JP3143256B2 - 符号分割多重方式 - Google Patents
符号分割多重方式Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
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- H04B—TRANSMISSION
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- H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Small-Scale Networks (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は疑似雑音符号（ＰＮ符
号）を用いて情報圧縮多重通信を行う符号分割多重方式
に関し、特に微弱電波通信のような電界強度に規制ある
環境で使用する符号分割多重方式に関する。
号）を用いて情報圧縮多重通信を行う符号分割多重方式
に関し、特に微弱電波通信のような電界強度に規制ある
環境で使用する符号分割多重方式に関する。
【０００２】ＰＮ符号通信方式は、ＰＮ符号を使用する
ことにより、１個の帯域で多数のデータを伝送すること
ができ、さらに送信レベルを低くとることができるの
で、微弱電波通信のように電界強度に規制のある環境で
は広く使用されつつある。
ことにより、１個の帯域で多数のデータを伝送すること
ができ、さらに送信レベルを低くとることができるの
で、微弱電波通信のように電界強度に規制のある環境で
は広く使用されつつある。
【０００３】
【従来の技術】従来の符号分割多重方式について以下に
述べる。図１２は従来の符号分割多重方式の送信側のブ
ロック図である。なお、図１２ではデータチャネル（以
後チャネルという）を３としている。送信側は各データ
チャネルＣＨ１〜ＣＨ３の、データ情報とＰＮ符号の排
他的論理和をとる排他的論理和回路１１〜１３と、この
排他的論理和回路の出力を搬送波ｆLによって２相位相
変調行う、２重平衡変調器４１〜４３と、その出力を合
成する合成回路６０からなる。
述べる。図１２は従来の符号分割多重方式の送信側のブ
ロック図である。なお、図１２ではデータチャネル（以
後チャネルという）を３としている。送信側は各データ
チャネルＣＨ１〜ＣＨ３の、データ情報とＰＮ符号の排
他的論理和をとる排他的論理和回路１１〜１３と、この
排他的論理和回路の出力を搬送波ｆLによって２相位相
変調行う、２重平衡変調器４１〜４３と、その出力を合
成する合成回路６０からなる。
【０００４】次に上記の送信側の動作について述べる。
各チャネルの情報データＤ１〜Ｄ３は排他的論理和回路
１１〜１３でＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ３と、それぞれ排他
的論理和をとり、その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３は２
重平衡変調器４１〜４３で変調波ｆLによって２相位相
変調を行い、合成回路６０によって合成されて送信波Ｓ
ｒとして送信される。
各チャネルの情報データＤ１〜Ｄ３は排他的論理和回路
１１〜１３でＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ３と、それぞれ排他
的論理和をとり、その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３は２
重平衡変調器４１〜４３で変調波ｆLによって２相位相
変調を行い、合成回路６０によって合成されて送信波Ｓ
ｒとして送信される。
【０００５】次に送信側の動作の詳細について述べる。
図１３は従来の符号分割多重方式のＰＮ符号の例を示す
図である。ここでは、ＰＮ符号はＭ系列ＰＮ符号として
最長結線タップ［３，１］の３段、符号長７を使用す
る。すなわち、ＰＮ符号１フレームは７ビットである。
また、チャネル数は３で、各チャネルはこの符号を１ビ
ットづつシフトしたものを使用する。すなわち、ＣＨ１
の符号ＰＮ１に対して、ＣＨ２の符号ＰＮ１は１ビット
シフトされている。さらにＣＨ３の符号ＰＮ３は符号Ｐ
Ｎ２から１ビットシフトされている。なお、この７ビッ
トの符号の時間幅が、伝送する情報データの１ビット分
のデータ時間幅に対応する。
図１３は従来の符号分割多重方式のＰＮ符号の例を示す
図である。ここでは、ＰＮ符号はＭ系列ＰＮ符号として
最長結線タップ［３，１］の３段、符号長７を使用す
る。すなわち、ＰＮ符号１フレームは７ビットである。
また、チャネル数は３で、各チャネルはこの符号を１ビ
ットづつシフトしたものを使用する。すなわち、ＣＨ１
の符号ＰＮ１に対して、ＣＨ２の符号ＰＮ１は１ビット
シフトされている。さらにＣＨ３の符号ＰＮ３は符号Ｐ
Ｎ２から１ビットシフトされている。なお、この７ビッ
トの符号の時間幅が、伝送する情報データの１ビット分
のデータ時間幅に対応する。
【０００６】次に具体的な情報データの転送について述
べる。図１４は情報データをＰＮ符号で変調する場合の
例を示す図である。ＣＨ１で情報データＤ１“１”、Ｃ
Ｈ２でＤ２“１”、ＣＨ３でＤ３“０”を伝送するもの
とする。
べる。図１４は情報データをＰＮ符号で変調する場合の
例を示す図である。ＣＨ１で情報データＤ１“１”、Ｃ
Ｈ２でＤ２“１”、ＣＨ３でＤ３“０”を伝送するもの
とする。
【０００７】先ず、各チャネルの情報データ１ビットと
各チャネルのＰＮ符号１フレームの間で、排他的論理和
素子１１ａ，１２ａ，１３ａにより排他的論理和をと
る。その後でインバータ１１ｂ，１２ｂ，１３ｂにより
信号の反転を行なう。なお、ここでインバータ１１ｂ，
１２ｂ，１３ｂは以後の説明を簡単にするために使用し
たもので、狭義の排他的論理和回路１１ａ，１２ａ，１
３ａと、インバータ１１ｂ，１２ｂ，１３ｂを含めた回
路を排他的論理和回路１１，１２，１３として説明す
る。そして、排他的論理和回出力Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が得
られる。
各チャネルのＰＮ符号１フレームの間で、排他的論理和
素子１１ａ，１２ａ，１３ａにより排他的論理和をと
る。その後でインバータ１１ｂ，１２ｂ，１３ｂにより
信号の反転を行なう。なお、ここでインバータ１１ｂ，
１２ｂ，１３ｂは以後の説明を簡単にするために使用し
たもので、狭義の排他的論理和回路１１ａ，１２ａ，１
３ａと、インバータ１１ｂ，１２ｂ，１３ｂを含めた回
路を排他的論理和回路１１，１２，１３として説明す
る。そして、排他的論理和回出力Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が得
られる。
【０００８】ついで、位相変調について述べる。図１５
は排他的論理和出力を２相位相変調するときの信号を示
す図である。各チャネルの排他的論理和出力Ｘ１，Ｘ
２，Ｘ３は、それぞれの２重平衡変調器４１，４２，４
３で、タイムスロット毎に搬送波ｆLによって２相位相
変調（ＢＰＳＫ）される。すなわち、信号１は０°の位
相に、信号０は１８０°の位相に変調される。これによ
って、位相変調された位相変調信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ
１３が得られる。なお、位相変調信号Ｓ１１，Ｓ１２，
Ｓ１３では、０°の位相ビットを斜線なしで、１８０°
の位相ビットを斜線付で表している。
は排他的論理和出力を２相位相変調するときの信号を示
す図である。各チャネルの排他的論理和出力Ｘ１，Ｘ
２，Ｘ３は、それぞれの２重平衡変調器４１，４２，４
３で、タイムスロット毎に搬送波ｆLによって２相位相
変調（ＢＰＳＫ）される。すなわち、信号１は０°の位
相に、信号０は１８０°の位相に変調される。これによ
って、位相変調された位相変調信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ
１３が得られる。なお、位相変調信号Ｓ１１，Ｓ１２，
Ｓ１３では、０°の位相ビットを斜線なしで、１８０°
の位相ビットを斜線付で表している。
【０００９】次に位相変調信号を合成する合成回路につ
いて述べる。図１６は位相変調信号を合成回路６０よっ
て合成するときの合成信号を示す図である。ここで、３
つのチャネルの信号はタイムスロット（各ビット）ごと
に合成され、合成信号Ｓ２０が得られる。すなわち、同
相の信号は振幅が加算され、位相の異なる信号は相殺さ
れる。つまり、各チャンネルでは、同じ搬送波を使用し
ているために、同じ位相（０°又は１８０°）の波が重
なった所は、それだけ振幅が大きくなる。逆の位相の所
は打ち消し合うことになる。例えば、ｂ1では１８０°
の波が３つであるため振幅は３となる。ｂ2では１８０
°の波が１つで０°の波が２つであるため合成波では０
°の位相の波が１つになる。
いて述べる。図１６は位相変調信号を合成回路６０よっ
て合成するときの合成信号を示す図である。ここで、３
つのチャネルの信号はタイムスロット（各ビット）ごと
に合成され、合成信号Ｓ２０が得られる。すなわち、同
相の信号は振幅が加算され、位相の異なる信号は相殺さ
れる。つまり、各チャンネルでは、同じ搬送波を使用し
ているために、同じ位相（０°又は１８０°）の波が重
なった所は、それだけ振幅が大きくなる。逆の位相の所
は打ち消し合うことになる。例えば、ｂ1では１８０°
の波が３つであるため振幅は３となる。ｂ2では１８０
°の波が１つで０°の波が２つであるため合成波では０
°の位相の波が１つになる。
【００１０】図１７は合成された信号を極性と振幅で表
した図である。すなわち、合成信号Ｓ２０の波形を、極
性と振幅を示す信号Ｓ３０で表示する。信号Ｓ３０では
位相０で振幅１の波形は＋１で、振幅３の波形は＋３で
表す。また、位相１８０°で振幅１の波形を−１で、振
幅３の波形を−３で表す。
した図である。すなわち、合成信号Ｓ２０の波形を、極
性と振幅を示す信号Ｓ３０で表示する。信号Ｓ３０では
位相０で振幅１の波形は＋１で、振幅３の波形は＋３で
表す。また、位相１８０°で振幅１の波形を−１で、振
幅３の波形を−３で表す。
【００１１】従って、１フレームの伝送波形、 ｗ＝〔ｂ7,ｂ6,ｂ5,ｂ4,ｂ3,ｂ2,ｂ1〕 は、 ｗ＝〔１，３，１，−１，−１，１，−３〕 と表現できる。
【００１２】図１８は受信側の概略ブロック図である。
受信側では伝送された送信波Ｓｒに、各ＰＮ符号ＰＮ１
〜ＰＮ３で相関をとる。まず、各ＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ
３を２重平衡変調器４１ｂ〜４３ｂによって、搬送波ｆ
Lを変調する。その変調波を使用して受信波Ｓｒを２重
平衡変調器４１ａ〜４３ａによって再度変調する。
受信側では伝送された送信波Ｓｒに、各ＰＮ符号ＰＮ１
〜ＰＮ３で相関をとる。まず、各ＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ
３を２重平衡変調器４１ｂ〜４３ｂによって、搬送波ｆ
Lを変調する。その変調波を使用して受信波Ｓｒを２重
平衡変調器４１ａ〜４３ａによって再度変調する。
【００１３】この変調波を各チャネルのバンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）１０１，１０２，１０３を通すことによ
り、バンドパスフィルタが持つデータレートの約２倍の
周波数帯域特性によって、ＰＮ符号１フレームにわたっ
ての相関の結果が振幅となって出力される。この出力を
ＰＳＫ復調器１１１〜１１３に通すことによって情報デ
ータＤ１〜Ｄ３を復調する。
ルタ（ＢＰＦ）１０１，１０２，１０３を通すことによ
り、バンドパスフィルタが持つデータレートの約２倍の
周波数帯域特性によって、ＰＮ符号１フレームにわたっ
ての相関の結果が振幅となって出力される。この出力を
ＰＳＫ復調器１１１〜１１３に通すことによって情報デ
ータＤ１〜Ｄ３を復調する。
【００１４】また、受信側では送信側との符号同期、搬
送波同期は、周知の方法によって処理できるので、ここ
では符号同期回路及び搬送波同期回路は省略してある。
ここで、情報データが正確に復調できるかどうかは、こ
の相関の結果で決定される。
送波同期は、周知の方法によって処理できるので、ここ
では符号同期回路及び搬送波同期回路は省略してある。
ここで、情報データが正確に復調できるかどうかは、こ
の相関の結果で決定される。
【００１５】図１９は復調のためのＰＮ符号を極性と振
幅で表した図である。ここで、各チャネルのＰＮ符号Ｐ
Ｎ１〜ＰＮ３は送信側で使用したＰＮ符号と同じであ
る。各ＰＮ符号を２相位相変調して、０相を“１”（斜
線なしのビット）で、１８０°を“０”（斜線ありのビ
ット）で表すと、信号Ｓ４１〜Ｓ４３が得られる。さら
に、０°相を“１”とし、１８０°を“−１”で表す
と、信号Ｓ５１〜Ｓ５３が得られる。
幅で表した図である。ここで、各チャネルのＰＮ符号Ｐ
Ｎ１〜ＰＮ３は送信側で使用したＰＮ符号と同じであ
る。各ＰＮ符号を２相位相変調して、０相を“１”（斜
線なしのビット）で、１８０°を“０”（斜線ありのビ
ット）で表すと、信号Ｓ４１〜Ｓ４３が得られる。さら
に、０°相を“１”とし、１８０°を“−１”で表す
と、信号Ｓ５１〜Ｓ５３が得られる。
【００１６】そして、図１９に示す信号Ｓ５１〜Ｓ５３
と、図１７に示す信号Ｓ３０との相関をとる。ここで、
相関をとり、積分することは伝送波形Ｓ３０とＰＮ符号
Ｓ５１〜Ｓ５３の内積を求めることに等しい。この内積
の値が復調後のデータの振幅になる。ＣＨ１〜ＣＨ３に
ついて実際に相関をとる。 〔ＣＨ１〕 ｗ・ＰＮ１＝〔1,3,1,-1,-1,1,-3〕・〔1,1,1,-1,1,-1,-1〕 ＝(1・1)＋(3・1)＋(1・1)＋(-1・-1)＋(-1・1)＋(1・-1) ＋(-3・-1) ＝１＋３＋１＋１＋(−１)＋(−１)＋３＝＋７ 〔ＣＨ２〕 ｗ・ＰＮ２＝〔1,3,1,-1,-1,1,-3〕・〔-1,1,1,1,-1,1,-1〕 ＝(−１)＋３＋１＋(−１)＋１＋１＋３＝＋７ 〔ＣＨ３〕 ｗ・ＰＮ３＝〔1,3,1,-1,-1,1,-3〕・〔-1,-1,1,1,1,-1,1〕 ＝(−１)＋(−3)＋１＋(−１)＋(−１)＋(−１)＋(−３) ＝−９ 相関の結果が（＋）であればデータは“１”、（−）で
あれば“０”と判定するとＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３のデ
ータは、“１”，“１”，“０”となり、送信された情
報データが復調できることがわかる。
と、図１７に示す信号Ｓ３０との相関をとる。ここで、
相関をとり、積分することは伝送波形Ｓ３０とＰＮ符号
Ｓ５１〜Ｓ５３の内積を求めることに等しい。この内積
の値が復調後のデータの振幅になる。ＣＨ１〜ＣＨ３に
ついて実際に相関をとる。 〔ＣＨ１〕 ｗ・ＰＮ１＝〔1,3,1,-1,-1,1,-3〕・〔1,1,1,-1,1,-1,-1〕 ＝(1・1)＋(3・1)＋(1・1)＋(-1・-1)＋(-1・1)＋(1・-1) ＋(-3・-1) ＝１＋３＋１＋１＋(−１)＋(−１)＋３＝＋７ 〔ＣＨ２〕 ｗ・ＰＮ２＝〔1,3,1,-1,-1,1,-3〕・〔-1,1,1,1,-1,1,-1〕 ＝(−１)＋３＋１＋(−１)＋１＋１＋３＝＋７ 〔ＣＨ３〕 ｗ・ＰＮ３＝〔1,3,1,-1,-1,1,-3〕・〔-1,-1,1,1,1,-1,1〕 ＝(−１)＋(−3)＋１＋(−１)＋(−１)＋(−１)＋(−３) ＝−９ 相関の結果が（＋）であればデータは“１”、（−）で
あれば“０”と判定するとＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３のデ
ータは、“１”，“１”，“０”となり、送信された情
報データが復調できることがわかる。
【００１７】なお、多重せずに単独で各チャネルの信号
を送信し、復調した時の復調相関値はそれぞれ＋７，＋
７，−７である。従って、合成波形が忠実に伝送された
場合、受信側では、ＰＮ符号さえわかっていれば多重し
ない時とほとんど変わらない復調レベルが得られる。
を送信し、復調した時の復調相関値はそれぞれ＋７，＋
７，−７である。従って、合成波形が忠実に伝送された
場合、受信側では、ＰＮ符号さえわかっていれば多重し
ない時とほとんど変わらない復調レベルが得られる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このように符
号分割多重方式では、図１６から明らかなように伝送す
べきチャネル数が増加するに比例して、振幅すなわち電
界強度は増加する。例えば上記の例でチャネル数が３で
あるので、３倍の振幅となる。
号分割多重方式では、図１６から明らかなように伝送す
べきチャネル数が増加するに比例して、振幅すなわち電
界強度は増加する。例えば上記の例でチャネル数が３で
あるので、３倍の振幅となる。
【００１９】逆に、電界強度を一定とすると、１チャネ
ル毎の電界は１／３にする必要があり、その分ＳＮ比が
低下することとなる。したがって、電界強度が一定であ
ればチャネル数が増える程、ＳＮ比は低下することとな
る。
ル毎の電界は１／３にする必要があり、その分ＳＮ比が
低下することとなる。したがって、電界強度が一定であ
ればチャネル数が増える程、ＳＮ比は低下することとな
る。
【００２０】一般に、電界強度は法的な規制で制限され
るので、その範囲でよりＳＮ比の高い伝送方式が要請さ
れる。本発明はこのような点に鑑みてなされたものであ
り、よりＳＮ比の高い符号分割多重方式を提供すること
を目的とする。
るので、その範囲でよりＳＮ比の高い伝送方式が要請さ
れる。本発明はこのような点に鑑みてなされたものであ
り、よりＳＮ比の高い符号分割多重方式を提供すること
を目的とする。
【００２１】また、本発明の他の目的は、回路構成の簡
単な符号分割多重方式を提供することである。さらに、
本発明の他の目的はＳＮ比の高い符号分割多重方式を使
用した無線ＬＡＮを提供することである。
単な符号分割多重方式を提供することである。さらに、
本発明の他の目的はＳＮ比の高い符号分割多重方式を使
用した無線ＬＡＮを提供することである。
【００２２】また、本発明他の目的はＳＮ比の高い符号
分割多重方式を使用したＦＡ用の通信方式を提供するこ
とである。
分割多重方式を使用したＦＡ用の通信方式を提供するこ
とである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明では図１に示すよ
うに、各情報データＤ１〜Ｄｎと、各チャネルに対応し
たＰＮ符号の排他的論理和をとる排他的論理和回路１１
〜１ｎと、排他的論理和出力の多数決論理をとって多数
決論理出力Ｙを出力する多数決論理手段２０と、多数決
論理出力Ｙを位相変調する位相変調手段３０から構成さ
れる。
うに、各情報データＤ１〜Ｄｎと、各チャネルに対応し
たＰＮ符号の排他的論理和をとる排他的論理和回路１１
〜１ｎと、排他的論理和出力の多数決論理をとって多数
決論理出力Ｙを出力する多数決論理手段２０と、多数決
論理出力Ｙを位相変調する位相変調手段３０から構成さ
れる。
【００２４】
【作用】排他的論理和回路１１〜１１ｎでは各情報デー
タＤ１〜Ｄｎと、各チャネルに対応したＰＮ符号の排他
的論理和をとる。多数決論理手段２０では、この排他的
論理和出力Ｘ１〜Ｘｎの多数決論理をとる。例えば、論
理１と論理０の多い方の論理結果を出力する。受信側で
はこの排他的論理和出力を位相変調手段３０で位相変調
してその伝送信号Ｙｍを伝送する。受信側ではこの伝送
信号Ｙｍを復調することにより、情報データＤ１〜Ｄｎ
を復調できる。そして、多数決論理をとって送信するの
で、同一電界強度では、ＳＮ比が向上する。
タＤ１〜Ｄｎと、各チャネルに対応したＰＮ符号の排他
的論理和をとる。多数決論理手段２０では、この排他的
論理和出力Ｘ１〜Ｘｎの多数決論理をとる。例えば、論
理１と論理０の多い方の論理結果を出力する。受信側で
はこの排他的論理和出力を位相変調手段３０で位相変調
してその伝送信号Ｙｍを伝送する。受信側ではこの伝送
信号Ｙｍを復調することにより、情報データＤ１〜Ｄｎ
を復調できる。そして、多数決論理をとって送信するの
で、同一電界強度では、ＳＮ比が向上する。
【００２５】
【実施例】以下、本発の実施例を図面に基づいて具体的
に説明する。図２は、本発明の第１実施例の送信側のブ
ロック図である。送信側は、排他的論理和回路１１〜１
３、その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３の多数決論理をと
る多数決論理回路２０ａと、その出力を搬送波ｆLで変
調する２重平衡変調器４０、その出力を増幅するアンプ
５０、送信アンテナ５１から構成されている。ただし、
図１４で説明したように、排他的論理和回路１１〜１３
は狭義の排他的論理和回路の出力側にインバータを含ん
でいる。
に説明する。図２は、本発明の第１実施例の送信側のブ
ロック図である。送信側は、排他的論理和回路１１〜１
３、その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３の多数決論理をと
る多数決論理回路２０ａと、その出力を搬送波ｆLで変
調する２重平衡変調器４０、その出力を増幅するアンプ
５０、送信アンテナ５１から構成されている。ただし、
図１４で説明したように、排他的論理和回路１１〜１３
は狭義の排他的論理和回路の出力側にインバータを含ん
でいる。
【００２６】次に送信側の動作について説明する。送信
すべき各情報データＤ１〜Ｄ３は、排他的論理和回路１
１〜１３でそれぞれのＰＮ符号と排他的論理和をとる。
その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３は、多数決論理回路２
０ａに入力される。多数決論理回路２０ａでは、排他的
論理和出力Ｘ１〜Ｘ３の多数決論理をとり、多数決論理
出力Ｙを出力する。多数決論理回路２０ａの詳細につい
ては後述する。多数決論理出力Ｙは２重平衡変調器４０
によって、搬送波ｆLで変調される。そして変調波Ｙｍ
はアンプ５０で規定電界強度まで増幅され、送信アンテ
ナ５１から送信される。
すべき各情報データＤ１〜Ｄ３は、排他的論理和回路１
１〜１３でそれぞれのＰＮ符号と排他的論理和をとる。
その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３は、多数決論理回路２
０ａに入力される。多数決論理回路２０ａでは、排他的
論理和出力Ｘ１〜Ｘ３の多数決論理をとり、多数決論理
出力Ｙを出力する。多数決論理回路２０ａの詳細につい
ては後述する。多数決論理出力Ｙは２重平衡変調器４０
によって、搬送波ｆLで変調される。そして変調波Ｙｍ
はアンプ５０で規定電界強度まで増幅され、送信アンテ
ナ５１から送信される。
【００２７】次に多数決論理回路２０ａの詳細について
述べる。図３は多数決論理回路の入出力の関係を示す図
である。多数決論理回路の入力は排他的論理和出力Ｘ１
〜Ｘ３である。そして、多数決論理回路２０ａは各タイ
ムスロット毎に、多数決論理をとる。例えば、並列に送
信される各チャネルの入力が、「１」の方が多い時は
「１」を、また、「０」の方が多い時は「０」を出力す
る。入力Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３の最下位ビットｂ1の時間で
は、ＣＨ１〜ＣＨ３のデータが全て「０」であるから、
出力信号Ｙは「０」となる。また、ビットｂ2の時間で
は、ＣＨ１が「０」，ＣＨ２及びＣＨ３のデータが
「１」であるから「１」の方が多く、出力信号Ｙは
「１」となる。
述べる。図３は多数決論理回路の入出力の関係を示す図
である。多数決論理回路の入力は排他的論理和出力Ｘ１
〜Ｘ３である。そして、多数決論理回路２０ａは各タイ
ムスロット毎に、多数決論理をとる。例えば、並列に送
信される各チャネルの入力が、「１」の方が多い時は
「１」を、また、「０」の方が多い時は「０」を出力す
る。入力Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３の最下位ビットｂ1の時間で
は、ＣＨ１〜ＣＨ３のデータが全て「０」であるから、
出力信号Ｙは「０」となる。また、ビットｂ2の時間で
は、ＣＨ１が「０」，ＣＨ２及びＣＨ３のデータが
「１」であるから「１」の方が多く、出力信号Ｙは
「１」となる。
【００２８】次に多数決論理回路の具体的な構成につい
て述べる。図４は３入力の場合の多数決論理の論理値表
である。ここで、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が入力であり、出力
Ｙが多数決論理出力である。
て述べる。図４は３入力の場合の多数決論理の論理値表
である。ここで、Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が入力であり、出力
Ｙが多数決論理出力である。
【００２９】図５は３入力の多数決論理の具体的な回路
を示す図である。この回路は３個のＡＮＤ素子２１，２
２，２３と１個のＯＲ素子で構成され、その論理式は図
４に示すＹである。なお、ｎチャンネル多重の場合も同
様な組み合わせ回路で構成される。ただし、多数決論理
をとるためには、入力の“１”，“０”が同数の場合が
生じないように、チャンネル数ｎは奇数でなければなら
ない。
を示す図である。この回路は３個のＡＮＤ素子２１，２
２，２３と１個のＯＲ素子で構成され、その論理式は図
４に示すＹである。なお、ｎチャンネル多重の場合も同
様な組み合わせ回路で構成される。ただし、多数決論理
をとるためには、入力の“１”，“０”が同数の場合が
生じないように、チャンネル数ｎは奇数でなければなら
ない。
【００３０】次に本実施例の受信側で復調した時の出力
について述べる。ここで、送信信号の電界強度は図１７
で説明した場合と同じ電界強度まで、上げられるものと
する。すなわち、本実施例では、多数決論理をとるの
で、その出力は従来技術のように３倍にはならない。逆
にいえば３倍まで送信信号の電界強度が上げられる。図
６は本実施例の場合の送信波形を極性と振幅で表した図
である。すなわち、図６の信号Ｓ１，Ｓ２は図１７の信
号Ｓ２０，Ｓ３０に対応する。
について述べる。ここで、送信信号の電界強度は図１７
で説明した場合と同じ電界強度まで、上げられるものと
する。すなわち、本実施例では、多数決論理をとるの
で、その出力は従来技術のように３倍にはならない。逆
にいえば３倍まで送信信号の電界強度が上げられる。図
６は本実施例の場合の送信波形を極性と振幅で表した図
である。すなわち、図６の信号Ｓ１，Ｓ２は図１７の信
号Ｓ２０，Ｓ３０に対応する。
【００３１】したがって、送信信号の伝送波形ｗ2は、
以下の式で表すことができる。 ｗ2＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕 ここで相関をとって積分する。つまり、受信信号とＰＮ
符号との内積をとる。受信側は図１８と同じである。 〔ＣＨ１〕 ｗ2・ＰＮ１＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕・〔1,1,1,-1,1,-1,-1〕 ＝３・〔1＋1＋1＋1＋(-1)＋(-1)＋1〕＝＋９ 〔ＣＨ２〕 ｗ2・ＰＮ２＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕・〔-1,1,1,-1,1,1,-1〕 ＝３・〔(-1)＋1＋1＋(-1)＋1＋1＋1〕＝＋９ 〔ＣＨ３〕 ｗ2・ＰＮ３＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕・〔-1,-1,1,1,1,-1,1〕 ＝３・〔(-1)＋(-1)＋1＋(-1)＋(-1)＋(-1)＋(-1)〕＝−１５ ここで、ＣＨ１で内積をとった符号は「＋」であるから
情報データは「１」、ＣＨ２も「＋」であるから情報デ
ータは「１」、ＣＨ３では符号が「−」であるから情報
データは「０」である。つまり、送信データ（ＣＨ１〜
ＣＨ３）は、「１」，「１」，「０」であることが分か
る。
以下の式で表すことができる。 ｗ2＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕 ここで相関をとって積分する。つまり、受信信号とＰＮ
符号との内積をとる。受信側は図１８と同じである。 〔ＣＨ１〕 ｗ2・ＰＮ１＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕・〔1,1,1,-1,1,-1,-1〕 ＝３・〔1＋1＋1＋1＋(-1)＋(-1)＋1〕＝＋９ 〔ＣＨ２〕 ｗ2・ＰＮ２＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕・〔-1,1,1,-1,1,1,-1〕 ＝３・〔(-1)＋1＋1＋(-1)＋1＋1＋1〕＝＋９ 〔ＣＨ３〕 ｗ2・ＰＮ３＝３・〔1,1,1,-1,-1,1,-1〕・〔-1,-1,1,1,1,-1,1〕 ＝３・〔(-1)＋(-1)＋1＋(-1)＋(-1)＋(-1)＋(-1)〕＝−１５ ここで、ＣＨ１で内積をとった符号は「＋」であるから
情報データは「１」、ＣＨ２も「＋」であるから情報デ
ータは「１」、ＣＨ３では符号が「−」であるから情報
データは「０」である。つまり、送信データ（ＣＨ１〜
ＣＨ３）は、「１」，「１」，「０」であることが分か
る。
【００３２】この様に多数決情報を伝送するだけで、伝
送した情報データが解読できる。しかも多数決情報だけ
なので、多重数を増加させても本質的に振幅、すなわち
電界強度は増加しない。逆に、電界強度を一定とすれ
ば、それだけＳＮ比が増加することになる。したがっ
て、電界強度に規制のある環境で有効な符号分割多重方
式となる。
送した情報データが解読できる。しかも多数決情報だけ
なので、多重数を増加させても本質的に振幅、すなわち
電界強度は増加しない。逆に、電界強度を一定とすれ
ば、それだけＳＮ比が増加することになる。したがっ
て、電界強度に規制のある環境で有効な符号分割多重方
式となる。
【００３３】これを、従来の方式と定量的に比較するた
めに、各チャネルの絶対値を合計したものを絶対値合計
として比較する。すなわち、従来技術では３チャネルの
場合の相関値合計Ｃｏは以下の式で求められる。
めに、各チャネルの絶対値を合計したものを絶対値合計
として比較する。すなわち、従来技術では３チャネルの
場合の相関値合計Ｃｏは以下の式で求められる。
【００３４】Ｃｏ＝７＋７＋｜−９｜＝２３ これに対して、本実施例での相関合計Ｃｎは以下の式で
求められる。 Ｃｎ＝９＋９＋｜−１５｜＝３３ ＳＮ比はほぼこの相関値合計に対応するものと思われる
ので、その分ＳＮ比が増加する。
求められる。 Ｃｎ＝９＋９＋｜−１５｜＝３３ ＳＮ比はほぼこの相関値合計に対応するものと思われる
ので、その分ＳＮ比が増加する。
【００３５】上記の例では３チャネルの場合について説
明したが、チャネル数が増えた場合でも同様な効果が得
られる。ただし、チャネル数が増えた場合は、符号長を
長くする必要がある。
明したが、チャネル数が増えた場合でも同様な効果が得
られる。ただし、チャネル数が増えた場合は、符号長を
長くする必要がある。
【００３６】例えば、５チャネルの場合では、従来方式
では相関値合計が３９に対して、本実施例の方式によれ
ば相関値合計が６５になる。さらに、７チャネルの場合
では、従来方式では相関値合計が５５に対して、本実施
例の方式によれば相関値合計が９１になる。
では相関値合計が３９に対して、本実施例の方式によれ
ば相関値合計が６５になる。さらに、７チャネルの場合
では、従来方式では相関値合計が５５に対して、本実施
例の方式によれば相関値合計が９１になる。
【００３７】そのうえ、図２から明らかなように、２重
平衡変調器（ＤＢＭ）４０の数が、チャネル数によらず
に、常に１つで良い。従って、ＤＢＭの入力の前の回路
がすべてディジタル回路であるから、プログラマブルロ
ジックデバイス（ＰＬＤ）で回路を構成することが容易
となり、通信システムの変更も簡単になる。
平衡変調器（ＤＢＭ）４０の数が、チャネル数によらず
に、常に１つで良い。従って、ＤＢＭの入力の前の回路
がすべてディジタル回路であるから、プログラマブルロ
ジックデバイス（ＰＬＤ）で回路を構成することが容易
となり、通信システムの変更も簡単になる。
【００３８】図７は本発明の第２の実施例のブロック図
である。第２の実施例では、排他的論理和回路１１〜１
３、排他的論理和出力を変調する２重平衡変調器４１〜
４３、変調信号をアナログ的に合成する合成回路６０、
合成回路６０の合成出力を振幅制限する振幅制限回路７
０、振幅制限回路７０の出力を増幅するアンプ５０、ア
ンプの出力を送信する送信アンテナ５１から構成されて
いる。
である。第２の実施例では、排他的論理和回路１１〜１
３、排他的論理和出力を変調する２重平衡変調器４１〜
４３、変調信号をアナログ的に合成する合成回路６０、
合成回路６０の合成出力を振幅制限する振幅制限回路７
０、振幅制限回路７０の出力を増幅するアンプ５０、ア
ンプの出力を送信する送信アンテナ５１から構成されて
いる。
【００３９】第１の実施例との相違点は、多数決論理手
段が合成回路６０、振幅制限回路７０で構成されている
ことである。また、合成回路６０への入力は搬送波ｆL
によって変調された信号である。
段が合成回路６０、振幅制限回路７０で構成されている
ことである。また、合成回路６０への入力は搬送波ｆL
によって変調された信号である。
【００４０】次に第２の実施例の動作について述べる。
送信すべき各情報データＤ１〜Ｄ３は、排他的論理和回
路１１〜１３でそれぞれのＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ３と排
他的論理和をとる。その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３
は、２重平衡変調器４０によって、搬送波ｆLで変調さ
れる。変調された各チャネルの信号は合成回路６０でア
ナログ的に合成される。その合成信号は振幅制限回路７
０で振幅制限され、アンプ５０で規定電界強度まで増幅
され、送信アンテナ５１から送信される。振幅制限回路
の詳細については後述する。
送信すべき各情報データＤ１〜Ｄ３は、排他的論理和回
路１１〜１３でそれぞれのＰＮ符号ＰＮ１〜ＰＮ３と排
他的論理和をとる。その排他的論理和出力Ｘ１〜Ｘ３
は、２重平衡変調器４０によって、搬送波ｆLで変調さ
れる。変調された各チャネルの信号は合成回路６０でア
ナログ的に合成される。その合成信号は振幅制限回路７
０で振幅制限され、アンプ５０で規定電界強度まで増幅
され、送信アンテナ５１から送信される。振幅制限回路
の詳細については後述する。
【００４１】ここで、合成回路６０と振幅制限回路７０
による作用が、多数決論理回路と同じであることを説明
する。このために、図１６の各チャネルの信号を合成し
た合成信号Ｓ２０とを比べると、図６の多数決論理をと
った信号Ｓ１はその振幅が異なるのみである。したがっ
て、図１６に示す各チャネルの情報データとＰＮ符号と
の排他的論理和出力を合成した合成信号Ｓ２０の振幅を
一定にすれば、図６に示す信号Ｓ１、すわわち多数決論
理出力信号が得られる。この結果、図７の合成回路６０
の出力は図１６に示す信号Ｓ２０となり、振幅制限回路
７０によって振幅制限すれば、図６の信号Ｓ１が得られ
る。
による作用が、多数決論理回路と同じであることを説明
する。このために、図１６の各チャネルの信号を合成し
た合成信号Ｓ２０とを比べると、図６の多数決論理をと
った信号Ｓ１はその振幅が異なるのみである。したがっ
て、図１６に示す各チャネルの情報データとＰＮ符号と
の排他的論理和出力を合成した合成信号Ｓ２０の振幅を
一定にすれば、図６に示す信号Ｓ１、すわわち多数決論
理出力信号が得られる。この結果、図７の合成回路６０
の出力は図１６に示す信号Ｓ２０となり、振幅制限回路
７０によって振幅制限すれば、図６の信号Ｓ１が得られ
る。
【００４２】次に振幅制限回路の詳細について述べる。
図８はツェナーダイオードによって構成される振幅制限
回路の回路図である。振幅制限回路は、極性を逆方向に
並列に接続したツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２と、
入力側に接続された固定抵抗器Ｒ１と、アース側に接続
された可変抵抗器ＲＶ１からなる。ここでは、入力信号
は、ほぼツェナーダイオードＤ１，Ｄ２のツェナー電圧
に制限される。なお、可変抵抗器ＲＶ１を調整すること
により、出力電圧を微調整することができる。なお、こ
の振幅制限回路では、数１００ＭＨｚ程度の信号まで動
作可能である。
図８はツェナーダイオードによって構成される振幅制限
回路の回路図である。振幅制限回路は、極性を逆方向に
並列に接続したツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２と、
入力側に接続された固定抵抗器Ｒ１と、アース側に接続
された可変抵抗器ＲＶ１からなる。ここでは、入力信号
は、ほぼツェナーダイオードＤ１，Ｄ２のツェナー電圧
に制限される。なお、可変抵抗器ＲＶ１を調整すること
により、出力電圧を微調整することができる。なお、こ
の振幅制限回路では、数１００ＭＨｚ程度の信号まで動
作可能である。
【００４３】次に、合成回路と振幅制限回路の例につい
て述べる。図９はオプアンプを使用した合成回路と振幅
制限回路の回路図である。オプアンプＱ１には入力側に
入力抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３が接続され、出力側に出力抵抗
Ｒ１５が接続されている。そして、各入力抵抗Ｒ１１〜
１３を等しくすれば、各入力抵抗への入力はそのまま合
成される。さらに、出力はオプアンプＱ１への供給電圧
Ｖ，−Ｖを越えることはないから、合成回路と振幅制限
回路の機能を果たすことができる。なお、この回路は１
０ＭＨｚ程度の信号まで動作可能である。
て述べる。図９はオプアンプを使用した合成回路と振幅
制限回路の回路図である。オプアンプＱ１には入力側に
入力抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３が接続され、出力側に出力抵抗
Ｒ１５が接続されている。そして、各入力抵抗Ｒ１１〜
１３を等しくすれば、各入力抵抗への入力はそのまま合
成される。さらに、出力はオプアンプＱ１への供給電圧
Ｖ，−Ｖを越えることはないから、合成回路と振幅制限
回路の機能を果たすことができる。なお、この回路は１
０ＭＨｚ程度の信号まで動作可能である。
【００４４】次に、本発明の符号分割多重方式を用いた
システムについて述べる。第１の例は無線ＬＡＮであ
る。図１０は本発明の符号分割多重方式を用いた無線Ｌ
ＡＮの構成図である。この無線ＬＡＮは有線ＬＡＮ８１
に接続された送受信装置８２と、送受信装置８３ａを有
するワークステーション８３、それぞれ送受信装置８４
ａ，８５ａ，８７ａを有するパーソナルコンピュータ８
４，８５，８６，８７から構成されている。なお、パー
ソナルコンピュータ８５，８６は送受信装置８５ａを共
用している。送受信装置８２，８３ａ，８４ａ，８５
ａ，８７ａは、図２の構成の送信装置と、図１８に示す
受信装置を内蔵している。
システムについて述べる。第１の例は無線ＬＡＮであ
る。図１０は本発明の符号分割多重方式を用いた無線Ｌ
ＡＮの構成図である。この無線ＬＡＮは有線ＬＡＮ８１
に接続された送受信装置８２と、送受信装置８３ａを有
するワークステーション８３、それぞれ送受信装置８４
ａ，８５ａ，８７ａを有するパーソナルコンピュータ８
４，８５，８６，８７から構成されている。なお、パー
ソナルコンピュータ８５，８６は送受信装置８５ａを共
用している。送受信装置８２，８３ａ，８４ａ，８５
ａ，８７ａは、図２の構成の送信装置と、図１８に示す
受信装置を内蔵している。
【００４５】ここで、有線ＬＡＮ８１とワークステーシ
ョン８３、パーソナルコンピュータ８４側は無線通信に
より結合されており、互いに有線ＬＡＮと同じように、
ＬＡＮを構成しており、本発明の符号分割多重方式を使
用することにより、よりＳＮ比の高い無線ＬＡＮを構成
することができる。
ョン８３、パーソナルコンピュータ８４側は無線通信に
より結合されており、互いに有線ＬＡＮと同じように、
ＬＡＮを構成しており、本発明の符号分割多重方式を使
用することにより、よりＳＮ比の高い無線ＬＡＮを構成
することができる。
【００４６】次に本発明の符号分割多重方式を用いた他
の例について述べる。図１１はＦＡシステムに本発明の
符号分割多重方式を用いた例である。ＦＡシステムは、
ＦＡコンピュータ９１、無人搬送車９２、ロボット制御
装置９３等から構成されている。そして、それぞれ、送
受信装置９１ａ，９２ａ，９３ａを有する。これらは無
線中継用のテレメータ９４を介して無線接続されてい
る。そして、ＦＡコンピュータ９１からは、無人搬送車
９２を移動させる指令を出力し、無人搬送車９２は現在
位置等をＦＡコンピュータ９１に知らせる。また、ＦＡ
コンピュータ９１はロボット制御装置９３にロボットの
動作指令を送信し、ロボット制御装置９３はロボットの
動作状況、故障等を送信する。
の例について述べる。図１１はＦＡシステムに本発明の
符号分割多重方式を用いた例である。ＦＡシステムは、
ＦＡコンピュータ９１、無人搬送車９２、ロボット制御
装置９３等から構成されている。そして、それぞれ、送
受信装置９１ａ，９２ａ，９３ａを有する。これらは無
線中継用のテレメータ９４を介して無線接続されてい
る。そして、ＦＡコンピュータ９１からは、無人搬送車
９２を移動させる指令を出力し、無人搬送車９２は現在
位置等をＦＡコンピュータ９１に知らせる。また、ＦＡ
コンピュータ９１はロボット制御装置９３にロボットの
動作指令を送信し、ロボット制御装置９３はロボットの
動作状況、故障等を送信する。
【００４７】このようなＦＡシステムでは特に、工場内
に雑音等出力する機器が多数あるので、ＳＮ比の高い符
号分割多重方式による通信が有用である。尚、本発明
は、上記の実施例に限定されるものではなく、その要旨
を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。
に雑音等出力する機器が多数あるので、ＳＮ比の高い符
号分割多重方式による通信が有用である。尚、本発明
は、上記の実施例に限定されるものではなく、その要旨
を逸脱しない範囲で種々の変形実施が可能である。
【００４８】上記の説明では、チャネル数を主に３チャ
ネルで説明したが、勿論これに限定されることなく、そ
れ以上のチャネルにも有効である。ただし、チャネル数
を増やすにはＰＮ符号長を大きくする必要がある。
ネルで説明したが、勿論これに限定されることなく、そ
れ以上のチャネルにも有効である。ただし、チャネル数
を増やすにはＰＮ符号長を大きくする必要がある。
【００４９】また、本発明の符号分割多重方式を使用し
た例を示したが、これ以外に多数の応用範囲がある。
た例を示したが、これ以外に多数の応用範囲がある。
【００５０】
【発明の効果】以上説明にしたように本発明では、情報
データとＰＮ符号の排他的論理和出力の多数決論理出力
に変換して、伝送するように構成したので、同一電界強
度ではＳＮ比がより増加する。そして、その効果はチャ
ネル数が増える程顕著となる。
データとＰＮ符号の排他的論理和出力の多数決論理出力
に変換して、伝送するように構成したので、同一電界強
度ではＳＮ比がより増加する。そして、その効果はチャ
ネル数が増える程顕著となる。
【００５１】また、多数決論理手段を使用することによ
り、送信側の２重平衡変調器の数が減り、回路構成が簡
単になる。特に、多数決論理手段は論理回路で構成した
場合には、論理素子のみで構成できるのでＰＬＤ等で回
路を作成し易くなる。
り、送信側の２重平衡変調器の数が減り、回路構成が簡
単になる。特に、多数決論理手段は論理回路で構成した
場合には、論理素子のみで構成できるのでＰＬＤ等で回
路を作成し易くなる。
【００５２】さらに、無線ＬＡＮに本発明の符号分割多
重方式を使用することにより、ＳＮ比の高い無線ＬＡＮ
を構成することができる。また、ＦＡシステムに本発明
の符号分割多重方式を使用することにより、雑音レベル
の高い環境でＳＮ比の高い無線通信方式を実現できる。
重方式を使用することにより、ＳＮ比の高い無線ＬＡＮ
を構成することができる。また、ＦＡシステムに本発明
の符号分割多重方式を使用することにより、雑音レベル
の高い環境でＳＮ比の高い無線通信方式を実現できる。
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の第１実施例の送信側のブロック図であ
る。
る。
【図３】多数決論理回路の入出力の関係を示す図であ
る。
る。
【図４】３入力の場合の多数決論理の論理値表である。
【図５】３入力の多数決論理の具体的な回路を示す図で
ある。
ある。
【図６】本実施例の場合の送信波形を極性と振幅で表し
た図である。
た図である。
【図７】本発明の第２の実施例のブロック図である。
【図８】ツェナーダイオードによって構成される振幅制
限回路の回路図である。
限回路の回路図である。
【図９】オプアンプを使用した合成回路と振幅制限回路
の回路図である。
の回路図である。
【図１０】本発明の符号分割多重方式を用いた無線ＬＡ
Ｎの構成図である。
Ｎの構成図である。
【図１１】ＦＡシステムに本発明の符号分割多重方式を
用いた例である。
用いた例である。
【図１２】従来の符号分割多重方式の送信側のブロック
図である。
図である。
【図１３】従来の符号分割多重方式のＰＮ符号の例を示
す図である。
す図である。
【図１４】情報データをＰＮ符号で変調する場合の例を
示す図である。
示す図である。
【図１５】排他的論理和出力を２相位相変調するときの
信号を示す図である。
信号を示す図である。
【図１６】位相変調信号を合成回路によって合成すると
きの合成信号を示す図である。
きの合成信号を示す図である。
【図１７】合成信号を極性と振幅で表した図である。
【図１８】受信側の概略ブロック図である。
【図１９】復調のためのＰＮ符号を極性と振幅で表した
図である。
図である。
１１ 排他的論理和回路 １２ 排他的論理和回路 １３ 排他的論理和回路 １ｎ 排他的論理和回路 ２０ 多数決論理手段 ２０ａ 多数決論理回路 ３０ 位相変調手段 ４０ 変調手段 ５０ アンプ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−114894（ＪＰ，Ａ) 電子情報通信学会技術研究報告，ＳＳ Ｔ92−82（1993−３−17），渡辺君夫 他，多数決情報伝送による符号分割多重 通信方式，ｐ．51−56 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713
Claims (11)
- 【請求項１】 疑似雑音符号（ＰＮ符号）を用いて情報
圧縮多重通信を行う符号分割多重方式において、 データチャネル毎に設けられた、情報データとＰＮ符号
の排他的論理和をとり、排他的論理出力（Ｘ１〜Ｘｎ）
を出力する排他的論理和回路（１１〜１ｎ）と、 前記排他的論理和出力（Ｘ１〜Ｘｎ）の各タイムスロッ
ト単位に多数決論理判断を行い、多数決論理出力を出力
する多数決論理手段（２０）と、 前記多数決論理出力（Ｙ）を位相変調し、位相変調信号
（Ｙｍ）を出力する位相変調手段と、 を有することを特徴とする符号分割多重方式。 - 【請求項２】 前記多数決論理手段（２０）は、多数決
論理の組み合わせ回路であることを特徴とする請求項１
記載の符号分割多重方式。 - 【請求項３】 前記多数決論理手段（２０）は、前記排
他的論理和出力（Ｘ１〜Ｘｎ）をアナログ的に合成し
て、合成出力を出力する合成回路と、前記合成出力の振
幅を制限する振幅制限回路からなることを特徴とする請
求項１記載の符号分割多重方式。 - 【請求項４】 前記振幅制限回路は極性を逆方向に並列
に接続したツェナーダイオード回路と、前記ツェナーダ
イオード回路に入力側に接続された固定抵抗器と、前記
ツェナーダイオード回路のアース側に接続した可変抵抗
器からなることを特徴とする請求項３記載の符号分割多
重方式。 - 【請求項５】 前記合成回路と前記振幅制限回路をオペ
アンプを使用し、前記合成回路の振幅を前記オペアンプ
に使用する電源電圧に制限するように構成したことを特
徴とする請求項３記載の符号分割多重方式。 - 【請求項６】 前記位相変調は２相位相変調（ＢＰＳ
Ｋ）であることを特徴とする請求項１記載の符号分割多
重方式。 - 【請求項７】 前記データチャネル数は奇数個であるこ
とを特徴とする請求項１記載の符号分割多重方式。 - 【請求項８】 疑似雑音符号（ＰＮ符号）を用いて情報
圧縮多重通信を行う符号分割多重方式において、 データチャネル毎に設けられた、情報データとＰＮ符号
の排他的論理和をとり、排他的論理出力を出力する排他
的論理和回路と、 前記排他的論理和出力の各タイムスロット単位に多数決
論理判断を行い、多数決論理出力を出力する多数決論理
手段と、 前記多数決判定出力を位相変調して位相変調信号を出力
する位相変調手段と、前記位相変調信号を増幅及び変調
して送信波として発射する送信回路と、を有する送信装
置と、 前記送信波を受けて、前記送信波から各データチャネル
の情報データを復調する少なくとも１つの受信装置と、 からなることを特徴とする符号分割多重方式。 - 【請求項９】 送信装置と前記受信装置からなる送受信
装置を有する有線ＬＡＮと、前記送受信装置を備えたワ
ークステーションあるいはパーソナルコンピュータとで
無線ＬＡＮを構成したことを特徴とする請求項８記載の
符号分割多重方式。 - 【請求項１０】 送信装置と前記受信装置からなる送受
信装置を有するＦＡコンピュータと、前記送受信装置を
無人搬送車に内蔵したことを特徴とする請求項８記載の
符号分割多重方式。 - 【請求項１１】 前記送信装置と前記受信装置からなる
送受信装置を有するＦＡコンピュータと、前記送受信装
置をロボット制御装置に内蔵したことを特徴とする請求
項８記載の符号分割多重方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5557093A JP3143256B2 (ja) | 1993-03-16 | 1993-03-16 | 符号分割多重方式 |
| US08/152,047 US5390167A (en) | 1993-03-16 | 1993-11-12 | Code-division multiplex communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5557093A JP3143256B2 (ja) | 1993-03-16 | 1993-03-16 | 符号分割多重方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPH06268631A JPH06268631A (ja) | 1994-09-22 |
| JP3143256B2 true JP3143256B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=13002382
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5557093A Expired - Lifetime JP3143256B2 (ja) | 1993-03-16 | 1993-03-16 | 符号分割多重方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5390167A (ja) |
| JP (1) | JP3143256B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
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Family Cites Families (1)
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-
1993
- 1993-03-16 JP JP5557093A patent/JP3143256B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1993-11-12 US US08/152,047 patent/US5390167A/en not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会技術研究報告，ＳＳＴ９２−８２（１９９３−３−１７），渡辺君夫他，多数決情報伝送による符号分割多重通信方式，ｐ．５１−５６ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5390167A (en) | 1995-02-14 |
| JPH06268631A (ja) | 1994-09-22 |
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