JP3572575B2 - 多出力電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数種類の負荷にそれぞれ直流出力電圧を供給する多出力電源装置に関する。特に、スイッチング制御によって、複数種類の負荷にそれぞれ同一又は異なる直流出力電圧を安定化して供給する多出力電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング制御により、入力電圧を所望の直流出力電圧に変換し、且つ安定化して各種電子回路等の負荷に供給するスイッチング電源装置は既に各種の分野に採用されている。このようなスイッチング電源装置により、複数種類の直流出力電圧を供給する従来例の構成として、例えば、図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６１，６２を用いた構成が知られている。
【０００３】
この場合、入力電圧Ｖｉｎを第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６１により直流出力電圧Ｖ１に変換して、図示を省略した負荷に供給し、この直流出力電圧Ｖ１を入力電圧として第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６２により直流出力電圧Ｖ２に変換して、図示を省略した負荷に供給する。この場合の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、通常はＶｉｎ＞Ｖ１＞Ｖ２の関係に選定される。
【０００４】
又図７に示すフォワードコンバータ形式の多出力電源装置も知られている。同図に於いて、７１はスイッチング・トランジスタ、７２は鋸歯状波発生器、７３はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）、７５−１，７５−２は整流平滑回路、７６はトランス、７７は一次巻線、７８−１，７８−２は二次巻線、Ｄ２，Ｄ３はダイオード、Ｌ２はチョークコイル、Ｃ３はコンデンサを示す。
【０００５】
パルス幅制御回路７３によりスイッチング・トランジスタ７１をオン，オフして、トランス７６の一次巻線７７に入力電圧Ｖｉｎの印加期間を制御する。このトランス７６の二次巻線７８−１，７８−２に、ダイオードＤ２，Ｄ３とチョークコイルＬ２とコンデンサＣ３とを含む整流平滑回路７５−１，７５−２を接続し、整流して平滑化した直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を、それぞれ図示を省略した負荷に供給する。この直流出力電圧Ｖ１を検出し、設定値となるように、パルス幅制御回路７３はスイッチング・トランジスタ７１のオン期間を制御する。
【０００６】
この多出力電源装置は、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を、トランス７６の二次巻線７８−１，７８−２の一次巻線７７に対する巻数比によりほぼ対応した値とし、一方の直流出力電圧Ｖ１が設定値となるように、一次側をスイッチング制御し、他方の直流出力電圧Ｖ２は、一方の直流出力電圧Ｖ１が安定化されることに付随して安定化される。
【０００７】
又図８に示す可飽和リアクトルを一部に適用した多出力電源装置も知られている。同図に於いて、８１はスイッチング・トランジスタ、８２は鋸歯状波発生器、８３はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）、８５は整流平滑回路、８６はトランス、８７は一次巻線、８８−１，８８−２は二次巻線、８９は制御回路、Ｄ２〜Ｄ４はダイオード、Ｌ２，Ｌ３はチョークコイル、Ｃ３，Ｃ４はコンデンサ，ＳＲは可飽和リアクトルを示す。
【０００８】
トランス８６の二次巻線８８−１に接続された整流平滑回路８５と、トランス８６の一次巻線８７に接続されたスイッチング・トランジスタ８１とパルス幅制御回路８３とによりフォワードコンバータ形式のスイッチング電源装置を構成し、直流出力電圧Ｖ１を安定化させる。又トランス８６の二次巻線８８−２に可飽和リアクトルＳＲを接続し、制御回路８９により直流出力電圧Ｖ２を検出して可飽和リアクトルＳＲのリセットを制御し、直流出力電圧Ｖ２を安定化させる。
【０００９】
図９はフォワードコンバータ形式のスイッチング電源装置の直流出力電圧の安定化制御を行う構成の概要を示すもので、１０１はスイッチング・トランジスタ、１０２は鋸歯状波発生器、１０３はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）、１０５は整流平滑回路、１０６はトランス、１０７は電流検出用抵抗、１０８は電子回路等の負荷、１０９は整流回路、１１０は交流電源、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ６はダイオード、Ｃ３はコンデンサ、Ｌ２はチョークコイル、ＯＡ１〜ＯＡ３は演算増幅器、Ｖｒｖは直流出力電圧の検出値に対する基準電圧、Ｖｒｉは過電流保護を行う為の電流検出値に対する基準電圧を示す。
【００１０】
演算増幅器ＯＡ１は、整流平滑回路１０５から負荷１０８に印加する直流出力電圧の検出値と、基準電圧Ｖｒｖとを差分を誤差信号としてパルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３に入力する。又演算増幅器ＯＡ２は、抵抗１０７により負荷電流を検出し、その電流検出値と基準電圧Ｖｒｉとを比較し、電流検出値が基準電圧Ｖｒｉを超えた時に、過電流状態として、ダイオードＤ６を介して検出信号をパルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３に入力する。
【００１１】
パルス幅制御回路１０３は、その主要部のみを示すもので、演算増幅器ＯＡ３は、鋸歯状波発生器１０２からの鋸歯状波信号と、演算増幅器ＯＡ１，ＯＡ３の出力信号とを比較して、鋸歯状波信号の周期に従ってパルス幅が制御されたパルス信号を出力し、スイッチング・トランジスタ１０１のオン，オフを制御する。例えば、直流出力電圧が設定値より上昇すると、演算増幅器ＯＡ１からの誤差信号が大きくなり、パルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３からのパルス信号のパルス幅は狭くなる。従って、スイッチング・トランジスタ１０１のオン期間が短くなり、直流出力電圧は設定値となるように低下する。それによって、直流出力電圧を設定値に維持することができる。
【００１２】
又演算増幅器ＯＡ２により過電流状態を検出すると、その検出信号は、直流出力電圧が設定値より大きく上昇した場合に相当する値としてパルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３に入力される。従って、パルス信号のパルス幅は非常に短くなり、スイッチング・トランジスタ１０１のオン期間は非常に短くなる。それにより、直流出力電圧を垂下させて、過電流保護を行うことができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来例の多出力電源装置の例えば図６に示す構成は、低電圧の安定化した直流出力電圧Ｖ２を得ることが容易であるが、複数のコンバータを縦続接続した構成となるから、全体の効率が低下する問題がある。例えば、第１，第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６１，６２がそれぞれ８０％の効率であるとすると、直流出力電圧Ｖ２を得る為の効率は、６４％に低下する。即ち、電力損失が大きくなる問題がある。更に、同一又は類似の構成の複数のＤＣ／ＤＣコンバータを用いることにより、低コスト化及び小型化が容易でない問題がある。
【００１４】
又図７に示す多出力電源装置は、一方の直流出力電圧Ｖ１について安定化できるが、他方の直流出力電圧Ｖ２の安定化に問題がある。例えば、他方の直流出力電圧Ｖ２を印加する負荷が一定の場合に、一方の直流出力電圧Ｖ１を印加する負荷が小さくなり、それに対応してスイッチング・トランジスタ７１のオン期間を短くし、整流平滑回路７５−１のチョークコイルＬ２がカットオフするような状態となると、整流平滑回路７５−１は、平均値整流の状態からピーク整流の状態に移行し、更に、スイッチング・トランジスタ７１のオン期間を短くするように制御する。このように、スイッチング・トランジスタ７１のオン期間が短くなると、他方の直流出力電圧Ｖ２も低下する。即ち、図７に示すクロスレギュレーション構成に於いては、フィードバック制御が適用されないトランス７６の二次巻線７８−２側の従属回路の安定度に問題がある。
【００１５】
又図８に示す多出力電源装置は、トランス８６の二次巻線８８−１側はフィードバック制御により一方の直流出力電圧Ｖ１を安定化し、トランス８６の二次巻線８８−２側は可飽和リアクトルＳＲを用いて他方の直流出力電圧Ｖ２を安定化するものである。その場合、トランス８６の二次巻線８８−２に接続された可飽和リアクトルＳＲは、トランス８６の一次巻線８７に接続されたスイッチング・トランジスタ８１のオン期間に応じて他方の直流出力電圧Ｖ２の安定化を行うものであるから、一方の直流出力電圧Ｖ１の変動の影響を受ける可能性が大きい問題がある。
【００１６】
本発明は、従来例の問題点を解決し、変換効率を低下させずに、複数の直流出力電圧の安定化精度の向上を図ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明の多出力電源装置は、（１）一次巻線７と複数の二次巻線８−１，８−２とを有するトランス６と、一次巻線７に印加する直流電圧をスイッチングする一次側スイッチング・トランジスタ１と、二次巻線８−１，８−２の誘起電圧をスイッチングする二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２と、一次側スイッチング・トランジスタ１を一定の周期でオン，オフ制御する一次側制御回路３と、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２に接続された整流平滑回路５−１，５−２と、一次側制御回路３の一次側スイッチング・トランジスタ１の制御タイミングに同期して、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン開始を制御し、且つ負荷に印加する整流平滑回路５−１，５−２の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を検出して、この直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を設定値に維持するように、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン期間を制御する二次側制御回路４−１，４−２とを備えている。
【００１８】
又（２）整流平滑回路５−１，５−２は、同期整流トランジスタと平滑回路とを有し、二次側制御回路４−１，４−２は、二次側スイッチング・トランジスタのオン，オフと反対のタイミングで、同期整流トランジスタを制御する構成を備えることができる。
【００１９】
図１は本発明の第１の実施の形態の説明図であり、１は一次側スイッチング・トランジスタ、２−１，２−２は二次側スイッチング・トランジスタ、３は一次側制御回路、４−１，４−２は二次側制御回路、５−１，５−２は整流平滑回路、６はトランス、７は一次巻線、８−１，８−２は二次巻線、９は発振器、１０−１，１０−２は鋸歯状波発生器を示す。又Ｄ１はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１はコンデンサを示す。なお、説明を簡単化する為に、２種類の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を２種類の負荷に供給する場合を示すが、更に多種類の負荷にそれぞれ直流出力電圧を供給する構成とすることも可能である。
【００２０】
トランス６の一次巻線７に一次側スイッチング・トランジスタ１を接続し、このトランス６の二次巻線８−１，８−２に二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２と整流平滑回路５−１，５−２とを接続し、一次側スイッチング・トランジスタ１を一次側制御回路３により制御し、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２を二次側制御回路４−１，４−２により制御する。
【００２１】
一次側制御回路３は、スイッチング・トランジスタ１を一定周期でオン，オフ制御する為のタイミングを決定する発振器９を備え、スイッチング・トランジスタ１は、交流電圧を整流した直流電圧或いは他の直流電源からの直流電圧の入力電圧Ｖｉｎをオン，オフしてトランス６の一次巻線７に印加する。この一次巻線６にオン，オフして入力電圧Ｖｉｎを印加することにより、二次巻線８−１，８−２に誘起した電圧を二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２によりオン，オフ制御して、整流平滑回路５−１，５−２を介してそれぞれ直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２とする。
【００２２】
二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２を制御する二次側制御回路４−１，４−２は、鋸歯状波発生器１０−１，１０−２を備えた場合を示し、それぞれ直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を検出し、設定値に対する誤差分と、鋸歯状波発生器１０−１，１０−２からの鋸歯状波信号と比較して、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン期間を制御して、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２をそれぞれ設定値となるように制御する。このような制御構成は、例えば、図９に示す従来例のパルス幅制御回路１０３と鋸歯状波発生器１０２と演算増幅器ＯＡ１と基準電圧Ｖｒｖとを含む構成と同様な構成で実現することができる。
【００２３】
又この実施の形態に於いては、一次側制御回路３による一次側スイッチング・トランジスタ１のオン開始タイミングと、二次側制御回路４−１，４−２による二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン開始タイミングとを同期化する。この同期化手段は、例えば、一次側制御回路３の発振器９の発振出力信号を、二次側制御回路４−１，４−２の鋸歯状波発生器１０−１，１０−２に加えて、鋸歯状波信号の立上りタイミングを同期化させる位相同期回路を設けることができる。
【００２４】
図２は本発明の実施の形態の動作説明図であり、図１に示すフォワードコンバータ形式の一次側スイッチング・トランジスタ１と二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２との動作を示し、（ａ）は一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン・ソース間電圧、（ｂ），（ｃ）は二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン・ソース間電圧、（ｄ），（ｅ）は、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン電流、（ｆ）は一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン電流のそれぞれ一例を示し、ｓｔはオン開始タイミング、ｔ１は１周期、ｔｏｎは一次側スイッチング・トランジスタ１のオン期間を示す。
【００２５】
一次側スイッチング・トランジスタ１は、一次側制御回路３により、一定の周期ｔ１で、オン開始タイミングｓｔから、予め設定したデューティのオン期間ｔｏｎに従ってオンとなる。このオン期間ｔｏｎでは、一次側スイッチング・トランジスタ１のソース・ドレイン間電圧は、（ａ）に示すようにほぼ零となる。
【００２６】
又二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２は、二次側制御回路４−１，４−２により、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２が設定値となるようにそれぞれオン期間が制御され、且つそれぞれのオン期間の開始タイミングｓｔは、一次側スイッチング・トランジスタ１のオン開始タイミングｓｔと一致するように制御される。このオン期間では、二次側スイッチング・トランジスタ２−１のソース・ドレイン間電圧は、（ｂ），（ｃ）に示すようにほぼ零となる。この場合、一方の二次側スイッチング・トランジスタ２−１のオン期間が、他方の二次側スイッチング・トランジスタ２−２のオン期間より短い場合の例を示している。即ち、整流平滑回路５−１に接続された負荷が、整流平滑回路５−２に接続された負荷より軽い状態の場合を示す。
【００２７】
又二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン電流は、（ｄ），（ｅ）に示すように、それぞれオン期間に対応して流れるものとなる。又一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン電流は、（ｆ）に示すように、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン電流の和に相当するものとなる。
【００２８】
従って、二次側制御回路４−１，４−２による二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２は、一次側スイッチング・トランジスタ１のオン期間ｔｏｎを最大オン期間として、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を設定値となるようにオン，オフ制御するから、それぞれの直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、独立的に安定化制御することができる。
【００２９】
図３は本発明の第２の実施の形態の説明図であり、１１は一次側スイッチング・トランジスタ、１２−１，１２−２は二次側スイッチング・トランジスタ、１３は一次側制御回路、１４−１，１４−２は二次側制御回路、１５−１，１５−２は整流平滑回路、１６はトランス、１７は一次巻線、１８−１，１８−２は二次巻線、１９は発振器、２０−１，２０−２は鋸歯状波発生器、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１はコンデンサ、ＳＳ１，ＳＳ２は同期整流トランジスタ、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖ１，Ｖ２は直流出力電圧を示す。
【００３０】
この実施の形態は、図１に示すフォードコンバータ形式の多出力電源装置と基本構成は同一であるが、図１の整流平滑回路５−１，５−２のダイオードＤ１を、同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２に置換した構成としたものである。そして、一次側制御回路１３と二次側制御回路１４−１，１４−２とを同期化して、一次側スイッチング・トランジスタ１１のオン開始タイミングに、二次側スイッチング・トランジスタ１２−１，１２−２のオン開始タイミングを同期化させると共に、二次側制御回路１４−１により、同期整流トランジスタＳＳ１を、二次側スイッチング・トランジスタ１２−１のオン，オフに対して、それと逆のオフ，オンに制御し、同様に、二次側制御回路１４−２により、同期整流トランジスタＳＳ２を、二次側スイッチング・トランジスタ１２−２のオン，オフに対して、それと逆のオフ，オンに制御する構成とするものである。例えば、二次側制御回路１４−１，１４−２は、二次側スイッチング・トランジスタ１２−１，１２−２のゲートに加える信号を反転して、同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２のゲートに加える構成とすることができる。
【００３１】
同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とすると、そのオン抵抗は数１０ｍΩ程度以下の構成が実用化されているから、ダイオードのｐｎ接合による順方向電圧降下に比較して、電圧降下を低減することができる。従って、同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２を用いることにより、スイッチング電源装置としての効率を、特に直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２が低電圧の場合に効率を大きく向上することができる。
【００３２】
図４は本発明の第３の実施の形態の説明図であり、フライバックコンバータ形式の多出力電源装置の場合を示し、２１は一次側スイッチング・トランジスタ、２２−１，２２−２は二次側スイッチング・トランジスタ、２３は一次側制御回路、２４−１，２４−２は二次側制御回路、２５−１，２５−２は整流平滑回路、２６はトランス、２７は一次巻線、２８−１，２８−２は二次巻線、２９は発振器、３０−１，３０−２は鋸歯状波発生器、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１はコンデンサを示す。
【００３３】
フライバックコンバータは、一次側スイッチング・トランジスタ２１をオフとした時の二次巻線の誘起電圧を整流平滑化するものであり、従って、一次側制御回路２３により一次側スイッチング・トランジスタ２１をオフとした時のタイミングを、二次側制御回路２４−１，２４−１は二次側スイッチング・トランジスタ２２−１，２２−２のオン開始タイミングとするように、一次側制御回路２３の発振器２９と、二次側制御回路２４−１，２４−２の鋸歯状波発生器３０−１，３０−２との位相同期化構成を適用することができる。
【００３４】
又一次側制御回路２３は、発振器２９の発振出力信号を基に一次側スイッチング・トランジスタ２１のオン，オフ制御を行い、二次側制御回路２４−１，２４−２は、図１又は図３のフォワードコンバータ形式の場合と同様に、設定値に対する直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２の誤差分に対応して、二次側スイッチング・トランジスタ２２−１，２２−２のオン期間を制御し、且つ二次側スイッチング・トランジスタ２２−１，２２−２のオン開始タイミングを、一次側スイッチング・トランジスタ２１のオフ開始タイミングに同期化させ、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を独立的に安定化させることができる。
【００３５】
図５は本発明の第４の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｃ２は共振用のコンデンサである。この実施の形態は、図１のフォワードコンバータ形式の多出力電源装置を基本構成としており、トランス６の二次側の構成及び動作は、図１の実施の形態と同様であるから、重複した説明は省略する。
【００３６】
一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン・ソース間に接続したコンデンサＣ２と、トランス６の一次巻線７のインダクタンスとにより、直列共振回路を形成する。そして、直流の入力電圧Ｖｉｎを一次側スイッチング・トランジスタ１によりオン，オフして、トランス６の一次巻線７に印加する場合に、共振周波数とオン，オフの周波数とを一致させ、それにより、一次側スイッチング・トランジスタ１を零電圧スイッチング動作として、スイッチング損失の低減を図るものである。
【００３７】
この場合、一次側スイッチング・トランジスタ１は、従来の共振型スイッチング電源装置とは異なり、一定周期でオン，オフするものであるから、コンデンサＣ２と一次巻線７のインダクタンスとによる共振条件を維持してスイッチングを行うことができる。なお、トランス６の一次巻線７と並列共振回路を形成するようにコンデンサを接続し、一次側スイッチング・トランジスタ１を一定周期でオン，オフして零電流スイッチングを行わせる構成とすることも可能である。
【００３８】
本発明は、前述の実施の形態にのみ限定されるものではなく、種々付加変更することができるものであり、例えば、フォワードコンバータ形式の一次側スイッチング・トランジスタ１，１１のオン期間ｔｏｎが長い場合、複数の二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２，１２−１，１２−２のオン開始タイミングを、そのオン期間ｔｏｎ内に於いて相互にずらすことにより、一次側スイッチング・トランジスタ１，１１のドレイン電流のピーク値の低減を図ることも可能である。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、トランス６の一次巻線７に接続した一次側スイッチング・トランジスタ１を一定の周期でオン，オフ制御し、トランス６の複数の二次巻線８−１，８−２に接続した二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２を、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を設定値とするようにオン期間を制御すると共に、そのオン開始タイミングを、一次側スイッチング・トランジスタ１のオン開始（フォワードコンバータ形式）又はオフ開始（フライバックコンバータ形式）のタイミングに合わせるもので、複数の二次側の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、二次側制御回路４−１，４−２によりそれぞれ独立的に制御され、安定化精度を向上することができる。
【００４０】
又コンバータを縦続接続するものではないから、効率の低下はなく、且つ二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン，オフ制御と同期して、同期整流トランジスタにより同期整流を行う構成とすると、制御構成を複雑化することなく、一層効率改善を図ることができる。又一次側スイッチング・トランジスタ１は、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２の変動に拘らず、一定周期でオン，オフするものであるから、制御構成が簡単であり、零電圧スイッチングや零電流スイッチングの制御も容易となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図６】従来例の説明図である。
【図７】従来例の説明図である。
【図８】従来例の説明図である。
【図９】従来例の説明図である。
【符号の説明】
１ 一次側スイッチング・トランジスタ
２−１，２−２ 二次側スイッチング・トランジスタ
３ 一次側制御回路
４−１，４−２ 二次側制御回路
５−１，５−２ 整流平滑回路
６ トランス
７ 一次巻線
８−１，８−２ 二次巻線
９ 発振器
１０−１，１０−２ 鋸歯状波発生器
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数種類の負荷にそれぞれ直流出力電圧を供給する多出力電源装置に関する。特に、スイッチング制御によって、複数種類の負荷にそれぞれ同一又は異なる直流出力電圧を安定化して供給する多出力電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング制御により、入力電圧を所望の直流出力電圧に変換し、且つ安定化して各種電子回路等の負荷に供給するスイッチング電源装置は既に各種の分野に採用されている。このようなスイッチング電源装置により、複数種類の直流出力電圧を供給する従来例の構成として、例えば、図６に示すＤＣ／ＤＣコンバータ６１，６２を用いた構成が知られている。
【０００３】
この場合、入力電圧Ｖｉｎを第１のＤＣ／ＤＣコンバータ６１により直流出力電圧Ｖ１に変換して、図示を省略した負荷に供給し、この直流出力電圧Ｖ１を入力電圧として第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６２により直流出力電圧Ｖ２に変換して、図示を省略した負荷に供給する。この場合の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、通常はＶｉｎ＞Ｖ１＞Ｖ２の関係に選定される。
【０００４】
又図７に示すフォワードコンバータ形式の多出力電源装置も知られている。同図に於いて、７１はスイッチング・トランジスタ、７２は鋸歯状波発生器、７３はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）、７５−１，７５−２は整流平滑回路、７６はトランス、７７は一次巻線、７８−１，７８−２は二次巻線、Ｄ２，Ｄ３はダイオード、Ｌ２はチョークコイル、Ｃ３はコンデンサを示す。
【０００５】
パルス幅制御回路７３によりスイッチング・トランジスタ７１をオン，オフして、トランス７６の一次巻線７７に入力電圧Ｖｉｎの印加期間を制御する。このトランス７６の二次巻線７８−１，７８−２に、ダイオードＤ２，Ｄ３とチョークコイルＬ２とコンデンサＣ３とを含む整流平滑回路７５−１，７５−２を接続し、整流して平滑化した直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を、それぞれ図示を省略した負荷に供給する。この直流出力電圧Ｖ１を検出し、設定値となるように、パルス幅制御回路７３はスイッチング・トランジスタ７１のオン期間を制御する。
【０００６】
この多出力電源装置は、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を、トランス７６の二次巻線７８−１，７８−２の一次巻線７７に対する巻数比によりほぼ対応した値とし、一方の直流出力電圧Ｖ１が設定値となるように、一次側をスイッチング制御し、他方の直流出力電圧Ｖ２は、一方の直流出力電圧Ｖ１が安定化されることに付随して安定化される。
【０００７】
又図８に示す可飽和リアクトルを一部に適用した多出力電源装置も知られている。同図に於いて、８１はスイッチング・トランジスタ、８２は鋸歯状波発生器、８３はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）、８５は整流平滑回路、８６はトランス、８７は一次巻線、８８−１，８８−２は二次巻線、８９は制御回路、Ｄ２〜Ｄ４はダイオード、Ｌ２，Ｌ３はチョークコイル、Ｃ３，Ｃ４はコンデンサ，ＳＲは可飽和リアクトルを示す。
【０００８】
トランス８６の二次巻線８８−１に接続された整流平滑回路８５と、トランス８６の一次巻線８７に接続されたスイッチング・トランジスタ８１とパルス幅制御回路８３とによりフォワードコンバータ形式のスイッチング電源装置を構成し、直流出力電圧Ｖ１を安定化させる。又トランス８６の二次巻線８８−２に可飽和リアクトルＳＲを接続し、制御回路８９により直流出力電圧Ｖ２を検出して可飽和リアクトルＳＲのリセットを制御し、直流出力電圧Ｖ２を安定化させる。
【０００９】
図９はフォワードコンバータ形式のスイッチング電源装置の直流出力電圧の安定化制御を行う構成の概要を示すもので、１０１はスイッチング・トランジスタ、１０２は鋸歯状波発生器、１０３はパルス幅制御回路（ＰＷＭ）、１０５は整流平滑回路、１０６はトランス、１０７は電流検出用抵抗、１０８は電子回路等の負荷、１０９は整流回路、１１０は交流電源、Ｄ２，Ｄ３，Ｄ６はダイオード、Ｃ３はコンデンサ、Ｌ２はチョークコイル、ＯＡ１〜ＯＡ３は演算増幅器、Ｖｒｖは直流出力電圧の検出値に対する基準電圧、Ｖｒｉは過電流保護を行う為の電流検出値に対する基準電圧を示す。
【００１０】
演算増幅器ＯＡ１は、整流平滑回路１０５から負荷１０８に印加する直流出力電圧の検出値と、基準電圧Ｖｒｖとを差分を誤差信号としてパルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３に入力する。又演算増幅器ＯＡ２は、抵抗１０７により負荷電流を検出し、その電流検出値と基準電圧Ｖｒｉとを比較し、電流検出値が基準電圧Ｖｒｉを超えた時に、過電流状態として、ダイオードＤ６を介して検出信号をパルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３に入力する。
【００１１】
パルス幅制御回路１０３は、その主要部のみを示すもので、演算増幅器ＯＡ３は、鋸歯状波発生器１０２からの鋸歯状波信号と、演算増幅器ＯＡ１，ＯＡ３の出力信号とを比較して、鋸歯状波信号の周期に従ってパルス幅が制御されたパルス信号を出力し、スイッチング・トランジスタ１０１のオン，オフを制御する。例えば、直流出力電圧が設定値より上昇すると、演算増幅器ＯＡ１からの誤差信号が大きくなり、パルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３からのパルス信号のパルス幅は狭くなる。従って、スイッチング・トランジスタ１０１のオン期間が短くなり、直流出力電圧は設定値となるように低下する。それによって、直流出力電圧を設定値に維持することができる。
【００１２】
又演算増幅器ＯＡ２により過電流状態を検出すると、その検出信号は、直流出力電圧が設定値より大きく上昇した場合に相当する値としてパルス幅制御回路１０３の演算増幅器ＯＡ３に入力される。従って、パルス信号のパルス幅は非常に短くなり、スイッチング・トランジスタ１０１のオン期間は非常に短くなる。それにより、直流出力電圧を垂下させて、過電流保護を行うことができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来例の多出力電源装置の例えば図６に示す構成は、低電圧の安定化した直流出力電圧Ｖ２を得ることが容易であるが、複数のコンバータを縦続接続した構成となるから、全体の効率が低下する問題がある。例えば、第１，第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６１，６２がそれぞれ８０％の効率であるとすると、直流出力電圧Ｖ２を得る為の効率は、６４％に低下する。即ち、電力損失が大きくなる問題がある。更に、同一又は類似の構成の複数のＤＣ／ＤＣコンバータを用いることにより、低コスト化及び小型化が容易でない問題がある。
【００１４】
又図７に示す多出力電源装置は、一方の直流出力電圧Ｖ１について安定化できるが、他方の直流出力電圧Ｖ２の安定化に問題がある。例えば、他方の直流出力電圧Ｖ２を印加する負荷が一定の場合に、一方の直流出力電圧Ｖ１を印加する負荷が小さくなり、それに対応してスイッチング・トランジスタ７１のオン期間を短くし、整流平滑回路７５−１のチョークコイルＬ２がカットオフするような状態となると、整流平滑回路７５−１は、平均値整流の状態からピーク整流の状態に移行し、更に、スイッチング・トランジスタ７１のオン期間を短くするように制御する。このように、スイッチング・トランジスタ７１のオン期間が短くなると、他方の直流出力電圧Ｖ２も低下する。即ち、図７に示すクロスレギュレーション構成に於いては、フィードバック制御が適用されないトランス７６の二次巻線７８−２側の従属回路の安定度に問題がある。
【００１５】
又図８に示す多出力電源装置は、トランス８６の二次巻線８８−１側はフィードバック制御により一方の直流出力電圧Ｖ１を安定化し、トランス８６の二次巻線８８−２側は可飽和リアクトルＳＲを用いて他方の直流出力電圧Ｖ２を安定化するものである。その場合、トランス８６の二次巻線８８−２に接続された可飽和リアクトルＳＲは、トランス８６の一次巻線８７に接続されたスイッチング・トランジスタ８１のオン期間に応じて他方の直流出力電圧Ｖ２の安定化を行うものであるから、一方の直流出力電圧Ｖ１の変動の影響を受ける可能性が大きい問題がある。
【００１６】
本発明は、従来例の問題点を解決し、変換効率を低下させずに、複数の直流出力電圧の安定化精度の向上を図ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明の多出力電源装置は、（１）一次巻線７と複数の二次巻線８−１，８−２とを有するトランス６と、一次巻線７に印加する直流電圧をスイッチングする一次側スイッチング・トランジスタ１と、二次巻線８−１，８−２の誘起電圧をスイッチングする二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２と、一次側スイッチング・トランジスタ１を一定の周期でオン，オフ制御する一次側制御回路３と、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２に接続された整流平滑回路５−１，５−２と、一次側制御回路３の一次側スイッチング・トランジスタ１の制御タイミングに同期して、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン開始を制御し、且つ負荷に印加する整流平滑回路５−１，５−２の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を検出して、この直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を設定値に維持するように、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン期間を制御する二次側制御回路４−１，４−２とを備えている。
【００１８】
又（２）整流平滑回路５−１，５−２は、同期整流トランジスタと平滑回路とを有し、二次側制御回路４−１，４−２は、二次側スイッチング・トランジスタのオン，オフと反対のタイミングで、同期整流トランジスタを制御する構成を備えることができる。
【００１９】
図１は本発明の第１の実施の形態の説明図であり、１は一次側スイッチング・トランジスタ、２−１，２−２は二次側スイッチング・トランジスタ、３は一次側制御回路、４−１，４−２は二次側制御回路、５−１，５−２は整流平滑回路、６はトランス、７は一次巻線、８−１，８−２は二次巻線、９は発振器、１０−１，１０−２は鋸歯状波発生器を示す。又Ｄ１はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１はコンデンサを示す。なお、説明を簡単化する為に、２種類の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を２種類の負荷に供給する場合を示すが、更に多種類の負荷にそれぞれ直流出力電圧を供給する構成とすることも可能である。
【００２０】
トランス６の一次巻線７に一次側スイッチング・トランジスタ１を接続し、このトランス６の二次巻線８−１，８−２に二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２と整流平滑回路５−１，５−２とを接続し、一次側スイッチング・トランジスタ１を一次側制御回路３により制御し、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２を二次側制御回路４−１，４−２により制御する。
【００２１】
一次側制御回路３は、スイッチング・トランジスタ１を一定周期でオン，オフ制御する為のタイミングを決定する発振器９を備え、スイッチング・トランジスタ１は、交流電圧を整流した直流電圧或いは他の直流電源からの直流電圧の入力電圧Ｖｉｎをオン，オフしてトランス６の一次巻線７に印加する。この一次巻線６にオン，オフして入力電圧Ｖｉｎを印加することにより、二次巻線８−１，８−２に誘起した電圧を二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２によりオン，オフ制御して、整流平滑回路５−１，５−２を介してそれぞれ直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２とする。
【００２２】
二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２を制御する二次側制御回路４−１，４−２は、鋸歯状波発生器１０−１，１０−２を備えた場合を示し、それぞれ直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を検出し、設定値に対する誤差分と、鋸歯状波発生器１０−１，１０−２からの鋸歯状波信号と比較して、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン期間を制御して、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２をそれぞれ設定値となるように制御する。このような制御構成は、例えば、図９に示す従来例のパルス幅制御回路１０３と鋸歯状波発生器１０２と演算増幅器ＯＡ１と基準電圧Ｖｒｖとを含む構成と同様な構成で実現することができる。
【００２３】
又この実施の形態に於いては、一次側制御回路３による一次側スイッチング・トランジスタ１のオン開始タイミングと、二次側制御回路４−１，４−２による二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン開始タイミングとを同期化する。この同期化手段は、例えば、一次側制御回路３の発振器９の発振出力信号を、二次側制御回路４−１，４−２の鋸歯状波発生器１０−１，１０−２に加えて、鋸歯状波信号の立上りタイミングを同期化させる位相同期回路を設けることができる。
【００２４】
図２は本発明の実施の形態の動作説明図であり、図１に示すフォワードコンバータ形式の一次側スイッチング・トランジスタ１と二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２との動作を示し、（ａ）は一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン・ソース間電圧、（ｂ），（ｃ）は二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン・ソース間電圧、（ｄ），（ｅ）は、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン電流、（ｆ）は一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン電流のそれぞれ一例を示し、ｓｔはオン開始タイミング、ｔ１は１周期、ｔｏｎは一次側スイッチング・トランジスタ１のオン期間を示す。
【００２５】
一次側スイッチング・トランジスタ１は、一次側制御回路３により、一定の周期ｔ１で、オン開始タイミングｓｔから、予め設定したデューティのオン期間ｔｏｎに従ってオンとなる。このオン期間ｔｏｎでは、一次側スイッチング・トランジスタ１のソース・ドレイン間電圧は、（ａ）に示すようにほぼ零となる。
【００２６】
又二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２は、二次側制御回路４−１，４−２により、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２が設定値となるようにそれぞれオン期間が制御され、且つそれぞれのオン期間の開始タイミングｓｔは、一次側スイッチング・トランジスタ１のオン開始タイミングｓｔと一致するように制御される。このオン期間では、二次側スイッチング・トランジスタ２−１のソース・ドレイン間電圧は、（ｂ），（ｃ）に示すようにほぼ零となる。この場合、一方の二次側スイッチング・トランジスタ２−１のオン期間が、他方の二次側スイッチング・トランジスタ２−２のオン期間より短い場合の例を示している。即ち、整流平滑回路５−１に接続された負荷が、整流平滑回路５−２に接続された負荷より軽い状態の場合を示す。
【００２７】
又二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン電流は、（ｄ），（ｅ）に示すように、それぞれオン期間に対応して流れるものとなる。又一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン電流は、（ｆ）に示すように、二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のドレイン電流の和に相当するものとなる。
【００２８】
従って、二次側制御回路４−１，４−２による二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２は、一次側スイッチング・トランジスタ１のオン期間ｔｏｎを最大オン期間として、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を設定値となるようにオン，オフ制御するから、それぞれの直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、独立的に安定化制御することができる。
【００２９】
図３は本発明の第２の実施の形態の説明図であり、１１は一次側スイッチング・トランジスタ、１２−１，１２−２は二次側スイッチング・トランジスタ、１３は一次側制御回路、１４−１，１４−２は二次側制御回路、１５−１，１５−２は整流平滑回路、１６はトランス、１７は一次巻線、１８−１，１８−２は二次巻線、１９は発振器、２０−１，２０−２は鋸歯状波発生器、Ｄ１はダイオード、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１はコンデンサ、ＳＳ１，ＳＳ２は同期整流トランジスタ、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖ１，Ｖ２は直流出力電圧を示す。
【００３０】
この実施の形態は、図１に示すフォードコンバータ形式の多出力電源装置と基本構成は同一であるが、図１の整流平滑回路５−１，５−２のダイオードＤ１を、同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２に置換した構成としたものである。そして、一次側制御回路１３と二次側制御回路１４−１，１４−２とを同期化して、一次側スイッチング・トランジスタ１１のオン開始タイミングに、二次側スイッチング・トランジスタ１２−１，１２−２のオン開始タイミングを同期化させると共に、二次側制御回路１４−１により、同期整流トランジスタＳＳ１を、二次側スイッチング・トランジスタ１２−１のオン，オフに対して、それと逆のオフ，オンに制御し、同様に、二次側制御回路１４−２により、同期整流トランジスタＳＳ２を、二次側スイッチング・トランジスタ１２−２のオン，オフに対して、それと逆のオフ，オンに制御する構成とするものである。例えば、二次側制御回路１４−１，１４−２は、二次側スイッチング・トランジスタ１２−１，１２−２のゲートに加える信号を反転して、同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２のゲートに加える構成とすることができる。
【００３１】
同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とすると、そのオン抵抗は数１０ｍΩ程度以下の構成が実用化されているから、ダイオードのｐｎ接合による順方向電圧降下に比較して、電圧降下を低減することができる。従って、同期整流トランジスタＳＳ１，ＳＳ２を用いることにより、スイッチング電源装置としての効率を、特に直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２が低電圧の場合に効率を大きく向上することができる。
【００３２】
図４は本発明の第３の実施の形態の説明図であり、フライバックコンバータ形式の多出力電源装置の場合を示し、２１は一次側スイッチング・トランジスタ、２２−１，２２−２は二次側スイッチング・トランジスタ、２３は一次側制御回路、２４−１，２４−２は二次側制御回路、２５−１，２５−２は整流平滑回路、２６はトランス、２７は一次巻線、２８−１，２８−２は二次巻線、２９は発振器、３０−１，３０−２は鋸歯状波発生器、Ｌ１はチョークコイル、Ｃ１はコンデンサを示す。
【００３３】
フライバックコンバータは、一次側スイッチング・トランジスタ２１をオフとした時の二次巻線の誘起電圧を整流平滑化するものであり、従って、一次側制御回路２３により一次側スイッチング・トランジスタ２１をオフとした時のタイミングを、二次側制御回路２４−１，２４−１は二次側スイッチング・トランジスタ２２−１，２２−２のオン開始タイミングとするように、一次側制御回路２３の発振器２９と、二次側制御回路２４−１，２４−２の鋸歯状波発生器３０−１，３０−２との位相同期化構成を適用することができる。
【００３４】
又一次側制御回路２３は、発振器２９の発振出力信号を基に一次側スイッチング・トランジスタ２１のオン，オフ制御を行い、二次側制御回路２４−１，２４−２は、図１又は図３のフォワードコンバータ形式の場合と同様に、設定値に対する直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２の誤差分に対応して、二次側スイッチング・トランジスタ２２−１，２２−２のオン期間を制御し、且つ二次側スイッチング・トランジスタ２２−１，２２−２のオン開始タイミングを、一次側スイッチング・トランジスタ２１のオフ開始タイミングに同期化させ、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を独立的に安定化させることができる。
【００３５】
図５は本発明の第４の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、Ｃ２は共振用のコンデンサである。この実施の形態は、図１のフォワードコンバータ形式の多出力電源装置を基本構成としており、トランス６の二次側の構成及び動作は、図１の実施の形態と同様であるから、重複した説明は省略する。
【００３６】
一次側スイッチング・トランジスタ１のドレイン・ソース間に接続したコンデンサＣ２と、トランス６の一次巻線７のインダクタンスとにより、直列共振回路を形成する。そして、直流の入力電圧Ｖｉｎを一次側スイッチング・トランジスタ１によりオン，オフして、トランス６の一次巻線７に印加する場合に、共振周波数とオン，オフの周波数とを一致させ、それにより、一次側スイッチング・トランジスタ１を零電圧スイッチング動作として、スイッチング損失の低減を図るものである。
【００３７】
この場合、一次側スイッチング・トランジスタ１は、従来の共振型スイッチング電源装置とは異なり、一定周期でオン，オフするものであるから、コンデンサＣ２と一次巻線７のインダクタンスとによる共振条件を維持してスイッチングを行うことができる。なお、トランス６の一次巻線７と並列共振回路を形成するようにコンデンサを接続し、一次側スイッチング・トランジスタ１を一定周期でオン，オフして零電流スイッチングを行わせる構成とすることも可能である。
【００３８】
本発明は、前述の実施の形態にのみ限定されるものではなく、種々付加変更することができるものであり、例えば、フォワードコンバータ形式の一次側スイッチング・トランジスタ１，１１のオン期間ｔｏｎが長い場合、複数の二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２，１２−１，１２−２のオン開始タイミングを、そのオン期間ｔｏｎ内に於いて相互にずらすことにより、一次側スイッチング・トランジスタ１，１１のドレイン電流のピーク値の低減を図ることも可能である。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、トランス６の一次巻線７に接続した一次側スイッチング・トランジスタ１を一定の周期でオン，オフ制御し、トランス６の複数の二次巻線８−１，８−２に接続した二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２を、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２を設定値とするようにオン期間を制御すると共に、そのオン開始タイミングを、一次側スイッチング・トランジスタ１のオン開始（フォワードコンバータ形式）又はオフ開始（フライバックコンバータ形式）のタイミングに合わせるもので、複数の二次側の直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２は、二次側制御回路４−１，４−２によりそれぞれ独立的に制御され、安定化精度を向上することができる。
【００４０】
又コンバータを縦続接続するものではないから、効率の低下はなく、且つ二次側スイッチング・トランジスタ２−１，２−２のオン，オフ制御と同期して、同期整流トランジスタにより同期整流を行う構成とすると、制御構成を複雑化することなく、一層効率改善を図ることができる。又一次側スイッチング・トランジスタ１は、直流出力電圧Ｖ１，Ｖ２の変動に拘らず、一定周期でオン，オフするものであるから、制御構成が簡単であり、零電圧スイッチングや零電流スイッチングの制御も容易となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の動作説明図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図６】従来例の説明図である。
【図７】従来例の説明図である。
【図８】従来例の説明図である。
【図９】従来例の説明図である。
【符号の説明】
１ 一次側スイッチング・トランジスタ
２−１，２−２ 二次側スイッチング・トランジスタ
３ 一次側制御回路
４−１，４−２ 二次側制御回路
５−１，５−２ 整流平滑回路
６ トランス
７ 一次巻線
８−１，８−２ 二次巻線
９ 発振器
１０−１，１０−２ 鋸歯状波発生器
Claims (2)
- 一次巻線と複数の二次巻線とを有するトランスと、
前記一次巻線に印加する直流電圧をスイッチングする一次側スイッチング・トランジスタと、
該一次側スイッチング・トランジスタを一定の周期でオン，オフ制御する一次側制御回路と、
前記複数の二次巻線の誘起電圧をそれぞれスイッチングする前記二次巻線対応の二次側スイッチング・トランジスタと、
該二次側スイッチング・トランジスタに接続されて平滑化した直流出力電圧を負荷に印加する整流平滑回路と、
前記一次側制御回路の前記一次側スイッチング・トランジスタの制御タイミングに同期して、前記二次側スイッチング・トランジスタのオン開始タイミングを制御し、且つ前記負荷に印加する前記整流平滑回路の直流出力電圧を検出して該直流出力電圧を設定値に維持するように前記二次側スイッチング・トランジスタのオン期間を制御する二次側制御回路と
を備えたことを特徴とする多出力電源装置。 - 前記整流平滑回路は、同期整流トランジスタと平滑回路とを有し、前記二次側制御回路は、前記二次側スイッチング・トランジスタのオン，オフのタイミングと反対のタイミングで前記同期整流トランジスタを制御する構成を備えたことを特徴とする請求項１記載の多出力電源装置。
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