JP3143898B2 - 直交変調波受信装置 - Google Patents
直交変調波受信装置Info
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- 238000012952 Resampling Methods 0.000 claims description 60
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 51
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 30
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 24
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 23
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 9
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 5
- 101150065817 ROM2 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】本発明は、ディジタル無線通信に用いられ
る直交変調波受信装置に関し、特に中間周波数帯に変換
した後の受信信号をサンプリングし、このサンプリング
したディジタル信号をディジタル信号処理により直交検
波できるようにした直交変調波受信装置に関する。
る直交変調波受信装置に関し、特に中間周波数帯に変換
した後の受信信号をサンプリングし、このサンプリング
したディジタル信号をディジタル信号処理により直交検
波できるようにした直交変調波受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の直交変調波受信装置として、特開
平９−８３５９６号公報などに示す技術が知られてい
る。以下、図４により従来の直交変調波受信装置につい
て説明する。図４は、従来における直交変調波受信装置
の構成を示すブロック図である。同図において、直交変
調波受信装置は、受信信号を中間周波数帯に変換すると
ともに該中間周波数帯を準同期検波するアナログ部４０
と、準同期検波された同相成分及び直交成分のベースバ
ンド信号をディジタル信号に変換した後同期検波して受
信信号を復調するディジタル部５０とから構成される。
アナログ部４０は、第１周波数変換器４０１、シンセサ
イザ４０２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４０３、第２
周波数変換器４０４、局部発振器４０５、帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）４０６、アナログ準同期検波器４０７、
局部発振器４０８、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４０９
及び４１０を備えている。
平９−８３５９６号公報などに示す技術が知られてい
る。以下、図４により従来の直交変調波受信装置につい
て説明する。図４は、従来における直交変調波受信装置
の構成を示すブロック図である。同図において、直交変
調波受信装置は、受信信号を中間周波数帯に変換すると
ともに該中間周波数帯を準同期検波するアナログ部４０
と、準同期検波された同相成分及び直交成分のベースバ
ンド信号をディジタル信号に変換した後同期検波して受
信信号を復調するディジタル部５０とから構成される。
アナログ部４０は、第１周波数変換器４０１、シンセサ
イザ４０２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４０３、第２
周波数変換器４０４、局部発振器４０５、帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）４０６、アナログ準同期検波器４０７、
局部発振器４０８、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４０９
及び４１０を備えている。
【０００３】第１周波数変換器４０１は、変調された受
信信号（ベースバンド信号）をシンセサイザ４０２から
発振される無線周波数（搬送周波数）に相当する信号に
より第１中間周波数帯の信号に周波数変換するようにな
っている。ＢＰＦ４０３は第１中間周波数に変換された
第１中間周波数を帯域制限して、帯域外雑音を低減する
ものである。第２周波数変換器４０４は、ＢＰＦ４０３
を通過した第１中間周波数信号を局部発振器４０５から
発振される中間周波数信号により第２中間周波数帯の信
号に変換するようになっている。ＢＰＦ４０６は第２中
間周波数に変換された第２中間周波数を帯域制限し、帯
域外雑音を低減するものである。アナログ準同期検波器
４０７は、ＢＰＦ４０６を通過した第２中間周波数帯の
信号を局部発振器４０８から発振される固定周波数で直
交検波することにより、同相成分と直交成分のベースバ
ンド信号を抽出する。準同期検波器４０７により直交検
波された同相成分及び直交成分のベースバンド信号はそ
れぞれのＬＰＦ４０９、４１０で高調波成分が除去され
た後、ディジタル部５０に出力される。
信信号（ベースバンド信号）をシンセサイザ４０２から
発振される無線周波数（搬送周波数）に相当する信号に
より第１中間周波数帯の信号に周波数変換するようにな
っている。ＢＰＦ４０３は第１中間周波数に変換された
第１中間周波数を帯域制限して、帯域外雑音を低減する
ものである。第２周波数変換器４０４は、ＢＰＦ４０３
を通過した第１中間周波数信号を局部発振器４０５から
発振される中間周波数信号により第２中間周波数帯の信
号に変換するようになっている。ＢＰＦ４０６は第２中
間周波数に変換された第２中間周波数を帯域制限し、帯
域外雑音を低減するものである。アナログ準同期検波器
４０７は、ＢＰＦ４０６を通過した第２中間周波数帯の
信号を局部発振器４０８から発振される固定周波数で直
交検波することにより、同相成分と直交成分のベースバ
ンド信号を抽出する。準同期検波器４０７により直交検
波された同相成分及び直交成分のベースバンド信号はそ
れぞれのＬＰＦ４０９、４１０で高調波成分が除去され
た後、ディジタル部５０に出力される。
【０００４】ディジタル部５０は、Ａ／Ｄ変換器５０
１、５０２、ＡＦＣ複素乗算器５０３、サイン／コサイ
ン・データ変換器５０４、数値制御発振器５０５、周波
数自動制御回路（ＡＦＣ）５０６、受信フィルタ（ＲＸ
ＦＩＬ）５０７、５０８および同期検波復調器５０９
を備えている。
１、５０２、ＡＦＣ複素乗算器５０３、サイン／コサイ
ン・データ変換器５０４、数値制御発振器５０５、周波
数自動制御回路（ＡＦＣ）５０６、受信フィルタ（ＲＸ
ＦＩＬ）５０７、５０８および同期検波復調器５０９
を備えている。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器５０１、５０２は、アナログ
部４０のＬＰＦ４０９、４１０を通過した同相成分及び
直交成分のベースバンド信号をサンプリングしディジタ
ル信号に変換してＡＦＣ複素乗算器５０３に出力する。
ＡＦＣ複素乗算器５０３は、Ａ／Ｄ変換器５０１及び５
０２から出力される同相成分及び直交成分のディジタル
信号にサイン／コサイン・データ変換器５０４から出力
されるサイン値またはコサイン値を複素乗算する。受信
フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）５０７、５０８は、ＡＦＣ複
素乗算器５０３から出力される信号のディジタル伝送に
おける符号間干渉を防止するようにスペクトル整形す
る。そして、受信フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）５０７およ
び５０８によってスペクトル整形された信号は同期検波
復調回路５０９に入力される。同期検波復調回路５０９
では、スペクトル整形された信号から搬送波再生を行う
ための周波数誤差情報を抽出し、かつ受信信号を復調
し、復調データを出力する。また同時に、同期検波復調
回路５０９から得られる周波数誤差情報を自動周波数制
御（ＡＦＣ）回路５０６に出力することにより、自動周
波数制御回路５０６では、周波数誤差情報をもとに数値
制御発振器（ＮＣＯ）１１の発振周波数を制御し、その
発振周波数をサイン／コサイン・データ変換器５０４に
出力することにより基準搬送波を生成する。
部４０のＬＰＦ４０９、４１０を通過した同相成分及び
直交成分のベースバンド信号をサンプリングしディジタ
ル信号に変換してＡＦＣ複素乗算器５０３に出力する。
ＡＦＣ複素乗算器５０３は、Ａ／Ｄ変換器５０１及び５
０２から出力される同相成分及び直交成分のディジタル
信号にサイン／コサイン・データ変換器５０４から出力
されるサイン値またはコサイン値を複素乗算する。受信
フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）５０７、５０８は、ＡＦＣ複
素乗算器５０３から出力される信号のディジタル伝送に
おける符号間干渉を防止するようにスペクトル整形す
る。そして、受信フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）５０７およ
び５０８によってスペクトル整形された信号は同期検波
復調回路５０９に入力される。同期検波復調回路５０９
では、スペクトル整形された信号から搬送波再生を行う
ための周波数誤差情報を抽出し、かつ受信信号を復調
し、復調データを出力する。また同時に、同期検波復調
回路５０９から得られる周波数誤差情報を自動周波数制
御（ＡＦＣ）回路５０６に出力することにより、自動周
波数制御回路５０６では、周波数誤差情報をもとに数値
制御発振器（ＮＣＯ）１１の発振周波数を制御し、その
発振周波数をサイン／コサイン・データ変換器５０４に
出力することにより基準搬送波を生成する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の直
交変調波受信装置では、中間周波数帯においてアナログ
準同期検波器４０７により直交検波を行い、Ａ／Ｄ変換
器５０１、５０２によりサンプリングしてディジタル信
号に変換した後、ディジタル部５０で同期検波を行う構
成になっているため、アナログ準同期検波器の出力であ
る同相成分信号と直交成分信号の位相及び振幅を微調整
する必要があるほか、アナログ準同期検波器の検波に使
用する局部発振器の発振周波数が固定であるため、変換
周波数を任意に設定することが困難であるという問題が
あった。
交変調波受信装置では、中間周波数帯においてアナログ
準同期検波器４０７により直交検波を行い、Ａ／Ｄ変換
器５０１、５０２によりサンプリングしてディジタル信
号に変換した後、ディジタル部５０で同期検波を行う構
成になっているため、アナログ準同期検波器の出力であ
る同相成分信号と直交成分信号の位相及び振幅を微調整
する必要があるほか、アナログ準同期検波器の検波に使
用する局部発振器の発振周波数が固定であるため、変換
周波数を任意に設定することが困難であるという問題が
あった。
【０００７】本発明の目的は、受信信号を中間周波数帯
に変換した後の信号をサンプリングしてディジタル信号
に変換し、このディジタル信号処理で直交検波すること
により、直交検波おける変換周波数を任意の周波数で容
易に動作できるとともに装置の低コスト化及び小型化を
実現でき、かつ再サンプリングのタイミング補正を簡単
な回路で実現できるようにした直交変調波受信装置を提
供することにある。
に変換した後の信号をサンプリングしてディジタル信号
に変換し、このディジタル信号処理で直交検波すること
により、直交検波おける変換周波数を任意の周波数で容
易に動作できるとともに装置の低コスト化及び小型化を
実現でき、かつ再サンプリングのタイミング補正を簡単
な回路で実現できるようにした直交変調波受信装置を提
供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明の直交変調波受信装置は、受信信号を中間周波
数帯信号に変換する周波数変換手段と、前記周波数変換
手段により変換された中間周波数帯信号をサンプリング
しディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ
／Ｄ変換手段により変換されたディジタル信号に基準搬
送波信号を乗算してディジタル信号処理により直交検波
することで同相成分と直交成分のベースバンド信号を抽
出するディジタル直交検波手段と、前記ディジタル直交
検波手段で直交検波された同相成分及び直交成分のベー
スバンド信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタ
と、前記低域通過フィルタを通過した出力信号をシンボ
ル・レートの整数倍のサンプリング・レートでリタイミ
ングする再サンプリング回路と、前記再サンプリング回
路でリタイミングされた出力信号をスペクトル整形した
後復調して復調データを出力し、かつ前記スペクトル整
形した後の出力信号から搬送波を再生して受信信号の同
期復調を行うとともに前記再サンプリング回路の最適な
サンプリング点からのクロック位相の遅れまたは進みを
判定し、この判定結果をクロック位相情報として出力す
る復調手段と、前記復調手段から出力される前記クロッ
ク位相情報をもとにクロック位相の遅れまたは進みを積
算し、その積算値があるしきい値を越えた時に前記再サ
ンプリング回路の再サンプリングのタイミングを補正す
るように制御する再サンプリング制御回路を備えること
を特徴とする。
に本発明の直交変調波受信装置は、受信信号を中間周波
数帯信号に変換する周波数変換手段と、前記周波数変換
手段により変換された中間周波数帯信号をサンプリング
しディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ
／Ｄ変換手段により変換されたディジタル信号に基準搬
送波信号を乗算してディジタル信号処理により直交検波
することで同相成分と直交成分のベースバンド信号を抽
出するディジタル直交検波手段と、前記ディジタル直交
検波手段で直交検波された同相成分及び直交成分のベー
スバンド信号の高調波成分を除去する低域通過フィルタ
と、前記低域通過フィルタを通過した出力信号をシンボ
ル・レートの整数倍のサンプリング・レートでリタイミ
ングする再サンプリング回路と、前記再サンプリング回
路でリタイミングされた出力信号をスペクトル整形した
後復調して復調データを出力し、かつ前記スペクトル整
形した後の出力信号から搬送波を再生して受信信号の同
期復調を行うとともに前記再サンプリング回路の最適な
サンプリング点からのクロック位相の遅れまたは進みを
判定し、この判定結果をクロック位相情報として出力す
る復調手段と、前記復調手段から出力される前記クロッ
ク位相情報をもとにクロック位相の遅れまたは進みを積
算し、その積算値があるしきい値を越えた時に前記再サ
ンプリング回路の再サンプリングのタイミングを補正す
るように制御する再サンプリング制御回路を備えること
を特徴とする。
【０００９】本発明においては、受信信号を周波数変換
手段で中間周波数帯信号に変換し、この中間周波数帯信
号をＡ／Ｄ変換手段でサンプリングしてディジタル信号
に変換し、このディジタル信号に基準搬送波信号を乗算
してディジタル信号処理により直交検波を行う構成にし
たので、直交検波おける変換周波数を任意の周波数で容
易に動作できるとともに装置の低コスト化及び小型化を
実現できる。また、再サンプリング制御回路は、復調手
段から出力される前記クロック位相情報をもとにクロッ
ク位相の遅れまたは進みを積算し、その積算値があるし
きい値を越えた時に再サンプリング回路の再サンプリン
グのタイミングを補正するように制御するから、再サン
プリングのタイミング補正を簡単な回路で実現でき、か
つ簡易なクロック再生回路を提供できる。
手段で中間周波数帯信号に変換し、この中間周波数帯信
号をＡ／Ｄ変換手段でサンプリングしてディジタル信号
に変換し、このディジタル信号に基準搬送波信号を乗算
してディジタル信号処理により直交検波を行う構成にし
たので、直交検波おける変換周波数を任意の周波数で容
易に動作できるとともに装置の低コスト化及び小型化を
実現できる。また、再サンプリング制御回路は、復調手
段から出力される前記クロック位相情報をもとにクロッ
ク位相の遅れまたは進みを積算し、その積算値があるし
きい値を越えた時に再サンプリング回路の再サンプリン
グのタイミングを補正するように制御するから、再サン
プリングのタイミング補正を簡単な回路で実現でき、か
つ簡易なクロック再生回路を提供できる。
【００１０】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の
形態を示す直交変調波受信装置のブロック図である。図
１において、直交変調波受信装置は、大きく分けて、受
信信号を中間周波数帯に変換するアナログ部１０と、こ
のアナログ部１０で周波数変換された中間周波数帯信号
をディジタル信号に変換し、このディジタル信号を直交
検波するとともに再サンプリングし、かつ同期検波によ
り受信信号を復調するディジタル部２０とから構成され
る。
図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の
形態を示す直交変調波受信装置のブロック図である。図
１において、直交変調波受信装置は、大きく分けて、受
信信号を中間周波数帯に変換するアナログ部１０と、こ
のアナログ部１０で周波数変換された中間周波数帯信号
をディジタル信号に変換し、このディジタル信号を直交
検波するとともに再サンプリングし、かつ同期検波によ
り受信信号を復調するディジタル部２０とから構成され
る。
【００１１】上記アナログ部１０は、第１周波数変換器
１０１、シンセサイザ１０２、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）１０３、第２周波数変換器１０４、局部発振器１０
５、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０６を備えている。
第１周波数変換器１０１は、変調された受信信号（ＲＦ
信号）をシンセサイザ１０２から発振される無線周波数
（搬送周波数）に相当する信号により第１中間周波数帯
の信号に周波数変換するようになっている。ＢＰＦ１０
３は第１中間周波数に変換された第１中間周波数を帯域
制限して、帯域外雑音を低減するものである。第２周波
数変換器１０４は、ＢＰＦ１０３を通過した第１中間周
波数信号を局部発振器１０５から発振される中間周波数
信号により第２中間周波数帯の信号に変換するようにな
っている。ＢＰＦ１０６は第２中間周波数に変換された
第２中間周波数を帯域制限し、帯域外雑音を低減するも
のである。
１０１、シンセサイザ１０２、帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）１０３、第２周波数変換器１０４、局部発振器１０
５、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０６を備えている。
第１周波数変換器１０１は、変調された受信信号（ＲＦ
信号）をシンセサイザ１０２から発振される無線周波数
（搬送周波数）に相当する信号により第１中間周波数帯
の信号に周波数変換するようになっている。ＢＰＦ１０
３は第１中間周波数に変換された第１中間周波数を帯域
制限して、帯域外雑音を低減するものである。第２周波
数変換器１０４は、ＢＰＦ１０３を通過した第１中間周
波数信号を局部発振器１０５から発振される中間周波数
信号により第２中間周波数帯の信号に変換するようにな
っている。ＢＰＦ１０６は第２中間周波数に変換された
第２中間周波数を帯域制限し、帯域外雑音を低減するも
のである。
【００１２】上記ディジタル部２０は、Ａ／Ｄ変換器２
０１、ディジタル直交検波部２０２、数値制御発振器２
０３、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４及び２０５、
再サンプリング回路２０６、受信フィルタ（ＲＸ ＦＩ
Ｌ）２０７及び２０８、同期検波復調器２０９、自動周
波数制御回路（ＡＦＣ）２１０及び再サンプリング制御
回路２１１を備えている。
０１、ディジタル直交検波部２０２、数値制御発振器２
０３、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４及び２０５、
再サンプリング回路２０６、受信フィルタ（ＲＸ ＦＩ
Ｌ）２０７及び２０８、同期検波復調器２０９、自動周
波数制御回路（ＡＦＣ）２１０及び再サンプリング制御
回路２１１を備えている。
【００１３】Ａ／Ｄ変換器２０１は、アナログ部１０の
ＢＰＦ１０６を通過した第２中間周波数帯信号をサンプ
リングしてディジタル信号に変換し、このディジタル信
号に変換された第２中間周波数帯信号はディジタル直交
検波部２０２に出力される。ディジタル直交検波部２０
２は、第１乗算器２０２Ａ、第２乗算器２０２Ｂ及びπ
／２移相器２０２Ｃを備え、Ａ／Ｄ変換器２０１でディ
ジタル信号に変換された第２中間周波数帯信号は２分岐
されて第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算器２０２Ｂに出
力される。第１乗算器２０２Ａは、Ａ／Ｄ変換器７でサ
ンプリングされた第２中間周波数帯信号と数値制御発振
器２０３の発振信号をπ／２移相器２０２Ｃでπ／２移
相した信号とを乗算して直交成分のベースバンド信号を
検波するものであり、第２乗算器２０２Ｂは、Ａ／Ｄ変
換器７でサンプリングされた第２中間周波数帯信号と数
値制御発振器２０３の発振信号とを乗算して同相成分の
ベースバンド信号を検波するものである。また、π／２
移相器２０２Ｃは、数値制御発振器２０３の発振信号を
π／２移相して第１乗算器２０２Ａに出力する。
ＢＰＦ１０６を通過した第２中間周波数帯信号をサンプ
リングしてディジタル信号に変換し、このディジタル信
号に変換された第２中間周波数帯信号はディジタル直交
検波部２０２に出力される。ディジタル直交検波部２０
２は、第１乗算器２０２Ａ、第２乗算器２０２Ｂ及びπ
／２移相器２０２Ｃを備え、Ａ／Ｄ変換器２０１でディ
ジタル信号に変換された第２中間周波数帯信号は２分岐
されて第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算器２０２Ｂに出
力される。第１乗算器２０２Ａは、Ａ／Ｄ変換器７でサ
ンプリングされた第２中間周波数帯信号と数値制御発振
器２０３の発振信号をπ／２移相器２０２Ｃでπ／２移
相した信号とを乗算して直交成分のベースバンド信号を
検波するものであり、第２乗算器２０２Ｂは、Ａ／Ｄ変
換器７でサンプリングされた第２中間周波数帯信号と数
値制御発振器２０３の発振信号とを乗算して同相成分の
ベースバンド信号を検波するものである。また、π／２
移相器２０２Ｃは、数値制御発振器２０３の発振信号を
π／２移相して第１乗算器２０２Ａに出力する。
【００１４】低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４は、第
１乗算器２０２Ａから出力される直交成分のベースバン
ド信号から高調波成分を除去するものであり、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）２０５は、第２乗算器２０２Ｂから
出力される同相成分のベースバンド信号から高調波成分
を除去するものである。再サンプリング回路２０６は、
同期検波復調器２０９からのクロック位相誤差情報をも
とに低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４および２０５の
出力信号をシンボル・レートの整数倍のサンプリング・
レートでリタイミングするものである。受信フィルタ
（ＲＸ ＦＩＬ）２０７及び２０８は、再サンプリング
回路２０６でリタイミングされた出力信号をディジタル
伝送における符号間干渉を防止するようスペクトル整形
するものである。同期検波復調器２０９は、受信フィル
タ２０７及び２０８の出力信号から搬送波を再生して受
信信号の同期復調を行うとともに周波数誤差情報及びク
ロック位相情報を検出するものであり、この同期検波復
調器２０９で検出された周波数誤差情報は自動周波数制
御回路（ＡＦＣ）２１０に出力され、また、クロック位
相情報は再サンプリング回路２０６の再サンプリング制
御回路２１１に出力されるように構成されている。自動
周波数制御回路（ＡＦＣ）２１０は、周波数誤差情報に
基づいて数値制御発振器２０３の発振周波数を制御す
る。また、再サンプリング制御回路２１１は、クロック
位相情報に基づいて再サンプリング回路２０６の再サン
プリングタイミングを補正する。
１乗算器２０２Ａから出力される直交成分のベースバン
ド信号から高調波成分を除去するものであり、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）２０５は、第２乗算器２０２Ｂから
出力される同相成分のベースバンド信号から高調波成分
を除去するものである。再サンプリング回路２０６は、
同期検波復調器２０９からのクロック位相誤差情報をも
とに低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４および２０５の
出力信号をシンボル・レートの整数倍のサンプリング・
レートでリタイミングするものである。受信フィルタ
（ＲＸ ＦＩＬ）２０７及び２０８は、再サンプリング
回路２０６でリタイミングされた出力信号をディジタル
伝送における符号間干渉を防止するようスペクトル整形
するものである。同期検波復調器２０９は、受信フィル
タ２０７及び２０８の出力信号から搬送波を再生して受
信信号の同期復調を行うとともに周波数誤差情報及びク
ロック位相情報を検出するものであり、この同期検波復
調器２０９で検出された周波数誤差情報は自動周波数制
御回路（ＡＦＣ）２１０に出力され、また、クロック位
相情報は再サンプリング回路２０６の再サンプリング制
御回路２１１に出力されるように構成されている。自動
周波数制御回路（ＡＦＣ）２１０は、周波数誤差情報に
基づいて数値制御発振器２０３の発振周波数を制御す
る。また、再サンプリング制御回路２１１は、クロック
位相情報に基づいて再サンプリング回路２０６の再サン
プリングタイミングを補正する。
【００１５】次に、上記のうように構成された本実施の
形態の動作について説明する。直交変調された受信信号
は周波数変換器１０１によって第１中間周波数帯の信号
に周波数変換され、この第１中間周波数帯信号はＢＰＦ
１０３により帯域制限された後、周波数変換器１０４に
よって第２中間周波数帯の信号に周波数変換され、ＢＰ
Ｆ１０６により帯域制限されてＡ／Ｄ変換器２０１に出
力され、サンプリングされてディジタル信号に変換され
る。ここで、第２周波数変換器１０４から出力される第
２中間周波数帯信号の中心周波数をｆ１とし、Ａ／Ｄ変
換器２０１のサンプリング周波数をｆ２とする。ただ
し、Ａ／Ｄ変換器２０１のサンプリング周波数ｆ２は、
ナイキストの定理を満たすように第２中間周波数帯信号
の帯域幅Ｂの２倍より大きいものとする。図２におい
て、（Ａ）はＢＰＦ１０６により帯域制限された第２周
波数変換器１０４の周波数スペクトルを示し、（Ｂ）は
Ａ／Ｄ変換器２０１の出力の周波数スペクトルを示し、
また、（Ｃ）はＬＰＦ２０４、２０５の出力の周波数ス
ペクトルを示す。
形態の動作について説明する。直交変調された受信信号
は周波数変換器１０１によって第１中間周波数帯の信号
に周波数変換され、この第１中間周波数帯信号はＢＰＦ
１０３により帯域制限された後、周波数変換器１０４に
よって第２中間周波数帯の信号に周波数変換され、ＢＰ
Ｆ１０６により帯域制限されてＡ／Ｄ変換器２０１に出
力され、サンプリングされてディジタル信号に変換され
る。ここで、第２周波数変換器１０４から出力される第
２中間周波数帯信号の中心周波数をｆ１とし、Ａ／Ｄ変
換器２０１のサンプリング周波数をｆ２とする。ただ
し、Ａ／Ｄ変換器２０１のサンプリング周波数ｆ２は、
ナイキストの定理を満たすように第２中間周波数帯信号
の帯域幅Ｂの２倍より大きいものとする。図２におい
て、（Ａ）はＢＰＦ１０６により帯域制限された第２周
波数変換器１０４の周波数スペクトルを示し、（Ｂ）は
Ａ／Ｄ変換器２０１の出力の周波数スペクトルを示し、
また、（Ｃ）はＬＰＦ２０４、２０５の出力の周波数ス
ペクトルを示す。
【００１６】この図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器２０
１でサンプリングされたディジタル信号には中心周波数
ｆ１−ｆ２の成分が現れる。このとき、数値制御発振器
２０３の発振周波数をｆ１−ｆ２とすれば、Ａ／Ｄ変換
されたサンプル値列を第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算
器２０２Ｂで発振周波数ｆ１−ｆ２及び発振周波数ｆ１
−ｆ２をπ／２移相した発振信号を乗算することにより
同相成分と直交成分のベースバンド信号に検波できる。
ただし、Ａ／Ｄ変換器２０１のサンプリング周波数ｆ２
を、サンプリングでの折り返し成分が希望波成分に畳重
されないように選択しなければならない。ここで、２×
ｆ２＞ｆ１とすると、図２から、２×ｆ２−ｆ１−Ｂ＞
ｆ１−ｆ２または、２×ｆ２−ｆ１＋Ｂ＜ｆ１−ｆ２と
いう条件が導かれる。よって、ｆ２は以下の条件を満た
さなければならない。ｆ２＞２／３×ｆ１＋１／３×Ｂ
または、ｆ２＜２／３×ｆ１−１／３×Ｂとなる。
１でサンプリングされたディジタル信号には中心周波数
ｆ１−ｆ２の成分が現れる。このとき、数値制御発振器
２０３の発振周波数をｆ１−ｆ２とすれば、Ａ／Ｄ変換
されたサンプル値列を第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算
器２０２Ｂで発振周波数ｆ１−ｆ２及び発振周波数ｆ１
−ｆ２をπ／２移相した発振信号を乗算することにより
同相成分と直交成分のベースバンド信号に検波できる。
ただし、Ａ／Ｄ変換器２０１のサンプリング周波数ｆ２
を、サンプリングでの折り返し成分が希望波成分に畳重
されないように選択しなければならない。ここで、２×
ｆ２＞ｆ１とすると、図２から、２×ｆ２−ｆ１−Ｂ＞
ｆ１−ｆ２または、２×ｆ２−ｆ１＋Ｂ＜ｆ１−ｆ２と
いう条件が導かれる。よって、ｆ２は以下の条件を満た
さなければならない。ｆ２＞２／３×ｆ１＋１／３×Ｂ
または、ｆ２＜２／３×ｆ１−１／３×Ｂとなる。
【００１７】第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算器２０２
Ｂによって同相成分と直交成分に検波されたベースバン
ド信号はＬＰＦ２０４および２０５により高調波成分が
除去された後、再サンプリング回路２０６によってシン
ボル・レートの整数倍のサンプリング・レートでリタイ
ミングされる。一般に同期検波復調器２０９において、
クロック位相検出を行う場合、再サンプリング回路２０
６はシンボル・レートの２倍でオーバー・サンプリング
される。
Ｂによって同相成分と直交成分に検波されたベースバン
ド信号はＬＰＦ２０４および２０５により高調波成分が
除去された後、再サンプリング回路２０６によってシン
ボル・レートの整数倍のサンプリング・レートでリタイ
ミングされる。一般に同期検波復調器２０９において、
クロック位相検出を行う場合、再サンプリング回路２０
６はシンボル・レートの２倍でオーバー・サンプリング
される。
【００１８】従って、同期検波復調器２０９では、信号
点だけでなく信号点と信号点の中間点であるゼロクロス
点においても復調を行い、最適なサンプリング点からの
位相の遅れまたは進みを判定し、これをクロック位相情
報として再サンプリング制御回路２１１に出力する。再
サンプリング制御回路２１１では、同期検波復調器２０
９から入力されるクロック位相情報をもとに、クロック
位相の遅れまたは進みを積算し、その値があるしきい値
を越えた場合、再サンプリング回路２０６の再サンプリ
ングのタイミングを補正する。このような場合、Ａ／Ｄ
変換器２０１のサンプリング・レートを、再サンプリン
グ回路２０６のリタイミングでのサンプリング・レート
の整数倍にすれば、再サンプリング回路２０６では単に
サンプリング・データの間引きを行えばよい。また、再
サンプリングのタイミング補正は、積算位相の遅れまた
は進みに従ってサンプリング・データの間引きの間隔を
Ａ／Ｄ変換器２０１の１サンプリング周期だけ前後にず
らすことによって簡単な回路で実現できる。
点だけでなく信号点と信号点の中間点であるゼロクロス
点においても復調を行い、最適なサンプリング点からの
位相の遅れまたは進みを判定し、これをクロック位相情
報として再サンプリング制御回路２１１に出力する。再
サンプリング制御回路２１１では、同期検波復調器２０
９から入力されるクロック位相情報をもとに、クロック
位相の遅れまたは進みを積算し、その値があるしきい値
を越えた場合、再サンプリング回路２０６の再サンプリ
ングのタイミングを補正する。このような場合、Ａ／Ｄ
変換器２０１のサンプリング・レートを、再サンプリン
グ回路２０６のリタイミングでのサンプリング・レート
の整数倍にすれば、再サンプリング回路２０６では単に
サンプリング・データの間引きを行えばよい。また、再
サンプリングのタイミング補正は、積算位相の遅れまた
は進みに従ってサンプリング・データの間引きの間隔を
Ａ／Ｄ変換器２０１の１サンプリング周期だけ前後にず
らすことによって簡単な回路で実現できる。
【００１９】再サンプリング回路２０６でリタイミング
された同相成分及び直交成分のベースバンド信号は受信
フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）２０７および２０９によって
スペクトル整形され、同期検波復調回路２０９に入力さ
れる。同期検波復調回路２０９では搬送波再生を行い、
受信信号を復調し、復調データを出力する。また同時
に、同期検波復調回路２０９の入力信号の周波数誤差情
報を自動周波数制御回路２１０に出力し、クロック位相
情報を再サンプリング制御回路２１１に出力する。自動
周波数制御回路２１０では、同期検波復調回路２０９か
ら得た周波数誤差情報をもとに、ディジタル直交検波部
２０２に変換周波数を出力する数値制御発振器２０３の
発振周波数を制御する。
された同相成分及び直交成分のベースバンド信号は受信
フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）２０７および２０９によって
スペクトル整形され、同期検波復調回路２０９に入力さ
れる。同期検波復調回路２０９では搬送波再生を行い、
受信信号を復調し、復調データを出力する。また同時
に、同期検波復調回路２０９の入力信号の周波数誤差情
報を自動周波数制御回路２１０に出力し、クロック位相
情報を再サンプリング制御回路２１１に出力する。自動
周波数制御回路２１０では、同期検波復調回路２０９か
ら得た周波数誤差情報をもとに、ディジタル直交検波部
２０２に変換周波数を出力する数値制御発振器２０３の
発振周波数を制御する。
【００２０】上記のような第１の実施の形態によれば、
中間周波数帯に変換した信号をＡ／Ｄ変換器２０１によ
りサンプリングしてディジタル信号に変換した後のディ
ジタル信号をディジタル直交検波部２０２で直交検波す
る構成にしたので、従来のアナログ準同期検波器を用い
た場合のように、その出力の同相成分信号と直交成分信
号との間の位相および振幅の微調整が不要になり、調整
時間および費用を削除することができるとともに、ディ
ジタル直交検波部を含むディジタル信号処理部を集積回
路で実現することにより、部品数の大幅な削減が可能に
なり、直交変調波受信装置の低価格化及び小型化を容易
に実現できる。また、ディジタル信号処理により、直交
検波部における変換周波数を容易に任意の周波数で動作
させることができる。さらに、第１の実施の形態によれ
ば、自動周波数制御回路と組み合わせて直交検波部に供
給される変換周波数を変化させることによって、従来存
在していたＡＦＣ複素乗算器を削除することができ、こ
れに伴い、復調回路を簡略化できる。また、同期検波復
調器に入力する直交検波された同相および直交信号を再
サンプリング回路で再サンプリングする場合、同期検波
復調器のクロック位相情報により再サンプリング・タイ
ミングを制御することにより、簡易なクロック再生回路
を提供することができる。
中間周波数帯に変換した信号をＡ／Ｄ変換器２０１によ
りサンプリングしてディジタル信号に変換した後のディ
ジタル信号をディジタル直交検波部２０２で直交検波す
る構成にしたので、従来のアナログ準同期検波器を用い
た場合のように、その出力の同相成分信号と直交成分信
号との間の位相および振幅の微調整が不要になり、調整
時間および費用を削除することができるとともに、ディ
ジタル直交検波部を含むディジタル信号処理部を集積回
路で実現することにより、部品数の大幅な削減が可能に
なり、直交変調波受信装置の低価格化及び小型化を容易
に実現できる。また、ディジタル信号処理により、直交
検波部における変換周波数を容易に任意の周波数で動作
させることができる。さらに、第１の実施の形態によれ
ば、自動周波数制御回路と組み合わせて直交検波部に供
給される変換周波数を変化させることによって、従来存
在していたＡＦＣ複素乗算器を削除することができ、こ
れに伴い、復調回路を簡略化できる。また、同期検波復
調器に入力する直交検波された同相および直交信号を再
サンプリング回路で再サンプリングする場合、同期検波
復調器のクロック位相情報により再サンプリング・タイ
ミングを制御することにより、簡易なクロック再生回路
を提供することができる。
【００２１】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。図３は本発明の第２の実施の形態を示す直交
変調波受信装置のブロック図である。同図において、図
１と異なる点は、図１における同期検波復調器をＰＬＬ
を用いた同期復調回路（ＰＬＬ復調器）２１２で構成
し、また、図１における数値制御発振器及び自動周波数
制御回路をサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３と
その読み出しアドレスをデコードするアドレス・デコー
ダ２１４で構成したところにある。
説明する。図３は本発明の第２の実施の形態を示す直交
変調波受信装置のブロック図である。同図において、図
１と異なる点は、図１における同期検波復調器をＰＬＬ
を用いた同期復調回路（ＰＬＬ復調器）２１２で構成
し、また、図１における数値制御発振器及び自動周波数
制御回路をサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３と
その読み出しアドレスをデコードするアドレス・デコー
ダ２１４で構成したところにある。
【００２２】以下、図３を参照して、図１と同一の構成
要素には同一符号を付して説明すると、直交変調波受信
装置は、図１に示す場合と同様に、大きく分けてアナロ
グ部１０とディジタル部２０から構成される。アナログ
部１０は前記第１の実施の形態と同等の構成になってい
る。従って、主にディジタル部２０について説明し、他
の構成説明については省略する。ディジタル部２０は、
Ａ／Ｄ変換器２０１、ディジタル直交検波部２０２、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４及び２０５、再サンプ
リング回路２０６、受信フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）２０
７及び２０８、ＰＬＬ復調器２１２、サイン／コサイン
・テーブルＲＯＭ２１３、アドレス・デコーダ２１４、
再サンプリング制御回路２１１を備えている。
要素には同一符号を付して説明すると、直交変調波受信
装置は、図１に示す場合と同様に、大きく分けてアナロ
グ部１０とディジタル部２０から構成される。アナログ
部１０は前記第１の実施の形態と同等の構成になってい
る。従って、主にディジタル部２０について説明し、他
の構成説明については省略する。ディジタル部２０は、
Ａ／Ｄ変換器２０１、ディジタル直交検波部２０２、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４及び２０５、再サンプ
リング回路２０６、受信フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）２０
７及び２０８、ＰＬＬ復調器２１２、サイン／コサイン
・テーブルＲＯＭ２１３、アドレス・デコーダ２１４、
再サンプリング制御回路２１１を備えている。
【００２３】Ａ／Ｄ変換器２０１は、アナログ部１０の
ＢＰＦ１０６を通過した第２中間周波数帯信号をサンプ
リングしてディジタル信号に変換し、このディジタル信
号に変換された第２中間周波数帯信号はディジタル直交
検波部２０２に出力される。ディジタル直交検波部２０
２は、第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算器２０２Ｂを備
え、Ａ／Ｄ変換器２０１でディジタル信号に変換された
第２中間周波数帯信号は２分岐されて第１乗算器２０２
Ａ及び第２乗算器２０２Ｂに出力される。第１乗算器２
０２Ａは、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされた第２中
間周波数帯信号とサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２
１３から出力されるコサイン値とを乗算して同相成分の
ベースバンド信号を検波するものであり、第２乗算器２
０２Ｂは、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされた第２中
間周波数帯信号とサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２
１３から出力されるサイン値とを乗算して直交成分のベ
ースバンド信号を検波するものである。
ＢＰＦ１０６を通過した第２中間周波数帯信号をサンプ
リングしてディジタル信号に変換し、このディジタル信
号に変換された第２中間周波数帯信号はディジタル直交
検波部２０２に出力される。ディジタル直交検波部２０
２は、第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算器２０２Ｂを備
え、Ａ／Ｄ変換器２０１でディジタル信号に変換された
第２中間周波数帯信号は２分岐されて第１乗算器２０２
Ａ及び第２乗算器２０２Ｂに出力される。第１乗算器２
０２Ａは、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされた第２中
間周波数帯信号とサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２
１３から出力されるコサイン値とを乗算して同相成分の
ベースバンド信号を検波するものであり、第２乗算器２
０２Ｂは、Ａ／Ｄ変換器７でサンプリングされた第２中
間周波数帯信号とサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２
１３から出力されるサイン値とを乗算して直交成分のベ
ースバンド信号を検波するものである。
【００２４】低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４は、第
１乗算器２０２Ａから出力される同相成分のベースバン
ド信号から高調波成分を除去するものであり、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）２０５は、第２乗算器２０２Ｂから
出力される直交成分のベースバンド信号から高調波成分
を除去するものである。再サンプリング回路２０６は、
ＰＬＬ復調器２１２からのクロック位相誤差情報をもと
に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４および２０５の出
力信号をシンボル・レートの整数倍のサンプリング・レ
ートでリタイミングするものである。受信フィルタ（Ｒ
Ｘ ＦＩＬ）２０７及び２０８は、再サンプリング回路
２０６でリタイミングされた出力信号をディジタル伝送
における符号間干渉を防止するようスペクトル整形す
る。
１乗算器２０２Ａから出力される同相成分のベースバン
ド信号から高調波成分を除去するものであり、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）２０５は、第２乗算器２０２Ｂから
出力される直交成分のベースバンド信号から高調波成分
を除去するものである。再サンプリング回路２０６は、
ＰＬＬ復調器２１２からのクロック位相誤差情報をもと
に低域通過フィルタ（ＬＰＦ）２０４および２０５の出
力信号をシンボル・レートの整数倍のサンプリング・レ
ートでリタイミングするものである。受信フィルタ（Ｒ
Ｘ ＦＩＬ）２０７及び２０８は、再サンプリング回路
２０６でリタイミングされた出力信号をディジタル伝送
における符号間干渉を防止するようスペクトル整形す
る。
【００２５】ＰＬＬ復調器２１２は、複素乗算器２１２
Ａ、位相検出器２１２Ｂ、ループ・フィルタ２１２Ｃ、
アドレス・デコーダ２１２Ｄ、サイン／コサイン・テー
ブルＲＯＭ２１２Ｅを備える。複素乗算器２１２Ａは、
受信フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）２０７及び２０８の出力
信号にサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１２Ｅから
読み出したサイン値及びコサイン値の出力信号を複素乗
算することにより同相成分及び直交成分のベースバンド
信号を取り出すものであり、そのベースバンド信号は位
相検出器２１２Ｂに出力される。位相検出器２１２Ｂ
は、複素乗算器２１２Ａから出力されるベースバンド信
号の位相を検出し復調データを出力すると共にベースバ
ンド信号の周波数誤差情報とクロック位相情報を検出し
て出力する。ループ・フィルタ２１２Ｃは、ベースバン
ド信号の周波数誤差情報を平滑化して制御値に変換して
アドレス・デコーダ２１２Ｄ及びアドレス・デコーダ２
１４に出力するものである。アドレス・デコーダ２１２
Ｄは、周波数誤差情報である電圧とディジタル直交検波
部２０２の変換周期をもとにサイン／コサイン・テーブ
ルＲＯＭ２１２Ｅの読み出しアドレスを決定するもので
ある。また、サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１２
Ｅは、周波数誤差情報に応じた多数のコサイン値及びサ
イン値をテーブルにして記憶するもので、アドレス・デ
コーダ２１２Ｄによりアドレス指定されたコサイン値及
びサイン値を複素乗算器２１２Ａに出力する。
Ａ、位相検出器２１２Ｂ、ループ・フィルタ２１２Ｃ、
アドレス・デコーダ２１２Ｄ、サイン／コサイン・テー
ブルＲＯＭ２１２Ｅを備える。複素乗算器２１２Ａは、
受信フィルタ（ＲＸ ＦＩＬ）２０７及び２０８の出力
信号にサイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１２Ｅから
読み出したサイン値及びコサイン値の出力信号を複素乗
算することにより同相成分及び直交成分のベースバンド
信号を取り出すものであり、そのベースバンド信号は位
相検出器２１２Ｂに出力される。位相検出器２１２Ｂ
は、複素乗算器２１２Ａから出力されるベースバンド信
号の位相を検出し復調データを出力すると共にベースバ
ンド信号の周波数誤差情報とクロック位相情報を検出し
て出力する。ループ・フィルタ２１２Ｃは、ベースバン
ド信号の周波数誤差情報を平滑化して制御値に変換して
アドレス・デコーダ２１２Ｄ及びアドレス・デコーダ２
１４に出力するものである。アドレス・デコーダ２１２
Ｄは、周波数誤差情報である電圧とディジタル直交検波
部２０２の変換周期をもとにサイン／コサイン・テーブ
ルＲＯＭ２１２Ｅの読み出しアドレスを決定するもので
ある。また、サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１２
Ｅは、周波数誤差情報に応じた多数のコサイン値及びサ
イン値をテーブルにして記憶するもので、アドレス・デ
コーダ２１２Ｄによりアドレス指定されたコサイン値及
びサイン値を複素乗算器２１２Ａに出力する。
【００２６】サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３
は、周波数誤差情報に応じた多数のコサイン値及びサイ
ン値をテーブルにして記憶するもので、アドレス・デコ
ーダ２１４によりアドレス指定されたコサイン値及びサ
イン値をディジタル直交検波部２０２の第１乗算器２０
２Ａ及び第２乗算器２０２Ｂに出力する。アドレス・デ
コーダ２１４は、周波数誤差情報である平滑化された制
御値とディジタル直交検波部２０２の変換周期をもとに
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１２Ｅの読み出し
アドレスを決定するものである。また、再サンプリング
制御回路２１１は、位相検出器２１２Ｂから出力される
クロック位相情報によって再サンプリング回路２０６の
サンプリング・タイミングを制御するものである。
は、周波数誤差情報に応じた多数のコサイン値及びサイ
ン値をテーブルにして記憶するもので、アドレス・デコ
ーダ２１４によりアドレス指定されたコサイン値及びサ
イン値をディジタル直交検波部２０２の第１乗算器２０
２Ａ及び第２乗算器２０２Ｂに出力する。アドレス・デ
コーダ２１４は、周波数誤差情報である平滑化された制
御値とディジタル直交検波部２０２の変換周期をもとに
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１２Ｅの読み出し
アドレスを決定するものである。また、再サンプリング
制御回路２１１は、位相検出器２１２Ｂから出力される
クロック位相情報によって再サンプリング回路２０６の
サンプリング・タイミングを制御するものである。
【００２７】上記のように構成された第２の実施の形態
の動作について説明する。アナログ部１０で中間周波数
帯の信号に変換された受信信号はＡ／Ｄ変換器２０１に
よってサンプリングされディジタル信号に変換され、デ
ィジタル直交検波部２０２に出力される。そして、ディ
ジタル直交検波部２０２では、第１乗算器２０２Ａ及び
第２乗算器２０２Ｂにおいて、ディジタル信号にサイン
／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３からのコサイン値及
びサイン値をそれぞれ乗算することにより同相成分と直
交成分が検波される。サイン／コサイン・テーブルＲＯ
Ｍ２１３の読み出しアドレスは、ループ・フィタ２１２
Ｃの出力信号とディジタル直交検波部２０２の変換周期
からアドレス・デコーダ２１４で算出され指定される。
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３において、サ
イン１周期のサンプル数を４×Ｍ（Ｍは整数）とした
時、サイン値の読み出しアドレスをＡＤｓｉｎとする
と、コサインの読み出しアドレスはＡＤｓｉｎ＋Ｍと指
定される。この場合、サイン／コサイン・テーブルＲＯ
Ｍ２１３には１＋１／４周期分のデータ・テーブルを設
ければアドレス・デコーダ２１４における処理が簡単に
することができる。
の動作について説明する。アナログ部１０で中間周波数
帯の信号に変換された受信信号はＡ／Ｄ変換器２０１に
よってサンプリングされディジタル信号に変換され、デ
ィジタル直交検波部２０２に出力される。そして、ディ
ジタル直交検波部２０２では、第１乗算器２０２Ａ及び
第２乗算器２０２Ｂにおいて、ディジタル信号にサイン
／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３からのコサイン値及
びサイン値をそれぞれ乗算することにより同相成分と直
交成分が検波される。サイン／コサイン・テーブルＲＯ
Ｍ２１３の読み出しアドレスは、ループ・フィタ２１２
Ｃの出力信号とディジタル直交検波部２０２の変換周期
からアドレス・デコーダ２１４で算出され指定される。
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ２１３において、サ
イン１周期のサンプル数を４×Ｍ（Ｍは整数）とした
時、サイン値の読み出しアドレスをＡＤｓｉｎとする
と、コサインの読み出しアドレスはＡＤｓｉｎ＋Ｍと指
定される。この場合、サイン／コサイン・テーブルＲＯ
Ｍ２１３には１＋１／４周期分のデータ・テーブルを設
ければアドレス・デコーダ２１４における処理が簡単に
することができる。
【００２８】第１乗算器２０２Ａ及び第２乗算器２０２
Ｂによって同相成分と直交成分に検波されたベースバン
ド信号はＬＰＦ２０４および２０５で高調波成分を除去
され、再サンプリング回路２０６でシンボル・レートの
整数倍のサンプリング・レートでリタイミングされる。
一般にＰＬＬ復調部２１２の位相検出器２１２Ｂにおい
てクロック位相検出を行う場合、シンボル・レートの２
倍でオーバー・サンプリングされる。位相検出器２１２
Ｂでは、信号点だけでなく信号点と信号点の中間点であ
るゼロクロス点においても位相の検出を行い、最適なサ
ンプリング点からの位相の遅れまたは進みを判定し、ク
ロック位相情報として再サンプリング制御回路２１１に
出力する。再サンプリング制御回路２１１では、位相検
出器２１２Ｂから入力されるクロック位相情報をもと
に、クロック位相の遅れまたは進みを積算し、その値が
あるしきい値を越えた場合、再サンプリングのタイミン
グを補正する。このような場合、Ａ／Ｄ変換器２０１の
サンプリング・レートを再サンプリングでのサンプリン
グ・レートの整数倍にすれば再サンプリング回路２０６
では単にサンプリング・データの間引きを行えばよい。
また、再サンプリングのタイミング補正は、積算位相の
遅れまたは進みに従ってサンプリング・データの間引き
の間隔をＡ／Ｄ変換器２０１の１サンプリング周期だけ
前後にずらすことによって実現する。再サンプリング回
路２０６でリタイミングされた信号は受信フィルタ（Ｒ
ＸＦＩＬ）２０４及び２０５によってスペクトル整形さ
れ、ＰＬＬ復調部２１２に入力される。ＰＬＬ復調部２
１２では、複素乗算器２１２Ａの出力信号の位相を検出
し復調すると同時に再サンプリング制御回路２１１にク
ロック位相情報を、アドレス・デコーダ３１に受信信号
の周波数誤差情報をそれぞれ出力する。
Ｂによって同相成分と直交成分に検波されたベースバン
ド信号はＬＰＦ２０４および２０５で高調波成分を除去
され、再サンプリング回路２０６でシンボル・レートの
整数倍のサンプリング・レートでリタイミングされる。
一般にＰＬＬ復調部２１２の位相検出器２１２Ｂにおい
てクロック位相検出を行う場合、シンボル・レートの２
倍でオーバー・サンプリングされる。位相検出器２１２
Ｂでは、信号点だけでなく信号点と信号点の中間点であ
るゼロクロス点においても位相の検出を行い、最適なサ
ンプリング点からの位相の遅れまたは進みを判定し、ク
ロック位相情報として再サンプリング制御回路２１１に
出力する。再サンプリング制御回路２１１では、位相検
出器２１２Ｂから入力されるクロック位相情報をもと
に、クロック位相の遅れまたは進みを積算し、その値が
あるしきい値を越えた場合、再サンプリングのタイミン
グを補正する。このような場合、Ａ／Ｄ変換器２０１の
サンプリング・レートを再サンプリングでのサンプリン
グ・レートの整数倍にすれば再サンプリング回路２０６
では単にサンプリング・データの間引きを行えばよい。
また、再サンプリングのタイミング補正は、積算位相の
遅れまたは進みに従ってサンプリング・データの間引き
の間隔をＡ／Ｄ変換器２０１の１サンプリング周期だけ
前後にずらすことによって実現する。再サンプリング回
路２０６でリタイミングされた信号は受信フィルタ（Ｒ
ＸＦＩＬ）２０４及び２０５によってスペクトル整形さ
れ、ＰＬＬ復調部２１２に入力される。ＰＬＬ復調部２
１２では、複素乗算器２１２Ａの出力信号の位相を検出
し復調すると同時に再サンプリング制御回路２１１にク
ロック位相情報を、アドレス・デコーダ３１に受信信号
の周波数誤差情報をそれぞれ出力する。
【００２９】上記のような第２の実施の形態によれば、
上記第１の実施の形態と同様な効果が得られるほか、数
値制御発振器及び自動周波数制御回路をサイン／コサイ
ン・テーブルＲＯＭとその読み出しアドレスをデコード
するアドレス・デコーダで構成することにより、従来存
在していたＡＦＣ複素乗算器及び数値制御発振器を削除
することができる。
上記第１の実施の形態と同様な効果が得られるほか、数
値制御発振器及び自動周波数制御回路をサイン／コサイ
ン・テーブルＲＯＭとその読み出しアドレスをデコード
するアドレス・デコーダで構成することにより、従来存
在していたＡＦＣ複素乗算器及び数値制御発振器を削除
することができる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、受
信信号を周波数変換手段で中間周波数帯信号に変換し、
この中間周波数帯信号をＡ／Ｄ変換手段でサンプリング
してディジタル信号に変換した後のディジタル信号をデ
ィジタル信号処理により直交検波する構成にしたので、
従来のアナログ準同期検波器を用いた場合のように、そ
の出力の同相成分信号と直交成分信号との間の位相およ
び振幅の微調整が不要になり、調整時間および費用を削
除することができるとともに、ディジタル直交検波手段
を含むディジタル信号処理部を集積回路で実現すること
により、部品数の大幅な削減が可能になり、直交変調波
受信装置の低価格化及び小型化を容易に実現できる。ま
た、本発明によれば、ディジタル信号処理により、直交
検波部における変換周波数を容易に任意の周波数で動作
させることができる。さらに、本発明によれば、自動周
波数制御回路と組み合わせて直交検波部に供給される変
換周波数を変化させることによって、従来存在していた
ＡＦＣ複素乗算器を削除することができ、これに伴い、
復調回路を簡略化できる。また、本発明によれば、同期
検波復調器に入力する直交検波された同相および直交信
号を再サンプリング回路で再サンプリングする場合、再
サンプリング制御回路により、復調手段から出力される
前記クロック位相情報をもとにクロック位相の遅れまた
は進みを積算し、その積算値があるしきい値を越えた時
に再サンプリング回路の再サンプリングのタイミングを
補正するように制御する構成にしたから、再サンプリン
グのタイミング補正を簡単な回路で実現でき、かつ簡易
なクロック再生回路を提供できる。
信信号を周波数変換手段で中間周波数帯信号に変換し、
この中間周波数帯信号をＡ／Ｄ変換手段でサンプリング
してディジタル信号に変換した後のディジタル信号をデ
ィジタル信号処理により直交検波する構成にしたので、
従来のアナログ準同期検波器を用いた場合のように、そ
の出力の同相成分信号と直交成分信号との間の位相およ
び振幅の微調整が不要になり、調整時間および費用を削
除することができるとともに、ディジタル直交検波手段
を含むディジタル信号処理部を集積回路で実現すること
により、部品数の大幅な削減が可能になり、直交変調波
受信装置の低価格化及び小型化を容易に実現できる。ま
た、本発明によれば、ディジタル信号処理により、直交
検波部における変換周波数を容易に任意の周波数で動作
させることができる。さらに、本発明によれば、自動周
波数制御回路と組み合わせて直交検波部に供給される変
換周波数を変化させることによって、従来存在していた
ＡＦＣ複素乗算器を削除することができ、これに伴い、
復調回路を簡略化できる。また、本発明によれば、同期
検波復調器に入力する直交検波された同相および直交信
号を再サンプリング回路で再サンプリングする場合、再
サンプリング制御回路により、復調手段から出力される
前記クロック位相情報をもとにクロック位相の遅れまた
は進みを積算し、その積算値があるしきい値を越えた時
に再サンプリング回路の再サンプリングのタイミングを
補正するように制御する構成にしたから、再サンプリン
グのタイミング補正を簡単な回路で実現でき、かつ簡易
なクロック再生回路を提供できる。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す直交変調波受
信装置のブロック図である。
信装置のブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態を示す直交変調波受
信装置における各部の周波数スペクトル図である。
信装置における各部の周波数スペクトル図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す直交変調波受
信装置のブロック図である。
信装置のブロック図である。
【図４】従来の直交変調波受信装置の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
１０１……周波数変換器、１０２……シンセサイザ、１
０３、１０６……帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１０５
……局部発振器、２０１……Ａ／Ｄ変換器、２０２……
ディジタル直交検波部、２０２Ａ……第１乗算器、２０
２Ｂ……第２乗算器、２０２Ｃ……π／２移相器、２０
３……数値制御発振器（ＮＣＯ）、２０４、２０５……
低域制限フィルタ（ＬＰＦ）、２０６……再サンプリン
グ回路、２０７、２０８……受信フィルタ（ＲＸ ＦＩ
Ｌ）、２０９……同期検波復調器、２１０……自動周波
数制御回路（ＡＦＣ）、２１１……再サンプリング制御
回路、２１２……ＰＬＬ復調部、２１２Ａ……複素乗算
器、２１２Ｂ……位相検出器、２１２……ループ・フィ
ルタ、２１２Ｄ……アドレス・デコーダ、２１２Ｅ……
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ、２１３……サイン
／コサイン・テーブルＲＯＭ、２１４……アドレス・デ
コーダ。
０３、１０６……帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１０５
……局部発振器、２０１……Ａ／Ｄ変換器、２０２……
ディジタル直交検波部、２０２Ａ……第１乗算器、２０
２Ｂ……第２乗算器、２０２Ｃ……π／２移相器、２０
３……数値制御発振器（ＮＣＯ）、２０４、２０５……
低域制限フィルタ（ＬＰＦ）、２０６……再サンプリン
グ回路、２０７、２０８……受信フィルタ（ＲＸ ＦＩ
Ｌ）、２０９……同期検波復調器、２１０……自動周波
数制御回路（ＡＦＣ）、２１１……再サンプリング制御
回路、２１２……ＰＬＬ復調部、２１２Ａ……複素乗算
器、２１２Ｂ……位相検出器、２１２……ループ・フィ
ルタ、２１２Ｄ……アドレス・デコーダ、２１２Ｅ……
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭ、２１３……サイン
／コサイン・テーブルＲＯＭ、２１４……アドレス・デ
コーダ。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−238171（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−50697（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−83596（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−102771（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−297872（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−298255（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−197140（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/22 H04L 27/38
Claims (5)
- 【請求項１】 受信信号を中間周波数帯信号に変換する
周波数変換手段と、 前記周波数変換手段により変換された中間周波数帯信号
をサンプリングしディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段により変換されたディジタル信号に
基準搬送波信号を乗算してディジタル信号処理により直
交検波することで同相成分と直交成分のベースバンド信
号を抽出するディジタル直交検波手段と、 前記ディジタル直交検波手段で直交検波された同相成分
及び直交成分のベースバンド信号の高調波成分を除去す
る低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタを通過した出力信号をシンボル・
レートの整数倍のサンプリング・レートでリタイミング
する再サンプリング回路と、 前記再サンプリング回路でリタイミングされた出力信号
をスペクトル整形した後復調して復調データを出力し、
かつ前記スペクトル整形した後の出力信号から搬送波を
再生して受信信号の同期復調を行うとともに前記再サン
プリング回路の最適なサンプリング点からのクロック位
相の遅れまたは進みを判定し、この判定結果をクロック
位相情報として出力する復調手段と、前記復調手段から出力される前記クロック位相情報をも
とにクロック位相の遅れまたは進みを積算し、その積算
値があるしきい値を越えた時に前記再サンプリング回路
の再サンプリングのタイミングを補正するように制御す
る再サンプリング制御回路と、 を備える直交変調波受信装置。 - 【請求項２】 前記ディジタル直交検波手段に基準の発
振信号を供給することにより同相成分と直交成分のベー
スバンド信号を抽出するための数値制御発振器と、前記
復調手段出検出した周波数誤差情報に基づいて前記数値
制御発振器の発振周波数を制御する自動周波数制御回路
を更に備える請求項１記載の直交変調波受信装置。 - 【請求項３】 前記ディジタル直交検波手段は、前記Ａ
／Ｄ変換手段でサンプリングされた中間周波数帯信号と
前記数値制御発振器の発振信号をπ／２移相した信号と
を乗算して直交成分のベースバンド信号を検波する第１
乗算器と、前 記Ａ／Ｄ変換手段でサンプリングされた中
間周波数帯信号と前記数値制御発振器の発振信号とを乗
算して同相成分のベースバンド信号を検波する第２乗算
器を備える請求項１または２記載の直交変調波受信装
置。 - 【請求項４】前記復調手段は、前記スペクトル整形した
後の出力信号にサイン値及びコサイン値の出力信号を複
素乗算することにより同相成分及び直交成分のベースバ
ンド信号を取り出す複素乗算器と、前記複素乗算器から
出力されるベースバンド信号の位相を検出し復調データ
を出力すると共にベースバンド信号の周波数誤差情報と
クロック位相情報を検出して出力する位相検出器と、前
記周波数誤差情報を平滑化して制御値に変換して出力す
るループ・フィルタと、前記周波数誤差情報に応じた多
数のコサイン値及びサイン値をテーブルにして記憶する
サイン／コサイン・テーブルＲＯＭと、前記ループ・フ
ィルタの出力信号と前記ディジタル直交検波手段の変換
周期をもとに前記サイン／コサイン・テーブルＲＯＭの
コサイン値及びサイン値の読み出しアドレスを指定する
アドレス・デコーダを備えるＰＬＬ復調器から構成され
る請求項１記載の直交変調波受信装置。 - 【請求項５】 前記ディジタル直交検波手段は第１乗算
器及び第２乗算器を有し、前記第１乗算器及び第２乗算
器にコサイン値及びサイン値を乗算することにより同相
成分と直交成分のベースバンド信号を抽出するために周
波数誤差情報に応じた多数のコサイン値及びサイン値を
テーブルにして記憶するサイン／コサイン・テーブルＲ
ＯＭと、前記周波数誤差情報と前記ディジタル直交検波
手段の変換周期をもとに前記サイン／コサイン・テーブ
ルＲＯＭのコサイン値及びサイン値の読み出しアドレス
を指定するアドレス・デコーダを更に備える請求項１記
載の直交変調波受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09349946A JP3143898B2 (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | 直交変調波受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09349946A JP3143898B2 (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | 直交変調波受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11168521A JPH11168521A (ja) | 1999-06-22 |
| JP3143898B2 true JP3143898B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=18407179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09349946A Expired - Fee Related JP3143898B2 (ja) | 1997-12-04 | 1997-12-04 | 直交変調波受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3143898B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6763072B1 (en) | 1999-08-25 | 2004-07-13 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method and apparatus for modulation and demodulation related to orthogonal frequency division multiplexing |
| AU2002349638A1 (en) | 2001-11-20 | 2003-06-10 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio reception apparatus, symbol timing control method, and symbol timing control program |
-
1997
- 1997-12-04 JP JP09349946A patent/JP3143898B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11168521A (ja) | 1999-06-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |