JP3419082B2 - 直交変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】本発明は、ＭＯＳトランジスタを
用いたブリッジ回路を備える直交変換装置に関する。本
発明の直交変換装置は、例えば自動車用オルタネータ
（交流発電機）の交流発電電圧を整流してバッテリを充
電する直交変換装置に適用される。ただし、本明細書で
いう直交変換装置とは、直流電力を交流電力に変換する
場合の他に、交流電力を直流電力に変換する場合も含
む。 【０００２】 【従来の技術】ハイサイドスイッチ及びローサイドスイ
ッチを直列接続してなる相インバータ回路を３個、並列
接続してなり、一対の直流端がバッテリの両端に接続さ
れ、前記両スイッチの接続点が交流電動機の電機子巻線
の各相出力端に個別に接続されるブリッジ回路と、各ス
イッチを断続することにより交流電動機に電動動作を行
わせる制御部とを備える従来の直交変換装置では、前記
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチとして、バ
イポーラトランジスタ又はＩＧＢＴ及びそれと並列接続
された高耐圧接合ダイオードとからなる並列回路を用い
ている。 【０００３】また、上記バイポーラトランジスタ又はＩ
ＧＢＴ（ＮＰＮ形式とする）からなる各ハイサイドスイ
ッチの制御電圧は、各トランジスタ（ハイサイドスイッ
チ）のエミッタすなわち電機子巻線側の主電極の電位を
基準として正確に制御する必要があり、このために、蓄
電手段（バッテリ）の低位端すなわちローサイドスイッ
チのバッテリ側端子の電位を基準として制御電圧を形成
することができず、バッテリ電圧を交流化してトランス
に入力し、その二次電圧を整流する整流器の低位端を各
ハイサイドスイッチの電機子巻線側の主電極（エミッ
タ）に接続される。 【０００４】また、上記整流器の出力電圧を制御してハ
イサイドスイッチの制御電圧を形成する制御電圧形成用
のスイッチング手段に印加する制御信号の基準電位も上
記各ハイサイドスイッチの電機子巻線側の主電極（エミ
ッタ）の電位を基準として形成する必要があり、このた
めにバッテリの低位端を基準電位とする制御部からこの
制御電圧形成用のスイッチング手段への制御信号の伝送
はフォトカプラを用いて基準電位をシフト可能に伝送さ
れていた。 【０００５】一方、特開平４ー１３８０３０号公報は、
上記ブリッジ回路と同一構造を有し、上記ハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチとしてバイポーラトラン
ジスタ又はＩＧＢＴの代わりにＮチャンネルＭＯＳパワ
ートランジスタを用い（ただし、上記した高耐圧接合ダ
イオードは不要）、オルタネータ（三相同期発電機）か
ら出力される三相交流電圧を整流する三相全波整流器を
提案している。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】まず、この発明が解決
しようとする課題を説明する。従来の交流電動機または
発電機駆動用のブリッジ回路は、上記したようにバイポ
ーラトランジスタ又はＩＧＢＴと並列に高耐圧接合ダイ
オードを接続する必要があり、合計６個の高耐圧接合ダ
イオードが必要となるという問題がある。なお、これら
高耐圧接合ダイオードは電流の位相遅れにより電機子巻
線側からバッテリ側に電流が送出される際の通路であ
り、上記バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと同等程
度のチップ面積を必要とする。 【０００７】一方、上記公報の三相全波整流器と同様
に、上記したバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴの代
わりにＭＯＳトランジスタを用いてブリッジ回路を構成
することも考えられるが、このような交流電動機または
発電機の制御では、交流電動機に印加する三相交流電圧
の位相に対して実際の交流電流が遅延するために、ハイ
サイドスイッチのオン時に電機子巻線からバッテリへ電
流が流れる場合があり、この時は、ハイサイドスイッチ
のバッテリ側の主電極がソースとなるので、上記したＭ
ＯＳトランジスタ方式の三相全波整流器のようにバッテ
リ側の主電極を基準としてゲート電極電位（制御電圧）
を決定する必要があり、上述したようなハイサイドスイ
ッチの電機子巻線側の主電極の電位を基準として制御電
圧を決定する方式は意味をなさなかった。 【０００８】また、上記したバイポーラトランジスタ又
はＩＧＢＴと高耐圧接合ダイオードとを用いた電動機制
御用のブリッジ回路は素子数が多く、複雑、大型、高価
となるという不具合があった。更に、上記したトラン
ス、トランス入力用交流電源、整流器からなる基準電圧
変更手段、制御信号絶縁手段を各ハイサイドスイッチ毎
に設けることは、装置が複雑、大型、高価となるという
不具合があった。 【０００９】この発明は上記問題点に鑑みなされたもの
であり、電流位相が遅れる交流電動機または発電機のハ
イサイドスイッチを簡単な装置構成で支障なく制御可能
なブリッジ回路を有する直交変換装置を提供すること
を、その目的としている。次に、この発明が解決しよう
とする他の課題を説明する。ハイサイドスイッチがＮチ
ャンネルＭＯＳトランジスタにより構成される三相全波
整流器又は上記した第１発明の電動機または発電機駆動
用のブリッジ回路では、Ｎ^- 型耐圧層がゲート電極直下
のＰ型基板領域とバッテリ側のＮ型領域との間に配設さ
れるので、従来のブリッジ回路のように電機子巻線側の
Ｎ型領域を基準としてゲート電極の電位を形成しない場
合にはゲート電極と電機子巻線側のＮ型領域との間の耐
圧に不安を生じる。 【００１０】この発明は上記問題点に鑑みなされたもの
であり、ハイサイドスイッチとしてＭＯＳトランジスタ
を用いる上記ブリッジ回路又は三相全波整流器におい
て、電機子巻線側のＮ型領域（主電極）とゲート電極と
の間の絶縁保護が可能な直交変換装置を提供すること
を、その目的としている。次に、この発明が解決しよう
とする他の課題を説明する。 【００１１】電気自動車用の駆動手段としてブラシレス
ＤＣモータなどの交流回転電機が用いられるが、この場
合、車両制動時に電動機に発電動作を行わせるのが好都
合である。ただ、発電動作時にはＮＰＮ構造のバイポー
ラトランジスタ又はＩＧＢＴからなるブリッジ回路は上
記発電動作時には作動できないので上記した高耐圧接合
ダイオードを各トランジスタ毎に並列接続する必要があ
り、装置構成が複雑、大型化し、高価となった。 【００１２】この発明は上記問題点に鑑みなされたもの
であり、発電動作及び電動動作を切り換えて実施する発
電電動機を簡単な構成をもち小型のブリッジ回路で駆動
制御可能な直交変換装置を提供することを、その目的と
している。次に、この発明が解決しようとする他の課題
を説明する。誘導回転電機は簡単な構造を有しており、
周波数制御やベクトル制御が容易に実施できる利点があ
るが、電流位相の遅れが大きく、そのために誘導回転電
機側からバッテリ側に送電（以下、逆送電という）され
る位相期間が存在することが頻繁に生じる。このため、
ＮＰＮ構造のバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴから
なるブリッジ回路は上記逆送電時には作動できないので
上記した高耐圧接合ダイオードを各トランジスタ毎に並
列接続する必要があり、装置構成が複雑、大型化し、高
価となった。 【００１３】この発明は上記問題点に鑑みなされたもの
であり、上記逆送電期間を有する誘導回転電機を簡単な
構成をもち小型のブリッジ回路で駆動制御可能な直交変
換装置を提供することを、その目的としている。本発明
の他の目的は、後述する作用効果を実現することにあ
る。 【００１４】 【課題を解決するための手段】本発明の直交変換装置
は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなるハイサイ
ドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続してなる
相インバータ回路を必要数並列接続してなり、一対の直
流端が蓄電手段の両端に接続され、前記両スイッチの接
続点が交流回転電機の電機子巻線の各相出力端に個別に
接続されるブリッジ回路と、前記各スイッチのゲート電
位を制御して前記各スイッチを断続する制御部とを備
え、前記ハイサイドスイッチのゲート電極直下のＰ型基
板領域は前記電機子巻線側のＮ型領域に接続される直交
変換装置において、少なくとも定電圧ダイオードを含み
前記ハイサイドスイッチのゲ−ト電極と前記各相出力端
との間に所定の電圧降下を発生する電圧降下手段を有
し、前記制御部は、前記蓄電手段の電位と前記ハイサイ
ドスイッチのしきい値電圧との和を超える高電圧を前記
ハイサイドスイッチのゲート電極に出力する昇圧手段
と、高位側端子が前記昇圧手段の出力端に接続され、低
位側端子が前記蓄電手段の低位端に接続されるととも
に、各ゲート制御信号の入力により前記ハイサイドスイ
ッチを個別に断続する複数のハイサイドスイッチ制御手
段とを備え、前記ハイサイドスイッチ制御手段は、前記
交流回転電機の電動動作および発電動作の制御を行い、
前記発電動作の制御に際して、前記接続点の電位がバッ
テリ電位よりも高い相の前記ハイサイドスイッチをオン
し、前記接続点の電位が接地電位よりも低い相の前記ロ
ーサイドスイッチをオンすることを特徴としている。 【００１５】 【００１６】 【００１７】 【００１８】 【００１９】 【作用及び発明の効果】本発明によれば、Ｎチャンネル
ＭＯＳトランジスタ方式のブリッジ回路の各ハイサイド
スイッチのゲート電極に、蓄電手段の電位＋ハイサイド
スイッチのしきい値電圧より高い高電圧と蓄電手段の低
位端との間で、ハイサイドスイッチのゲート電極電位を
スイングすることにより、この交流電動機または発電機
の電流方向に無関係に、従来のような高耐圧接合ダイオ
ードを並列接続することなく、交流電動機例えば誘導電
動機を駆動制御するブリッジ回路を構成することができ
る。 【００２０】これは、ＭＯＳトランジスタが原理的に双
方向性を有し、交流電動機の電流位相遅延により電機子
巻線から蓄電手段側へ電流が送出されるモード（逆送電
モード）が存在しても支障なく駆動制御できるという知
見に基づいている。また他の重要な点は、ハイサイドス
イッチのＰＷＭ制御を実施する場合、従来のバイポーラ
トランジスタ又はＩＧＢＴでは、上記したように電機子
巻線から蓄電手段側へ電流が送出されるモード（逆送電
モード）は、上記高耐圧接合ダイオードを通じて行われ
るので、ＰＷＭ制御が掛けにくいという問題を有するこ
とである。これに対し本発明によれば、逆送電モードで
もＭＯＳトランジスタのハイサイドスイッチによりなん
ら支障なくＰＷＭ制御を行うことができる。 【００２１】更に本発明によれば、従来のバイポーラト
ランジスタ又はＩＧＢＴからなるハイサイドスイッチの
ように、電機子巻線側の主電極の電位を基準として制御
電極電位を決定する必要が無いので、上記したトラン
ス、トランス入力用交流電源、整流器からなる基準電圧
変更手段、制御信号絶縁手段を各ハイサイドスイッチ毎
に設ける必要が無く、制御部の構成を簡単化することが
できるという利点もある。 【００２２】本発明によれば更に、前記ハイサイドスイ
ッチのゲ−ト電極と前記各相出力端との間に所定の電圧
降下を発生する電圧降下手段を備えることを特徴とする
ので、これら両者の間の最大電圧は電圧降下手段により
規定され、両者間に高電圧が印加されることによりゲ−
ト絶縁膜が破壊されるのが防止される。 【００２３】本発明によれば、バッテリ側の寄生ダイオ
ードがＮ- 型耐圧層をもつＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタからなるハイサイドスイッチのゲート電極と電機子
巻線側の主電極（Ｎ型領域）との間に所定の電圧降下を
発生する電圧降下手段を備えるので、これら両者の間の
最大電圧は上記電圧降下手段により規定され、その結
果、両者間に高電圧が印加されることによりゲート絶縁
膜が破壊されるのが防止される。 【００２４】なお、本発明は、誘導機制御用のブリッジ
回路にも、三相全波整流器にも適用することができる。
本発明は更に、電圧降下手段を定電圧ダイオードにより
構成するので、この定電圧ダイオードの耐圧（ゲート絶
縁膜の耐圧未満に設定される）を超える電圧がハイサイ
ドスイッチのゲート電極と電機子巻線側の主電極（Ｎ型
領域）との間のゲート絶縁膜に印加されることがなく、
確実にゲート絶縁膜を保護することができる。 【００２５】更に説明すると、ハイサイドスイッチの電
機子巻線側の主電極がローレベルでゲート電極にハイレ
ベルを印加してハイサイドスイッチをオンする期間にお
いて、ゲート絶縁膜には両者の電位差が印加されるが、
定電圧ダイオードの耐圧をこの電位差未満としておけば
定電圧ダイオードを通じて電流が流れることによりゲー
ト電極電位の上昇は抑圧され、ゲート絶縁膜の破損が回
避される。なお、定電圧ダイオードの耐圧はこのハイサ
イドスイッチのしきい値電圧を超える電圧に設定される
必要があり、このようにすれば、ゲート電極電位の上昇
が上記したように不十分でもハイサイドスイッチがオン
し、このハイサイドスイッチの電機子巻線側の主電極電
位は上昇することができる。 【００２６】本発明によれば更に、定電圧ダイオードと
直列に抵抗が接続される。すなわち、このように定電圧
ダイオードを接続すると、ハイサイドスイッチの電機子
巻線側の主電極（すなわち、電機子巻線の相出力端）の
電位が高く、ゲート電極の電位が低い場合、すなわち、
ハイサイドスイッチをオンからオフにする場合、定電圧
ダイオードが順バイアスしてしまい、ハイサイドスイッ
チのオフが困難又は緩慢となってしまったり、又は、ハ
イサイドスイッチ制御用のインバータ回路（アンプ）の
出力インピーダンスを小さくする必要が生じる。 【００２７】本構成によれば、抵抗が配設されているの
で、この順バイアス電流を抑止することができ、更に定
電圧ダイオードの耐圧以上の逆電流も抑止することがで
きる。ただし、抵抗の電圧降下分だけゲート絶縁膜に掛
かる電圧が増加するので定電圧ダイオードの耐圧及び抵
抗値はハイサイドスイッチの定格に合わせて適切な値に
選定される。 【００２８】 【００２９】本発明は更に、定電圧ダイオードと逆向き
に定電圧ダイオードを接続する。このようにすれば、定
電圧ダイオードの耐圧＋順バイアス電圧降下に等しい電
圧以上の電圧がゲート絶縁膜に印加されることを、電圧
方向にかかわらず達成することができる。 【００３０】本発明によれば、発電動作及び電動動作の
両方が必要な例えば電気自動車用の駆動モータなどに用
いられる交流発電電動機を駆動するブリッジ回路のハイ
サイドスイッチ及びローサイドスイッチをＮチャンネル
ＭＯＳトランジスタで構成する。このようにすれば、バ
イポーラトランジスタ又はＩＧＢＴを用いたブリッジ回
路のように高耐圧接合ダイオードを並列接続する必要が
なく、かつ、回生制動などの発電動作時でもＰＷＭ制御
を実施できるという優れた効果を奏することができる。 【００３１】本発明によれば、印加電圧に対して電流位
相が遅れる（例えば無負荷時においては９０度近く遅れ
る）誘導回転電機を駆動するブリッジ回路のハイサイド
スイッチ及びローサイドスイッチをＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタで構成する。このようにすれば、バイポー
ラトランジスタ又はＩＧＢＴを用いたブリッジ回路のよ
うに高耐圧接合ダイオードを並列接続する必要がない。 【００３２】本発明は更に、前記制御部が、前記誘導回
転電機が逆送電モードとなる位相期間にＰＷＭ制御を行
うことを特徴としている。このようにすれば、この高耐
圧接合ダイオードを通じての送電が無いので電流位相の
上記遅れにより電機子巻線側からバッテリ側へ送電（逆
送電）される場合でも、ＰＷＭ制御を何ら支障無く行う
ことができるという優れた効果を奏することができる。 【００３３】 【００３４】 【実施例】 （実施例１）以下、車両用交流発電機に用いた本発明の
直交変換装置の一実施例を図１を参照して説明する。１
は電気自動車駆動モータを成す三相交流（誘導）発電機
（三相誘導電動機）であって、その電機子巻線１１〜１
３の出力端（各相出力端）は三相のブリッジ回路３の各
交流入力端（後述する接続点）４１〜４３に接続され、
ブリッジ回路３の一対の直流出力端はバッテリ（本発明
でいう蓄電手段）７の両端に接続されている。 【００３５】バッテリ７から給電されるコントローラ６
はマイコンを内蔵しており、上記各接続点の電位やバッ
テリ電位やアクセルペダル及びブレーキペダルの踏み量
に基づいてブリッジ回路３を制御するためのゲート制御
信号Ｓ１〜Ｓ６を電力増幅用のバッファ回路（本発明で
いうハイサイドスイッチ制御手段）２に出力される。バ
ッファ回路２は、入力されるゲート制御信号Ｓ１〜Ｓ６
を個別に電力増幅し、６個のゲート制御電圧Ｖｇ１〜Ｖ
ｇ６を、ブリッジ回路３内の後述するハイサイドスイッ
チ３１〜３３及びローサイドスイッチ３４〜３６に個別
に出力する。 【００３６】バッファ回路２の一例を、図２に示す。こ
のバッファ回路２は、エミッタ接地のＮＰＮバイポーラ
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６にそれぞれベース電流制限
抵抗ｒｂ及びコレクタ負荷抵抗ｒｃを接続してなる６個
のインバータ回路であり、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３
のコレクタにはコレクタ負荷抵抗ｒｃを通じて後述する
昇圧手段４から出力される高圧の電源電圧ＰＷが印加さ
れ、トランジスタＴｒ４〜Ｔｒ６のコレクタにはコレク
タ負荷抵抗ｒｃを通じて後述するバッテリ電圧ＶＢが印
加され、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のエミッタはバ
ッテリ７の低位端ＧＮＤに接続されている。 【００３７】これにより、ゲート制御信号Ｓ１〜Ｓ３の
反転信号電圧からなるゲート制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３
が、ハイレベルの電源電圧ＰＷをハイレベル出力電位と
し、ほぼ接地電位（バッテリ低位端電位）をローレベル
出力電位とする論理振幅にて形成される。同様に、ゲー
ト制御信号Ｓ４〜Ｓ６の反転信号電圧からなるゲート制
御電圧Ｖｇ４〜Ｖｇ６が、バッテリ電圧ＶＢをハイレベ
ル出力電位とし、ほぼ接地電位（バッテリ低位端電位）
をローレベル出力電位とする論理振幅にて形成される。 【００３８】次に、ブリッジ回路３について説明する。
この三相全波ブリッジ回路３は、ＳｉもしくはＳｉより
も高耐圧のＳｉＣを用いた電力用のＮＭＯＳトランジス
タからなるハイサイドスイッチ３１〜３３及びローサイ
ドスイッチ３４〜３６を個別に直列接続してなる３組の
相インバータ回路３７〜３９を並列接続してなり、一対
の直流出力端がバッテリ７の高位端及び低位端に個別に
接続され、各相インバータ回路３７〜３９の各スイッチ
３１〜３６の各接続点すなわち交流入力端４１〜４３が
誘導電動機１の電機子巻線１１〜１３の各相出力端に個
別に接続される構成となっている。 【００３９】また、ローサイドスイッチ３４〜３６のバ
ッテリ低位端子側の主電極をゲート電極直下のＰ型基板
領域（Ｐ型基板でもＰ型ウエル領域でもよい）に接続し
てこの基板領域に電位付与し、更に、ハイサイドスイッ
チ３１〜３３のゲート電極直下のＰ型基板領域を電機子
巻線１１〜１３側のＮ⁺ 型領域に接続して電位付与して
いる。 【００４０】したがって、この実施例では、ハイサイド
スイッチ３１〜３３のバッテリ７側の主電極（Ｎ⁺ 型領
域）と上記Ｐ型基板領域との間の接合からなる第１寄生
ダイオードＤ１〜Ｄ３、及び、ローサイドスイッチ３４
〜３６のステータコイル１１〜１３側の主電極（Ｎ⁺ 型
領域）と上記Ｐ型基板領域との間の接合からなる第３寄
生ダイオードＤ４〜Ｄ６が図１に示すように寄生的に形
成されることになる。 【００４１】ここで、第１寄生ダイオードＤ１〜Ｄ６
は、バッテリ７の最大定格電圧値を超える耐圧を有す
る。具体的にはこれら寄生ダイオードＤ１〜Ｄ６は接合
部にＮ^-型耐圧層を有し、ここに張り出す接合空乏層に
より高耐圧を確保している。このように寄生ダイオード
Ｄ１〜Ｄ６を高耐圧化するには周知のように、ＭＯＳン
ジスタ３１〜３６をＤＭＯＳ構造又は縦型チャンネルＭ
ＯＳ構造とし、それらのＮ^- 型型耐圧層を利用すればよ
い。 【００４２】また、各ハイサイドスイッチ３１〜３３を
ワンチップ構成すること、及び、ローサイドスイッチ３
４〜３６をワンチップ構成することは、Ｎ⁺ 型基板電位
がＧＮＤ又はＶＢと共通となることから容易である。次
に、昇圧手段４について説明する。この昇圧手段は通常
のスイッチングインバータであり、バッテリ電源電圧に
より周期的に充放電される複数のコンデンサの並列充
電、直列放電をスイッチにより交互に切り換えて実施す
ることにより、直流高電圧を出力するものである。 【００４３】この実施例では、電源電圧ＰＷは、バッテ
リ電圧ＶＢ＋ハイサイドスイッチ３１〜３３のしきい値
電圧ＶＴ＋所定電圧ΔＶ（ここでは数Ｖ）の和に設定さ
れる。このようにすることにより、バッファ回路２はな
んら支障なく、ハイサイドスイッチ３１〜３３を断続制
御することができる。次に、上記ブリッジ回路３の電動
動作時の制御動作を説明する。 【００４４】コントローラは上記した各種信号や回転数
信号や滑り信号などに基づいてスイッチ３１〜３６を断
続制御する。基本的に、一個のハイサイドスイッチと、
このハイサイドスイッチとは異なるローサイドスイッチ
とのトリオが順次選択されてオンされる。 （電動動作時、通常送電モード）この時、電機子巻線１
１〜１３への印加電圧の方向と電流方向が同方向の位相
期間（通常送電モード）では、ハイサイドスイッチ３１
〜３３の電機子巻線側のＮ⁺ 型領域がソースとなり、バ
ッテリ側のＮ⁺ 型領域がドレインとなる。 【００４５】したがって、本実施例では、ゲート制御電
圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３をバッテリ電圧ＶＢ＋ハイサイドスイ
ッチ３１〜３３のしきい値電圧ＶＴ＋所定電圧ΔＶ（こ
こでは数Ｖ）の和に設定し、これによりハイサイドスイ
ッチ３１〜３３を非飽和動作させ、電機子巻線１１〜１
３に充分な高電位を印加可能としている。ここで、ゲー
ト制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を急峻に立ち上げると、ゲー
ト電極がハイレベルのＰＷ、ソース電極である電機子巻
線側のＮ⁺ 型領域が例えばＧＮＤとなって、ゲート絶縁
膜に大きな電圧が印加されるので、ゲート制御電圧Ｖｇ
１〜Ｖｇ３の立ち上がり速度をある程度緩慢化すること
が好ましい。このようにすれば、ゲート制御電圧Ｖｇ１
〜Ｖｇ６が最終的な電位ＰＷに立ち上がった時点では電
機子巻線側のＮ⁺ 型領域の電位はある程度上昇してお
り、ゲート絶縁膜に掛かる負担が軽減される。 （電動動作時、逆送電モード）電機子巻線１１〜１３へ
の印加電圧の方向と電流方向が逆方向の位相期間（逆送
電モード、本質的に発電状態となる位相期間である）で
は、ハイサイドスイッチ３１〜３３のバッテリ側のＮ⁺
型領域がソースとなり、電機子巻線側のＮ⁺ 型領域がド
レインとなる。 【００４６】この場合でも、本実施例ではゲート制御電
圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３をバッテリ電圧ＶＢ＋ハイサイドスイ
ッチ３１〜３３のしきい値電圧ＶＴ＋所定電圧ΔＶ（こ
こでは数Ｖ）の和に設定しているので、ハイサイドスイ
ッチ３１〜３３は充分、ターンオンすることができる。
この場合には、上記緩慢化は不要である。 （発電動作時、通常送電モード）電動動作時、逆送電モ
ードの場合と同様である。 【００４７】ただし、この発電動作時においては、接続
点４１〜４３の電位を検出し、接続点電位がバッテリ電
位ＶＢより高い電位の接続点を有する相インバータ回路
のハイサイドスイッチをオンし、接続点電位が接地電位
より低い接続点を有する相インバータ回路のローサイド
スイッチをオンする。 （発電動作時、通常送電モード）電動動作時、通常送電
モードの場合と同様で発電機に励磁を行っている期間で
ある。 【００４８】ただし、この発電動作時においては上記と
同様に、接続点４１〜４３の電位を検出し、接続点電位
がバッテリ電位ＶＢより高い電位の接続点を有する相イ
ンバータ回路のハイサイドスイッチをオンし、接続点電
位が接地電位より低い接続点を有する相インバータ回路
のローサイドスイッチをオンする。以上説明したよう
に、本実施例のブリッジ回路３は、交流回転電機（ここ
では誘導回転電機）の駆動制御において、Ｎチャンネル
ＭＯＳトランジスタを用いたブリッジ回路３を採用し、
かつ、このブリッジ回路３のハイサイドスイッチ３１〜
３３の駆動制御を簡単なバッファ回路（ハイサイドスイ
ッチ制御手段）２及び昇圧手段を用いて実施するので、
従来のバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴを用いたブ
リッジ回路のように、高耐圧接合ダイオードの並列接
続、及び、ゲート制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を形成するた
めの複雑な回路構成を省略することができる。 なお、
この実施例では、バッファ回路２として抵抗とエミッタ
接地トランジスタとからなるバイポーラインバータ回路
を採用したが、ＭＯＳインバータなど各種の単段、多段
回路を採用できることは当然である。 【００４９】即ち、バッファ回路２のエミッタ接地トラ
ンジスタのバイポーラトランジスタ（Ｔ_r1）及び抵抗
（ｒ_b 、ｒ_c ）を、図８の構成とする事で昇圧手段４を
小型化する事が可能となる。つまり、図２の構成では、
バイポーラＴ_r1に供給するベース電流及びＴ_r1がオンし
た時のコレクタ電流による抵抗ｒ_c の損失が生じて電源
供給する昇圧手段４の出力電流容量が必要で大型化し易
い。 【００５０】図８の構成では、ブリッジの各ハイサイド
スイッチのゲ−トに印加する電圧をＰチャンネルのハイ
サイドスイッチ（Ｔ_r7）で供給する為、電力損失が非常
に少なく、昇圧手段４を小型のコンデンサを使ったチャ
ージポンプ回路などで構成する事ができ、ＩＣ化も可能
となる。又、Ｔ_r8はブリッジ構成の各ハイサイドＴ_rを
オフする時（Ｔ_r7はオフ）にオンさせて、スイッチング
スピードを向上させる為に設けたもので、抵抗で代用し
てもよい。なお、図８はｒ_B 、ｒ_C 、Ｔ_r1をＭＯＳに置
換した例を記述したがＴ_r2、Ｔ_r3に関しても同様であ
る。 （実施例２）他の実施例を図３〜図７を参照して説明す
る。 【００５１】これらの図面は、ＮチャンネルＭＯＳトラ
ンジスタからなるハイサイドスイッチ３１〜３３（図３
〜図７ではハイサイドスイッチ３１だけを図示）のゲー
ト電極と電機子巻線１１〜１３側のＮ⁺ 型領域（すなわ
ち本実施例でいう接続点）４１との間に、これら両者間
の電位差を制限するための電圧降下手段を介設したもの
である。なお、寄生ダイオードＤ１は実施例１と同様に
Ｎ^- 型耐圧層を含んで高耐圧を有するものとする。 【００５２】図３では、この電圧降下手段は、定電圧ダ
イオードＺＤ１からなり、そのカソードがゲート電極に
接続される。このようにすれば、ハイサイドスイッチ３
１をオンするに際し、バッファ回路２のインバータから
ハイレベル電位（ＰＷ）を出力する場合でも、ゲート電
極の電位は接続点４１の電位＋定電圧ダイオードＺＤ１
の耐圧に等しい電位以上に上昇することがなく、ゲート
絶縁膜が破損することがない。 【００５３】図４では、この電圧降下手段は、互いに逆
向きに直列接続された一対の定電圧ダイオードＺＤ１、
ＺＤ２からなる。このようにすれば、ハイサイドスイッ
チ３１をオンするに際し、バッファ回路２のインバータ
からハイレベル電位（ＰＷ）を出力する場合でも、ゲー
ト電極の電位は接続点４１の電位＋定電圧ダイオードＺ
Ｄ１の耐圧＋定電圧ダイオードＺＤ２の順バイアス電圧
降下に等しい電位以上に上昇することがなく、この電位
におけるゲート絶縁膜の印加電圧をゲート絶縁膜の耐圧
未満とすることによりゲート絶縁膜が破損することがな
い。同様に、ハイサイドスイッチ３１をオフするに際
し、バッファ回路２のインバータからローレベル電位
（約ＧＮＤ電位）を出力する場合でも、ゲート電極の電
位は接続点４１の電位−定電圧ダイオードＺＤ１の耐圧
−定電圧ダイオードＺＤ２の順バイアス電圧降下に等し
い電位以上に低下することがなく、この電位におけるゲ
ート絶縁膜の印加電圧をゲート絶縁膜の耐圧未満とする
ことによりゲート絶縁膜が破損することがない。 【００５４】図５では、電圧降下手段は抵抗とされる。
このようにしても、上記両者間の電位差が制限され、ゲ
ート絶縁膜の破壊が抑止される。図６は図３及び図５の
合成であり、図７は図２と図５の合成であり、それぞれ
更に一層のゲート絶縁膜破壊抑止効果の向上を実現する
ことができる。なお、ゲート制御信号Ｓ１〜Ｓ６及びゲ
ート制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ６をＰＷＭ信号とすることに
より、上記電動動作時において通常送電位相期間又は逆
送電位相期間の両方においてＰＷＭ制御を実施できるこ
とが理解される。 【００５５】また、本実施例のブリッジ回路が高耐圧接
合ダイオードをトランジスタと並列接続することなしに
発電電動機を駆動制御できることも理解されるであろ
う。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の交流電動機用直交変換装置の一実施例
を示す回路図である。 【図２】図１のバッファ回路２の一例を示す回路図であ
る。 【図３】実施例２の電圧降下手段の一例を示す部分回路
図である。 【図４】実施例２の電圧降下手段の一例を示す部分回路
図である。 【図５】実施例２の電圧降下手段の一例を示す部分回路
図である。 【図６】実施例２の電圧降下手段の一例を示す部分回路
図である。 【図７】実施例２の電圧降下手段の一例を示す部分回路
図である。 【図８】図１のバッファ回路２の他の例を示す回路図で
ある。 【符号の説明】 １は三相交流電動機（誘導電動機）、２はバッファ回路
（ハイサイドスイッチ制御手段）、３はブリッジ回路、
４は昇圧手段、６はコントローラ、７はバッテリ、１１
〜１３は電機子巻線、３１〜３３はＭＯＳトランジスタ
からなるハイサイドスイッチ、３４〜３６はＭＯＳトラ
ンジスタからなるローサイドスイッチ、３７〜３９は相
インバータ回路、４１〜４３は相インバータ回路３７〜
３９の接続点（ブリッジ回路３の交流入力端）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/219 H02J 7/14 H02P 9/30

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなる
   ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続
   してなる相インバータ回路を必要数並列接続してなり、
   一対の直流端が蓄電手段の両端に接続され、前記両スイ
   ッチの接続点が交流回転電機の電機子巻線の各相出力端
   に個別に接続されるブリッジ回路と、前記各スイッチの
   ゲート電位を制御して前記各スイッチを断続する制御部
   とを備え、前記ハイサイドスイッチのゲート電極直下の
   Ｐ型基板領域は前記電機子巻線側のＮ型領域に接続され
   る直交変換装置において、 少なくとも定電圧ダイオードを含み前記ハイサイドスイ
   ッチのゲ−ト電極と前記各相出力端との間に所定の電圧
   降下を発生する電圧降下手段を有し、 前記制御部は、 前記蓄電手段の電位と前記ハイサイドスイッチのしきい
   値電圧との和を超える高電圧を前記ハイサイドスイッチ
   のゲート電極に出力する昇圧手段と、 高位側端子が前記昇圧手段の出力端に接続され、低位側
   端子が前記蓄電手段の低位端に接続されるとともに、各
   ゲート制御信号の入力により前記ハイサイドスイッチを
   個別に断続する複数のハイサイドスイッチ制御手段と、 を備え、 前記ハイサイドスイッチ制御手段は、 前記交流回転電機の電動動作および発電動作の制御を行
   い、前記発電動作の制御に際して、前記接続点の電位が
   バッテリ電位よりも高い相の前記ハイサイドスイッチを
   オンし、前記接続点の電位が接地電位よりも低い相の前
   記ローサイドスイッチをオンする ことを特徴とする直交
   変換装置。