JP3554465B2 - 直交周波数分割多重方式の復調器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式を使用した通信システムに関するもので、より詳細には、複雑な受信環境においても良好な再生信号を得ることができる復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、米国を初め、日本、欧州でデジタル放送の研究開発が活発に行われているが、ＭＰＥＧ２による画像圧縮技術の進歩によりデジタル化された画像の情報量が大幅に削減され、無線通信で伝送が可能なレベルにまで進歩した。
【０００３】
一般に、この圧縮された画像データを伝送する場合、通常の５〜２０Ｍｂｐｓ程度の情報伝送レートが必要となる。これらのデータに、さらにデータの誤りを訂正する誤り訂正方式やエラーに対する耐久性を向上させることができる符号化変調方式を用いるとさらに冗長度を増し、より高い伝送レートが要求されることになる。
【０００４】
これらの情報を制限された帯域内で伝送するためにはより効率の高い伝送方式の開発が必要となる。現在、この解決方法として伝送する情報を多値化してデジタル量として伝送することが提案されている。
【０００５】
特に、将来のデジタル地上放送実現に向け、米国で６ＭＨｚの帯域を用いて８レベルを伝送する８ＶＳＢ（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ）方式が検討されている。この８ＶＳＢ方式は１シンボルで３ビット情報が送れ、６ＭＨｚの帯域で１０．７６Ｍボーのシンボルレートを有している。この方式は帯域利用効率は高いが、ＳＦＮ（Ｓｉｇｎａｌ Ｆｒｅｑｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や移動体受信には適応が難しいという側面を持っている。
【０００６】
一方、日本、欧州では直交周波数分割多重方式が検討されている。この方式は複数のキャリアを同時に用いて情報を伝送する方式であり、マルチパスに強くＳＦＮや移動体受信に適応可能であるという特徴を有している。
【０００７】
また、地上放送のような限られた電波環境下では、有効資源の一つである電波を効率的に使用することが重要になりつつあるが、直交周波数分割多重方式はこの観点からデジタル放送時代のデジタル伝送方式として開発されつつある。
【０００８】
直交周波数分割多重方式は、直交する複数の搬送波を同時に用い情報を伝送する方式であり、この時用いる搬送波数は約１０００本から８０００本程度である。又、各々の搬送波は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等で変調されており、帯域の利用効率が高い方式でもある。
【０００９】
従来、この技術は欧州におけるデジタル音声ステレオ放送に用いる技術として開発され、特に多数の搬送波を同時に変調する手段として高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて実現が可能であることが分かっており、すでに実用化されつつある。
【００１０】
この技術に関しては、例えば、Ｍｉｃｈｅｌ Ａｌａｒｄ，ＲｐｓｅｌｙｎｅＬａｓｓａｌｌｅ 「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」 ＥＢＵ ＲＥＶＩＥＷ−ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ １９８７，ｐｐ１６８−１９０に詳細に記載されている。
【００１１】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の基本的な原理は以下のとおりである。
【００１２】
搬送波周波数を｛ｆｋ｝とすると、
ｆｋ＝ｆｏ＋ｋ／Ｔｓ，ｋ＝０〜Ｎ−１
基本信号をΨｊ，ｋ（ｔ）とすると、
信号ｇｋ（ｔ）の周波数スペクトルは互いにオーバラップしている。Ψｊ，ｋ（ｔ）は互いに直交条件を満足している。
【００１３】
送信したいデータの複素数列｛Ｃｊ，ｋ｝とすると、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）次の様に記述できる。
【００１４】
【数１】
【００１５】
上記信号を伝送路で伝送した場合、伝送路に起因する歪やマルチパスにより、直交性は損傷を受け乱される、このため受信された信号の復調信号に符号間干渉を生じることとなり、誤りを増加する結果となる。
【００１６】
この問題の一つの解決策として送信エネルギーの一部を犠牲にして、各信号Ψｊ，ｋ（ｔ）の前に符号間干渉を吸収するためのガードインターバルを設ける方法が提案されている。
【００１７】
この時、送信信号のシンボル期間Ｔ’ｓは次式で記述される。
【００１８】
Ｔ’ｓ＝Ｔｓ＋Δ
ここでは、Ｔｓは有効シンボル期間、Δはガードインターバル期間、有効信号をΨｊ，ｋ（ｔ）とすると、
Ψｊ，ｋ（ｔ）＝ｇｋ（ｔ−ｊＴ’ｓ）
この時送信信号は、
この時、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）は次の様に記述できる。
【００１９】
【数２】
【００２０】
このような、直交周波数分割多重方式を用いたデジタル伝送では、伝送路に歪やマルチパスが存在すると、受信信号の直交性は損傷を受けて乱され、復調信号に符号間干渉を生じることとなり、誤り率を悪化させる結果となる。
【００２１】
この問題の一つの解決策として送信エネルギーの一部を犠牲にして、各信号の前に符号間千渉を吸収するためのガードインターバルを設ける方法が提案されている。ガードインターバルを用いると障害物により反射された遅延波が直接波のほかに存在しても遅延量がガードインターバルより短ければ符号間干渉を生じることなく受信可能であり、良好にＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）が達成される。
【００２２】
たとえば、永塚守、都竹愛一郎、福地一「ＯＦＤＭによる地上デジタル放送−変復調装置の特性−」（１９９５年テレビジョン学会年次大会１９−７、ｐｐ２８３−２８４、１９９５）で報告されているように、直接波に対して遅延波が９μ秒遅れて受信機に到達したとすると、ガードインターバルがない状態では符号間千渉が生じてしまうが、ガードインターバルを付加すると、そのガードインターバル長が上記の遅延波の遅延量より大きく設定した場合、ＢＥＲはほとんど劣化しない。
【００２３】
このようにガードインターバルの付加により単一エコーが存在しても、その遅延量がガードインターバル以下であれば符号間干渉を引き起こさない。
【００２４】
このようにして、ガードインターバルは、本来伝送したい有効なシンボルの前に緩衝データ部分として無効なシンボルを付加することで、チャンネル間千渉やシンボル間干渉を生じることを防ぐことができ、デジタル伝送において品質の高い情報を送ることができる。この時、付加する無効なシンボルは、有効シンボルの一部を用い、全体の数十分のｌから数分の１の期間にあたる。
【００２５】
直交周波数分割多重方式において、ガードインターバルを用いることによりエコーやマルチパスに強い伝送が可能となり、ＳＦＮや移動体受信に適用が可能である。
【００２６】
図１１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における従来の受信器の１例の構成を示すブロック図である。
【００２７】
従来の受信器では、入力信号端子３に入力される受信信号は、バンドパスフィルタ２０、周波数変換器２１及びローパスフィルタ２２を通りベースバンドに変換された後に、ＡＤ変換器２３によりＡＤ変換されてデジタル信号に変換される。
【００２８】
得られた信号は同期処理回路２４によりシンボルの同期信号を検出し、有効シンボル位置の算出をおこないガードインターバル信号を除去する。
【００２９】
このようにして得られた有効シンボル信号をＦＦＴ処理回路２５で高速フーリエ変換し等化回路２６、ＱＡＭデマッピング回路２７、トレリス復号回路２８、誤り訂正回路２９等により所定の処理を行い、復調データを得ることができる。
【００３０】
ここで、図１２を用いて通常の同期処理について簡単に以下に説明する。図１２は、ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図である。一般的に送信信号は複数のシンボルをひとまとめにし、フレーム構成（Ｍ個のシンボル）とする。受信側で同期処理が行いやすいように、また復調処理が容易にできるようにフレーム構成の中には基準信号として種々の信号を挿入する。フレームの同期検出を行うために挿入されたヌルシンボルもその一つである。ヌルシンボルは無信号期間であり、この信号を用いて、シンボル基準信号を生成することができる。
【００３１】
またほかの方式としてヌルシンボルを用いなくてデータの相関を用いることでも可能である。
【００３２】
例えば、再生されたシンボルデータを遅延回路に通し、得られた信号ともとの信号との相関を計算し、相関ピークが最大となる点を検出する。この点をシンボル同期位置とすることで有効シンボル期間を検出することができる。このような手段を用いて得られた有効シンボルのみを高速フーリエ変換処理することで、シンボル間干渉、チャンネル間干渉のない復調が可能となる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、ガードインターバルは有効シンボルの前方に付加し、遅れて到達する遅延波を吸収する役割を持つ。通常の受信環境は複数の電波が種々の方向から特有の遅延量、レベルを持ち伝搬し、アンテナに到達する。受信器ではこれらの受信信号を復調し良好な再生信号を得る必要がある。
【００３４】
しかし、従来の方法であると、単一の遅延波に対しては有効に働くが複雑な受信環境に受信器が置かれると良好な再生信号はえられないことになる。
【００３５】
そして、ガードインターバルを挿入すると本来送信したいデータに無効なデータを付加することになり、この結果、電力損失が生じることになる。つまり、電力の使用効率は悪くなり、ガードインターバルのないＯＦＤＭシステムと比較して１０×ｌｏｇＴ’ｓ／Ｔｓの損失になる。
【００３６】
本発明は、上記した従来技術における問題点に鑑みてなされたもので、ガードインターバルを用いる方式、或いは、再生データの相関をとる方式に適用し得るシンボルの同期検出手段を講じて複雑な受信環境に置かれても良好な再生信号を得ることを可能とするＯＦＤＭシステムにおけるデータ復調回路を提供することをその解決課題とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタイミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器により得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直並列変換器と、該直並列変換器の前段に設けられたメモリー部と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データと該再生データとから得られる誤差が最小となるように前記メモリー部を制御することによりデジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミングを変化させるようにし、エコーやマルチパスが存在する伝送路の中を送られて来た信号でも良好なデータが復調できるようにしたものである。
【００４０】
本発明は、互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、その判定した結果において誤差が最小となるように離散フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット制御部を備えたものである。
【００４１】
本発明は、上記の直交周波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、そのオフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定の計算を行い、補正ができるようにしたものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に関する一実施形態を図面を用いて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本発明の受信機の１実施形態のブロック図である。
【００４３】
図２において、受信され選択された受信信号は、入力信号端子３により入力され、バンドパスフィルタ２０により希望する信号以外の雑音を除去する。
【００４４】
除去された信号は、周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフィルタ２２によりベースバンド信号を取り出す。得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりデジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。この時、同時に送信側で付加された基準信号によりキャリアの再生、およびクロックの再生を行う。
【００４５】
ここで、送信側の処理について図１を用いて簡単にその信号の流れを説明する。図１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を示すブロック図である。
【００４６】
送信したい情報、たとえば圧縮された映像情報や音声情報、データ情報は一つのビットストリーム情報に多重され、データ入力端子１より入力される。入力された信号は誤り訂正回路１０において、伝送路で発生するノイズのためにデータに誤りが発生した場合、その誤りを訂正するための付加情報が付加され情報を分散させるインターリーブを施し、トレリス符号化回路１１に渡される。
【００４７】
トレリス符号化回路１１はＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が低くても、より誤りの少ないデータの再生を可能とするように符号化を行い、さらに情報の分散を行うためにインターリーブをかける。この信号はＱＡＭマッピング回路１２において情報の多値数に応じてコンスタレーション上の割り当てを行い、実数に当たる信号Ｓｒと虚数に当たる信号Ｓｉの２系統の信号を得る。
【００４８】
この信号は、ＩＦＦＴ処理回路１３において周波数軸情報から時間軸情報への変換を行う。ＩＦＦＴ処理回路１３では、入力された信号は直列並列変換器により並列信号に変換され、基準信号等が付加され、Ｎの逆フーリエ変換が行われる。この時ＮはＮ＝２のＰ乗になるように選ばれる。Ｎの代表的な値として５１２，１０２４，２０４８，４０９６，８１９２，１６３８４，３２７６８等があげられる。
【００４９】
フーリエ変換された信号は、並列直列変換器によリシリアル信号に変換され、後段のガードインターバル付加回路１４によりガードインターバル信号が付加される。そして得られた信号は、Ｄ／Ａ変換器１５によりアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ１６により送信データとする。
【００５０】
この信号は、さらに周波数変換器１７により送信周波数に変換し、バンドパスフィルタ１８を通して送信信号として送信信号出カ端子２より出力される。
【００５１】
図３は、本変調方式で生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シンボル３３、３４が形成される。
【００５２】
この有効シンボル３４に有効シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５として有効シンボル３４に付加する。つまり、送信シンボル長３７は有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算したものとなる。
【００５３】
この時、加算されるガードインターバル長３１は有効シンボル長３２の数十分の１から数分の１程度が用いられ、ガードインターバルを長くするとマルチパス等により生じる遅延拡散の遅延量に対し、耐性が向上する。しかしあまり長くすると全送信データ量に対する有効データ量が小さくなってしまい、効率が悪くなることになる。
【００５４】
本発明の受信部に戻って、続きの説明を行う。図４は、図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路２５周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【００５５】
受信された信号は、Ａ／Ｄ変換器２３（図２参照）によリデジタル信号に変換された後、図４に示す入力端子５に供給される。入力された信号は、ガードインターバルを除去するために設けられたメモリ部４０により有効シンボルのみ取り出す。
【００５６】
得られた信号は、直列並列変換回路４１により並列の信号に変換され、高速フーリエ変換器４２によリフーリエ変換される。
【００５７】
フーリエ変換された信号は、並列直列変換器４３により直列信号に変換され、波形等化回路２６等を経てＱＡＭデマッピング回路２７にわたされる。
【００５８】
ＱＡＭデマッピング回路２７では、振幅と位相情報を検出して出力端子６より出力する。
【００５９】
また、ＱＡＭデマッピング回路２７からのデータの一部は判定・誤差計算回路３０にわたされ、受信信号と判定した信号の誤差を計算する。
【００６０】
この誤差信号は同期処理回路２４に入力され、ガードインターバル除去用のメモリ部４０のメモリ制御部４４にわたされる。
【００６１】
メモリ制御部４４では、判定・誤差計算回路３０で得られた誤差信号が最小になるように読み出しメモリアドレス位置を制御し、所定の有効シンボルに当たる情報を適応的に取り出し後段の直列並列変換回路４１にわたす。
【００６２】
図５は、図２及び図４における本発明の受信部の判定・誤差計算回路の一実施形態を示すブロック図である。
【００６３】
ＱＡＭデマッピング回路２７（図２、４参照）がら図５における入力端子５０に入力された入力信号Ｘｉは、判定回路５３により判定され、判定結果に応じてとるべき基準データを表わす判定信号Ｙｉを得る。得られた信号は減算器５４によりその差分を次式により針算する。
【００６４】
Ｅｉ＝Ｙｉ−Ｘｉ
得られた差分信号は出力端子５２より出力される。
【００６５】
図６は、図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図である。
【００６６】
上記判定・誤差計算回路３０（図４、参照）により計算された誤差信号Ｅｉが入力端子６０より入力され、その信号は２乗回路６１により２乗され、誤差判定回路６２により誤差量が増大しているか、減少しているかを判定する。判定した信号をもとにアドレス発生回路６３によりアドレス位置を可変し、誤差量が最小になるように制御する。ここで用いられた２乗回路６１は絶対値回路でも同様の結果は得られる。
【００６７】
また、本発明におけるシンボル同期検出は上記、従来例に見られるようなヌルシンボルを用いる方式や再生データの相関をとる方式を用いればよく、また他の方式と組み合わせても同様の結果は得られる。
【００６８】
そして、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変形して実施することが可能である。
【００６９】
以下この発明に関する他の実施の形態を図７を用いて説明する。受信され選択された信号は入力信号端子３より入力され、バンドパスフィルター２０により希望する信号以外の雑音を除去する。除去された信号は周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフィルター２２によリベースバンド信号を取り出す。
【００７０】
得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理部２５に渡される。
【００７１】
ＦＦＴ処理部２５では高速フーリエ変換によリデータ変換が行われる。このとき受信した信号は有効シンボル期間とガード期間を含んでおり、ＦＦＴ処理はこのうち有効シンボル期間に対してのみ実施する。
【００７２】
ＦＦＴ処理を行うシンボル位置は判定回路、誤差計算回路３０により計算し、データの誤差が最小となるように最適シンボル位置を計算する。最適シンボル位置によりＦＦＴ処理が実施された信号はデータ補正部１００に渡され、等化回路２６により伝送路の補償が行われる。補償された信号はＱＡＭデマッピング２７、トレリス復号回路２８、誤り訂正２９、デ・インターリーブ等により処理が施され、データが復調される。
【００７３】
通常は遅れて到達する信号が受信電力が小さく、妨害波と見なされる。しかし受信電力が逆転して、遅延した信号が本来の信号より大きい場合、すなわち前ゴーストが存在する様な場合、本来の最適シンボル位置３２でＦＦＴ処理を実行するとこのゴーストにより符号間干渉が大きくなってしまう。
【００７４】
この為、ＦＦＴ処理を本来の最適シンボル位置より前方にずらして処理することで符号間干渉を小さくできる。このとき前ゴーストの遅延量より大きく、シンボル位置を前方にずらす。最適シンボル位置より前方にＦＦＴ処理をずらすために、一定のオフセットをオフセット制御部１０１により与え、前ゴーストが存在する時においても良好に受信できるようにする。
【００７５】
このとき与えられたオフセットによりＦＦＴ処理された複素データに干渉が生じるため、与えられたオフセット量に応じてこの干渉を除去する為にデータを補償する。つまり、ＦＦＴ処理部２５より得られたデータはデータ補正部３１により補償信号と複素乗算を行い実部と虚部の干渉を除去する。
【００７６】
図８は本発明の詳細な受信部のブロック図を示す。入力のべースバンド信号は入力端子５よりＦＦＴ処理部２５ヘ入力される。ＦＦＴ処理部ではメモリ部４０によリガードインターバルを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器４１へ渡す。
【００７７】
有効シンボル期間のデータはメモリ制御部４４から制御信号によりＦＦＴ処理の取り込みタイミングを調整する事により生成される。直列並列変換された信号はフーリエ変換部４２によリフーリエ変換される。フーリエ変換された信号は並列直列変換器４３により直列データに変換される。直列データに変換されたデータはデータ補正部３１によリデータの修正が加えられる。
【００７８】
修正されたデータは波形等化回路部２６に渡され、伝送路特性が補正される。その後、デ・マッピング回路２７にＱＡＭ及びＱＰＳＫ等の復調が行われる。復調されたデータは出力端子６よりビットストリーム信号として出力される。
【００７９】
データ補正部３１ではオフセット制御部３２からの信号によりオフセットによるデータの変化分を補償する。復調器で行うＦＦＴ処理のＦＦＴ位置にオフセットをあらかじめ与え、前ゴーストに対応するとき、オフセットによる信号の変化が生じる。この信号の変化はオフセット量によりあらかじめ求めることができるため、ＦＦＴ処理後のデータに対してあらかじめ計算した信号の変化分に相当する値をデータ補正部３１により補正する。
【００８０】
ここで有効シンボル期間をＴとし、オフセット量をΔとすると、有効シンボル期間に対するオフセット量はΔ／Ｔとなる。オフセット量がガード期間以内であれば、ＦＦＴ出力のデータは実部と虚部の符号間干渉は生じない。このオフセットによりデータのコンスタレーション上の回転が生じる事になる。すなわちΔ／Ｔにより回転量を計算し、その逆回転の演算を行えばよい。
【００８１】
【数３】
【００８２】
とすると、逆回転の計算は以下のように求めることができる。
【００８３】
Ｙ＝Ｒ×Ｘ
図９は本変調方式で生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シンボル３４が形成される。この有効シンボル３４に有効シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５として有効シンボル３４に付加する。つまり送信シンボル長３３は有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算したものとなる。
【００８４】
通常は有効シンボル３２の位置によりＦＦＴ処理を行うとゴーストによる干渉が最小に押さえられるが、前ゴーストが存在する伝送路ではオフセット３７を与え、３６に示されているＦＦＴ処理位置によりＦＦＴを実行する。
【００８５】
図１０は本発明の他の実施の形態におけるデータ補正部の構成を示すブロック図である。ＦＦＴ処理出力は複素入力データ１１２として入力される。オフセット制御部より発生したオフセット信号１１５に基づいてデータ補正量を計算し、複素補正データ１１４として複素乗算器１１０へ入力され複素入力データ１１２と複素乗算が行われる。得られた結果は複素出力データ１１３として出力される。複素データ出力は等化回路２６へ渡され後段の処理が行われる。
【００８６】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明によれば、複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル問干渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信が可能である。移動受信時においても良好なデータの再生が可能となり、高品質の映像，音声，データの再生が可能である。
【００８７】
また本発明によれば、前ゴーストがあるような複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル間干渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信が可能である。
【００８８】
移動受信時においても良好なデータの再生が可能となり、高品質の映像、音声、データの再生が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本発明の受信機の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る変調方式において生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。
【図４】図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】図２及び図４における本発明の受信部の判定・誤差計算回路の−実施形態を示すブロック図である。
【図６】図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処理系統を示すブロック図である。
【図８】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処理系統を示す詳細なブロック図である。
【図９】他の実施の形態で具体的な信号の状態を示す図である。
【図１０】本発明の他の実施の形態のデータ補正部のブロック図である。
【図１１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における従来の受信器の一例の構成を示すブロック図である。
【図１２】ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図である。
【符号の説明】
１ データ入力端子
２ 送信信号出力端子
３ 受信信号入力端子
４ 復調データ出力端子
５ ＦＦＴ処理回路入力端子
６ ＱＡＭデマッピングデータ出力端子
１０ 誤り訂正付加回路
１１ トレリス符号化回路
１２ ＱＡＭマッピング回路
１３ ＩＦＦＴ処理回路
１４ ガードインターバル付加回路
１５ Ｄ／Ａ変換器
１６ ローパスフィルタ
１７ 周波数変換器
１８ バンドパスフィルタ
２０ バンドパスフィルタ
２１ 周波数変換器
２２ ローパスフィルタ
２３ ＡＤ変換器
２４ 同期処理回路
２５ ＦＦＴ処理回路
２６ 波形等化回路
２７ ＱＡＭデマッピング回路
２８ トレリス復号回路
２９ 誤り訂正回路
３０ 判定・誤差計算回路
３１ ガードインターバル期間
３２ 有効シンボル期間
３３ １シンボル
３４ 有効シンボル
３５ ガードデータ
３６ ＦＦＴ処理期間
３７ 送信シンボル期間
４０ メモリ部
４１ 直列並列変換器
４２ 高速フーリエ変換部
４３ 並列直列変器
４４ メモリ制御部
５０ ＱＡＭデマッピング回路
５１ 判定出力信号
５２ 誤差信号
５３ 判定回路
５４ 減算回路
６０ 誤差入力信号
６１ ２乗回路
６２ 誤差判定回路
６３ アドレス発生回路
６４ アドレス信号
１００ データ補正部
１０１ オフセット制御部
１１０ 複素乗算器
１１１ 複素補正値計算部
１１２ 複素入力データ
１１３ 複素出力データ
１１４ 複素補正データ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式を使用した通信システムに関するもので、より詳細には、複雑な受信環境においても良好な再生信号を得ることができる復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在、米国を初め、日本、欧州でデジタル放送の研究開発が活発に行われているが、ＭＰＥＧ２による画像圧縮技術の進歩によりデジタル化された画像の情報量が大幅に削減され、無線通信で伝送が可能なレベルにまで進歩した。
【０００３】
一般に、この圧縮された画像データを伝送する場合、通常の５〜２０Ｍｂｐｓ程度の情報伝送レートが必要となる。これらのデータに、さらにデータの誤りを訂正する誤り訂正方式やエラーに対する耐久性を向上させることができる符号化変調方式を用いるとさらに冗長度を増し、より高い伝送レートが要求されることになる。
【０００４】
これらの情報を制限された帯域内で伝送するためにはより効率の高い伝送方式の開発が必要となる。現在、この解決方法として伝送する情報を多値化してデジタル量として伝送することが提案されている。
【０００５】
特に、将来のデジタル地上放送実現に向け、米国で６ＭＨｚの帯域を用いて８レベルを伝送する８ＶＳＢ（ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ）方式が検討されている。この８ＶＳＢ方式は１シンボルで３ビット情報が送れ、６ＭＨｚの帯域で１０．７６Ｍボーのシンボルレートを有している。この方式は帯域利用効率は高いが、ＳＦＮ（Ｓｉｇｎａｌ Ｆｒｅｑｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や移動体受信には適応が難しいという側面を持っている。
【０００６】
一方、日本、欧州では直交周波数分割多重方式が検討されている。この方式は複数のキャリアを同時に用いて情報を伝送する方式であり、マルチパスに強くＳＦＮや移動体受信に適応可能であるという特徴を有している。
【０００７】
また、地上放送のような限られた電波環境下では、有効資源の一つである電波を効率的に使用することが重要になりつつあるが、直交周波数分割多重方式はこの観点からデジタル放送時代のデジタル伝送方式として開発されつつある。
【０００８】
直交周波数分割多重方式は、直交する複数の搬送波を同時に用い情報を伝送する方式であり、この時用いる搬送波数は約１０００本から８０００本程度である。又、各々の搬送波は多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等で変調されており、帯域の利用効率が高い方式でもある。
【０００９】
従来、この技術は欧州におけるデジタル音声ステレオ放送に用いる技術として開発され、特に多数の搬送波を同時に変調する手段として高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて実現が可能であることが分かっており、すでに実用化されつつある。
【００１０】
この技術に関しては、例えば、Ｍｉｃｈｅｌ Ａｌａｒｄ，ＲｐｓｅｌｙｎｅＬａｓｓａｌｌｅ 「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」 ＥＢＵ ＲＥＶＩＥＷ−ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ １９８７，ｐｐ１６８−１９０に詳細に記載されている。
【００１１】
ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の基本的な原理は以下のとおりである。
【００１２】
搬送波周波数を｛ｆｋ｝とすると、
ｆｋ＝ｆｏ＋ｋ／Ｔｓ，ｋ＝０〜Ｎ−１
基本信号をΨｊ，ｋ（ｔ）とすると、
【００１３】
送信したいデータの複素数列｛Ｃｊ，ｋ｝とすると、ＯＦＤＭの伝送信号Ｘ（ｔ）次の様に記述できる。
【００１４】
【数１】
上記信号を伝送路で伝送した場合、伝送路に起因する歪やマルチパスにより、直交性は損傷を受け乱される、このため受信された信号の復調信号に符号間干渉を生じることとなり、誤りを増加する結果となる。
【００１６】
この問題の一つの解決策として送信エネルギーの一部を犠牲にして、各信号Ψｊ，ｋ（ｔ）の前に符号間干渉を吸収するためのガードインターバルを設ける方法が提案されている。
【００１７】
この時、送信信号のシンボル期間Ｔ’ｓは次式で記述される。
【００１８】
Ｔ’ｓ＝Ｔｓ＋Δ
ここでは、Ｔｓは有効シンボル期間、Δはガードインターバル期間、有効信号をΨｊ，ｋ（ｔ）とすると、
Ψｊ，ｋ（ｔ）＝ｇｋ（ｔ−ｊＴ’ｓ）
この時送信信号は、
【００１９】
【数２】
このような、直交周波数分割多重方式を用いたデジタル伝送では、伝送路に歪やマルチパスが存在すると、受信信号の直交性は損傷を受けて乱され、復調信号に符号間干渉を生じることとなり、誤り率を悪化させる結果となる。
【００２１】
この問題の一つの解決策として送信エネルギーの一部を犠牲にして、各信号の前に符号間千渉を吸収するためのガードインターバルを設ける方法が提案されている。ガードインターバルを用いると障害物により反射された遅延波が直接波のほかに存在しても遅延量がガードインターバルより短ければ符号間干渉を生じることなく受信可能であり、良好にＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ビット誤り率）が達成される。
【００２２】
たとえば、永塚守、都竹愛一郎、福地一「ＯＦＤＭによる地上デジタル放送−変復調装置の特性−」（１９９５年テレビジョン学会年次大会１９−７、ｐｐ２８３−２８４、１９９５）で報告されているように、直接波に対して遅延波が９μ秒遅れて受信機に到達したとすると、ガードインターバルがない状態では符号間千渉が生じてしまうが、ガードインターバルを付加すると、そのガードインターバル長が上記の遅延波の遅延量より大きく設定した場合、ＢＥＲはほとんど劣化しない。
【００２３】
このようにガードインターバルの付加により単一エコーが存在しても、その遅延量がガードインターバル以下であれば符号間干渉を引き起こさない。
【００２４】
このようにして、ガードインターバルは、本来伝送したい有効なシンボルの前に緩衝データ部分として無効なシンボルを付加することで、チャンネル間千渉やシンボル間干渉を生じることを防ぐことができ、デジタル伝送において品質の高い情報を送ることができる。この時、付加する無効なシンボルは、有効シンボルの一部を用い、全体の数十分のｌから数分の１の期間にあたる。
【００２５】
直交周波数分割多重方式において、ガードインターバルを用いることによりエコーやマルチパスに強い伝送が可能となり、ＳＦＮや移動体受信に適用が可能である。
【００２６】
図１１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における従来の受信器の１例の構成を示すブロック図である。
【００２７】
従来の受信器では、入力信号端子３に入力される受信信号は、バンドパスフィルタ２０、周波数変換器２１及びローパスフィルタ２２を通りベースバンドに変換された後に、ＡＤ変換器２３によりＡＤ変換されてデジタル信号に変換される。
【００２８】
得られた信号は同期処理回路２４によりシンボルの同期信号を検出し、有効シンボル位置の算出をおこないガードインターバル信号を除去する。
【００２９】
このようにして得られた有効シンボル信号をＦＦＴ処理回路２５で高速フーリエ変換し等化回路２６、ＱＡＭデマッピング回路２７、トレリス復号回路２８、誤り訂正回路２９等により所定の処理を行い、復調データを得ることができる。
【００３０】
ここで、図１２を用いて通常の同期処理について簡単に以下に説明する。図１２は、ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図である。一般的に送信信号は複数のシンボルをひとまとめにし、フレーム構成（Ｍ個のシンボル）とする。受信側で同期処理が行いやすいように、また復調処理が容易にできるようにフレーム構成の中には基準信号として種々の信号を挿入する。フレームの同期検出を行うために挿入されたヌルシンボルもその一つである。ヌルシンボルは無信号期間であり、この信号を用いて、シンボル基準信号を生成することができる。
【００３１】
またほかの方式としてヌルシンボルを用いなくてデータの相関を用いることでも可能である。
【００３２】
例えば、再生されたシンボルデータを遅延回路に通し、得られた信号ともとの信号との相関を計算し、相関ピークが最大となる点を検出する。この点をシンボル同期位置とすることで有効シンボル期間を検出することができる。このような手段を用いて得られた有効シンボルのみを高速フーリエ変換処理することで、シンボル間干渉、チャンネル間干渉のない復調が可能となる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、ガードインターバルは有効シンボルの前方に付加し、遅れて到達する遅延波を吸収する役割を持つ。通常の受信環境は複数の電波が種々の方向から特有の遅延量、レベルを持ち伝搬し、アンテナに到達する。受信器ではこれらの受信信号を復調し良好な再生信号を得る必要がある。
【００３４】
しかし、従来の方法であると、単一の遅延波に対しては有効に働くが複雑な受信環境に受信器が置かれると良好な再生信号はえられないことになる。
【００３５】
そして、ガードインターバルを挿入すると本来送信したいデータに無効なデータを付加することになり、この結果、電力損失が生じることになる。つまり、電力の使用効率は悪くなり、ガードインターバルのないＯＦＤＭシステムと比較して１０×ｌｏｇＴ’ｓ／Ｔｓの損失になる。
【００３６】
本発明は、上記した従来技術における問題点に鑑みてなされたもので、ガードインターバルを用いる方式、或いは、再生データの相関をとる方式に適用し得るシンボルの同期検出手段を講じて複雑な受信環境に置かれても良好な再生信号を得ることを可能とするＯＦＤＭシステムにおけるデータ復調回路を提供することをその解決課題とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタイミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器により得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直並列変換器と、該直並列変換器の前段に設けられたメモリー部と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データと該再生データとから得られる誤差が最小となるように前記メモリー部を制御することによりデジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミングを変化させるようにし、エコーやマルチパスが存在する伝送路の中を送られて来た信号でも良好なデータが復調できるようにしたものである。
【００４０】
本発明は、互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、その判定した結果において誤差が最小となるように離散フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット制御部を備えたものである。
【００４１】
本発明は、上記の直交周波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、そのオフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定の計算を行い、補正ができるようにしたものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に関する一実施形態を図面を用いて説明する。図２は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本発明の受信機の１実施形態のブロック図である。
【００４３】
図２において、受信され選択された受信信号は、入力信号端子３により入力され、バンドパスフィルタ２０により希望する信号以外の雑音を除去する。
【００４４】
除去された信号は、周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフィルタ２２によりベースバンド信号を取り出す。得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりデジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理回路２５に渡される。この時、同時に送信側で付加された基準信号によりキャリアの再生、およびクロックの再生を行う。
【００４５】
ここで、送信側の処理について図１を用いて簡単にその信号の流れを説明する。図１は、ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を示すブロック図である。
【００４６】
送信したい情報、たとえば圧縮された映像情報や音声情報、データ情報は一つのビットストリーム情報に多重され、データ入力端子１より入力される。入力された信号は誤り訂正回路１０において、伝送路で発生するノイズのためにデータに誤りが発生した場合、その誤りを訂正するための付加情報が付加され情報を分散させるインターリーブを施し、トレリス符号化回路１１に渡される。
【００４７】
トレリス符号化回路１１はＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が低くても、より誤りの少ないデータの再生を可能とするように符号化を行い、さらに情報の分散を行うためにインターリーブをかける。この信号はＱＡＭマッピング回路１２において情報の多値数に応じてコンスタレーション上の割り当てを行い、実数に当たる信号Ｓｒと虚数に当たる信号Ｓｉの２系統の信号を得る。
【００４８】
この信号は、ＩＦＦＴ処理回路１３において周波数軸情報から時間軸情報への変換を行う。ＩＦＦＴ処理回路１３では、入力された信号は直列並列変換器により並列信号に変換され、基準信号等が付加され、Ｎの逆フーリエ変換が行われる。この時ＮはＮ＝２のＰ乗になるように選ばれる。Ｎの代表的な値として５１２，１０２４，２０４８，４０９６，８１９２，１６３８４，３２７６８等があげられる。
【００４９】
フーリエ変換された信号は、並列直列変換器によリシリアル信号に変換され、後段のガードインターバル付加回路１４によりガードインターバル信号が付加される。そして得られた信号は、Ｄ／Ａ変換器１５によりアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ１６により送信データとする。
【００５０】
この信号は、さらに周波数変換器１７により送信周波数に変換し、バンドパスフィルタ１８を通して送信信号として送信信号出カ端子２より出力される。
【００５１】
図３は、本変調方式で生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シンボル３３、３４が形成される。
【００５２】
この有効シンボル３４に有効シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５として有効シンボル３４に付加する。つまり、送信シンボル長３７は有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算したものとなる。
【００５３】
この時、加算されるガードインターバル長３１は有効シンボル長３２の数十分の１から数分の１程度が用いられ、ガードインターバルを長くするとマルチパス等により生じる遅延拡散の遅延量に対し、耐性が向上する。しかしあまり長くすると全送信データ量に対する有効データ量が小さくなってしまい、効率が悪くなることになる。
【００５４】
本発明の受信部に戻って、続きの説明を行う。図４は、図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路２５周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【００５５】
受信された信号は、Ａ／Ｄ変換器２３（図２参照）によリデジタル信号に変換された後、図４に示す入力端子５に供給される。入力された信号は、ガードインターバルを除去するために設けられたメモリ部４０により有効シンボルのみ取り出す。
【００５６】
得られた信号は、直列並列変換回路４１により並列の信号に変換され、高速フーリエ変換器４２によリフーリエ変換される。
【００５７】
フーリエ変換された信号は、並列直列変換器４３により直列信号に変換され、波形等化回路２６等を経てＱＡＭデマッピング回路２７にわたされる。
【００５８】
ＱＡＭデマッピング回路２７では、振幅と位相情報を検出して出力端子６より出力する。
【００５９】
また、ＱＡＭデマッピング回路２７からのデータの一部は判定・誤差計算回路３０にわたされ、受信信号と判定した信号の誤差を計算する。
【００６０】
この誤差信号は同期処理回路２４に入力され、ガードインターバル除去用のメモリ部４０のメモリ制御部４４にわたされる。
【００６１】
メモリ制御部４４では、判定・誤差計算回路３０で得られた誤差信号が最小になるように読み出しメモリアドレス位置を制御し、所定の有効シンボルに当たる情報を適応的に取り出し後段の直列並列変換回路４１にわたす。
【００６２】
図５は、図２及び図４における本発明の受信部の判定・誤差計算回路の一実施形態を示すブロック図である。
【００６３】
ＱＡＭデマッピング回路２７（図２、４参照）がら図５における入力端子５０に入力された入力信号Ｘｉは、判定回路５３により判定され、判定結果に応じてとるべき基準データを表わす判定信号Ｙｉを得る。得られた信号は減算器５４によりその差分を次式により針算する。
【００６４】
Ｅｉ＝Ｙｉ−Ｘｉ
得られた差分信号は出力端子５２より出力される。
【００６５】
図６は、図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図である。
【００６６】
上記判定・誤差計算回路３０（図４、参照）により計算された誤差信号Ｅｉが入力端子６０より入力され、その信号は２乗回路６１により２乗され、誤差判定回路６２により誤差量が増大しているか、減少しているかを判定する。判定した信号をもとにアドレス発生回路６３によりアドレス位置を可変し、誤差量が最小になるように制御する。ここで用いられた２乗回路６１は絶対値回路でも同様の結果は得られる。
【００６７】
また、本発明におけるシンボル同期検出は上記、従来例に見られるようなヌルシンボルを用いる方式や再生データの相関をとる方式を用いればよく、また他の方式と組み合わせても同様の結果は得られる。
【００６８】
そして、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変形して実施することが可能である。
【００６９】
以下この発明に関する他の実施の形態を図７を用いて説明する。受信され選択された信号は入力信号端子３より入力され、バンドパスフィルター２０により希望する信号以外の雑音を除去する。除去された信号は周波数変換器２１により低い周波数に変換され、変換された信号はローパスフィルター２２によリベースバンド信号を取り出す。
【００７０】
得られたベースバンド信号はＡＤ変換器２３によりディジタル信号に変換され、ＦＦＴ処理部２５に渡される。
【００７１】
ＦＦＴ処理部２５では高速フーリエ変換によリデータ変換が行われる。このとき受信した信号は有効シンボル期間とガード期間を含んでおり、ＦＦＴ処理はこのうち有効シンボル期間に対してのみ実施する。
【００７２】
ＦＦＴ処理を行うシンボル位置は判定回路、誤差計算回路３０により計算し、データの誤差が最小となるように最適シンボル位置を計算する。最適シンボル位置によりＦＦＴ処理が実施された信号はデータ補正部１００に渡され、等化回路２６により伝送路の補償が行われる。補償された信号はＱＡＭデマッピング２７、トレリス復号回路２８、誤り訂正２９、デ・インターリーブ等により処理が施され、データが復調される。
【００７３】
通常は遅れて到達する信号が受信電力が小さく、妨害波と見なされる。しかし受信電力が逆転して、遅延した信号が本来の信号より大きい場合、すなわち前ゴーストが存在する様な場合、本来の最適シンボル位置３２でＦＦＴ処理を実行するとこのゴーストにより符号間干渉が大きくなってしまう。
【００７４】
この為、ＦＦＴ処理を本来の最適シンボル位置より前方にずらして処理することで符号間干渉を小さくできる。このとき前ゴーストの遅延量より大きく、シンボル位置を前方にずらす。最適シンボル位置より前方にＦＦＴ処理をずらすために、一定のオフセットをオフセット制御部１０１により与え、前ゴーストが存在する時においても良好に受信できるようにする。
【００７５】
このとき与えられたオフセットによりＦＦＴ処理された複素データに干渉が生じるため、与えられたオフセット量に応じてこの干渉を除去する為にデータを補償する。つまり、ＦＦＴ処理部２５より得られたデータはデータ補正部３１により補償信号と複素乗算を行い実部と虚部の干渉を除去する。
【００７６】
図８は本発明の詳細な受信部のブロック図を示す。入力のべースバンド信号は入力端子５よりＦＦＴ処理部２５ヘ入力される。ＦＦＴ処理部ではメモリ部４０によリガードインターバルを除去し、有効シンボル期間のデータのみを直列並列変換器４１へ渡す。
【００７７】
有効シンボル期間のデータはメモリ制御部４４から制御信号によりＦＦＴ処理の取り込みタイミングを調整する事により生成される。直列並列変換された信号はフーリエ変換部４２によリフーリエ変換される。フーリエ変換された信号は並列直列変換器４３により直列データに変換される。直列データに変換されたデータはデータ補正部３１によリデータの修正が加えられる。
【００７８】
修正されたデータは波形等化回路部２６に渡され、伝送路特性が補正される。その後、デ・マッピング回路２７にＱＡＭ及びＱＰＳＫ等の復調が行われる。復調されたデータは出力端子６よりビットストリーム信号として出力される。
【００７９】
データ補正部３１ではオフセット制御部３２からの信号によりオフセットによるデータの変化分を補償する。復調器で行うＦＦＴ処理のＦＦＴ位置にオフセットをあらかじめ与え、前ゴーストに対応するとき、オフセットによる信号の変化が生じる。この信号の変化はオフセット量によりあらかじめ求めることができるため、ＦＦＴ処理後のデータに対してあらかじめ計算した信号の変化分に相当する値をデータ補正部３１により補正する。
【００８０】
ここで有効シンボル期間をＴとし、オフセット量をΔとすると、有効シンボル期間に対するオフセット量はΔ／Ｔとなる。オフセット量がガード期間以内であれば、ＦＦＴ出力のデータは実部と虚部の符号間干渉は生じない。このオフセットによりデータのコンスタレーション上の回転が生じる事になる。すなわちΔ／Ｔにより回転量を計算し、その逆回転の演算を行えばよい。
【００８１】
【数３】
とすると、逆回転の計算は以下のように求めることができる。
【００８３】
Ｙ＝Ｒ×Ｘ
図９は本変調方式で生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。逆フーリエ変換により生成された信号は並列直列変換されて送信用の有効シンボル３４が形成される。この有効シンボル３４に有効シンボルの一部のデータをガードインターバル信号３５として有効シンボル３４に付加する。つまり送信シンボル長３３は有効シンボル長３２にガードインターバル長３１を加算したものとなる。
【００８４】
通常は有効シンボル３２の位置によりＦＦＴ処理を行うとゴーストによる干渉が最小に押さえられるが、前ゴーストが存在する伝送路ではオフセット３７を与え、３６に示されているＦＦＴ処理位置によりＦＦＴを実行する。
【００８５】
図１０は本発明の他の実施の形態におけるデータ補正部の構成を示すブロック図である。ＦＦＴ処理出力は複素入力データ１１２として入力される。オフセット制御部より発生したオフセット信号１１５に基づいてデータ補正量を計算し、複素補正データ１１４として複素乗算器１１０へ入力され複素入力データ１１２と複素乗算が行われる。得られた結果は複素出力データ１１３として出力される。複素データ出力は等化回路２６へ渡され後段の処理が行われる。
【００８６】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明によれば、複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル問干渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信が可能である。移動受信時においても良好なデータの再生が可能となり、高品質の映像，音声，データの再生が可能である。
【００８７】
また本発明によれば、前ゴーストがあるような複雑なマルチパス環境であっても、チャンネル間干渉、シンボル間干渉を生じることなく、良好なデータの受信が可能である。
【００８８】
移動受信時においても良好なデータの再生が可能となり、高品質の映像、音声、データの再生が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における送信側の処理装置を示すブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における本発明の受信機の一実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る変調方式において生成されるシンボルおよびガードインターバルの関係を示す図である。
【図４】図２における本発明の受信部のＦＦＴ処理回路周辺の詳細な構成を示すブロック図である。
【図５】図２及び図４における本発明の受信部の判定・誤差計算回路の−実施形態を示すブロック図である。
【図６】図４に示す本発明の受信部の同期処理回路２４におけるメモリ制御部４４の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処理系統を示すブロック図である。
【図８】本発明の他の実施の形態を含む受信側の信号処理系統を示す詳細なブロック図である。
【図９】他の実施の形態で具体的な信号の状態を示す図である。
【図１０】本発明の他の実施の形態のデータ補正部のブロック図である。
【図１１】ＯＦＤＭ方式を用いたデジタル伝送における従来の受信器の一例の構成を示すブロック図である。
【図１２】ＯＦＤＭ方式における従来の伝送信号のフレーム構成を示す図である。
【符号の説明】
１ データ入力端子
２ 送信信号出力端子
３ 受信信号入力端子
４ 復調データ出力端子
５ ＦＦＴ処理回路入力端子
６ ＱＡＭデマッピングデータ出力端子
１０ 誤り訂正付加回路
１１ トレリス符号化回路
１２ ＱＡＭマッピング回路
１３ ＩＦＦＴ処理回路
１４ ガードインターバル付加回路
１５ Ｄ／Ａ変換器
１６ ローパスフィルタ
１７ 周波数変換器
１８ バンドパスフィルタ
２０ バンドパスフィルタ
２１ 周波数変換器
２２ ローパスフィルタ
２３ ＡＤ変換器
２４ 同期処理回路
２５ ＦＦＴ処理回路
２６ 波形等化回路
２７ ＱＡＭデマッピング回路
２８ トレリス復号回路
２９ 誤り訂正回路
３０ 判定・誤差計算回路
３１ ガードインターバル期間
３２ 有効シンボル期間
３３ １シンボル
３４ 有効シンボル
３５ ガードデータ
３６ ＦＦＴ処理期間
３７ 送信シンボル期間
４０ メモリ部
４１ 直列並列変換器
４２ 高速フーリエ変換部
４３ 並列直列変器
４４ メモリ制御部
５０ ＱＡＭデマッピング回路
５１ 判定出力信号
５２ 誤差信号
５３ 判定回路
５４ 減算回路
６０ 誤差入力信号
６１ ２乗回路
６２ 誤差判定回路
６３ アドレス発生回路
６４ アドレス信号
１００ データ補正部
１０１ オフセット制御部
１１０ 複素乗算器
１１１ 複素補正値計算部
１１２ 複素入力データ
１１３ 複素出力データ
１１４ 複素補正データ
Claims (3)
- 互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式による該搬送波を受信する受信手段と、該受信手段の受信信号より所定の周波数を選局する選局手段と、該選局手段よりの信号を周波数変換する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段により得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器と、前記搬送波に付加されている基準信号にもとづくタイミング再生回路と、前記アナログ−デジタル変換器により得られたデジタル信号を直列から並列に変換する直並列変換器と、該直並列変換器の前段に設けられたメモリー部と、該直並列変換器の出力を離散フーリエ変換するＦＦＴ処理手段を備え、該ＦＦＴ処理手段による離散フーリエ変換後の再生データを用いた判定を行い、その判定結果により決まるとるべき基準データと該再生データとから得られる誤差が最小となるように前記メモリー部を制御することによりデジタル信号列への前記離散フーリエ変換処理のタイミングを変化させるようにしたことを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。
- 互いに直交する複数の搬送波を同時に用いてデータを伝送するデジタル通信方式において、受信信号より希望の周波数を選局する選局手段と周波数を変換する搬送波再生手段を備え、得られた信号をデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器とタイミング再生回路を備え、得られたデジタル信号を並列に変換する直並列変換器を備え、直並列変換器の出力を離散フーリエ変換によリデータを変換する変換部を備え、離散フーリエ変換後の信号を用いて判定し、その判定した結果において誤差が最小となるように離散フーリエ変換を行うタイミング位置を制御できるタイミング制御部を備え、このタイミング制御部にあらかじめ所定の変換位置のオフセットを与えるためのオフセット制御部を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。
- 前記請求項４記載の直交周波数分割多重方式の復調器において、タイミング制御部よりあらかじめ所定のオフセット信号が与えられ、そのオフセット量に応じて離散フーリエ変換後の信号に所定の計算を行い、補正ができることを特徴とする直交周波数分割多重方式の復調器。
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