子72から出力する。このような変調波は適応スペクトラ
ム拡散受信機で逆拡散され、図27に波形を示すように、
ほゞ±Ｔの広がりを有する信号になる。従って、整合フ
ィルタ、相関器、またはトランスバーサルフィルタなど
で構成された逆拡散部は帯域制限を行ったときには単に
１シンボルだけではなく、複数のシンボルにわたって逆
拡散処理を行う。例えばトランスバーサルフィルタの長
さは数シンボルをカバーするように設定する。このよう
に数シンボルにわたる逆拡散処理を行うと、両側の符号
が符号間干渉となって現れる。従って、符号間干渉を含
めてキャンセル動作が行われる。このような動作におい
ては、多値変調の場合と同様に１シンボル当たりのサン
ブル量が増大し、キャンセルできる波の数が増大してい
る。従って、符号間干渉による劣化が極端に増大しない
限り、キャンセルできる波の数を増やすことができる。
含む変調部（MOD−Ｆ）73と拡散部（SPR）71の縦続接続
から構成された送信処理部70により送信信号を生成する
場合を説明する。入力端子68から２値ディジタル信号DS
が入力される。ここでディジタル信号DSのクロック周期
をＴとする。変調部73である変調器75は、このディジタ
ル信号DSから帯域制限された信号を生成する。変調出力
の帯域制限された信号波形は図27のようになる。主ロー
ブは2Tに広がっている。そのため変調信号のアイパター
ンは図28のようになる。拡散部71である拡散変調器は、
この変調波にチップ周期Tcの拡散符号Csを乗算し出力端
子72から出力する。このような変調波は適応スペクトラ
ム拡散受信機で逆拡散され、図27に波形を示すように、
ほゞ±Ｔの広がりを有する信号になる。従って、整合フ
ィルタ、相関器、またはトランスバーサルフィルタなど
で構成された逆拡散部は帯域制限を行ったときには単に
１シンボルだけではなく、複数のシンボルにわたって逆
拡散処理を行う。例えばトランスバーサルフィルタの長
さは数シンボルをカバーするように設定する。このよう
に数シンボルにわたる逆拡散処理を行うと、両側の符号
が符号間干渉となって現れる。従って、符号間干渉を含
めてキャンセル動作が行われる。このような動作におい
ては、多値変調の場合と同様に１シンボル当たりのサン
ブル量が増大し、キャンセルできる波の数が増大してい
る。従って、符号間干渉による劣化が極端に増大しない
限り、キャンセルできる波の数を増やすことができる。
送信機の実施例３ 図22の送信処理部70にRZ信号を入力して送信信号を生
成したとする。伝搬路のインパルスレスポンスが図14で
表されるような２パスモデルであるものとすると、図29
Aに示すように直接波（先行波）29aと遅延波29bの合成
波となっている。図中でΔＴはt2−t1である。図29Bに
示すように変調波形をRZ信号によるシンボル波形で生成
すると、１シンボル周期Ｔの間に他シンボルからの信号
の漏れ込み、すなわち符号間干渉を抑えることができ多
重波伝搬路での劣化を抑えることができる。なお、実際
に適用するには、図29BのΔＴを伝搬路の遅延分散程度
にすればよい。
成したとする。伝搬路のインパルスレスポンスが図14で
表されるような２パスモデルであるものとすると、図29
Aに示すように直接波（先行波）29aと遅延波29bの合成
波となっている。図中でΔＴはt2−t1である。図29Bに
示すように変調波形をRZ信号によるシンボル波形で生成
すると、１シンボル周期Ｔの間に他シンボルからの信号
の漏れ込み、すなわち符号間干渉を抑えることができ多
重波伝搬路での劣化を抑えることができる。なお、実際
に適用するには、図29BのΔＴを伝搬路の遅延分散程度
にすればよい。
送信機の実施例４ 次に、フレーム構成とされた送信信号の各フレーム中
の同一位置に同じ長さのトレーニング信号を挿入する場
合の送信処理部70を図30に示す。フレームのデータ信号
を構成するディジタル信号DSは一定長毎にフレーム生成
部75においてトレーニング信号生成部76からのトレーニ
ング信号TRと結合されてフレームに構成され、変調部
（MOD）69で変調され、拡散部（SPR）71で拡散信号Csに
よりスペクトラム拡散され、送信信号として端子72に出
力される。ここでは、全ユーザーに対する送信タイミン
グが同期している同期系を考える。これは、ディジタル
移動通信における下り回線に相当する。まず、各ユーザ
ーA,Bのフレームには、図31で示すようにトレーニング
信号TRが周期的に挿入される。各ユーザーのトレーニン
グ信号系列TRは互いに相関が低いものとする。この様に
すると、受信機において重み付け係数Ｗを推定する際、
逆拡散信号の平均化処理が時間的に速くなり、重み付け
係数Ｗを推定するのに要する時間が短くなる。即ち、こ
の適応形スペクトラム拡散受信機の立ち上げに要する時
間を短縮させることができる。
の同一位置に同じ長さのトレーニング信号を挿入する場
合の送信処理部70を図30に示す。フレームのデータ信号
を構成するディジタル信号DSは一定長毎にフレーム生成
部75においてトレーニング信号生成部76からのトレーニ
ング信号TRと結合されてフレームに構成され、変調部
（MOD）69で変調され、拡散部（SPR）71で拡散信号Csに
よりスペクトラム拡散され、送信信号として端子72に出
力される。ここでは、全ユーザーに対する送信タイミン
グが同期している同期系を考える。これは、ディジタル
移動通信における下り回線に相当する。まず、各ユーザ
ーA,Bのフレームには、図31で示すようにトレーニング
信号TRが周期的に挿入される。各ユーザーのトレーニン
グ信号系列TRは互いに相関が低いものとする。この様に
すると、受信機において重み付け係数Ｗを推定する際、
逆拡散信号の平均化処理が時間的に速くなり、重み付け
係数Ｗを推定するのに要する時間が短くなる。即ち、こ
の適応形スペクトラム拡散受信機の立ち上げに要する時
間を短縮させることができる。
送信機の実施例５ 適応形スペクトラム拡散を周波数ホッピングと組み合
わせた場合の送信機及び受信機を図32及び34に示す。送
信機の送信処理部70は図21の場合と同様に、ディジタル
信号DSを変調部69で変調後、拡散変調部71で拡散信号Cs
によりスペクトラム拡散し、端子72に出力する。図32に
おいては、更に周波数ホッピングシンセサイザ77で一定
時間ごとにキャリヤ周波数を他の全てのユーザーのキャ
リアと同期してホッピングさせ、その周波数ホッピング
されたキャリアを端子72からの出力と乗算器78で乗算
し、送信する。周波数ホッピングは、例えば図33に示す
ように、一定期間TB毎に全てのユーザー＃１〜＃Ｋに対
する送信波キャリヤ周波数をf1とf2間でホッピングさせ
る。なお、TBは変調波のシンボル周期Ｔの整数倍であ
る。
わせた場合の送信機及び受信機を図32及び34に示す。送
信機の送信処理部70は図21の場合と同様に、ディジタル
信号DSを変調部69で変調後、拡散変調部71で拡散信号Cs
によりスペクトラム拡散し、端子72に出力する。図32に
おいては、更に周波数ホッピングシンセサイザ77で一定
時間ごとにキャリヤ周波数を他の全てのユーザーのキャ
リアと同期してホッピングさせ、その周波数ホッピング
されたキャリアを端子72からの出力と乗算器78で乗算
し、送信する。周波数ホッピングは、例えば図33に示す
ように、一定期間TB毎に全てのユーザー＃１〜＃Ｋに対
する送信波キャリヤ周波数をf1とf2間でホッピングさせ
る。なお、TBは変調波のシンボル周期Ｔの整数倍であ
る。
受信機は、図34に示すように受信波を準同期検波回路
81に入力し、周波数ホッピングシンセサイザ79により生
成された図33で説明したと同様なホッピングするキャリ
ヤ周波数信号を用いて直交検波を行い、検波信号の同相
成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）が出力される。検波
信号IQはサンプリング回路32においてサンプリングさ
れ、標本化信号SPSとして出力される。信号抽出部33は
図５で説明したように標本化信号SPSを入力とし逆拡散
と線形合成の操作を行い合成成分を出力する。復調部34
は合成信号を復調して判定信号を出力端子17から出力す
る。このように周波数ホッピング方式と組み合わせる
と、周波数ダイバーシチ効果が得られ、伝送特性が改善
する。
81に入力し、周波数ホッピングシンセサイザ79により生
成された図33で説明したと同様なホッピングするキャリ
ヤ周波数信号を用いて直交検波を行い、検波信号の同相
成分Ｉ（ｔ）及び直交成分Ｑ（ｔ）が出力される。検波
信号IQはサンプリング回路32においてサンプリングさ
れ、標本化信号SPSとして出力される。信号抽出部33は
図５で説明したように標本化信号SPSを入力とし逆拡散
と線形合成の操作を行い合成成分を出力する。復調部34
は合成信号を復調して判定信号を出力端子17から出力す
る。このように周波数ホッピング方式と組み合わせる
と、周波数ダイバーシチ効果が得られ、伝送特性が改善
する。
送信機の実施例６ ところで、適応スペクトル拡散受信機の適応アルゴリ
ズムが収束するまでには、アルゴリズムの時定数で定ま
る過渡応答時間が必要である。従って、あるユーザーが
突然送信電力を出すと、過渡応答時間Ttの間干渉成分を
キャンセルできなくなり、伝送特性が劣化する。そこ
で、新しい送信を開始する際には、図34に示すように過
渡応答時間Ttを考慮して緩やかに電力を増大すれば、他
ユーザーへの影響を小さくすることができる。そこで、
適応アルゴリズムの時定数と同程度の時間で徐々にキャ
リアレベルを増加させるように構成された送信機を図36
に示す。図22と同様の送信処理部70からの送信信号は発
振器77Lからのキャリアと乗算器78で乗算され、その変
調キャリアは増幅機AMPに与えられる。利得制御部84は
送信開始時点から増幅器AMPの利得を図35に示すように
次第に増加させ、期間Tt経過後に予め決めた一定の利得
となるように制御する。
ズムが収束するまでには、アルゴリズムの時定数で定ま
る過渡応答時間が必要である。従って、あるユーザーが
突然送信電力を出すと、過渡応答時間Ttの間干渉成分を
キャンセルできなくなり、伝送特性が劣化する。そこ
で、新しい送信を開始する際には、図34に示すように過
渡応答時間Ttを考慮して緩やかに電力を増大すれば、他
ユーザーへの影響を小さくすることができる。そこで、
適応アルゴリズムの時定数と同程度の時間で徐々にキャ
リアレベルを増加させるように構成された送信機を図36
に示す。図22と同様の送信処理部70からの送信信号は発
振器77Lからのキャリアと乗算器78で乗算され、その変
調キャリアは増幅機AMPに与えられる。利得制御部84は
送信開始時点から増幅器AMPの利得を図35に示すように
次第に増加させ、期間Tt経過後に予め決めた一定の利得
となるように制御する。
なお、この過渡応答時間は短い方が良いので、適応ア
ルゴリズムの時定数を誤差が小さいときには一時的に小
さくして、過渡応答時間を短くするような手法と本方法
とを併用することが望ましい。
ルゴリズムの時定数を誤差が小さいときには一時的に小
さくして、過渡応答時間を短くするような手法と本方法
とを併用することが望ましい。
送信機の実施例７ 例えば、ロールオフ率1.0で波形成形されたパルス列
の拡散符号Csを使って拡散を行うと、図27で示したと類
似した波形となり、チップ周期をTcとすると、の±Tc/2
のサンプリングタイミングを除いた奇数倍のサンプリン
グタイミング±（2m＋１）Tc/2,m＝1,2,…ではパルス波
形が０となる（図27の場合は±T/2の偶数倍でも０とな
っている）。従って、ロールオフをかけた同じ拡散符号
を互いにTc/2の奇数倍シフトして相互相関を求めるとこ
れら０点との積和算を多く含むことになり、相関値が小
さくなる。そこで、このことを利用し、基地局から送信
する多数のユーザーのそれぞれの拡散符号で拡散された
変調波のうち、半分の変調波については、例えば図37に
示すように送信処理部70内の拡散部71の出力に対し遅延
回路82を設け、拡散変調された送信信号のタイミングを
例えば3Tc/2または−3Tc/2のようなタイミングにシフト
させれば、信号の相互相関には０との積和算が多くな
り、相関値を小さくできる。相互相関が低いほど干渉キ
ャンセルの性能は高くなるので、このようなタイミング
シフトにより伝送特性が大きく改善される。ユーザー数
が多くなれば、必要な拡散符号の数も多くなる。一方、
非同期状態も含め相互の直交性が高い拡散符号の数は限
られているが、送信信号のタイミングを異なるユーザー
グループ間でシフトさせて符号の相関が小さくなるよう
にすることにより、各拡散符号を異なるグループのユー
ザーが共用することが可能となる。
の拡散符号Csを使って拡散を行うと、図27で示したと類
似した波形となり、チップ周期をTcとすると、の±Tc/2
のサンプリングタイミングを除いた奇数倍のサンプリン
グタイミング±（2m＋１）Tc/2,m＝1,2,…ではパルス波
形が０となる（図27の場合は±T/2の偶数倍でも０とな
っている）。従って、ロールオフをかけた同じ拡散符号
を互いにTc/2の奇数倍シフトして相互相関を求めるとこ
れら０点との積和算を多く含むことになり、相関値が小
さくなる。そこで、このことを利用し、基地局から送信
する多数のユーザーのそれぞれの拡散符号で拡散された
変調波のうち、半分の変調波については、例えば図37に
示すように送信処理部70内の拡散部71の出力に対し遅延
回路82を設け、拡散変調された送信信号のタイミングを
例えば3Tc/2または−3Tc/2のようなタイミングにシフト
させれば、信号の相互相関には０との積和算が多くな
り、相関値を小さくできる。相互相関が低いほど干渉キ
ャンセルの性能は高くなるので、このようなタイミング
シフトにより伝送特性が大きく改善される。ユーザー数
が多くなれば、必要な拡散符号の数も多くなる。一方、
非同期状態も含め相互の直交性が高い拡散符号の数は限
られているが、送信信号のタイミングを異なるユーザー
グループ間でシフトさせて符号の相関が小さくなるよう
にすることにより、各拡散符号を異なるグループのユー
ザーが共用することが可能となる。
以上説明したように、この発明では直交化による効果
的な干渉キャンセル処理が可能であり、他ユーザーの拡
散符号、受信タイミング情報、トレーニング信号及び判
定結果を必要としない適応形スペクトラム拡散受信機を
提供できる。また、この受信機を用いた方式に適合した
スペクトル拡散変調方式により、優れた通信システムを
実現できる。このように干渉成分を効果的にキャンセル
できるので、通信システムの加入者容量を大幅に増やす
ことができる。
的な干渉キャンセル処理が可能であり、他ユーザーの拡
散符号、受信タイミング情報、トレーニング信号及び判
定結果を必要としない適応形スペクトラム拡散受信機を
提供できる。また、この受信機を用いた方式に適合した
スペクトル拡散変調方式により、優れた通信システムを
実現できる。このように干渉成分を効果的にキャンセル
できるので、通信システムの加入者容量を大幅に増やす
ことができる。
同一キャリヤ周波数を多数のユーザーが共用する無線
システムに利用すると効果的である。移動通信ではユー
ザーの呼が時系列的に変化するので、これらの情報を受
信波から自動的に抽出し、変化に対して適応的な受信機
は特に効果的である。
システムに利用すると効果的である。移動通信ではユー
ザーの呼が時系列的に変化するので、これらの情報を受
信波から自動的に抽出し、変化に対して適応的な受信機
は特に効果的である。
Claims (24)
- 【請求項１】受信信号を一定時間ごとに標本化して標本
化信号を出力するサンプル信号と、 上記標本化信号に対し逆拡散と線形合成の操作を行って
合成信号を出力する信号抽出手段とを具備し、 上記信号抽出手段は、 重み付け係数を用いて上記標本化信号に対し逆拡散と線
形合成の処理を行って合成信号を得ると共に、その合成
信号と、上記標本化信号から生成され、かつ上記重み付
け係数が乗算されるべき被乗算信号とを出力する逆拡散
・合成手段と、 上記被乗算信号と上記合成信号を入力として、上記合成
信号に含まれる希望信号成分を一定に保つための、上記
重み付け係数に対する拘束条件のもとで上記合成信号の
平均電力を最小にするアルゴリズムで上記重み付け係数
を出力する係数制御手段と、 を備える適応形スペクトラム拡散受信機。 - 【請求項２】請求項１項に記載の適応形スペクトラム拡
散受信機において、上記逆拡散・合成手段は、上記標本
化信号を複数の逆拡散符号で逆拡散して複数の逆拡散信
号とし、かつこれら複数の逆拡散信号を上記被乗算信号
とする逆拡散手段と、 上記複数の逆拡散信号に上記重み付け係数を乗算し、こ
れら乗算信号を合成して上記合成信号を出力する線形合
成手段とを含む。 - 【請求項３】請求項２項に記載の適応形スペクトラム拡
散受信機において、上記逆拡散手段の上記複数の逆拡散
符号は希望波の拡散符号と、これに直交する１乃至複数
の拡散符号とからなる。 - 【請求項４】請求項１項記載の適応形スペクトラム拡散
受信機において、上記逆拡散・合成手段は、上記標本化
信号の系列と上記重み付け係数の系列とのトランスバー
サルフィルタによる畳み込み演算結果を行って上記合成
信号として出力し、かつ上記標本化信号の系列を上記被
乗算信号として出力する手段である。 - 【請求項５】請求項１項記載の適応形スペクトラム拡散
受信機において、上記サンプル手段は、１乃至複数の受
信信号を一定時間ごとに標本化して１乃至複数の標本化
信号を出力する手段であり、 上記信号抽出手段は、上記標本化信号を入力して上記逆
拡散・合成手段及び上記係数制御手段により逆拡散と線
形合成の処理を行い、複数のブランチ合成信号を出力す
るダイバーシチ信号抽出手段であり、 上記複数のブランチ合成信号をダイバーシチ合成・復調
して判定信号を出力するダイバーシチ復調手段を備え
る。 - 【請求項６】請求項５項に記載の適応形スペクトラム拡
散受信機において、上記サンプル手段は、複数のアンテ
ナの受信波から生成される受信信号をそれぞれ上記標本
化信号として出力する手段であり、 上記ダイバーシチ信号抽出手段は、上記複数の標本化信
号のそれぞれに対し上記逆拡散・合成手段と上記係数制
御手段が設けられ、これら複数の逆拡散・合成手段から
の各合成信号を上記複数のブランチ合成信号とする手段
である。 - 【請求項７】請求項５項に記載の適応形スペクトラム拡
散受信機において、上記サンプル手段は、単一アンテナ
の受信波から生成される受信信号を単一の標本化信号と
して出力する手段であり、 上記ダイバーシチ信号抽出手段は、上記逆拡散・合成手
段と上記係数制御手段による処理を異なる複数タイミン
グで行って、その各信号処理の結果を上記複数のブラン
チ合成信号として出力する手段である。 - 【請求項８】請求項７項に記載の適応形スペクトラム拡
散受信機において、上記逆拡散・合成手段は、上記標本
化信号を複数の逆拡散符号で逆拡散して逆拡散信号を
得、これら複数の逆拡散信号を上記被乗算信号とする逆
拡散手段と、 上記複数の各逆拡散信号を異なるタイミングで標本化
し、これらタイミングの異なる各複数の標本化逆拡散信
号に対し、その異なるタイミングごとにそれぞれ重み付
け係数を乗算合成して上記ブランチ合成信号を出力する
複数の線形合成手段とよりなり、 上記係数制御手段は上記異なるタイミングで標本化した
標本化逆拡散信号をそれぞれ上記被乗算信号とし、上記
異なるタイミングごとの上記重み付け係数をそれぞれ生
成する複数の係数制御手段である。 - 【請求項９】請求項８項に記載の適応形スペクトラム拡
散受信機において、上記逆拡散手段の上記複数の逆拡散
用符号は、希望波の拡散符号とこれに直交する１乃至複
数の拡散符号とであり、 上記直交する１乃至複数の拡散符号で逆拡散された逆拡
散信号に対する標本化のタイミングは、上記希望波の拡
散符号による逆拡散信号のタイミングとはサンプリング
位相が非同期とされている。 - 【請求項１０】請求項８項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記逆拡散手段の上記複数の逆拡
散用符号は、希望波の拡散符号と、上記希望波の拡散符
号が上記タイミングに応じてシフトした符号の両方に直
交する１乃至複数の拡散符号であり、上記直交する１乃
至複数の拡散符号で逆拡散された逆拡散信号に対する標
本化のタイミングは、上記希望波の拡散符号による逆拡
散信号とはサンプリング位相が同期している。 - 【請求項１１】請求項７項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記逆拡散・合成手段は、上記標
本化信号の系列と上記複数の重み付け係数の系列とのト
ランスバーサルフィルタによる畳み込み演算を行って上
記複数のブランチ合成信号を出力し、かつ上記標本化信
号の系列を上記被乗算信号として出力する手段であり、 上記係数制御手段は、上記被乗算信号と上記複数のブラ
ンチ合成信号をそれぞれもとにして上記異なるタイミン
グごとの上記各重み付け係数を出力する手段である。 - 【請求項１２】請求項１項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記サンブル手段は上記逆拡散を
行うための符号のチップ周期よりも小さいサンプリング
周期で標本化を行う。 - 【請求項１３】請求項2,6または８項のいずれかに記載
の適応形スペクトラム拡散受信機において、上記係数制
御手段は、上記複数の逆拡散信号の相関行列と、上記複
数の逆拡散符号と希望波の逆拡散符号との相互相関を要
素とするステアリングベクトルと、ステアリングベクト
ルを用いた重み付け係数の拘束条件と、を用いて上記重
み付け係数を計算する手段である。 - 【請求項１４】請求項13項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記標本化の周期はチップ周期の
２分の１であって、上記希望波の逆拡散符号は、その要
素を補間して要素数を２倍としたものである。 - 【請求項１５】請求項３、９または10項に記載の適応形
スペクトラム拡散受信機において、上記係数制御手段
は、上記複数の逆拡散信号の相関行列を行い、上記希望
波の逆拡散信号に対し乗算される重み付け係数を一定と
して他の重み付け係数を計算する手段である。 - 【請求項１６】請求項15項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記標本化の周期はチップ周期の
２分の１であって、上記希望波の逆拡散符号は、その要
素を補間して要素数を２倍としたものである。 - 【請求項１７】請求項４又は11項記載の適応形スペクト
ラム拡散受信機において、上記係数制御手段は、上記被
乗算信号の相関行列と、希望波の逆拡散符号の各チップ
信号を要素とするステアリングベクトルと、ステアリン
グベクトルを用いた重み付け係数の拘束条件と、を用い
て上記重み付け係数を計算する手段である。 - 【請求項１８】請求項17項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記標本化の周期はチップ周期の
２分の１であって、上記ステアリングベクトルは、上記
標本化の周期がチップ周期の場合のステアリングベクト
ルの要素を補間して要素数を２倍としたものである。 - 【請求項１９】請求項１項に記載の適応形スペクトラム
拡散受信機において、上記係数制御手段は、重み付け係
数の拘束条件を満たす逐次アルゴリズムにより上記重み
付け係数を計算する手段である。 - 【請求項２０】請求項１項に記載の上記適応形スペクト
ラム拡散受信機により受信する上記受信信号は、帯域制
限フィルタを含む変調手段と拡散手段の縦続接続から構
成された送信処理手段により生成された送信信号を受信
した信号である。 - 【請求項２１】請求項１項に記載の上記適応形スペクト
ラム拡散受信機により受信する上記受信信号は、RZ信号
によるシンボル波形の変調手段と拡散手段の縦続接続か
ら構成された送信処理手段により生成された送信信号を
受信した信号である。 - 【請求項２２】請求項１項に記載の上記適応形スペクト
ラム拡散受信機により受信する上記受信信号は、変調手
段と、拡散手段と、上記アルゴリズムの時定数と同程度
の時間で徐々にレベルを増加させる電力制御手段との縦
続接続から構成された送信処理手段により生成された送
信信号を受信した信号である。 - 【請求項２３】請求項１項に記載の上記適応形スペクト
ラム拡散受信機により受信する上記受信信号は、タイミ
ングをシフトさせた変調手段と拡散手段の縦続接続から
構成された送信信号処理手段により生成された送信信号
を受信した信号である。 - 【請求項２４】請求項１項に記載の上記適応形スペクト
ラム拡散受信機により受信する上記受信信号は、トレー
ニング信号を周期的に挿入した信号フレームを生成する
フレーム生成手段と、変調手段と、拡散手段との縦続接
続から構成された送信処理手段により生成された送信信
号を受信した信号である。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-16836 | 1994-02-10 | ||
| JP1683694 | 1994-02-10 | ||
| PCT/JP1995/000179 WO1995022214A1 (en) | 1994-02-10 | 1995-02-09 | Adaptive spread spectrum receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO1995022214A1 JPWO1995022214A1 (ja) | 1996-03-26 |
| JP2807568B2 true JP2807568B2 (ja) | 1998-10-08 |
Family
ID=11927294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51372395A Expired - Fee Related JP2807568B2 (ja) | 1994-02-10 | 1995-02-09 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5757845A (ja) |
| EP (1) | EP0701344B1 (ja) |
| JP (1) | JP2807568B2 (ja) |
| KR (1) | KR0158092B1 (ja) |
| CN (1) | CN1059530C (ja) |
| CA (1) | CA2151284C (ja) |
| DE (1) | DE69521852T2 (ja) |
| WO (1) | WO1995022214A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5812542A (en) * | 1996-03-18 | 1998-09-22 | Motorola, Inc. | Method for determining weighting coefficients in a CDMA radio receiver |
| US5345472A (en) | 1993-08-02 | 1994-09-06 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for receiving and decoding communication signals in a CDMA receiver |
| US5414699A (en) | 1993-09-27 | 1995-05-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for receiving and decoding communication signals in a CDMA receiver using partial de-correlation |
| US5844951A (en) * | 1994-06-10 | 1998-12-01 | Northeastern University | Method and apparatus for simultaneous beamforming and equalization |
| FI96651C (fi) * | 1994-08-25 | 1996-07-25 | Nokia Telecommunications Oy | Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin |
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| JP2888784B2 (ja) * | 1995-10-23 | 1999-05-10 | 株式会社鷹山 | マッチドフィルタ回路 |
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| CN1092431C (zh) * | 1995-11-29 | 2002-10-09 | Ntt移动通信网株式会社 | 分集接收机及其控制方法 |
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| JP2820918B2 (ja) * | 1996-03-08 | 1998-11-05 | 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 | スペクトル拡散通信装置 |
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