JP3143341B2 - インバータの制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータの制御方法に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電磁調理器は、誘導加熱コイルの加熱出
力により被加熱物を誘導加熱する。そのため電磁調理器
には、誘導加熱コイルの加熱出力を制御するインバータ
を備えている。このインバータには、誘導加熱コイル
と、該誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサとか
らなる直列共振回路を負荷とする誘導加熱用トランジス
タ方式のものがあり、このようなインバータは特開平３
−190082号公報に示されている。

【０００３】図10はこの種のインバータの模式的構成図
である。直流電源１の正電極端子1aと負電極端子1bとの
間には、スイッチング素子であるトランジスタ２とトラ
ンジスタ３との直列回路が介装される。トランジスタ２
のコレクタとトランジスタ３のエミッタとの間には共振
コンデンサ４と共振コンデンサ５との直列回路が介装さ
れる。共振コンデンサ４と５との接続中間点は誘導加熱
コイル６を介して、トランジスタ２のエミッタと、トラ
ンジスタ３のコレクタとの接続中間点と接続される。ト
ランジスタ２のエミッタ、コレクタ間には、アノードを
エミッタ側としたフライホイールダイオード７が介装さ
れ、トランジスタ３のエミッタ、コレクタ間にはアノー
ドをエミッタ側としたフライホイールダイオード８が介
装される。

【０００４】このインバータは、トランジスタ２とトラ
ンジスタ３とを交互にオン, オフ動作させて、誘導加熱
コイル６に共振電流を流す。そして、一方のトランジス
タ２(又は３) をオフさせた後、所定の休止時間 (デッ
ドタイム) が経過した時点で、他方のトランジスタ３
(又は２) をオンさせて、トランジスタ２と３とが同時
にオンして直流電源１を短絡させないよう転流動作させ
る。

【０００５】また、トランジスタ２, ３は誘導加熱コイ
ル６の電流が図11(a) に示すように零クロス時点ｔ₀ に
達する前にオフさせる。これは、誘導加熱コイル６の電
流が零クロス時点ｔ₀ を過ぎた後にトランジスタ２又は
３をオフさせると、共振電流がフライホイールダイオー
ドを通って流れ続け、誘導加熱コイル６の電流は図11
(b) に示すように変化して、零クロス時点ｔ₀ より前に
トランジスタ２又は３をオフした場合に比べて実効電流
値が減少し、誘導加熱コイル６の入力電流が少なくなる
ことによる。

【０００６】通常、このインバータは入力電流が低下す
るとトランジスタのオン時間を長くする制御を行なう
が、図11(b) に示すような状態でオン時間を長くする
と、益々入力電流が減少し、加熱出力を正常に制御でき
なくなる。そのため誘導加熱コイル６の電流が零クロス
時点ｔ₀ に達する前にトランジスタ２, ３を確実にオフ
させる必要がある。

【０００７】ところで、誘導加熱コイル６の電流が図12
(a) に示すように零クロス時点に達する前にトランジス
タ２をオフさせると、インバータの電圧たるトランジス
タ３のコレクタ電圧は図12(b) に示すように低下し、所
定の休止時間経過後にトランジスタ３をオンさせてトラ
ンジスタ２がオフしている期間はトランジスタ２のコレ
クタ電圧が低下したままになる。その後トランジスタ３
をオフさせると、トランジスタ３のコレクタ電圧が上昇
する。そしてトランジスタ２, ３をオフさせた時点と、
インバータの電流たる誘導加熱コイル６の電流の零クロ
ス時点ｔ₀ との位相差γを計測する。

【０００８】そして、インバータを起動時には、高い周
波数で起動させ、その後、インバータの電圧と電流との
位相比較を行ないながら共振周波数を目標にして徐々に
動作周波数を低下させる。そして計測した位相差γが、
γ≦γ_ad（但し、γ_adは位相差γの下限値) になると動
作周波数を低下させる動作を中止する。このようにし
て、インバータの電圧、電流の各零クロス時点の時間差
(位相差) を数μsec まで低下させて、誘導加熱コイル
６の電流の実効電流値の低下を防いでいる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このようにして従来の
インバータの制御方法では、トランジスタのオフ時点及
び誘導加熱コイルの電流の零クロス時点を検出する必要
があり、そのためインバータの電圧と電流とを精度よく
検出しなければならない。しかし、インバータには200
Ｖの交流電圧を整流した高い直流電圧が供給されている
ため、その検出部には高電圧に耐える回路素子を必要と
して、インバータの制御回路を安価に構成することがで
きない。またインバータの電圧及び電流のいずれも検出
する必要があるため、これによってもコストが上昇する
等の問題がある。

【００１０】本発明は斯かる問題に鑑み、インバータの
電流のみを検出して、誘導加熱コイルの電流が零クロス
時点に達する前に、トランジスタを確実にオフさせ得る
インバータの制御方法を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】第１発明に係るインバー
タの制御方法は、コイルと、該コイルと直列接続された
共振コンデンサとからなる共振回路の電流を入断するス
イッチング素子を転流制御するインバータの制御方法に
おいて、前記コイルの電流を検出する電流検出部と、該
電流検出部の検出電流に関連する第１電圧、及び該第１
電圧を遅延させた第２電圧を生成する電圧生成部と、前
記第１電圧及び前記第２電圧を比較する比較部とを備
え、該比較部の比較結果に応じて前記スイッチング素子
をオフにすることを特徴とする。

【００１２】

【００１３】

【００１４】

【作用】第１発明では、コイルの電流を検出した電流に
よる第１電圧と、この第１電圧を遅延させた第２電圧と
を発生させて、第１電圧と第２電圧の位相差を、スイッ
チング素子のオフ時点からコイルの電流の零クロス時点
までの期間に対応させる。第１電圧と第２電圧とを大小
比較し、その比較結果によりスイッチング素子をオフに
する。これにより、コイルの電流のみを検出して、スイ
ッチング素子をコイルの電流が零クロス時点に達する前
にオフにできる。

【００１５】

【００１６】

【００１７】

【実施例】以下本発明をその実施例を示す図面により詳
述する。図１は本発明に係るインバータの制御方法によ
り制御される電磁調理器の要部構成を示すブロック図で
ある。三相交流電源端子Ｔ_U ，Ｔ_V ，Ｔ_W は、三相整流
ブリッジ10の交流入力端子10a,10b,10c と各別に接続さ
れる。三相整流ブリッジ10の正側直流出力端子10d,と負
側直流出力端子10e 間には、チョークコイル11と平滑コ
ンデンサ12との直列回路が介装される。平滑コンデンサ
12には、トランジスタ13とトランジスタ14との直列回路
が並列接続される。トランジスタ13のエミッタ、コレク
タ間には、エミッタにアノードを接続しているフライホ
イールダイオード15が介装される。

【００１８】トランジスタ14のエミッタ、コレクタ間に
は、エミッタにアノードを接続しているフライホイール
ダイオード16が介装される。トランジスタ13のコレクタ
と、トランジスタ14のエミッタとの間には、共振コンデ
ンサ17と、共振コンデンサ18との直列回路が介装され
る。共振コンデンサ17と18との接続中間点は、誘導加熱
コイル (以下加熱コイルという) 19を介してトランジス
タ13のエミッタとトランジスタ14のコレクタとの接続中
間点と接続される。加熱コイル19の電流を検出する変流
器20の出力電流は、コイル電流位相判別回路21へ入力さ
れる。

【００１９】コイル電流位相判別回路21から出力され
る、加熱コイル電流位相角θ、及び加熱コイル電流位相
角θに半周期の位相角πを加えた電流位相角θ＋πの判
別信号はオン位相制限回路22へ入力される。オン位相制
限回路22から出力されるスイッチング反転信号＃Ｓ_SWは
電圧制御発振器23へ入力される。三相電源端子Ｔ_V (Ｔ
_W ) から交流入力端子10b(10c)に流れる電流を検出する
変流器30(31)の出力電流は、加熱コイル６の加熱出力を
決定する加熱出力信号Ｓ_H が入力される制御信号回路24
へ入力される。制御信号回路24から出力される制御信号
Ｓ_C は電圧制御発振器23へ入力される。電圧制御発振器
23から出力されるリセット信号Ｓ_R は、オン位相制限回
路22及び二相分割回路25へ入力される。二相分割回路25
から出力される駆動信号Ｓ_D1は、駆動回路26及びオン位
相制限回路22へ入力され、駆動信号Ｓ_D2は、駆動回路27
及びオン位相制限回路22へ入力される。

【００２０】図２はオン位相制限回路22及びコイル電流
位相判別回路21の構成を示すブロック図である。電圧制
御発振器23からのリセット信号Ｓ_R はワンショットマル
チバイブレータ22a の入力端子Ｂへ入力される。ワンシ
ョットマルチバイブレータ22a の入力端子Ａは接地さ
れ、イネーブル端子CDは電源Ｅと接続される。コンデン
サ接続端子Ｔ₁ と、コンデンサ接続端子Ｔ₂ との間にコ
ンデンサＣ₀ が介装され、コンデンサ接続端子Ｔ₂ とコ
ンデンサＣ₀ との接続中間点は抵抗Ｒ₀ を介して電源Ｅ
と接続される。出力端子Ｑの出力信号はＤフリップフロ
ップ22b のリセット端子Ｒ及びＤフリップフロップ22c
のリセット端子Ｒへ入力される。Ｄフリップフロップ22
b の入力端子Ｄには二相分割回路25からの駆動信号Ｓ_D1
が入力され、その反転出力端子＃Ｑの反転出力信号はOR
回路22d の一入力端子へ入力され、セット端子Ｓは接地
される。

【００２１】Ｄフリップフロップ22c の入力端子Ｄに
は、二相分割回路25からの駆動信号Ｓ _D2が入力され、反
転出力端子＃Ｑの反転出力信号はOR回路22d の他入力端
子へ入力され、セット端子Ｓは接地される。OR回路22d
からスイッチング反転信号＃Ｓ _SWが出力される。変流器
20の２次巻線端子間には抵抗Ｒ₁ が介装され、抵抗Ｒ₁
の一側端子はトランジスタ21a のベースと接続され、他
側端子は抵抗Ｒ₂ を介して接地され、抵抗Ｒ₃ を介して
直流電源Ｅと接続される。

【００２２】トランジスタ21a のコレクタは電源Ｅと接
続され、エミッタはコンパレータ21b の正入力端子＋と
接続され、抵抗Ｒ₄ を介して接地される。またトランジ
スタ21a のエミッタは抵抗Ｒを介してコンパレータ21b
の負入力端子−と接続され、負入力端子−はコンデンサ
Ｃを介して接地される。コンパレータ21b の出力端子は
抵抗Ｒ₅ を介して電源Ｅと接続され、直接にインバータ
21c の入力端子と接続される。インバータ21c の出力端
子はＤフリップフロップ22b のクロック端子CKとインバ
ータ21d の入力端子とに接続される。インバータ21d の
出力端子はＤフリップフロップ22c のクロック端子CKと
接続される。

【００２３】図３は電圧制御発振器23及び二相分割回路
25の構成を示すブロック図である。制御信号回路24から
の制御信号Ｓ_C は、コンパレータ23a の正入力端子へ入
力される。コンパレータ23a の負入力端子−は、エミッ
タ接地のトランジスタ23b とコンデンサＣ₁ との並列回
路を介して接地され、抵抗Ｒ₁₀を介して電源Ｅと接続さ
れる。コンパレータ23a の出力端子はOR回路23c の一入
力端子と接続され、抵抗Ｒ₁₁を介して電源Ｅと接続され
る。OR回路23c の他入力端子には、オン位相制限回路22
からのスイッチング反転信号＃Ｓ_SWが入力される。

【００２４】OR回路23c の出力端子はSRフリップフロッ
プ23d のセット端子Ｓと接続される。SRフリップフロッ
プ23d の出力端子Ｑは抵抗Ｒ₁₂を介してトランジスタ23
b のベースと接続される。SRフリップフロップ23d の反
転出力端子＃Ｑは抵抗Ｒ₁₂を介してインバータ23e の入
力端子と接続され、インバータ23e の入力端子と抵抗Ｒ
₁₂との接続中間点はコンデンサＣ₂ を介して接地され
る。インバータ23e の出力端子はSRフリップフロップ23
d のリセット端子Ｒと接続される。

【００２５】またSRフリップフロップ23d の反転出力端
子＃ＱはＤフリップフロップ25a のクロック端子CKと、
AND 回路25b 、AND 回路25c の各一入力端子と、オン位
相制限回路22のワンショットマルチバイブレータ22a の
入力端子Ｂとに接続される。Ｄフリップフロップ25a の
出力端子ＱはAND 回路25b の他入力端子と接続され、反
転出力端子＃ＱはＤフリップフロップ25a の入力端子Ｄ
と、AND 回路25c の他入力端子とに接続される。AND 回
路25b の出力端子から駆動信号Ｓ_D1が出力される。この
駆動信号Ｓ_D1は駆動回路26及びオン位相制限回路22へ入
力される。AND回路25c の出力端子から駆動信号Ｓ_D2が
出力される。この駆動信号Ｓ_D2は駆動回路27及びオン位
相制限回路22へ入力される。

【００２６】次にこのように構成した電磁調理器のイン
バータの制御動作を各部信号のタイミングチャートを示
す図４とともに説明する。トランジスタ13,14 をオン,
オフ制御して加熱コイル19に電流が流れると、その電流
を変流器20が検出する。変流器20の出力電流は抵抗Ｒ₁
に流れ、抵抗Ｒ₁ の両端子間には変流器20の出力電流に
応じた電圧が得られる。この電圧に抵抗Ｒ₂ により生じ
たオフセット電圧を加えた電圧をトランジスタ21a のベ
ースへ入力する。これにより、トランジスタ21a のエミ
ッタ電位が変流器20の出力電流に応じて図４(a) に示す
電圧Ｖ_A の如く変化する。またこの電圧Ｖ_A を抵抗Ｒと
コンデンサＣとからなるRCフィルタによって遅延させて
電圧Ｖ_B を発生させる。

【００２７】そして、電圧Ｖ_A をコンパレータ21b の正
入力端子＋に、電圧Ｖ_B を負入力端子−に入力して大小
比較する。これにより変流器20が検出した電流、即ちイ
ンバータ電流の位相角θ及び位相角θ＋πを検出する。
そして、位相角θの時点でコンパレータ21b の出力はＬ
レベルになって、Ｄフリップフロップ22b のクロック端
子CKはＨレベルに立上るが、このときトランジスタ13を
オンさせていて駆動信号Ｓ_D1が未だＨレベルのままであ
ると、Ｄフリップフロップ22b の反転出力端子＃ＱはＬ
レベルになり、スイッチング反転信号＃Ｓ_SWは図４(e)
に示すようにＬレベルになり、そして、このスイッチン
グ反転信号＃Ｓ_SWを電圧制御発振器23のRSフリップフロ
ップ23d のセット端子Ｓへ入力する。

【００２８】そうすると、RSフリップフロップ23d の反
転出力端子＃Ｑは回路動作の遅れにより僅かに遅延して
図４(f) に示すようにＬレベルに反転し、電圧制御発振
器23からＬレベルのリセット信号Ｓ_R を出力する。この
リセット信号Ｓ_R が二相分割回路25のAND 回路25b,25c
に入力されて、AND 回路25b の出力がＬレベルに反転
し、駆動信号Ｓ_D1がＬレベルになり、トランジスタ13は
インバータ電流の零クロス時点より前にオフする。その
後、電圧制御発振器23のインバータ23e の出力は所定時
間 (１μs 程度) の休止時間 (デッドタイム) を経過し
た時点でＨレベルに反転し、SRフリップフロップ23d の
反転出力端子＃Ｑは再びＨレベルに反転して、リセット
信号Ｓ_R は図４(f) に示すようにＨレベルになる。そし
てＤフリップフロップ25a の反転出力端子＃ＱがＨレベ
ルになってAND 回路25c からＨレベルの駆動信号Ｓ_D2が
出力され、トランジスタ14がオンする。

【００２９】また、図４(c) に示すように位相角θ＋π
を検出した時点で前記同様にスイッチング反転信号＃Ｓ
_SWが図４(e) に示すようにＬレベルに反転し、その反転
時点から回路動作による僅かな時間を遅れて駆動信号Ｓ
_D2がＬレベルになり、トランジスタ14はインバータ電流
の零クロス時点より前にオフする。

【００３０】また、電圧制御発振器23におけるSRフリッ
プフロップ23d の反転出力端子＃ＱがＬレベルのリセッ
ト信号Ｓ_R による休止期間は、オン位相制限回路22のワ
ンショットマルチバイブレータ22a1の出力端子Ｑが、数
μs の期間図４(g) に示すようにＨレベルになる。そし
てこのＨレベルの期間により、駆動信号Ｓ_D1の位相の進
み過ぎを検知したＤフリップフロップ22b,22c をともに
リセットする。ここで数μs の期間でリセットにする
と、インバータ電流たる変流器20の出力電流の位相角
θ, θ＋πの付近でノイズが生じた場合に、Ｄフリップ
フロップ22b,22c のクロック端子CKに入力される信号の
振動による悪影響を避けることができる。

【００３１】なお、ワンショットマルチバイブレータ22
a の出力端子ＱがＨレベルになる期間は、トランジスタ
13,14 のオン期間より短くするのがよい。このように、
加熱コイル19に流れる電流のみを検出して、検出した電
流波形に基づいて、加熱コイル19に流れる電流の零クロ
ス時点の前にトランジスタ13,14 を確実にオフさせるこ
とができる。

【００３２】ところで、前述したインバータの制御方法
では、抵抗ＲとコンデンサＣとのRCフィルタにより発生
させた電圧Ｖ_B を用いて、加熱コイルの電流が零クロス
時点の前にトランジスタをオフするようにしているの
で、インバータの周波数が変化すると、電圧Ｖ_B の振幅
及び位相が変化し、トランジスタ13,14 がオフする時点
が変わることがある。その場合には次のようなインバー
タの制御方法により解決できる。

【００３３】図５は本発明に係るインバータの制御方法
により制御される電磁調理器の他の構成を示すブロック
図である。三相交流電源端子Ｔ_U ，Ｔ_V ，Ｔ_W は、三相
整流ブリッジ10の交流入力端子10a,10b,10c と各別に接
続される。三相整流ブリッジ10の正側直流出力端子10d,
と負側直流出力端子10e 間には、チョークコイル11と平
滑コンデンサ12との直列回路が介装される。平滑コンデ
ンサ12には、トランジスタ13とトランジスタ14との直列
回路が並列接続される。トランジスタ13のエミッタ、コ
レクタ間には、エミッタにアノードを接続しているフラ
イホイールダイオード15が介装される。

【００３４】トランジスタ14のエミッタ、コレクタ間に
は、エミッタにアノードを接続しているフライホイール
ダイオード16が介装される。フライホイールダイオード
15には、スナバコンデンサＣ_S1が並列接続され、フライ
ホイールダイオード16には、スナバコンデンサＣ_S2が並
列接続される。トランジスタ13のコレクタと、トランジ
スタ14のエミッタとの間には、共振コンデンサ17と、共
振コンデンサ18との直列回路が介装される。共振コンデ
ンサ17と18との接続中間点は、誘導加熱コイル(以下加
熱コイルという) 19を介してトランジスタ13のエミッタ
とトランジスタ14のコレクタとの接続中間点と接続され
る。加熱コイル19の電流を検出する変流器20の２次巻線
はコンパレータ63の正入力端子＋及びコンパレータ64の
負入力端子と接続される。

【００３５】コンパレータ63の正入力端子＋及びコンパ
レータ64の負入力端子−は抵抗Ｒ₃₀を介して接地され
る。コンパレータ63の出力端子は、抵抗Ｒ₃₁を介してコ
ンパレータ64の正入力端子＋と接続され、抵抗Ｒ₃₁とコ
ンパレータ64の正入力端子との接続中間点は抵抗Ｒ₃₂を
介して接地される。抵抗Ｒ₃₁とＲ₃₂とによる電圧分圧比
は、電流ｉによる電圧と比較する電圧irがトランジスタ
13,14 の休止期間中にスナバコンデンサＣ_S1, Ｃ_S2の充
放電が完了するのに十分な加熱コイル19の電流Ｉに相当
する電流ｉとなるように選定される。

【００３６】そして、コンパレータ63,64 及び抵抗
Ｒ₃₁, Ｒ₃₂により電流レベル検出部65を構成している。
コンパレータ64の出力端子はレベル変換回路66の入力側
と接続され、その出力側はインバータ67の入力側と、AN
D 回路68の一入力端子とに接続される。インバータ67の
出力側はAND 回路69の一入力端子と接続される。AND 回
路68,69 の各出力端子はOR回路70の一、他入力端子と各
別に接続され、その出力端子はAND 回路71の一入力端子
と接続される。

【００３７】図示しない出力指令発生部からの出力指令
信号ref が入力される誤差増幅器72には、三相電源端子
Ｔ_V ，Ｔ_W から交流入力端子10b,10c に流れる電流を検
出する変流器30,31 の出力電流たる加熱コイル19の電流
に相応するフィードバック信号fbが入力される。誤差増
幅器72が出力するエラー信号err は電圧制御発振部73へ
入力され、この電圧制御発振部73にはAND 回路71が出力
する切換信号ｓが入力される。電圧制御発振部73が出力
するタイミング信号tmはワンショット回路74及びフリッ
プフロップ75へ入力される。フリップフロップ75の出力
信号は休止時間発生回路76へ入力される。

【００３８】フリップフロップ75と休止時間発生回路76
とにより駆動信号発生部77を構成している。駆動信号発
生部77から出力される駆動信号guは、駆動回路78及びAN
D 回路68の他入力端子へ入力され、駆動信号glは駆動回
路79及びAND 回路69の他入力端子へ入力される。駆動回
路78,79 が出力する駆動信号gu, glはトランジスタ13,1
4 のベースへ各別に入力される。ワンショット回路74が
出力する判定有効信号ceはAND 回路71の他入力端子へ入
力される。ワンショット回路74と、インバータ67と、AN
D 回路68,69,71と、OR回路70とによりレベル判定部80を
構成している。

【００３９】次にこのように構成した電磁調理器のイン
バータの制御方法による遅相電流で動作しているときの
制御動作を、各部信号のタイミングチャートを示す図６
とともに説明する。三相整流ブリッジ10に三相電源 (図
示せず) を接続してトランジスタ13,14 を交互にオン,
オフさせると、三相整流ブリッジ10から加熱コイル19に
流れる電流の向きは、トランジスタ13,14 のオン, オフ
に応じて反転する。そして加熱コイル19から加熱出力が
得られる。

【００４０】いま、出力指令信号ref と、フィードバッ
ク信号fbとにより誤差増幅器72はエラー信号err を出力
し、これにより電圧制御発振部73は図６(a) に示すタイ
ミング信号tmを出力する。駆動信号発生部77は、タイミ
ング信号tmに基づいて休止時間が付加された図６(b),
(c) に示す駆動信号gu, glを出力し、駆動回路78,79 へ
入力する。そして、駆動回路78,79 の出力信号によりト
ランジスタ13,14 を駆動する。

【００４１】トランジスタ13,14 の駆動により加熱コイ
ル19に電流Ｉが流れ、それを変流器20が検出し、変流器
20の出力電流ｉが抵抗Ｒ₃₀に流れて、抵抗Ｒ₃₀の両端に
生じる交流電圧は変流器20の出力電流ｉに応じて変化す
る。そしてコンパレータ63は出力電流ｉが接地電位以上
の場合に出力がＨレベルに、接地電位以下の場合はＬレ
ベルになり、図６(d) に示すように出力電流ｉに同期し
た電圧を出力し、その電圧を抵抗Ｒ₃₁とＲ₃₂とにより分
圧した電圧irを発生させてコンパレータ64の正入力端子
＋へ入力する。それによりコンパレータ64は出力電流ｉ
による電圧と電圧irとを大小比較し、コンパレータ64の
出力電圧ｌ′は図６(e) に示すように電圧irより、電流
ｉによる電圧が小さい期間はＨレベルとなる。この信号
ｌ′をレベル変換回路66へ入力し、所定レベルに変換
し、その出力信号ｌは図６(f) に示すようになる。

【００４２】この出力信号ｌがインバータ67へ入力さ
れ、反転した図６(g) に示す信号＃ｌがAND 回路69へ入
力される。AND 回路68,69 には図６(b),(c) に示す駆動
信号gu, glが入力されており、AND 回路68,69 の論理の
成立によりAND 回路68,69 の出力信号gu×ｌ, gl×＃ｌ
は図６(h),(i) に示すように変化する。これらの出力信
号gu×ｌ, gl×＃ｌがOR回路70を介してAND 回路71に入
力され、一方、図６(a)に示すタイミング信号tmの立上
り時点で立下り、ワンショット回路74から出力される図
６(j) に示す判定有効信号ceがAND 回路71に入力され
る。それによりAND回路71の論理が成立するとＨレベル
の切換信号ｓを出力する。

【００４３】しかし、図６(h),(i),(j) に示す信号によ
ってはAND 回路71の論理が成立せず、図６(k) に示すよ
うに切換信号ｓを出力せず、トランジスタ13,14 はタイ
ミング信号tmにより駆動され、加熱コイル19に流れる電
流、即ち変流器62の出力電流ｉが零クロス時点に達する
前に確実にトランジスタ13,14 をオフさせる。

【００４４】このようにして図６(d) に示すように加熱
コイル19の電流である変流器20の出力電流ｉが図６(a)
に示すタイミング信号tmより遅相している場合は、切換
信号ｓはＨレベルに立上らないため、エラー信号err の
レベルに基づく電圧制御発振部73のタイミング信号tmの
発生周期でトランジスタ13,14 のオン, オフ切換動作を
継続する。

【００４５】次にタイミング信号tmと同相に近いインバ
ータの電流で動作している場合の制御動作を、各部信号
のタイミングチャートを示す図７とともに説明する。タ
イミング信号tm、駆動信号gu, gl及び電流ｉによる電
圧、電圧irは前述したと同様に図７(a),(b),(c),(d) の
ように発生する。そしてコンパレータ64の出力信号ｌ′
は、図７(e) に示すように電圧irより、電流ｉによる電
圧が小さい期間はＨレベルとなる。この出力信号ｌ′が
レベル変換回路66に入力され、その出力信号ｌは図７
(f) に示すように所定レベルに変換される。また出力信
号ｌがインバータ67で反転され、インバータ67の出力信
号＃ｌは図７(h) に示すように反転する。

【００４６】そして、出力信号ｌと図７(b) に示す駆動
信号guとが入力されたAND 回路68の出力信号gu×ｌは駆
動信号gu及び出力信号ｌがともにＨレベルの期間に図７
(h)に示すようにＨレベルとなる。また出力信号＃ｌと
図７(c) に示す駆動信号glとが入力されたAND 回路68の
出力信号gl×＃ｌは駆動信号gl及び出力信号＃ｌがとも
にＨレベルの期間は図７(i) に示すようにＨレベルとな
る。

【００４７】これらの出力信号gu×ｌ, gl×＃ｌがOR回
路70を介してAND 回路71の一入力端子に入力され、一
方、図７(a) に示すタイミング信号tmの立上り時点で立
下り、ワンショット回路74から出力される図７(j) に示
す判定有効信号ceがAND 回路71の他入力端子へ入力され
る。それによりAND 回路71から出力信号gu×ｌ又はgl×
＃ｌの各立上り時点で立上り、判定有効信号ceの立下り
時点で立下る図７(k) に示す切換信号ｓを出力する。そ
してこの切換信号ｓを電圧制御発振部73へ入力して、電
圧制御発振部73はタイミング信号tmを発生させる。即ち
エラー信号err のレベルに拘らずこれ以上に動作周波数
が低下することがない。したがって、これ以上に加熱コ
イル19に流れる電流の位相遅れが減少することもなく良
好な加熱制御を行なうことができる。

【００４８】図８は本発明に係るインバータの制御方法
により制御する電磁調理器の他の構成を示すブロック図
である。電流レベル検出部65のコンパレータ63の出力信
号はレベル変換回路90へ入力される。レベル変換回路90
の出力信号idはEXOR回路91の一入力端子へ入力される。
レベル変換回路66の出力信号ｌはEXOR回路91の他入力端
子へ入力される。EXOR回路91の出力信号Id＋ｌは、RSフ
リップフロップ92のクロック端子CKへ入力される。

【００４９】RSフリップフロップ92の入力端子Ｄは電源
Ｅと接続され、セット端子Ｓは接地される。リセット端
子Ｒには、電圧制御発振部73が出力するタイミング信号
tmが入力される。出力端子Ｑから出力される判定有効信
号ceはAND 回路71の他入力端子へ入力される。これらの
レベル変換回路90, EXOR回路91及びRSフリップフロップ
92により判定有効信号発生部100 を構成している。この
判定有効信号発生部100 以外の構成は図 5においてワン
ショット回路74を除いた他の構成と同様であり、同一構
成部分には同符号を付している。

【００５０】次にこの電磁調理器におけるインバータの
制御動作を、各部信号のタイミングチャートを示す図９
とともに説明する。図９(a),(b),(c),(d),(e),(f),(g),
(h) に示すタイミング信号tm、駆動信号gu、駆動信号g
l、電流ｉによる電圧及び電圧ir、出力信号ｌ、出力信
号＃ｌ、出力信号gr×ｌ、出力信号gl×＃ｌは図５にお
ける場合と同様に出力される。そして判定有効信号発生
部100 におけるRSフリップフロップ92は、電圧制御発振
部73からの図９(a) に示すタイミング信号tmがリセット
端子Ｒに入力される都度リセットされて出力端子Ｑから
出力される判定有効信号ceはＬレベルになる。

【００５１】そして、この出力端子ＱがＨレベルに反転
するのは、クロック端子CKが立上る時点においてである
が、クロック端子CKには図９(i) に示す電流ｉによる電
圧の極性を示すレベル変換された図９(i) に示す信号id
と、電流ｉによる電圧及び電圧irの比較結果である図９
(e) に示す信号ｌとが入力されたEXOR回路91の出力信号
Id＋ｌが入力され、この出力信号Id＋ｌは図９(j) に示
すように電流ｉによる電圧が電圧irより小さくなったと
きに立下り、大きくなったときに立上る。

【００５２】即ち、RSフリップフロップ92の出力端子Ｑ
は、図９(i) に示すように電流ｉが電流ir以上になった
ときにＨレベルとなる。これにより判定有効信号ceは、
図９(k) に示すように、電流ｉによる電圧が電圧ir以上
になった時点からトランジスタの動作を切換えるまでの
期間はＨレベルになる。

【００５３】そのため、加熱コイル19の電流がタイミン
グ信号tmと同相に近い状態で動作している場合、電圧制
御発振部73は図９(l) に示す切換信号ｓに基づいて図９
(a)に示すタイミング信号tmを発生させることになる。
そのため、エラー信号err のレベルに関係なく、これ以
上に動作周波数が低下することはない。したがって、こ
れ以上に加熱コイル19に流れる電流の位相遅れが減少す
ることもなく、良好な加熱制御をなし得る。

【００５４】なお、図示していないが、タイミング信号
より遅相電流でインバータが動作している場合は、前述
したと同様、切換信号ｓがＨレベルにならないため、エ
ラー信号err のレベルに基づく電圧制御発振部73のタイ
ミング信号tmの発生周期でトランジスタ13,14 のオン,
オフ動作を継続する。

【００５５】これらの制御動作は、負荷の電流レベルを
直接検出して、電流レベルに基づいてトランジスタをオ
ン, オフ制御するため、インバータの動作周波数に拘ら
ずに、負荷の電流が所定値以下となった場合に確実にト
ランジスタの動作を切換えることができる。したがっ
て、充電状態にあるスナバコンデンサをトランジスタで
短絡することがなく、トランジスタにおける損失を最小
限に抑制できる。本実施例では、インバータの制御方法
を電磁調理器に適用した場合について説明したが、電磁
調理器以外のインバータにも適用でき同様の効果が得ら
れる。

【００５６】

【発明の効果】以上詳述したように、第１発明に係るイ
ンバータの制御方法によれば、インバータ電流のみを検
出し、インバータの高電圧を検出する必要がないから、
インバータの制御回路を安価に実現できる。

【００５７】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るインバータの制御方法により制御
する電磁調理器の要部構成を示すブロック図である。

【図２】オン位相制限回路及びコイル電流位相判別回路
の構成を示すブロック図である。

【図３】電圧制御発振器及び二相分割回路の構成を示す
ブロック図である。

【図４】各部信号のタイミングチャートである。

【図５】本発明に係るインバータの制御方法により制御
する電磁調理器の他の構成を示すブロック図である。

【図６】各部信号のタイミングチャートである。

【図７】各部信号のタイミングチャートである。

【図８】本発明に係るインバータの制御方法により制御
する電磁調理器の他の構成を示すブロック図である。

【図９】各部信号のタイミングチャートである。

【図１０】インバータの模式的構成図である。

【図１１】インバータの電流波形図である。

【図１２】トランジスタをオフするタイミングの説明図
である。

【符号の説明】

13,14 トランジスタ 17,18 共振コンデンサ 19 誘導加熱コイル 20 変流器 21 コイル電流位相判別回路 21b コンパレータ 22 オン位相制限回路 22a ワンショットマルチバイブレータ 22b,22c Ｄフリップフロップ 23 電圧制御発振器 25 二相分割回路 Ｒ 抵抗 Ｃ コンデンサ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 コイルと、該コイルと直列接続された共
   振コンデンサとからなる共振回路の電流を入断するスイ
   ッチング素子を転流制御するインバータの制御方法にお
   いて、 前記コイルの電流を検出する電流検出部と、該電流検出
   部の検出電流に関連する第１電圧、及び該第１電圧を遅
   延させた第２電圧を生成する電圧生成部と、前記第１電
   圧及び前記第２電圧を比較する比較部とを備え、該比較
   部の比較結果に応じて前記スイッチング素子をオフにす
   ることを特徴とするインバータの制御方法。