JP3475687B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP3475687B2 JP3475687B2 JP00506597A JP506597A JP3475687B2 JP 3475687 B2 JP3475687 B2 JP 3475687B2 JP 00506597 A JP00506597 A JP 00506597A JP 506597 A JP506597 A JP 506597A JP 3475687 B2 JP3475687 B2 JP 3475687B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、不連続波形の交流
電圧を発生する電源部を用いて所要電圧かつほぼ連続し
た波形の交流電圧を負荷に印加することができるように
した電力変換装置に関するものである。
電圧を発生する電源部を用いて所要電圧かつほぼ連続し
た波形の交流電圧を負荷に印加することができるように
した電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】本件発明者は、スイッチトキャパシタお
よびインバータ回路を併用することによって直流から交
流に電力変換する電力変換装置を従来より提案してき
た。図１７に、この種の電力変換装置の基本的な回路構
成を示す。スイッチトキャパシタとしては、３個のキャ
パシタＣ1 〜Ｃ3 を備えたものを図示してある。また、
直流電源Ｅの正極とキャパシタＣ1 との間には充電用ス
イッチング素子Ｓ1 を挿入し、キャパシタＣ2 ，Ｃ3 と
直流電源Ｅの各極との間にはそれぞれ充電用スイッチン
グ素子Ｓ2 〜Ｓ5 を挿入してある。さらに、各キャパシ
タＣ1 〜Ｃ3 と充電用スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ
4 との接続点に一端を接続し他端を共通に接続した放電
用スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10を設け、キャパシタＣ1
の正極とキャパシタＣ2 の負極との間およびキャパシタ
Ｃ2 の正極とキャパシタＣ3 の負極との間にそれぞれ放
電用スイッチング素子Ｓ6 ，Ｓ7 を挿入してある。充電
用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用スイッチン
グ素子Ｓ6 〜Ｓ10のオンオフのタイミングは図示しない
制御回路により制御され、放電用スイッチング素子Ｓ8
〜Ｓ10を共通に接続した接続点の電位を階段状に変化さ
せる。
よびインバータ回路を併用することによって直流から交
流に電力変換する電力変換装置を従来より提案してき
た。図１７に、この種の電力変換装置の基本的な回路構
成を示す。スイッチトキャパシタとしては、３個のキャ
パシタＣ1 〜Ｃ3 を備えたものを図示してある。また、
直流電源Ｅの正極とキャパシタＣ1 との間には充電用ス
イッチング素子Ｓ1 を挿入し、キャパシタＣ2 ，Ｃ3 と
直流電源Ｅの各極との間にはそれぞれ充電用スイッチン
グ素子Ｓ2 〜Ｓ5 を挿入してある。さらに、各キャパシ
タＣ1 〜Ｃ3 と充電用スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ
4 との接続点に一端を接続し他端を共通に接続した放電
用スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10を設け、キャパシタＣ1
の正極とキャパシタＣ2 の負極との間およびキャパシタ
Ｃ2 の正極とキャパシタＣ3 の負極との間にそれぞれ放
電用スイッチング素子Ｓ6 ，Ｓ7 を挿入してある。充電
用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用スイッチン
グ素子Ｓ6 〜Ｓ10のオンオフのタイミングは図示しない
制御回路により制御され、放電用スイッチング素子Ｓ8
〜Ｓ10を共通に接続した接続点の電位を階段状に変化さ
せる。
【０００３】一方、インバータ回路は、スイッチング素
子Ｓａ〜Ｓｄをブリッジ接続したものであって、それぞ
れスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを直列接続した各アーム
におけるスイッチング素子Ｓａ，ＳｂおよびＳｃ，Ｓｄ
の接続点間に負荷３とインダクタＬ1 との直列回路を接
続してある。また、負荷３にはコンデンサＣ4 を並列接
続してある。この種のインバータ回路は周知のものであ
って、ブリッジ回路の対角位置に配置されたスイッチン
グ素子Ｓａ，ＳｄまたはＳｂ，Ｓｃを同時にオンにする
期間を設けるとともに、各アームのスイッチング素子Ｓ
ａ，ＳｂまたはＳｃ，Ｓｄが同時にオンにならないよう
に制御し、かつスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄを同時にオ
ンにする期間とスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃを同時にオ
ンにする期間とを交互に発生させることによって、負荷
３に印加される電圧の極性を交番させるようになってい
る。スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのオンオフはスイッチ
トキャパシタの充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 や放
電用スイッチング素子Ｓ6〜Ｓ10と同様に制御回路によ
り制御される。
子Ｓａ〜Ｓｄをブリッジ接続したものであって、それぞ
れスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを直列接続した各アーム
におけるスイッチング素子Ｓａ，ＳｂおよびＳｃ，Ｓｄ
の接続点間に負荷３とインダクタＬ1 との直列回路を接
続してある。また、負荷３にはコンデンサＣ4 を並列接
続してある。この種のインバータ回路は周知のものであ
って、ブリッジ回路の対角位置に配置されたスイッチン
グ素子Ｓａ，ＳｄまたはＳｂ，Ｓｃを同時にオンにする
期間を設けるとともに、各アームのスイッチング素子Ｓ
ａ，ＳｂまたはＳｃ，Ｓｄが同時にオンにならないよう
に制御し、かつスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄを同時にオ
ンにする期間とスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃを同時にオ
ンにする期間とを交互に発生させることによって、負荷
３に印加される電圧の極性を交番させるようになってい
る。スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄのオンオフはスイッチ
トキャパシタの充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 や放
電用スイッチング素子Ｓ6〜Ｓ10と同様に制御回路によ
り制御される。
【０００４】したがって、スイッチトキャパシタにより
階段状に変化する電圧を発生させ、インバータ回路によ
り負荷３に印加する電圧の極性を交番させることができ
るのであって、スイッチトキャパシタとインバータ回路
とを適宜に制御することで階段状に変化する（つまり不
連続波形である）正弦波形状の交流電圧を負荷３に印加
することが可能になるのである。
階段状に変化する電圧を発生させ、インバータ回路によ
り負荷３に印加する電圧の極性を交番させることができ
るのであって、スイッチトキャパシタとインバータ回路
とを適宜に制御することで階段状に変化する（つまり不
連続波形である）正弦波形状の交流電圧を負荷３に印加
することが可能になるのである。
【０００５】ところで、制御回路は、各充電用スイッチ
ング素子Ｓ1 〜Ｓ5 、放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ
10、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを図１８に示すような
タイミングで制御する。いま、図１７に示す回路が定常
動作を行なっているものとして動作を説明する。まず、
時刻ｔ0 において充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5を
すべてオンにし、かつ放電用スイッチング素子Ｓ10をオ
ンにする。このとき、各キャパシタＣ1 〜Ｃ3 の両端電
圧は直流電源Ｅの両端電圧にほぼ一致する電圧まで充電
され、インバータ回路に印加される電圧Ｖ1 は、図１８
（ｏ）に示すように、直流電源Ｅの電圧にほぼ等しくな
る。
ング素子Ｓ1 〜Ｓ5 、放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ
10、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを図１８に示すような
タイミングで制御する。いま、図１７に示す回路が定常
動作を行なっているものとして動作を説明する。まず、
時刻ｔ0 において充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5を
すべてオンにし、かつ放電用スイッチング素子Ｓ10をオ
ンにする。このとき、各キャパシタＣ1 〜Ｃ3 の両端電
圧は直流電源Ｅの両端電圧にほぼ一致する電圧まで充電
され、インバータ回路に印加される電圧Ｖ1 は、図１８
（ｏ）に示すように、直流電源Ｅの電圧にほぼ等しくな
る。
【０００６】次に、時刻ｔ1 においてすべての充電用ス
イッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 をオフにし、放電用スイッチ
ング素子Ｓ6 ，Ｓ9 のみをオンにする。これによって、
キャパシタＣ1 ，Ｃ2 が直列接続され、電圧Ｖ1 は直流
電源Ｅの両端電圧のほぼ２倍になる。さらに時刻ｔ2 に
おいて、この状態から放電用スイッチング素子Ｓ9 をオ
フにし、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 をオンにすれば、
すべてのキャパシタＣ 1 〜Ｃ3 を直列に接続したことに
なり、電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ３倍にな
る。
イッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 をオフにし、放電用スイッチ
ング素子Ｓ6 ，Ｓ9 のみをオンにする。これによって、
キャパシタＣ1 ，Ｃ2 が直列接続され、電圧Ｖ1 は直流
電源Ｅの両端電圧のほぼ２倍になる。さらに時刻ｔ2 に
おいて、この状態から放電用スイッチング素子Ｓ9 をオ
フにし、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 をオンにすれば、
すべてのキャパシタＣ 1 〜Ｃ3 を直列に接続したことに
なり、電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ３倍にな
る。
【０００７】時刻ｔ3 においては時刻ｔ1 と同じ状態に
設定し、時刻ｔ4 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ5 では時刻ｔ4 の状態をそのまま保
つ。以後、上述の動作を繰り返すことによって、電圧Ｖ
1 は図１８（ｏ）のように階段状に電圧が上下する脈流
波形状になる。一方、インバータ回路を構成するスイッ
チング素子Ｓａ〜Ｓｄは、図１８（ｋ）〜（ｎ）に示す
ように、上述した充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 お
よび放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10の期間ｔ0 〜ｔ
5 の一連の動作ごとに、インダクタＬ1 とコンデンサＣ
4 との直列回路に印加する電圧極性を反転させる。つま
り、期間ｔ0 〜ｔ5 はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオ
ン、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃをオフにするのであ
り、期間ｔ5 〜ｔ10はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオ
フ、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃをオンにするのであ
る。このようにして、インダクタＬ1 とコンデンサＣ4
との直列回路に印加される電圧は、階段状に電圧が変化
し、かつ全体としては正弦波交流波形状に電圧が変化す
ることになる。
設定し、時刻ｔ4 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ5 では時刻ｔ4 の状態をそのまま保
つ。以後、上述の動作を繰り返すことによって、電圧Ｖ
1 は図１８（ｏ）のように階段状に電圧が上下する脈流
波形状になる。一方、インバータ回路を構成するスイッ
チング素子Ｓａ〜Ｓｄは、図１８（ｋ）〜（ｎ）に示す
ように、上述した充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 お
よび放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10の期間ｔ0 〜ｔ
5 の一連の動作ごとに、インダクタＬ1 とコンデンサＣ
4 との直列回路に印加する電圧極性を反転させる。つま
り、期間ｔ0 〜ｔ5 はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオ
ン、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃをオフにするのであ
り、期間ｔ5 〜ｔ10はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオ
フ、スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃをオンにするのであ
る。このようにして、インダクタＬ1 とコンデンサＣ4
との直列回路に印加される電圧は、階段状に電圧が変化
し、かつ全体としては正弦波交流波形状に電圧が変化す
ることになる。
【０００８】上述の説明から明らかなように、スイッチ
トキャパシタを構成する充電用スイッチング素子Ｓ1 〜
Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10と、イン
バータ回路を構成するスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとは
互いに連動するように制御される。また、各スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄのオンオフの組み合わせ
を切り換える時間間隔を変化させることによって、イン
ダクタＬ1 とコンデンサＣ4 との直列回路に印加する電
圧の周期を容易に変化させることができるから、この構
成によって出力周波数を可変とした電源部を構成するこ
とができる。
トキャパシタを構成する充電用スイッチング素子Ｓ1 〜
Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10と、イン
バータ回路を構成するスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとは
互いに連動するように制御される。また、各スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄのオンオフの組み合わせ
を切り換える時間間隔を変化させることによって、イン
ダクタＬ1 とコンデンサＣ4 との直列回路に印加する電
圧の周期を容易に変化させることができるから、この構
成によって出力周波数を可変とした電源部を構成するこ
とができる。
【０００９】ここにおいて、インダクタＬ1 とコンデン
サＣ4 との直列回路に印加される電圧は階段状に変化す
るものであるが、インダクタＬ1 およびコンデンサＣ4
はフィルタ回路として機能し、図１８（ｐ）に示すよう
なほぼ連続して変化する正弦波形状の交流電圧Ｖ2 を負
荷３に印加することができるのである。この回路構成で
は、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄをスイッ
チングさせる周波数を高くすることによって、各キャパ
シタＣ1 〜Ｃ3 の１回の充放電のエネルギを小さくする
ことができるから、キャパシタＣ1 〜Ｃ3 の容量を小さ
くすることができ、小型の電力変換装置を提供すること
が可能になる。
サＣ4 との直列回路に印加される電圧は階段状に変化す
るものであるが、インダクタＬ1 およびコンデンサＣ4
はフィルタ回路として機能し、図１８（ｐ）に示すよう
なほぼ連続して変化する正弦波形状の交流電圧Ｖ2 を負
荷３に印加することができるのである。この回路構成で
は、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄをスイッ
チングさせる周波数を高くすることによって、各キャパ
シタＣ1 〜Ｃ3 の１回の充放電のエネルギを小さくする
ことができるから、キャパシタＣ1 〜Ｃ3 の容量を小さ
くすることができ、小型の電力変換装置を提供すること
が可能になる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成で
は、高電圧を印加しなければならないような負荷３を用
いる場合には、直流電源Ｅの両端電圧を高くするか、直
列接続して放電させるキャパシタの個数を増やすことが
考えられる。しかしながら、前者の場合には充電用スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 や放電用スイッチング素子Ｓ6
〜Ｓ10として高耐圧のものが必要になり、サイズの大き
な素子が必要になって大型化するという問題が生じる。
また、後者の場合には部品点数が増加して大型化すると
ともに、キャパシタの放電時に直列的に接続される放電
用スイッチング素子の個数が多くなるから放電用スイッ
チング素子の抵抗分での損失が大きくなって電力変換効
率が低下することになる。
は、高電圧を印加しなければならないような負荷３を用
いる場合には、直流電源Ｅの両端電圧を高くするか、直
列接続して放電させるキャパシタの個数を増やすことが
考えられる。しかしながら、前者の場合には充電用スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 や放電用スイッチング素子Ｓ6
〜Ｓ10として高耐圧のものが必要になり、サイズの大き
な素子が必要になって大型化するという問題が生じる。
また、後者の場合には部品点数が増加して大型化すると
ともに、キャパシタの放電時に直列的に接続される放電
用スイッチング素子の個数が多くなるから放電用スイッ
チング素子の抵抗分での損失が大きくなって電力変換効
率が低下することになる。
【００１１】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、負荷への印加電圧をほぼ連続した波
形とするのはもちろんのこと、負荷に対して所要の電圧
を印加する際に高耐圧の素子を用いたり、電力変換効率
が低下したりすることのない電力変換装置を提供するこ
とにある。
あり、その目的は、負荷への印加電圧をほぼ連続した波
形とするのはもちろんのこと、負荷に対して所要の電圧
を印加する際に高耐圧の素子を用いたり、電力変換効率
が低下したりすることのない電力変換装置を提供するこ
とにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、不連
続な正弦波状波形の交流を出力する電源部と、電源部の
出力電圧波形をほぼ連続した波形に整形するフィルタ要
素および電源部の出力電圧を電圧変換する変圧要素とを
兼ねる圧電トランスとを備え、電源部の出力電圧を圧電
トランスを通して放電灯からなる負荷に供給するもので
ある。この構成によれば、電源部として出力電圧波形が
不連続であるものを用いながらもフィルタ要素を用いて
電圧波形をほぼ連続した波形に整形することができ、し
かも変圧要素を用いて変圧することにより電源部に高耐
圧の素子を用いたり、電力変換効率を低下させたりする
ことなく、所望の電圧を負荷に印加することが可能にな
る。その結果、比較的小型の電力変換装置を提供するこ
とができる。しかも、圧電トランスがフィルタ要素と変
圧要素とに兼用されるから、部品点数が少なく小型化を
図ることができる。すなわち、圧電トランスを設けるだ
けで、電源部から出力された不連続な正弦波状波形の交
流を連続した波形に整形するとともに、放電灯の点灯に
必要な高電圧に変圧することができ、少ない部品点数で
構成することができる。
続な正弦波状波形の交流を出力する電源部と、電源部の
出力電圧波形をほぼ連続した波形に整形するフィルタ要
素および電源部の出力電圧を電圧変換する変圧要素とを
兼ねる圧電トランスとを備え、電源部の出力電圧を圧電
トランスを通して放電灯からなる負荷に供給するもので
ある。この構成によれば、電源部として出力電圧波形が
不連続であるものを用いながらもフィルタ要素を用いて
電圧波形をほぼ連続した波形に整形することができ、し
かも変圧要素を用いて変圧することにより電源部に高耐
圧の素子を用いたり、電力変換効率を低下させたりする
ことなく、所望の電圧を負荷に印加することが可能にな
る。その結果、比較的小型の電力変換装置を提供するこ
とができる。しかも、圧電トランスがフィルタ要素と変
圧要素とに兼用されるから、部品点数が少なく小型化を
図ることができる。すなわち、圧電トランスを設けるだ
けで、電源部から出力された不連続な正弦波状波形の交
流を連続した波形に整形するとともに、放電灯の点灯に
必要な高電圧に変圧することができ、少ない部品点数で
構成することができる。
【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、圧電トランスが、圧電素子を挟んで一対の入力電極
を対向配置した駆動部と、駆動部から所定距離だけ離し
て圧電素子に出力電極を設けた発電部とからなり、電源
部の出力周波数を発電部の共振周波数にほぼ一致させた
ものであって、この構成では圧電トランスを高効率で用
いることができ高い電力変換効率を得ることができる。
て、圧電トランスが、圧電素子を挟んで一対の入力電極
を対向配置した駆動部と、駆動部から所定距離だけ離し
て圧電素子に出力電極を設けた発電部とからなり、電源
部の出力周波数を発電部の共振周波数にほぼ一致させた
ものであって、この構成では圧電トランスを高効率で用
いることができ高い電力変換効率を得ることができる。
【００１４】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、圧電トランスでは放電灯を安定に点
灯維持することができる電圧を出力するのである。この
構成は望ましい実施態様である。請求項４の発明は、請
求項１ないし請求項３の発明において、電源部が、複数
個のキャパシタと、直流電源からキャパシタへの充電経
路に挿入された充電用スイッチング素子と、キャパシタ
から圧電トランスへの放電経路に挿入された放電用スイ
ッチング素子と、充電用スイッチング素子および放電用
スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御するこ
とにより出力電圧波形を段階的に変化する脈流波形状と
する制御回路とからなるスイッチトキャパシタを備える
とともに、スイッチトキャパシタの出力電圧の極性を脈
流波形の１周期ごとに反転させる手段を備えるのであ
る。この構成は望ましい実施態様である。請求項５の発
明は、請求項１ないし請求項３の発明において、電源部
が、正電位の出力電圧が得られる正電源部と、負電位の
出力電圧が得られる負電源部とからなり、正電源部と負
電源部とはそれぞれ複数個のキャパシタと、直流電源か
らキャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイッチ
ング素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路
に挿入された放電用スイッチング素子と、充電用スイッ
チング素子および放電用スイッチング素子のオンオフの
タイミングを制御することにより出力電圧波形を段階的
に変化する脈流波形状とする制御回路とからなるスイッ
チトキャパシタからなり、制御回路は正電源部と負電源
部とを交互に動作させることにより出力電圧を交流波形
状とするのである。この構成は望ましい実施態様であ
る。
２の発明において、圧電トランスでは放電灯を安定に点
灯維持することができる電圧を出力するのである。この
構成は望ましい実施態様である。請求項４の発明は、請
求項１ないし請求項３の発明において、電源部が、複数
個のキャパシタと、直流電源からキャパシタへの充電経
路に挿入された充電用スイッチング素子と、キャパシタ
から圧電トランスへの放電経路に挿入された放電用スイ
ッチング素子と、充電用スイッチング素子および放電用
スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御するこ
とにより出力電圧波形を段階的に変化する脈流波形状と
する制御回路とからなるスイッチトキャパシタを備える
とともに、スイッチトキャパシタの出力電圧の極性を脈
流波形の１周期ごとに反転させる手段を備えるのであ
る。この構成は望ましい実施態様である。請求項５の発
明は、請求項１ないし請求項３の発明において、電源部
が、正電位の出力電圧が得られる正電源部と、負電位の
出力電圧が得られる負電源部とからなり、正電源部と負
電源部とはそれぞれ複数個のキャパシタと、直流電源か
らキャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイッチ
ング素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路
に挿入された放電用スイッチング素子と、充電用スイッ
チング素子および放電用スイッチング素子のオンオフの
タイミングを制御することにより出力電圧波形を段階的
に変化する脈流波形状とする制御回路とからなるスイッ
チトキャパシタからなり、制御回路は正電源部と負電源
部とを交互に動作させることにより出力電圧を交流波形
状とするのである。この構成は望ましい実施態様であ
る。
【００１５】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
５の発明において、電源部の出力電圧を可変としたもの
であり、印加電圧の低い負荷を用いる場合にとくに有効
なものである。請求項７の発明は、不連続な正弦波状波
形の交流を出力する電源部と、圧電素子を挟んで一対の
入力電極を対向配置した駆動部から所定距離だけ離して
圧電素子に出力電極を設けて発電部が形成されたトラン
スであって電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に
整形するとともに電源部の出力電圧を電圧変換する圧電
トランスとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、
直流電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電
用スイッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへ
の放電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充
電用スイッチング素子および放電用スイッチング素子の
オンオフのタイミングを制御することにより出力電圧波
形を段階的に変化する脈流波形状とする制御回路とから
なるスイッチトキャパシタを備えるとともに、スイッチ
トキャパシタの出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごと
に反転させる手段を備え、電源部の出力周波数は圧電ト
ランスの発電部の共振周波数にほぼ一致するように設定
され、電源部の出力電圧を圧電トランスを介して放電灯
に印加するものである。この構成によれば、電源部とし
て出力電圧波形が階段状に変化するものを用いながらも
圧電トランスをフィルタ要素として用いて電圧波形をほ
ぼ連続した波形に整形することができ、しかも圧電トラ
ンスは変圧要素として機能するから、電源部に高耐圧の
素子を用いたり、電力変換効率を低下させたりすること
なく、所望の電圧を負荷に印加することが可能になる。
その結果、比較的小型の電力変換装置を提供することが
できる。しかも、圧電トランスがフィルタ要素と変圧要
素とに兼用されるから、部品点数が少なく小型化を図る
ことができる。さらに、電源部の出力周波数を圧電トラ
ンスの発電部の共振周波数にほぼ一致させるから、圧電
トランスを高効率で用いることができ高い電力変換効率
を得ることができる。
５の発明において、電源部の出力電圧を可変としたもの
であり、印加電圧の低い負荷を用いる場合にとくに有効
なものである。請求項７の発明は、不連続な正弦波状波
形の交流を出力する電源部と、圧電素子を挟んで一対の
入力電極を対向配置した駆動部から所定距離だけ離して
圧電素子に出力電極を設けて発電部が形成されたトラン
スであって電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に
整形するとともに電源部の出力電圧を電圧変換する圧電
トランスとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、
直流電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電
用スイッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへ
の放電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充
電用スイッチング素子および放電用スイッチング素子の
オンオフのタイミングを制御することにより出力電圧波
形を段階的に変化する脈流波形状とする制御回路とから
なるスイッチトキャパシタを備えるとともに、スイッチ
トキャパシタの出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごと
に反転させる手段を備え、電源部の出力周波数は圧電ト
ランスの発電部の共振周波数にほぼ一致するように設定
され、電源部の出力電圧を圧電トランスを介して放電灯
に印加するものである。この構成によれば、電源部とし
て出力電圧波形が階段状に変化するものを用いながらも
圧電トランスをフィルタ要素として用いて電圧波形をほ
ぼ連続した波形に整形することができ、しかも圧電トラ
ンスは変圧要素として機能するから、電源部に高耐圧の
素子を用いたり、電力変換効率を低下させたりすること
なく、所望の電圧を負荷に印加することが可能になる。
その結果、比較的小型の電力変換装置を提供することが
できる。しかも、圧電トランスがフィルタ要素と変圧要
素とに兼用されるから、部品点数が少なく小型化を図る
ことができる。さらに、電源部の出力周波数を圧電トラ
ンスの発電部の共振周波数にほぼ一致させるから、圧電
トランスを高効率で用いることができ高い電力変換効率
を得ることができる。
【００１６】
（実施形態１）本実施形態では、図１に示すように、階
段状に変化する脈流波形状の電圧を出力する第１電源部
２ａと、ブリッジ接続されている４個のスイッチング素
子Ｓａ〜Ｓｄを備えたインバータ回路よりなる第２電源
部２ｂとにより電源部を構成している。ブリッジの各ア
ームを構成する直列接続された各一対のスイッチング素
子Ｓａ，ＳｂおよびＳｃ，Ｓｄの接続点間には変圧要素
としてのリーケージトランスＴ1 の１次巻線が接続され
る。また、リーケージトランスＴ1 の２次巻線には負荷
３が接続される。リーケージトランスＴ1 の１次巻線に
はコンデンサＣ4が並列接続され、リーケージトランス
Ｔ1 のリーケージ成分とコンデンサＣ4 とによってフィ
ルタ要素も構成される。このフィルタ要素は電源部の基
本波成分のみを通過させるように設定される。したがっ
て、第２電源部２ｂの出力電圧波形は階段状で不連続に
なるが、リーケージトランスＴ1 の２次巻線にはほぼ連
続した電圧波形が得られる。また、リーケージトランス
Ｔ1 を用いているから、変圧比を適宜に設定することが
でき、負荷３に対して昇圧ないし降圧した所要の電圧を
印加することができる。
段状に変化する脈流波形状の電圧を出力する第１電源部
２ａと、ブリッジ接続されている４個のスイッチング素
子Ｓａ〜Ｓｄを備えたインバータ回路よりなる第２電源
部２ｂとにより電源部を構成している。ブリッジの各ア
ームを構成する直列接続された各一対のスイッチング素
子Ｓａ，ＳｂおよびＳｃ，Ｓｄの接続点間には変圧要素
としてのリーケージトランスＴ1 の１次巻線が接続され
る。また、リーケージトランスＴ1 の２次巻線には負荷
３が接続される。リーケージトランスＴ1 の１次巻線に
はコンデンサＣ4が並列接続され、リーケージトランス
Ｔ1 のリーケージ成分とコンデンサＣ4 とによってフィ
ルタ要素も構成される。このフィルタ要素は電源部の基
本波成分のみを通過させるように設定される。したがっ
て、第２電源部２ｂの出力電圧波形は階段状で不連続に
なるが、リーケージトランスＴ1 の２次巻線にはほぼ連
続した電圧波形が得られる。また、リーケージトランス
Ｔ1 を用いているから、変圧比を適宜に設定することが
でき、負荷３に対して昇圧ないし降圧した所要の電圧を
印加することができる。
【００１７】リーケージトランスＴ1 によって昇圧して
いる場合には、高電圧を負荷３に印加するに際して第１
電源部２ａや第２電源部２ｂに高耐圧の素子を必要とせ
ず、また部品点数の増加もなく、小型の電力変化回路を
提供することができる。しかも、負荷３に印加される電
圧波形を正弦波形状にほぼ連続させているから、安定し
て負荷３に電力を供給することができ、かつ低ノイズに
なるのである。
いる場合には、高電圧を負荷３に印加するに際して第１
電源部２ａや第２電源部２ｂに高耐圧の素子を必要とせ
ず、また部品点数の増加もなく、小型の電力変化回路を
提供することができる。しかも、負荷３に印加される電
圧波形を正弦波形状にほぼ連続させているから、安定し
て負荷３に電力を供給することができ、かつ低ノイズに
なるのである。
【００１８】（実施形態２）本実施形態は、図２に示す
ように、第１電源部２ａとして図１７に示したスイッチ
トキャパシタを用いたものであり、図１８（ｏ）のよう
な階段状の電圧波形を第２電源部２ｂから出力するよう
に構成してある。この構成では、リーケージトランスＴ
2 の２次巻線には正弦波形状の交流電圧が得られること
になる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。
ように、第１電源部２ａとして図１７に示したスイッチ
トキャパシタを用いたものであり、図１８（ｏ）のよう
な階段状の電圧波形を第２電源部２ｂから出力するよう
に構成してある。この構成では、リーケージトランスＴ
2 の２次巻線には正弦波形状の交流電圧が得られること
になる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。
【００１９】（実施形態３）本実施形態は、実施形態２
におけるコンデンサＣ4 の位置を変更したものであっ
て、図３に示すように、リーケージトランスＴ1 の１次
巻線にコンデンサＣ4を直列接続してある。他の構成お
よび動作は実施形態２と同様である。 （実施形態４）本実施形態は、図４に示すように、実施
形態２におけるリーケージトランスＴ 1 に代えて圧電ト
ランスＴ2 を用いたものであり、負荷３にはコンデンサ
Ｃ5 を並列接続してある。したがって、第１電源部２ａ
および第２電源部２ｂの構成は実施形態２と同様のもの
である。
におけるコンデンサＣ4 の位置を変更したものであっ
て、図３に示すように、リーケージトランスＴ1 の１次
巻線にコンデンサＣ4を直列接続してある。他の構成お
よび動作は実施形態２と同様である。 （実施形態４）本実施形態は、図４に示すように、実施
形態２におけるリーケージトランスＴ 1 に代えて圧電ト
ランスＴ2 を用いたものであり、負荷３にはコンデンサ
Ｃ5 を並列接続してある。したがって、第１電源部２ａ
および第２電源部２ｂの構成は実施形態２と同様のもの
である。
【００２０】圧電トランスＴ2 は、直方体状の圧電素子
１１の長手方向の一端部に一対の入力電極１２ａ，１２
ｂを対向させて設け、長手方向の他端面に出力電極１３
を設けた形状を有している。両入力電極１２ａ，１２ｂ
の間は駆動部１５として機能し、駆動部１５から出力電
極１３までの間で発電部１６が形成される。圧電トラン
スＴ2 は駆動部１５に交流電圧を印加することによって
圧電素子１１に機械的振動を生じさせ、この機械的振動
により生じる電圧を出力電極１３から取り出すようにし
たものである。しかして、機械的振動には慣性があるか
ら、等価的にはフィルタ回路として機能することにな
る。また、圧電トランスＴ2 は発電部１６の長さ寸法に
応じた共振周波数を有しており、この共振周波数に近い
周波数の電圧を入力電極１２ａ、１２ｂに印加して圧電
素子１１を共振させることにより、出力電極１３から大
きく昇圧された電圧を得ることができるようになってい
る。
１１の長手方向の一端部に一対の入力電極１２ａ，１２
ｂを対向させて設け、長手方向の他端面に出力電極１３
を設けた形状を有している。両入力電極１２ａ，１２ｂ
の間は駆動部１５として機能し、駆動部１５から出力電
極１３までの間で発電部１６が形成される。圧電トラン
スＴ2 は駆動部１５に交流電圧を印加することによって
圧電素子１１に機械的振動を生じさせ、この機械的振動
により生じる電圧を出力電極１３から取り出すようにし
たものである。しかして、機械的振動には慣性があるか
ら、等価的にはフィルタ回路として機能することにな
る。また、圧電トランスＴ2 は発電部１６の長さ寸法に
応じた共振周波数を有しており、この共振周波数に近い
周波数の電圧を入力電極１２ａ、１２ｂに印加して圧電
素子１１を共振させることにより、出力電極１３から大
きく昇圧された電圧を得ることができるようになってい
る。
【００２１】このように、圧電トランスＴ2 はフィルタ
要素としての機能と昇圧要素としての機能とを兼ね備え
ているから、フィルタ要素を構成するための素子を別途
に設ける必要がないのである。しかも、鉄芯に巻線を設
けたトランスに比較して圧電トランスＴ2 は小型化可能
であるから、全体としての小型化ないし低背化（薄型
化）につながる。
要素としての機能と昇圧要素としての機能とを兼ね備え
ているから、フィルタ要素を構成するための素子を別途
に設ける必要がないのである。しかも、鉄芯に巻線を設
けたトランスに比較して圧電トランスＴ2 は小型化可能
であるから、全体としての小型化ないし低背化（薄型
化）につながる。
【００２２】本実施形態における各スイッチング素子Ｓ
1 〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄは図示しない制御回路により図５
のようなタイミングで制御される。このタイミングは図
１８に示した従来構成におけるタイミングと同様であ
る。つまり、図５（ｏ）のように第１電源部２ａの出力
電圧Ｖ1 は従来例と同様であり、また図５（ｐ）のよう
に第２電源部２ｂの出力電圧も従来例と同様の階段状で
ある正弦波交流波形状になる。ここで、圧電トランスＴ
2 を介して負荷３に電圧を印加することによって、図５
（ｑ）に示すように、正弦波交流波形状かつ昇圧された
電圧を負荷３に印加することができるのである。他の構
成および動作は従来例と同様である。
1 〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄは図示しない制御回路により図５
のようなタイミングで制御される。このタイミングは図
１８に示した従来構成におけるタイミングと同様であ
る。つまり、図５（ｏ）のように第１電源部２ａの出力
電圧Ｖ1 は従来例と同様であり、また図５（ｐ）のよう
に第２電源部２ｂの出力電圧も従来例と同様の階段状で
ある正弦波交流波形状になる。ここで、圧電トランスＴ
2 を介して負荷３に電圧を印加することによって、図５
（ｑ）に示すように、正弦波交流波形状かつ昇圧された
電圧を負荷３に印加することができるのである。他の構
成および動作は従来例と同様である。
【００２３】（実施形態５）本実施形態は、図６に示す
ように、実施形態４において、負荷３と並列接続したコ
ンデンサＣ5 を省略したものである。この構成では第２
電源部２ｂの出力周波数を、圧電トランスＴ2 の発電部
１６の共振周波数にほぼ一致させることによって、コン
デンサＣ5 がなくとも負荷３に連続した波形の交流電圧
を印加し、低ノイズで電力を供給することができるよう
にしてある。他の構成および動作は実施形態４と同様で
ある。
ように、実施形態４において、負荷３と並列接続したコ
ンデンサＣ5 を省略したものである。この構成では第２
電源部２ｂの出力周波数を、圧電トランスＴ2 の発電部
１６の共振周波数にほぼ一致させることによって、コン
デンサＣ5 がなくとも負荷３に連続した波形の交流電圧
を印加し、低ノイズで電力を供給することができるよう
にしてある。他の構成および動作は実施形態４と同様で
ある。
【００２４】（実施形態６）本実施形態は、図７に示す
ように、実施形態４の構成における負荷３を冷陰極３２
を備える放電灯３１としたものである。この構成では、
放電灯３１の始動時に高電圧が必要であるが、第１電源
部２ａおよび第２電源部２ｂの出力電圧は低いものでよ
いから、第１電源部２ａおよび第２電源部２ｂを構成す
る素子として高耐圧のものを用いる必要がなく、低耐圧
の素子を用いながらも高電圧を得ることができる。他の
構成および動作は実施形態４と同様である。
ように、実施形態４の構成における負荷３を冷陰極３２
を備える放電灯３１としたものである。この構成では、
放電灯３１の始動時に高電圧が必要であるが、第１電源
部２ａおよび第２電源部２ｂの出力電圧は低いものでよ
いから、第１電源部２ａおよび第２電源部２ｂを構成す
る素子として高耐圧のものを用いる必要がなく、低耐圧
の素子を用いながらも高電圧を得ることができる。他の
構成および動作は実施形態４と同様である。
【００２５】（実施形態７）本実施形態は、図８に示す
ように、実施形態４の構成における負荷３を熱陰極（フ
ィラメント）３３を備える放電灯３１としたものであ
る。また、両フィラメント３３の一端間にはコンデンサ
Ｃ6 が接続されている。したがって、予熱時にはコンデ
ンサＣ5 を通して電流を流すことによりフィラメント３
３を加熱することができ、その後、圧電トランスＴ2 で
昇圧された高電圧を放電灯３１に印加することにより、
放電灯３１を始動することができるのである。他の構成
および動作は実施形態４と同様である。
ように、実施形態４の構成における負荷３を熱陰極（フ
ィラメント）３３を備える放電灯３１としたものであ
る。また、両フィラメント３３の一端間にはコンデンサ
Ｃ6 が接続されている。したがって、予熱時にはコンデ
ンサＣ5 を通して電流を流すことによりフィラメント３
３を加熱することができ、その後、圧電トランスＴ2 で
昇圧された高電圧を放電灯３１に印加することにより、
放電灯３１を始動することができるのである。他の構成
および動作は実施形態４と同様である。
【００２６】（実施形態８）本実施形態は、図９に示す
ように、図６に示した実施形態４の構成において、圧電
トランスＴ2 の１次側にコンデンサＣ4 を並列接続し、
コンデンサＣ4 とインダクタＬ1 との直列回路を第２電
源部２ｂの出力端間に接続したものである。一般に圧電
トランスＴ2 は容量成分を持っているから、第２電源部
２ｂの出力電圧を印加したときに突入電流が流れる可能
性があるが、本実施形態の回路構成では、圧電トランス
Ｔ2 およびコンデンサＣ4 の並列回路に対してインダク
タＬ1を直列接続したことによってチョークインプット
型の回路が構成され、突入電流を軽減することができ
る。したがって、突入電流によるストレスやノイズの発
生を抑制することができる。他の構成および動作は実施
形態４と同様である。
ように、図６に示した実施形態４の構成において、圧電
トランスＴ2 の１次側にコンデンサＣ4 を並列接続し、
コンデンサＣ4 とインダクタＬ1 との直列回路を第２電
源部２ｂの出力端間に接続したものである。一般に圧電
トランスＴ2 は容量成分を持っているから、第２電源部
２ｂの出力電圧を印加したときに突入電流が流れる可能
性があるが、本実施形態の回路構成では、圧電トランス
Ｔ2 およびコンデンサＣ4 の並列回路に対してインダク
タＬ1を直列接続したことによってチョークインプット
型の回路が構成され、突入電流を軽減することができ
る。したがって、突入電流によるストレスやノイズの発
生を抑制することができる。他の構成および動作は実施
形態４と同様である。
【００２７】（実施形態９）本実施形態は、図１０に示
すように、図６に示した実施形態５の構成において、第
１電源部２ａと第２電源部２ｂとの間にインダクタＬ2
およびコンデンサＣ 7 よりなるフィルタ回路を設けたも
のである。このフィルタ回路はチョークインプット型の
ローパスフィルタであって、第１電源部２ａから出力さ
れる階段状の不連続な電圧波形をやや滑らかにする機能
があり、しかも圧電トランスＴ2 への突入電流を軽減す
る機能を持つ。したがって、実施形態８と同様に、突入
電流によるストレスやノイズの発生を抑制することがで
きる。他の構成および動作は実施形態４と同様である。
すように、図６に示した実施形態５の構成において、第
１電源部２ａと第２電源部２ｂとの間にインダクタＬ2
およびコンデンサＣ 7 よりなるフィルタ回路を設けたも
のである。このフィルタ回路はチョークインプット型の
ローパスフィルタであって、第１電源部２ａから出力さ
れる階段状の不連続な電圧波形をやや滑らかにする機能
があり、しかも圧電トランスＴ2 への突入電流を軽減す
る機能を持つ。したがって、実施形態８と同様に、突入
電流によるストレスやノイズの発生を抑制することがで
きる。他の構成および動作は実施形態４と同様である。
【００２８】（実施形態１０）本実施形態は、図１１に
示すように、階段状かつ正弦波交流波形状の出力電圧が
得られる電源部をインバータ回路を用いることなくスイ
ッチトキャパシタのみを用いて実現するものである。す
なわち、従来例において示したスイッチトキャパシタと
同様の構成のスイッチトキャパシタよりなる正電源部２
ｃと負電源部２ｄとを設ける。ただし、正電源部２ｃと
負電源部２ｄとは直流電源Ｅへの接続極性を互いに逆に
してある。したがって、正電源部２ｃからは従来例とし
て説明したように、正電位において階段状かつ脈流波形
状の出力電圧が得られ、負電源部２ｄからは極性を逆転
させた階段状かつ脈流波形状の出力電圧が得られる。つ
まり、正電源部２ｃと負電源部２ｄとを交互に動作させ
ることにより、階段状かつ正弦波交流波形状の出力が得
られることになる。
示すように、階段状かつ正弦波交流波形状の出力電圧が
得られる電源部をインバータ回路を用いることなくスイ
ッチトキャパシタのみを用いて実現するものである。す
なわち、従来例において示したスイッチトキャパシタと
同様の構成のスイッチトキャパシタよりなる正電源部２
ｃと負電源部２ｄとを設ける。ただし、正電源部２ｃと
負電源部２ｄとは直流電源Ｅへの接続極性を互いに逆に
してある。したがって、正電源部２ｃからは従来例とし
て説明したように、正電位において階段状かつ脈流波形
状の出力電圧が得られ、負電源部２ｄからは極性を逆転
させた階段状かつ脈流波形状の出力電圧が得られる。つ
まり、正電源部２ｃと負電源部２ｄとを交互に動作させ
ることにより、階段状かつ正弦波交流波形状の出力が得
られることになる。
【００２９】さらに具体的に説明する。正電源部２ｃは
従来例で説明したスイッチトキャパシタと同構成であっ
て、キャパシタＣ1 〜Ｃ3 、充電用スイッチング素子Ｓ
1 〜Ｓ5 、放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10により構
成される。一方、負電源部２ｄは、キャパシタＣ11〜Ｃ
13、充電用スイッチング素子Ｓ11〜Ｓ15、放電用スイッ
チング素子Ｓ16〜Ｓ20により構成される。正電源部２ｃ
と負電源部２ｄとは同構成を有しているが、正電源部２
ｃではコンデンサＣ1 を直流電源Ｅの負極に接続してい
るのに対して、負電源部２ｄではコンデンサＣ11を直流
電源Ｅの正極に接続している点が異なる。また、放電用
スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10の一端を共通に接続した出
力端に、放電用スイッチング素子Ｓ18〜Ｓ20の一端を共
通に接続してある。電源部と負荷３との間には圧電トラ
ンスＴ2 が挿入され、放電用スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ
10，Ｓ18〜Ｓ20の一端が圧電トランスＴ2 の一方の入力
端子１２ａに共通に接続され、他方の入力端子１２ｂに
は直流電源Ｅの負極が接続される。
従来例で説明したスイッチトキャパシタと同構成であっ
て、キャパシタＣ1 〜Ｃ3 、充電用スイッチング素子Ｓ
1 〜Ｓ5 、放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10により構
成される。一方、負電源部２ｄは、キャパシタＣ11〜Ｃ
13、充電用スイッチング素子Ｓ11〜Ｓ15、放電用スイッ
チング素子Ｓ16〜Ｓ20により構成される。正電源部２ｃ
と負電源部２ｄとは同構成を有しているが、正電源部２
ｃではコンデンサＣ1 を直流電源Ｅの負極に接続してい
るのに対して、負電源部２ｄではコンデンサＣ11を直流
電源Ｅの正極に接続している点が異なる。また、放電用
スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10の一端を共通に接続した出
力端に、放電用スイッチング素子Ｓ18〜Ｓ20の一端を共
通に接続してある。電源部と負荷３との間には圧電トラ
ンスＴ2 が挿入され、放電用スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ
10，Ｓ18〜Ｓ20の一端が圧電トランスＴ2 の一方の入力
端子１２ａに共通に接続され、他方の入力端子１２ｂに
は直流電源Ｅの負極が接続される。
【００３０】しかして、各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ20
は、図１２（ａ）〜（ｔ）に示すように図示しない制御
回路によって制御される。すなわち、期間ｔ0 〜ｔ1 で
は、充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用ス
イッチング素子Ｓ10がオンになり、図１２（ｕ）のよう
に直流電源Ｅの両端電圧にほぼ等しい電圧が出力され
る。次に、時刻ｔ1 において、充電用スイッチング素子
Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ10をオフに
し、放電用スイッチング素子Ｓ6 ，Ｓ9 をオンにする。
これによって、キャパシタＣ1 ，Ｃ2 が直列接続され、
電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ２倍になる。さ
らに時刻ｔ2 において、この状態から放電用スイッチン
グ素子Ｓ9 をオフにし、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 を
オンにすれば、すべてのキャパシタＣ1 〜Ｃ3 を直列に
接続したことになり、電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧
のほぼ３倍になる。
は、図１２（ａ）〜（ｔ）に示すように図示しない制御
回路によって制御される。すなわち、期間ｔ0 〜ｔ1 で
は、充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用ス
イッチング素子Ｓ10がオンになり、図１２（ｕ）のよう
に直流電源Ｅの両端電圧にほぼ等しい電圧が出力され
る。次に、時刻ｔ1 において、充電用スイッチング素子
Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ10をオフに
し、放電用スイッチング素子Ｓ6 ，Ｓ9 をオンにする。
これによって、キャパシタＣ1 ，Ｃ2 が直列接続され、
電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ２倍になる。さ
らに時刻ｔ2 において、この状態から放電用スイッチン
グ素子Ｓ9 をオフにし、スイッチング素子Ｓ7 ，Ｓ8 を
オンにすれば、すべてのキャパシタＣ1 〜Ｃ3 を直列に
接続したことになり、電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧
のほぼ３倍になる。
【００３１】時刻ｔ3 においては時刻ｔ1 と同じ状態に
設定し、時刻ｔ4 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ5 では時刻ｔ4 の状態をそのまま保
つ。上述した一連の動作の間にはスイッチング素子Ｓ11
〜Ｓ20はすべてオフに保たれる。このような動作によっ
て、圧電トランスＴ2 の入力端子１２ａ，１２ｂに印加
される電圧Ｖ1 は図１２（ｕ）のように正極性で階段状
に上下する。
設定し、時刻ｔ4 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ5 では時刻ｔ4 の状態をそのまま保
つ。上述した一連の動作の間にはスイッチング素子Ｓ11
〜Ｓ20はすべてオフに保たれる。このような動作によっ
て、圧電トランスＴ2 の入力端子１２ａ，１２ｂに印加
される電圧Ｖ1 は図１２（ｕ）のように正極性で階段状
に上下する。
【００３２】時刻ｔ5 になると、上述の動作を負電源部
２ｄにおいて行なうのであって、期間ｔ5 〜ｔ6 では、
充電用スイッチング素子Ｓ11〜Ｓ15および放電用スイッ
チング素子Ｓ20がオンになり、図１２（ｕ）のように直
流電源Ｅの両端電圧にほぼ等しい負電圧が出力される。
次に、時刻ｔ6 において、充電用スイッチング素子Ｓ 11
〜Ｓ15および放電用スイッチング素子Ｓ20をオフにし、
放電用スイッチング素子Ｓ16，Ｓ19をオンにする。これ
によって、キャパシタＣ11，Ｃ12が直列接続され、電圧
Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ２倍になる。さらに
時刻ｔ7 において、この状態から放電用スイッチング素
子Ｓ19をオフにし、スイッチング素子Ｓ 17，Ｓ18をオン
にすれば、すべてのキャパシタＣ1 〜Ｃ3 を直列に接続
したことになり、電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほ
ぼ３倍になる。
２ｄにおいて行なうのであって、期間ｔ5 〜ｔ6 では、
充電用スイッチング素子Ｓ11〜Ｓ15および放電用スイッ
チング素子Ｓ20がオンになり、図１２（ｕ）のように直
流電源Ｅの両端電圧にほぼ等しい負電圧が出力される。
次に、時刻ｔ6 において、充電用スイッチング素子Ｓ 11
〜Ｓ15および放電用スイッチング素子Ｓ20をオフにし、
放電用スイッチング素子Ｓ16，Ｓ19をオンにする。これ
によって、キャパシタＣ11，Ｃ12が直列接続され、電圧
Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ２倍になる。さらに
時刻ｔ7 において、この状態から放電用スイッチング素
子Ｓ19をオフにし、スイッチング素子Ｓ 17，Ｓ18をオン
にすれば、すべてのキャパシタＣ1 〜Ｃ3 を直列に接続
したことになり、電圧Ｖ1 は直流電源Ｅの両端電圧のほ
ぼ３倍になる。
【００３３】時刻ｔ8 においては時刻ｔ6 と同じ状態に
設定し、時刻ｔ9 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ10では時刻ｔ9 の状態をそのまま保
つ。上述した一連の動作の間にはスイッチング素子Ｓ1
〜Ｓ10はすべてオフに保たれる。このような動作によっ
て、圧電トランスＴ2 の入力端子１２ａ，１２ｂに印加
される電圧Ｖ1 は、期間ｔ5 〜ｔ10においては図１２
（ｕ）のように負極性で階段状に上下する。
設定し、時刻ｔ9 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ10では時刻ｔ9 の状態をそのまま保
つ。上述した一連の動作の間にはスイッチング素子Ｓ1
〜Ｓ10はすべてオフに保たれる。このような動作によっ
て、圧電トランスＴ2 の入力端子１２ａ，１２ｂに印加
される電圧Ｖ1 は、期間ｔ5 〜ｔ10においては図１２
（ｕ）のように負極性で階段状に上下する。
【００３４】上述の動作を繰り返すことによって、階段
状かつ正弦波交流波形状に変化する出力電圧を得ること
ができ、圧電トランス１を通すことによって、図１２
（ｖ）に示すような正弦波状の高電圧を負荷３に印加す
ることが可能になる。この構成でも低ノイズの電力変化
装置を提供することができる。 （実施形態１１）本実施形態は、図１３に示すように、
実施形態４の構成において直流電源Ｅの出力電圧を可変
としたものである。この構成によれば、直流電源Ｅの両
端電圧を調節すれば、負荷３や圧電トランスＴ2 への印
加電圧を変化させることができる。とくに、負荷３への
印加電圧を低減しようとする場合に有効なものである。
状かつ正弦波交流波形状に変化する出力電圧を得ること
ができ、圧電トランス１を通すことによって、図１２
（ｖ）に示すような正弦波状の高電圧を負荷３に印加す
ることが可能になる。この構成でも低ノイズの電力変化
装置を提供することができる。 （実施形態１１）本実施形態は、図１３に示すように、
実施形態４の構成において直流電源Ｅの出力電圧を可変
としたものである。この構成によれば、直流電源Ｅの両
端電圧を調節すれば、負荷３や圧電トランスＴ2 への印
加電圧を変化させることができる。とくに、負荷３への
印加電圧を低減しようとする場合に有効なものである。
【００３５】負荷３や圧電トランスＴ2 への印加電圧を
低減するには、直流電源Ｅの出力電圧を変化させるので
はなく、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10を制御して第１電
源部２ａの出力電圧のピーク値を直流電源Ｅの両端電圧
の２倍までに抑制することも可能である。他の構成およ
び動作は実施形態４と同様である。 （実施形態１２）本実施形態は、図１４に示すように、
直流電源Ｅとスイッチトキャパシタとの間にスイッチン
グ素子Ｓｘとインピーダンス要素Ｚとの直列回路を挿入
し、さらに、スイッチング素子Ｓｘと直流電源Ｅとの直
列回路にダイオードＤ1 を並列接続した構成を有する。
この構成では、充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ3 のい
ずれかがオンである期間にスイッチング素子Ｓｘをオン
にし、インピーダンス要素Ｚを介してキャパシタＣ1 〜
Ｃ3 を充電することによって、キャパシタＣ1 〜Ｃ 3 の
両端電圧を低電圧にするものである。したがって、スイ
ッチング素子Ｓｘを適宜に制御することによって、第１
電源部２ａの出力電圧を調節することが可能になる。な
お、ダイオードＤ1 は回生用のものである。インピーダ
ンス要素Ｚとしては、図１５（ａ）〜（ｃ）に示すよう
な抵抗Ｒ0 、インダクタＬ0 、インダクタＬ0 とコンデ
ンサＣ0 との直列回路など各種のものを用いることがで
きる。他の構成および動作は実施形態４と同様である。
低減するには、直流電源Ｅの出力電圧を変化させるので
はなく、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10を制御して第１電
源部２ａの出力電圧のピーク値を直流電源Ｅの両端電圧
の２倍までに抑制することも可能である。他の構成およ
び動作は実施形態４と同様である。 （実施形態１２）本実施形態は、図１４に示すように、
直流電源Ｅとスイッチトキャパシタとの間にスイッチン
グ素子Ｓｘとインピーダンス要素Ｚとの直列回路を挿入
し、さらに、スイッチング素子Ｓｘと直流電源Ｅとの直
列回路にダイオードＤ1 を並列接続した構成を有する。
この構成では、充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ3 のい
ずれかがオンである期間にスイッチング素子Ｓｘをオン
にし、インピーダンス要素Ｚを介してキャパシタＣ1 〜
Ｃ3 を充電することによって、キャパシタＣ1 〜Ｃ 3 の
両端電圧を低電圧にするものである。したがって、スイ
ッチング素子Ｓｘを適宜に制御することによって、第１
電源部２ａの出力電圧を調節することが可能になる。な
お、ダイオードＤ1 は回生用のものである。インピーダ
ンス要素Ｚとしては、図１５（ａ）〜（ｃ）に示すよう
な抵抗Ｒ0 、インダクタＬ0 、インダクタＬ0 とコンデ
ンサＣ0 との直列回路など各種のものを用いることがで
きる。他の構成および動作は実施形態４と同様である。
【００３６】（実施形態１３）本実施形態は、図１６に
示すように、実施形態４の構成において、第１電源部２
ａと第２電源部２ｂとの間にインピーダンス要素Ｚ2 を
挿入するとともに、第２電源部２ｂの入力端間にコンデ
ンサＣ7 を接続し、さらには第１電源部２ａの出力端間
に回生用のダイオードＤ2 を接続したものである。
示すように、実施形態４の構成において、第１電源部２
ａと第２電源部２ｂとの間にインピーダンス要素Ｚ2 を
挿入するとともに、第２電源部２ｂの入力端間にコンデ
ンサＣ7 を接続し、さらには第１電源部２ａの出力端間
に回生用のダイオードＤ2 を接続したものである。
【００３７】この構成によれば、キャパシタＣ1 〜Ｃ3
の放電経路にインピーダンス要素Ｚ 2 が挿入されている
から、スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10のオン期間を適宜に
調節すれば、第２電源部２ｂへの入力電圧を調節するこ
とが可能になる。ここに、インピーダンス要素Ｚ2 には
実施形態１２と同様のものを用いることができる。他の
構成および動作は実施形態４と同様である。
の放電経路にインピーダンス要素Ｚ 2 が挿入されている
から、スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10のオン期間を適宜に
調節すれば、第２電源部２ｂへの入力電圧を調節するこ
とが可能になる。ここに、インピーダンス要素Ｚ2 には
実施形態１２と同様のものを用いることができる。他の
構成および動作は実施形態４と同様である。
【００３８】
【発明の効果】請求項１の発明は、不連続な正弦波状波
形の交流を出力する電源部と、電源部の出力電圧波形を
ほぼ連続した波形に整形するフィルタ要素および電源部
の出力電圧を電圧変換する変圧要素とを兼ねる圧電トラ
ンスとを備え、電源部の出力電圧を圧電トランスを通し
て放電灯からなる負荷に供給するものであり、電源部と
して出力電圧波形が不連続であるものを用いながらもフ
ィルタ要素を用いて電圧波形をほぼ連続した波形に整形
することができ、しかも変圧要素を用いて変圧すること
により電源部に高耐圧の素子を用いたり、電力変換効率
を低下させたりすることなく、所望の電圧を負荷に印加
することが可能になるという利点を有する。その結果、
比較的小型の電力変換装置を提供することができるとい
う利点がある。しかも、圧電トランスがフィルタ要素と
変圧要素とに兼用されるから、部品点数が少なく小型化
を図ることができる。すなわち、圧電トランスを設ける
だけで、電源部から出力された不連続な正弦波状波形の
交流を連続した波形に整形するとともに、放電灯の点灯
に必要な高電圧に変圧することができ、少ない部品点数
で構成することができるという利点がある。
形の交流を出力する電源部と、電源部の出力電圧波形を
ほぼ連続した波形に整形するフィルタ要素および電源部
の出力電圧を電圧変換する変圧要素とを兼ねる圧電トラ
ンスとを備え、電源部の出力電圧を圧電トランスを通し
て放電灯からなる負荷に供給するものであり、電源部と
して出力電圧波形が不連続であるものを用いながらもフ
ィルタ要素を用いて電圧波形をほぼ連続した波形に整形
することができ、しかも変圧要素を用いて変圧すること
により電源部に高耐圧の素子を用いたり、電力変換効率
を低下させたりすることなく、所望の電圧を負荷に印加
することが可能になるという利点を有する。その結果、
比較的小型の電力変換装置を提供することができるとい
う利点がある。しかも、圧電トランスがフィルタ要素と
変圧要素とに兼用されるから、部品点数が少なく小型化
を図ることができる。すなわち、圧電トランスを設ける
だけで、電源部から出力された不連続な正弦波状波形の
交流を連続した波形に整形するとともに、放電灯の点灯
に必要な高電圧に変圧することができ、少ない部品点数
で構成することができるという利点がある。
【００３９】請求項２の発明のように、圧電トランス
が、圧電素子を挟んで一対の入力電極を対向配置した駆
動部と、駆動部から所定距離だけ離して圧電素子に出力
電極を設けた発電部とからなり、電源部の出力周波数を
発電部の固有振動数にほぼ一致させたものでは、圧電ト
ランスを高効率で用いることができ高い電力変換効率を
得ることができるという利点がある。
が、圧電素子を挟んで一対の入力電極を対向配置した駆
動部と、駆動部から所定距離だけ離して圧電素子に出力
電極を設けた発電部とからなり、電源部の出力周波数を
発電部の固有振動数にほぼ一致させたものでは、圧電ト
ランスを高効率で用いることができ高い電力変換効率を
得ることができるという利点がある。
【００４０】請求項６の発明のように、電源部の出力電
圧を可変としたものでは、印加電圧の低い負荷を用いる
場合に、電源部の出力電圧を引き下げるだけでよいか
ら、印加電圧の低い負荷でも対応可能になるという利点
がある。請求項７の発明は、不連続な正弦波状波形の交
流を出力する電源部と、圧電素子を挟んで一対の入力電
極を対向配置した駆動部から所定距離だけ離して圧電素
子に出力電極を設けて発電部が形成されたトランスであ
って電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に整形す
るとともに電源部の出力電圧を電圧変換する圧電トラン
スとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、直流電
源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイ
ッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電
経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充電用ス
イッチング素子および放電用スイッチング素子のオンオ
フのタイミングを制御することにより出力電圧波形を段
階的に変化する脈流波形状とする制御回路とからなるス
イッチトキャパシタを備えるとともに、スイッチトキャ
パシタの出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転
させる手段を備え、電源部の出力周波数は圧電トランス
の発電部の固有振動数にほぼ一致するように設定され、
電源部の出力電圧を圧電トランスを介して放電灯に印加
するものであり、電源部として出力電圧波形が階段状に
変化するものを用いながらも圧電トランスをフィルタ要
素として用いて電圧波形をほぼ連続した波形に整形する
ことができ、しかも圧電トランスは変圧要素として機能
するから、電源部に高耐圧の素子を用いたり、電力変換
効率を低下させたりすることなく、所望の電圧を負荷に
印加することが可能になるという利点を有する。その結
果、比較的小型の電力変換装置を提供することができる
という効果がある。しかも、圧電トランスがフィルタ要
素と変圧要素とに兼用されるから、部品点数が少なく小
型化を図ることができるという効果があり、さらに、電
源部の出力周波数を圧電トランスの発電部の固有振動数
にほぼ一致させるから、圧電トランスを高効率で用いる
ことができ高い電力変換効率を得ることができるという
利点を有する。
圧を可変としたものでは、印加電圧の低い負荷を用いる
場合に、電源部の出力電圧を引き下げるだけでよいか
ら、印加電圧の低い負荷でも対応可能になるという利点
がある。請求項７の発明は、不連続な正弦波状波形の交
流を出力する電源部と、圧電素子を挟んで一対の入力電
極を対向配置した駆動部から所定距離だけ離して圧電素
子に出力電極を設けて発電部が形成されたトランスであ
って電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に整形す
るとともに電源部の出力電圧を電圧変換する圧電トラン
スとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、直流電
源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイ
ッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電
経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充電用ス
イッチング素子および放電用スイッチング素子のオンオ
フのタイミングを制御することにより出力電圧波形を段
階的に変化する脈流波形状とする制御回路とからなるス
イッチトキャパシタを備えるとともに、スイッチトキャ
パシタの出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転
させる手段を備え、電源部の出力周波数は圧電トランス
の発電部の固有振動数にほぼ一致するように設定され、
電源部の出力電圧を圧電トランスを介して放電灯に印加
するものであり、電源部として出力電圧波形が階段状に
変化するものを用いながらも圧電トランスをフィルタ要
素として用いて電圧波形をほぼ連続した波形に整形する
ことができ、しかも圧電トランスは変圧要素として機能
するから、電源部に高耐圧の素子を用いたり、電力変換
効率を低下させたりすることなく、所望の電圧を負荷に
印加することが可能になるという利点を有する。その結
果、比較的小型の電力変換装置を提供することができる
という効果がある。しかも、圧電トランスがフィルタ要
素と変圧要素とに兼用されるから、部品点数が少なく小
型化を図ることができるという効果があり、さらに、電
源部の出力周波数を圧電トランスの発電部の固有振動数
にほぼ一致させるから、圧電トランスを高効率で用いる
ことができ高い電力変換効率を得ることができるという
利点を有する。
【図１】実施形態１を示す概略回路図である。
【図２】実施形態２を示す回路図である。
【図３】実施形態３を示す要部回路図である。
【図４】実施形態４を示す回路図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】実施形態５を示す要部回路図である。
【図７】実施形態６を示す要部回路図である。
【図８】実施形態７を示す要部回路図である。
【図９】実施形態８を示す回路図である。
【図１０】実施形態９を示す回路図である。
【図１１】実施形態１０を示す回路図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【図１３】実施形態１１を示す要部回路図である。
【図１４】実施形態１２を示す要部回路図である。
【図１５】同上に用いるインピーダンス要素の例を示す
図である。
図である。
【図１６】実施形態１３を示す要部回路図である。
【図１７】従来例を示す回路図である。
【図１８】同上の動作説明図である。
２ａ 第１電源部
２ｂ 第２電源部
３ 負荷
１１ 圧電素子
１２ａ，１２ｂ 入力電極
１３ａ，１３ｂ 出力電極
１５ 駆動部
１６ 発電部
３１ 放電灯
３３ フィラメント
Ｃ1 〜Ｃ3 ，Ｃ11〜Ｃ13 キャパシタ
Ｃ4 コンデンサ
Ｌ1 インダクタ
Ｓ1 〜Ｓ5 ，Ｓ11〜Ｓ15 充電用スイッチング素子
Ｓ6 〜Ｓ10，Ｓ16〜Ｓ20 放電用スイッチング素子
Ｔ1 リーケージトランス
Ｔ2 圧電トランス
Claims (7)
- 【請求項１】 不連続な正弦波状波形の交流を出力する
電源部と、電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に
整形するフィルタ要素および電源部の出力電圧を電圧変
換する変圧要素とを兼ねる圧電トランスとを備え、電源
部の出力電圧を圧電トランスを通して放電灯からなる負
荷に供給することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 前記圧電トランスは、圧電素子を挟んで
一対の入力電極を対向配置した駆動部と、駆動部から所
定距離だけ離して圧電素子に出力電極を設けた発電部と
からなり、電源部の出力周波数を発電部の共振周波数に
ほぼ一致させることを特徴とする請求項１記載の電力変
換装置。 - 【請求項３】 前記圧電トランスは前記放電灯を安定に
点灯維持することができる電圧を出力することを特徴と
する請求項１または請求項２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記電源部は、複数個のキャパシタと、
直流電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電
用スイッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへ
の放電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充
電用スイッチング素子および放電用スイッチング素子の
オンオフのタイミングを制御することにより出力電圧波
形を段階的に変化する脈流波形状とする制御回路とから
なるスイッチトキャパシタを備え、スイッチトキャパシ
タの出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転させ
る手段を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項
３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 前記電源部は、正電位の出力電圧が得ら
れる正電源部と、負電位の出力電圧が得られる負電源部
とからなり、正電源部と負電源部とはそれぞれ複数個の
キャパシタと、直流電源からキャパシタへの充電経路に
挿入された充電用スイッチング素子と、キャパシタから
圧電トランスへの放電経路に挿入された放電用スイッチ
ング素子と、充電用スイッチング素子および放電用スイ
ッチング素子のオンオフのタイミングを制御することに
より出力電圧波形を段階的に変化する脈流波形状とする
制御回路とからなるスイッチトキャパシタからなり、制
御回路は正電源部と負電源部とを交互に動作させること
により出力電圧を交流波 形状とすることを特徴とする請
求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換
装置。 - 【請求項６】 前記電源部の出力電圧が可変であること
を特徴とする請求項１ないし請求項５記載の電力変換装
置。 - 【請求項７】 不連続な正弦波状波形の交流を出力する
電源部と、圧電素子を挟んで一対の入力電極を対向配置
した駆動部から所定距離だけ離して圧電素子に出力電極
を設けて発電部が形成されたトランスであって電源部の
出力電圧波形をほぼ連続した波形に整形するとともに電
源部の出力電圧を電圧変換する圧電トランスとを備え、
電源部は、複数個のキャパシタと、直流電源からキャパ
シタへの充電経路に挿入された充電用スイッチング素子
と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路に挿入さ
れた放電用スイッチング素子と、充電用スイッチング素
子および放電用スイッチング素子のオンオフのタイミン
グを制御することにより出力電圧波形を段階的に変化す
る脈流波形状とする制御回路とからなるスイッチトキャ
パシタを備えるとともに、スイッチトキャパシタの出力
電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転させる手段を
備え、電源部の出力周波数は圧電トランスの発電部の共
振周波数にほぼ一致するように設定され、電源部の出力
電圧を圧電トランスを介して放電灯に印加することを特
徴とする電力変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00506597A JP3475687B2 (ja) | 1997-01-14 | 1997-01-14 | 電力変換装置 |
| US09/006,951 US5969963A (en) | 1997-01-14 | 1998-01-14 | Power converting device supplying AC voltage of a continuous wave form |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00506597A JP3475687B2 (ja) | 1997-01-14 | 1997-01-14 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10201245A JPH10201245A (ja) | 1998-07-31 |
| JP3475687B2 true JP3475687B2 (ja) | 2003-12-08 |
Family
ID=11600996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00506597A Expired - Fee Related JP3475687B2 (ja) | 1997-01-14 | 1997-01-14 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3475687B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW200425628A (en) | 2002-11-25 | 2004-11-16 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Driving method and driving circuit for piezoelectric transformer, cold-cathode tube light-emitting apparatus, liquid crystal panel and device with built-in liquid crystal panel |
| KR101813011B1 (ko) * | 2011-05-27 | 2017-12-28 | 삼성전자주식회사 | 무선 전력 및 데이터 전송 시스템 |
-
1997
- 1997-01-14 JP JP00506597A patent/JP3475687B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10201245A (ja) | 1998-07-31 |
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