JP3588043B2 - 受信装置及び自動周波数制御方法 - Google Patents
受信装置及び自動周波数制御方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ方式の無線通信システムに用いられる受信装置及び自動周波数制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話や自動車電話等の無線通信システムが急速に普及してきている。この無線通信システムの通信端末装置では、受信側装置において、送信側装置とのキャリア周波数のずれを補償するために自動周波数制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ；以下、「ＡＦＣ」という）を行っている。
【０００３】
以下、従来の受信装置について、図７、図８を参照して説明する。図７は、送信装置から送信されるデータのスロット構成を示す図である。図８は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００４】
送信装置（図示しない）は、図７に示すように、それぞれＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢにより拡散された既知シンボル１１および既知シンボル１２を含む信号を送信する。ただし、ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのコード長を、それぞれｔＣＡおよびｔＣＢとし、既知シンボル１１と既知シンボル１２との間隔をｔｇａｐとする。
【０００５】
送信装置から送信された信号は、図８に示す受信装置によりアンテナ２１を介して受信される。図８において、アンテナ２１に受信された信号（受信信号）は、受信ＲＦ部２２により、キャリア周波数からベースバンドに周波数変換される。このとき、受信ＲＦ部２２では後述する発振器３８から発振されたローカル信号が用いられる。受信ＲＦ部２２から出力されたベースバンド信号（受信ベースバンド信号）の同相成分（Ｉ−ｃｈ）および直交成分（Ｑ−ｃｈ）は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２３およびＡ／Ｄ変換器２４により、ディジタル信号に変換され、サーチャー２５、相関器２６、相関器２７および相関器２８に出力される。
【０００６】
サーチャー２５では、ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号と既知コードであるＣｏｄｅＡとの相関がとられ、相関値の電力が閾値を越えるタイミング（すなわちＣｏｄｅＡの受信タイミング）ｔＡが検出される。また、サーチャー２５では、ｔＡ＋ｔｇａｐによりＣｏｄｅＢの受信タイミングｔＢが算出される。また、サーチャー２５では、ｔＡ＋ｔＣＡ／２によりデータ部の先頭の受信タイミングｔＤａｔａが算出される。
【０００７】
サーチャー２５から相関器２６及び同期検波部２９に対してデータ部の先頭の受信タイミングが出力され、サーチャー２５から相関器２７に対してＣｏｄｅＡの受信タイミングが出力され、サーチャー２５から相関器２８に対してＣｏｄｅＢの受信タイミングが出力される。
【０００８】
相関器２６では、サーチャー２５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号のデータ部と所定の拡散コード（当該受信装置に割り当てられた拡散コード）との相関がとられる。相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部は、同期検波部２９に出力される。
【０００９】
相関器２７では、サーチャー２５からのＣｏｄｅＡの受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号の既知シンボル１１とＣｏｄｅＡとの相関がとられる。同様に、相関器２８では、サーチャー２５からのＣｏｄｅＢの受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号の既知シンボル１２とＣｏｄｅＢとの相関がとられる。
【００１０】
同期検波部２９では、サーチャー２５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、相関処理された受信ベースバンド信号のデータ部に対して同期検波処理が行われる。同期検波後の受信ベースバンド信号のデータ部は、復調部３０にて復調され、受信データが取り出される。
【００１１】
相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１の同相成分は、遅延部３１によりｔＡＢ（＝ｔＣＡ／２＋ｔｇａｐ＋ｔＣＢ／２；図７参照）だけ遅延された後複素相関演算部３３に出力される。同様に、相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１の直交成分は、遅延部３２によりｔＡＢ（＝ｔＣＡ／２＋ｔｇａｐ＋ｔＣＢ／２）だけ遅延された後複素相関演算部３３に出力される。相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１２の同相成分および直交成分は、それぞれ複素相関演算部３３に出力される。
【００１２】
複素相関演算部３３では、相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１および既知シンボル１２の同相成分を用いた複素相関処理が行われる。また、複素相関演算部３３では、相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１および既知シンボル１２の直交成分を用いた複素相関処理が行われる。複素相関処理後の受信ベースバンド信号の同相成分および直交成分は位相推定部３４に出力される。
【００１３】
位相推定部３４では、複素相関演算部３３から出力された複素相関処理後の受信ベースバンド信号の同相成分および直交成分を用いて単位時間当りの位相回転量が推定される。平滑化部３５では、位相推定部３４により推定された位相回転量を用いて周波数オフセットが算出される。算出された周波数オフセットは、制御電圧変換部３６に出力される。
【００１４】
制御電圧変換部３６では、算出された周波数オフセットを補償すべく、発振器３８にかけられる所定の制御電圧をもった信号が出力される。この制御電圧変換部３６から出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器３７によりアナログ信号に変換された後、発振器３８に出力される。これにより、周波数オフセットを補償するように発振器３８におけるローカル信号の周波数が制御される。
【００１５】
このように、上記従来の受信装置は、受信信号中の既知シンボル間の位相回転量を推定して周波数オフセットを算出し、周波数オフセットを補償するようにＡＦＣを行っている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、相関をとった後の既知シンボルには拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響等があるため、上記従来の受信装置は、既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することが困難であり、ＡＦＣの精度が劣化してしまうという問題を有している。
【００１７】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧して既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる受信装置及び自動周波数制御方法を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出するサーチ手段と、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数および種類を判定する判定手段と、前記既知シンボルの前半が挿入されている受信信号部分と前記判定手段にて時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第２相関値および前記既知シンボルの後半部と前記判定された既知シンボルとの相関値である第３相関値を算出する相関値算出手段と、前記第２相関値の加算結果と前記第３相関値の加算結果との位相差から位相回転量を推定する位相回転量推定手段と、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する周波数制御手段と、を具備する構成を採る。
【００２２】
これらの構成により、複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することができるので、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００２３】
本発明の受信装置は、相関値算出手段は、既知シンボルが挿入されている受信信号部分と判定手段にて時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第４相関値および受信信号と制御チャネルの拡散コードとの相関値である第５相関値を算出し、位相回転量推定手段は、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合、前記第４相関値と前記第５相関値との位相差から位相回転量を推定する構成を採る。
【００２４】
この構成により、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合でも安定したＡＦＣを行うことができる。
【００２５】
本発明の受信装置は、相関値算出手段は、セル固有の制御チャネルを用いて第５相関値を算出する構成を採る。
【００２６】
この構成により、誤って他セルの制御チャネルを用いて位相回転量を推定しまうことがないので、システムの安定性が向上する。
【００２７】
本発明の受信装置は、位相回転量推定手段は、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合であっても、制御チャネルと既知シンボルが時間的に近い場合には、前記第２相関値と前記第３相関値との位相差から位相回転量を推定する構成を採る。
【００２８】
この構成により、時間多重されている既知シンボルが１であり、制御チャネルと既知シンボルが時間的に近い場合であっても、ある程度の安定したＡＦＣを実現することができる。
【００２９】
本発明の通信端末装置は、上記いずれかに記載の受信装置を搭載する構成を採る。また、本発明の基地局装置は、上記のいずれかに記載の受信装置を搭載する構成を採る。
【００３０】
これらの構成により、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することができ、高精度なＡＦＣを実現することができるので、高品質な無線通信を行うことができる。
【００３１】
本発明の自動周波数制御方法は、所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出する工程と、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数、種類および相関処理のタイミングを判定する工程と、前記判定された既知シンボルの数、種類および相関処理のタイミングに基づいて、時間多重された１又は複数の受信信号の相関値を算出する工程と、前記相関値の加算値を用いて位相回転量を推定する工程と、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する工程と、を具備する方法をとる。また、本発明の自動周波数制御方法は、所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出し、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数および種類を判定し、既知シンボルの前半が挿入されている受信信号部分と時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第２相関値および前記既知シンボルの後半部と前記判定された既知シンボルとの相関値である第３相関値を算出し、前記第２相関値の加算結果と前記第３相関値の加算結果との位相差から位相回転量を推定し、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する方法をとる。
【００３２】
この方法により、複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することができるので、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、送信側がコードシフトにより得られた拡散コードからなる既知シンボルを送信データに挿入して多重送信し、受信側が複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することである。
【００３４】
ここで、各実施の形態の説明に入る前に、まず、図１を用いて、本発明において送信側が送信データに挿入する既知シンボル部の拡散コードの生成方法について説明する。
【００３５】
図１において、基本コードの長さをＰ（チップ）、無線回線の最大遅延プロファイル長をＷ（チップ）とする。また、同一の基本コードを２つ直列的に並べ、前方を基本コードＢＣ１とし、後方を基本コードＢＣ２とする。
【００３６】
ユーザ１に対する拡散コードＣｏｄｅ１は、基本コードＢＣ１に基本コードＢＣ２の先頭からＷの部分を加えて作成される。また、ユーザ２に対する拡散コードＣｏｄｅ２は、基本コードＢＣ１の先頭からＷの部分を除いたものに基本コードＢＣ２の先頭から２×Ｗの部分を加えて作成される。すなわち、拡散コードＣｏｄｅ２は、基本コードＢＣ１、ＢＣ２において、拡散コードＣｏｄｅ１にあたる部分をＷだけ後方に移動（シフト）したものである。
【００３７】
同様に、ユーザ数をｋとすると、ユーザｉ（ｉ＝１、２、…、ｋ）に対する拡散コードＣｏｄｅｉは、基本コードＢＣ１の先頭から（ｉ−１）×Ｗの部分を除いたものに基本コードＢＣ２の先頭からｉ×Ｗの部分を加えて作成される。各拡散コードＣｏｄｅｉは、Ｌｍ＝Ｐ＋Ｗ（チップ）の長さである。
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、送信側が基地局装置、受信側が通信端末装置とする。また、以下の説明では、遅延波を考慮しない。また、以下の説明において図１に示した方法にて生成された拡散コードを「シフトコード」という。
【００３９】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る通信端末装置と無線通信を行う基地局装置から送信されるデータのスロット構成図である。図２に示すように、スロットの略中央に既知シンボルが挿入される。この既知シンボルは、図１に示した方法にて生成された拡散コードである。また、データ部には各ユーザ固有の拡散コードが乗算される。
【００４０】
基地局装置は、通信中の各通信端末装置（ユーザ）に対して、図２のスロット構成をもつ信号を多重して送信する。また、制御信号の送受信により基本コードとシフト量は、予め各通信端末装置に通知される。
【００４１】
図３は、本実施の形態に係る通信端末装置の構成を示すブロック図である。なお、図３では、通信端末装置の受信側の構成を示し、送信側の構成を省略する。
【００４２】
受信アンテナ１０１は、基地局装置から送信された無線信号を受信する。受信ＲＦ部１０２は、受信アンテナ１０１の受信信号に、後述する発振器１２３にて発振されたローカル信号を乗算し、受信信号の周波数をベースバンドに変換する。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換器１０３は、受信ＲＦ部１０２から出力されたベースバンド信号（以下、「受信ベースバンド信号」という）の同相成分（Ｉ−ｃｈ）に対してＡ／Ｄ変換を行う。同様に、Ａ／Ｄ変換器１０４は、受信ベースバンド信号の直交成分（Ｑ−ｃｈ）に対してＡ／Ｄ変換を行う。
【００４４】
サーチャー１０５は、上記図１に示した基本コードを用いて、ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号の既知シンボル部の遅延プロファイルを作成し、相関値の電力が閾値を越えるタイミング（すなわち既知シンボルの受信タイミング）を検出し、コード数・種類判定部１０６に出力する。また、サーチャー１０５は、既知シンボルの受信タイミングによりデータ部の先頭の受信タイミングを算出し、相関器１０７及び同期検波部１１０に出力する。
【００４５】
コード数・種類判定部１０６は、サーチャー１０５からの既知シンボルの受信タイミングに基づいて、現在使用されているシフトコードの数および種類を判定し、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎ（ｎは２以上の自然数）に対して相関処理のタイミングを指示する。なお、コード数・種類判定部１０６におけるコード数および種類の判定の詳細については後述する。
【００４６】
相関器１０７は、サーチャー１０５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号のデータ部と所定の拡散コード（自装置に割り当てられた拡散コード）との相関をとり、相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部を同期検波部１１０に出力する。
【００４７】
相関器１０８−１〜ｎは、それぞれコード数・種類判定部１０６からの指示に従って、受信ベースバンド信号の既知シンボル前半部とシフトコードとの相関値（以下、「シンボル前半部相関値」という）を計算する。同様に、相関器１０９−１〜ｎは、それぞれコード数・種類判定部１０６からの指示に従って、受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードとの相関値（以下、「シンボル後半部相関値」という）を計算する。
【００４８】
同期検波部１１０は、サーチャー１０５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部に対して同期検波処理を行い、復調部１１１に出力する。復調部１１１は、同期検波された受信ベースバンド信号のデータ部に対して復調処理を行い、受信データを取り出す。
【００４９】
加算器１１２は、相関器１０８−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル前半部相関値の同相成分を加算する。同様に、加算器１１３は、相関器１０８−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル前半部相関値の直交成分を加算する。
【００５０】
加算器１１４は、相関器１０９−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル後半部相関値の同相成分を加算する。同様に、加算器１１５は、相関器１０９−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル後半部相関値の直交成分を加算する。
【００５１】
遅延部１１６は、加算器１１２にて加算されたシンボル前半部相関値の同相成分を所定量遅延させた後、複素相関演算部１１８に出力する。同様に、遅延部１１７は、加算器１１３にて加算されたシンボル前半部相関値の直交成分を所定量遅延させた後、複素相関演算部１１８に出力する。
【００５２】
複素相関演算部１１８は、加算後のシンボル前半部相関値の同相成分と加算後のシンボル後半部相関値の同相成分とを用いて複素相関処理を行う。また、複素相関演算部１１８は、加算後のシンボル前半部相関値の直交成分と加算後のシンボル後半部相関値の直交成分とを用いて複素相関処理を行う。
【００５３】
位相推定部１１９は、複素相関演算部１１８から出力された複素相関処理後の相関値の同相成分および直交成分を用いて単位時間当りの位相回転量を推定する。なお、位相推定部１１９における位相回転量の推定の詳細については後述する。
【００５４】
平滑化部１２０は、位相推定部１１９により推定された位相回転量を平滑化して周波数オフセットを算出する。制御電圧変換部１２１は、算出された周波数オフセットを補償すべく、発振器１２３にかける所定の制御電圧をもった信号をＤ／Ａ変換器１２２に出力する。Ｄ／Ａ変換器１２２は、制御電圧変換部１２１から出力された信号をアナログ信号に変換する。発振器１２３は、Ｄ／Ａ変換器１２２の出力信号の電圧に応じた周波数のローカル信号を発振する。
【００５５】
次に、図１に示した通信端末装置におけるＡＦＣの動作について説明する。
【００５６】
基地局装置から送信された無線信号は、受信アンテナ１０１に受信され、受信ＲＦ部１０２にて、発振器１２３にて発振されたローカル信号が乗算されてベースバンドの周波数に変換される。
【００５７】
受信ベースバンド信号の同相成分は、Ａ／Ｄ変換器１０３にてディジタル信号に変換され、受信ベースバンド信号の直交成分は、Ａ／Ｄ変換器１０４にてディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号は、サーチャー１０５、相関器１０７、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎに出力される。
【００５８】
サーチャー１０５では、上記図１に示した基本コードにより、ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号の既知シンボル部の遅延プロファイルが作成され、既知シンボルの受信タイミングが検出され、コード数・種類判定部１０６にて、現在使用されているシフトコードの数および種類を判定される。
【００５９】
相関器１０７では、データ部の先頭の受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号のデータ部と所定の拡散コード（自装置に割り当てられた拡散コード）との相関がとられる。そして、同期検波部１１０にて、データ部の先頭の受信タイミングに基づいて、相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部に対して同期検波処理が行われ、復調部１１１にて、同期検波された受信ベースバンド信号のデータ部に対して復調処理が行われ、受信データが取り出される。
【００６０】
また、相関器１０８−１〜ｎでは、それぞれ受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードとにより、シンボル前半部相関値が計算される。同様に、相関器１０９−１〜ｎでは、それぞれ受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードとにより、シンボル後半部相関値が計算される。
【００６１】
各相関器１０８−１〜ｎにて計算されたシンボル前半部相関値の同相成分および直交成分は加算器１１２、１１３にて加算され、遅延部１１６、１１７にて所定量遅延させられる。各相関器１０９−１〜ｎにて計算されたシンボル後半部相関値の同相成分および直交成分は加算器１１４、１１５にて加算される。
【００６２】
そして、複素相関演算部１１８では、加算後のシンボル前半部相関値の同相成分と加算後のシンボル後半部相関値の同相成分とにより、および、加算後のシンボル前半部相関値の直交成分と加算後のシンボル後半部相関値の直交成分とにより複素相関処理が行われる。
【００６３】
そして、位相推定部１１９では、複素相関処理後の相関値の同相成分および直交成分により単位時間当りの位相回転量が推定され、平滑化部１２０では、位相回転量が平滑化されて周波数オフセットが算出される。算出された周波数オフセットは制御電圧変換部１２１に出力される。
【００６４】
制御電圧変換部１２１では、算出された周波数オフセットを補償すべく、所定の制御電圧をもった信号がＤ／Ａ変換器１２２に出力され、アナログ信号に変換された後、発振器１２３に出力される。発振器１２３では、Ｄ／Ａ変換器１２２の出力信号の電圧に応じた周波数のローカル信号が発振される。
【００６５】
次に、コード数・種類判定部１０６におけるコード数および種類の判定の詳細について、図４の遅延プロファイルを示す図を用いて説明する。図４は、本実施の形態に係る通信端末装置にて作成される遅延プロファイルを示す図である。図４において、横軸は時間であり、縦軸は電力である。
【００６６】
基地局装置が、複数の通信端末装置に対して上記図２に示したデータを多重送信している場合に、通信端末装置の受信側で基本コードを用いて受信ベースバンド信号の既知シンボル部の遅延プロファイルを作成すると、閾値を越えるピークが、現在通信を行っている通信端末装置の数だけ検出される。
【００６７】
そして、基地局装置がシフトコードＣｏｄｅｉを用いて通信端末装置と無線通信を行っている場合、基地局装置がデータを送信した時刻を０として、時刻（ｉ−１）×Ｗから時刻ｉ×Ｗ未満の時間帯Ｔｉの範囲内に閾値を越えるピークが表れる。
【００６８】
例えば、図４の場合、Ｔ１およびＴ３の範囲内において閾値を越えるピークＰ１、Ｐ３が表れているので、基地局装置は、シフトコードＣｏｄｅ１およびシフトコードＣｏｄｅ３を用いて通信端末装置と無線通信を行っていることが判る。
【００６９】
コード数・種類判定部１０６は、閾値を越えるピークの数に基づいて現在基地局装置が無線通信を行っている通信端末装置の数を判定し、そのピークのタイミングが属する時間帯に基づいて、基地局装置が送信信号の既知シンボルに用いているシフトコードを判定する。
【００７０】
そして、図４の場合、コード数・種類判定部１０６は、相関器１０８−１に対して時刻Ｐ１を相関処理のタイミングとして指示し、相関器１０８−２に対して時刻Ｐ３を相関処理のタイミングとして指示する。また、コード数・種類判定部１０６は、既知シンボル部の長さをｔｋとすると、相関器１０９−１に対して時刻（Ｐ１＋ｔｋ／２）を相関処理のタイミングとして指示し、相関器１０９−２に対して時刻（Ｐ３＋ｔｋ／２）を相関処理のタイミングとして指示する。
【００７１】
次に、位相推定部１１９における位相回転量の推定の詳細について、図５の位相回転量を示す図を用いて説明する。図５は、本実施の形態に係る通信端末装置にて推定される位相回転量を示す図である。図５では、相関値をＩＱ平面上にベクトルで表わす。
【００７２】
図５（ａ）において、ベクトル２０１は受信ベースバンド信号の既知シンボル前半部とシフトコードＣｏｄｅ１とのシンボル前半部相関値であり、ベクトル２０２は受信ベースバンド信号の既知シンボル前半部とシフトコードＣｏｄｅ３とのシンボル前半部相関値であり、ベクトル２０３はベクトル２０１とベクトル２０２とを加算した合成ベクトルである。
【００７３】
また、図５（ｂ）において、ベクトル２１１は受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードＣｏｄｅ１とのシンボル後半部相関値であり、ベクトル２１２は受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードＣｏｄｅ３とのシンボル後半部相関値であり、ベクトル２１３はベクトル２１１とベクトル２１２とを加算した合成ベクトルである。
【００７４】
そして、図５（ｃ）において、合成ベクトル２０３と合成ベクトル２１３との角度差θは位相回転量を示す。位相推定部１１９は、複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定する。
【００７５】
このように、送信側がコードシフトにより得られた拡散コードからなる既知シンボルを送信データに挿入して多重送信することにより、受信側が複数の既知シンボルの相関値を算出することができる。
【００７６】
ここで、相関をとった既知シンボルに影響を及ぼす拡散コードの相互相関やノイズはランダムであるため、複数の既知シンボルの相関値を加算することにより、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響は抑圧される。
【００７７】
従って、送信側がコードシフトにより得られた拡散コードからなる既知シンボルを送信データに挿入して多重送信し、受信側が複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することにより、既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００７８】
なお、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎの個数ｎは、同時に通信可能なコード数と等しいことが望ましいが、本発明は、各相関器の個数がコード数より少なくても成立する。この場合、コード数・種類判定部１０６が、現在使用されているシフトコードの中でピークの高いものを順に選択して、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎに対して相関処理のタイミングを指示する。
【００７９】
（実施の形態２）
ここで、上記実施の形態１において、基地局装置と現在通信を行っている通信端末装置が１つだけである場合には既知シンボルの相関値を加算するという特徴を活かすことができず、しかも、時間的に近い既知シンボル部の前半部と後半部とで位相回転量を推定しているため、むしろ従来に比べて位相回転量の推定精度が劣化してしまうと考えられる。
【００８０】
実施の形態２では、上記の問題を解決すべく、現在使用されているシフトコードの数によって位相回転量の推定に用いる相関値を切替える場合について説明する。
【００８１】
図６は、本発明の実施の形態２に係る通信端末装置の構成を示すブロック図である。なお、図６に示す通信端末装置において、図３に示した通信端末装置と共通する構成部分には図３と同一符号を付して説明を省略する。
【００８２】
図６に示す通信端末装置は、コード数・種類判定部３０１の機能が、図３に示した通信端末装置のコード数・種類判定部１０６と異なる。また、図６に示す通信端末装置は、図３に示した通信端末装置と比較して、相関器３０２、３０３および切替え部３０４を追加した構成をとる。
【００８３】
サーチャー１０５は、相関値の電力が閾値を越えるタイミング（すなわち既知シンボルの受信タイミング）を検出し、コード数・種類判定部３０１に出力する。
【００８４】
コード数・種類判定部３０１は、サーチャー１０５からの既知シンボルの受信タイミングに基づいて、現在使用されているシフトコードの数および種類を判定する。そして、コード数・種類判定部３０１は、現在使用されているシフトコードの数が複数である場合、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎ（ｎは２以上の自然数）に対して相関処理のタイミングを指示し、単数である場合、相関器３０２に対して相関処理のタイミングを指示し、相関器３０３に対して相関処理の実行を指示する。
【００８５】
また、コード数・種類判定部３０１は、現在使用されているシフトコードの数に基づいて、切替え部３０４に対してスイッチの切替え制御を行う。具体的には、現在使用されているシフトコードの数が複数である場合、加算器１１２と遅延器１１６、加算器１１３と複素相関演算部１１８、加算器１１４と遅延器１１７および加算器１１５と複素相関演算部１１８とをそれぞれ接続するように切替え制御を行う。一方、現在使用されているシフトコードの数が単数である場合、相関器３０２と遅延器１１６、相関器３０２と複素相関演算部１１８、相関器３０３と遅延器１１７および相関器３０３と複素相関演算部１１８とをそれぞれ接続するように切替え制御を行う。
【００８６】
相関器３０２は、コード数・種類判定部３０１からの指示に従って、受信ベースバンド信号の既知シンボル部全体とシフトコードとの相関値（以下、「シンボル全体相関値」という）を計算する。
【００８７】
相関器３０３は、コード数・種類判定部３０１からの指示に従って、受信した同期用制御チャネルの受信信号と当該制御チャネルの拡散コードとの相関値（以下、「制御チャネル相関値」という）を計算する。
【００８８】
切替え部３０４は、上記のコード数・種類判定部３０１の制御に従って接続の切替えを行う。
【００８９】
この結果、位相推定部１１９は、現在使用されているシフトコードの数が単数である場合、シンボル全体相関値と同期用制御チャネル相関値の角度差から位相回転量を推定する。
【００９０】
このように、現在使用されているシフトコードの数によって位相回転量の推定に用いる相関値を切替えることにより、シフトコードの数が複数である場合には上記実施の形態１と同様の効果を得ることができ、シフトコードの数が単数である場合でも安定したＡＦＣを行うことができる。
【００９１】
ここで、全セルにおいて共通な同期用制御チャネルを用いた場合、誤って他セルの制御チャネルを用いて位相回転量を推定しまう可能性があり、この場合には、周波数オフセットの引き込み精度が大きく劣化してしまう。そこで、各セル固有の同期用制御チャネルを用いて位相回転量を推定することにより、システムの安定性が向上する。
【００９２】
また、同期用制御チャネルは、スロットの先頭に対するオフセット量がセルによって異なり、同期用制御チャネルの位置が既知シンボル部の位置と時間的に近い場合がある。この場合、実施の形態１で示したように既知シンボル部の前半部と後半部とで位相回転量を推定する方が精度良くＡＦＣを行うことができる。そこで、通信端末装置が、回線が確立するまでに同期用制御チャネルの位置を知り、同期用制御チャネルの位置と既知シンボル部との位置関係に基づいて位相回転量の推定に用いる信号を適宜切替えることにより、常にある程度の安定したＡＦＣを実現することができる。
【００９３】
なお、上記各実施の形態とスペースダイバーシチ受信、パスダイバーシチ受信とを組み合わせることにより、さらに安定し、高精度なＡＦＣを行うことができる。
【００９４】
また、上記各実施の形態では、送信側が基地局装置、受信側が通信端末装置として説明したが、本発明は受信側が基地局装置、送信側が通信端末装置の場合であっても適用することができる。
【００９５】
また、上記各実施の形態では、説明を簡単にするために遅延波を考慮していないが、本発明は、受信装置においてチャネル推定やＲＡＫＥ合成等を行う構成部分を備えることにより、遅延波が存在する伝播環境においても上記の効果を得ることができる。
【００９６】
また、上記各実施の形態において、他のタイムスロットにおける既知シンボルの相関値も加算して複素相関演算を行い、位相回転量を推定することにより、さらに、拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することでき、より高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数の既知シンボルの相関値を加算することができるので、拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧して既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に用いられる既知シンボル部の拡散コードの生成方法を説明する図
【図２】本発明の実施の形態１に係る通信端末装置と無線通信を行う基地局装置から送信されるデータのスロット構成図
【図３】上記実施の形態に係る通信端末装置の構成を示すブロック図
【図４】上記実施の形態に係る通信端末装置にて作成される遅延プロファイルを示す図
【図５】上記実施の形態に係る通信端末装置にて推定される位相回転量を示す図
【図６】本発明の実施の形態２に係る通信端末装置の構成を示すブロック図
【図７】送信装置から送信されるデータのスロット構成を示す図
【図８】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０２ 受信ＲＦ部
１０５ サーチャー
１０６、３０１ コード数・種類判定部
１０７、１０８、１０９、３０２、３０３ 相関器
１１２〜１１５ 加算器
１１８ 複素相関演算部
１１９ 位相推定部
１２１ 制御電圧変換部
１２３ 発振器
３０４ 切替え部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ方式の無線通信システムに用いられる受信装置及び自動周波数制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話や自動車電話等の無線通信システムが急速に普及してきている。この無線通信システムの通信端末装置では、受信側装置において、送信側装置とのキャリア周波数のずれを補償するために自動周波数制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ；以下、「ＡＦＣ」という）を行っている。
【０００３】
以下、従来の受信装置について、図７、図８を参照して説明する。図７は、送信装置から送信されるデータのスロット構成を示す図である。図８は、従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００４】
送信装置（図示しない）は、図７に示すように、それぞれＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢにより拡散された既知シンボル１１および既知シンボル１２を含む信号を送信する。ただし、ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのコード長を、それぞれｔＣＡおよびｔＣＢとし、既知シンボル１１と既知シンボル１２との間隔をｔｇａｐとする。
【０００５】
送信装置から送信された信号は、図８に示す受信装置によりアンテナ２１を介して受信される。図８において、アンテナ２１に受信された信号（受信信号）は、受信ＲＦ部２２により、キャリア周波数からベースバンドに周波数変換される。このとき、受信ＲＦ部２２では後述する発振器３８から発振されたローカル信号が用いられる。受信ＲＦ部２２から出力されたベースバンド信号（受信ベースバンド信号）の同相成分（Ｉ−ｃｈ）および直交成分（Ｑ−ｃｈ）は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２３およびＡ／Ｄ変換器２４により、ディジタル信号に変換され、サーチャー２５、相関器２６、相関器２７および相関器２８に出力される。
【０００６】
サーチャー２５では、ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号と既知コードであるＣｏｄｅＡとの相関がとられ、相関値の電力が閾値を越えるタイミング（すなわちＣｏｄｅＡの受信タイミング）ｔＡが検出される。また、サーチャー２５では、ｔＡ＋ｔｇａｐによりＣｏｄｅＢの受信タイミングｔＢが算出される。また、サーチャー２５では、ｔＡ＋ｔＣＡ／２によりデータ部の先頭の受信タイミングｔＤａｔａが算出される。
【０００７】
サーチャー２５から相関器２６及び同期検波部２９に対してデータ部の先頭の受信タイミングが出力され、サーチャー２５から相関器２７に対してＣｏｄｅＡの受信タイミングが出力され、サーチャー２５から相関器２８に対してＣｏｄｅＢの受信タイミングが出力される。
【０００８】
相関器２６では、サーチャー２５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号のデータ部と所定の拡散コード（当該受信装置に割り当てられた拡散コード）との相関がとられる。相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部は、同期検波部２９に出力される。
【０００９】
相関器２７では、サーチャー２５からのＣｏｄｅＡの受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号の既知シンボル１１とＣｏｄｅＡとの相関がとられる。同様に、相関器２８では、サーチャー２５からのＣｏｄｅＢの受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号の既知シンボル１２とＣｏｄｅＢとの相関がとられる。
【００１０】
同期検波部２９では、サーチャー２５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、相関処理された受信ベースバンド信号のデータ部に対して同期検波処理が行われる。同期検波後の受信ベースバンド信号のデータ部は、復調部３０にて復調され、受信データが取り出される。
【００１１】
相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１の同相成分は、遅延部３１によりｔＡＢ（＝ｔＣＡ／２＋ｔｇａｐ＋ｔＣＢ／２；図７参照）だけ遅延された後複素相関演算部３３に出力される。同様に、相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１の直交成分は、遅延部３２によりｔＡＢ（＝ｔＣＡ／２＋ｔｇａｐ＋ｔＣＢ／２）だけ遅延された後複素相関演算部３３に出力される。相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１２の同相成分および直交成分は、それぞれ複素相関演算部３３に出力される。
【００１２】
複素相関演算部３３では、相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１および既知シンボル１２の同相成分を用いた複素相関処理が行われる。また、複素相関演算部３３では、相関処理された受信ベースバンド信号の既知シンボル１１および既知シンボル１２の直交成分を用いた複素相関処理が行われる。複素相関処理後の受信ベースバンド信号の同相成分および直交成分は位相推定部３４に出力される。
【００１３】
位相推定部３４では、複素相関演算部３３から出力された複素相関処理後の受信ベースバンド信号の同相成分および直交成分を用いて単位時間当りの位相回転量が推定される。平滑化部３５では、位相推定部３４により推定された位相回転量を用いて周波数オフセットが算出される。算出された周波数オフセットは、制御電圧変換部３６に出力される。
【００１４】
制御電圧変換部３６では、算出された周波数オフセットを補償すべく、発振器３８にかけられる所定の制御電圧をもった信号が出力される。この制御電圧変換部３６から出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器３７によりアナログ信号に変換された後、発振器３８に出力される。これにより、周波数オフセットを補償するように発振器３８におけるローカル信号の周波数が制御される。
【００１５】
このように、上記従来の受信装置は、受信信号中の既知シンボル間の位相回転量を推定して周波数オフセットを算出し、周波数オフセットを補償するようにＡＦＣを行っている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、相関をとった後の既知シンボルには拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響等があるため、上記従来の受信装置は、既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することが困難であり、ＡＦＣの精度が劣化してしまうという問題を有している。
【００１７】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧して既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる受信装置及び自動周波数制御方法を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信装置は、所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出するサーチ手段と、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数および種類を判定する判定手段と、前記既知シンボルの前半が挿入されている受信信号部分と前記判定手段にて時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第２相関値および前記既知シンボルの後半部と前記判定された既知シンボルとの相関値である第３相関値を算出する相関値算出手段と、前記第２相関値の加算結果と前記第３相関値の加算結果との位相差から位相回転量を推定する位相回転量推定手段と、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する周波数制御手段と、を具備する構成を採る。
【００２２】
これらの構成により、複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することができるので、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００２３】
本発明の受信装置は、相関値算出手段は、既知シンボルが挿入されている受信信号部分と判定手段にて時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第４相関値および受信信号と制御チャネルの拡散コードとの相関値である第５相関値を算出し、位相回転量推定手段は、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合、前記第４相関値と前記第５相関値との位相差から位相回転量を推定する構成を採る。
【００２４】
この構成により、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合でも安定したＡＦＣを行うことができる。
【００２５】
本発明の受信装置は、相関値算出手段は、セル固有の制御チャネルを用いて第５相関値を算出する構成を採る。
【００２６】
この構成により、誤って他セルの制御チャネルを用いて位相回転量を推定しまうことがないので、システムの安定性が向上する。
【００２７】
本発明の受信装置は、位相回転量推定手段は、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合であっても、制御チャネルと既知シンボルが時間的に近い場合には、前記第２相関値と前記第３相関値との位相差から位相回転量を推定する構成を採る。
【００２８】
この構成により、時間多重されている既知シンボルが１であり、制御チャネルと既知シンボルが時間的に近い場合であっても、ある程度の安定したＡＦＣを実現することができる。
【００２９】
本発明の通信端末装置は、上記いずれかに記載の受信装置を搭載する構成を採る。また、本発明の基地局装置は、上記のいずれかに記載の受信装置を搭載する構成を採る。
【００３０】
これらの構成により、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することができ、高精度なＡＦＣを実現することができるので、高品質な無線通信を行うことができる。
【００３１】
本発明の自動周波数制御方法は、所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出する工程と、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数、種類および相関処理のタイミングを判定する工程と、前記判定された既知シンボルの数、種類および相関処理のタイミングに基づいて、時間多重された１又は複数の受信信号の相関値を算出する工程と、前記相関値の加算値を用いて位相回転量を推定する工程と、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する工程と、を具備する方法をとる。また、本発明の自動周波数制御方法は、所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出し、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数および種類を判定し、既知シンボルの前半が挿入されている受信信号部分と時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第２相関値および前記既知シンボルの後半部と前記判定された既知シンボルとの相関値である第３相関値を算出し、前記第２相関値の加算結果と前記第３相関値の加算結果との位相差から位相回転量を推定し、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する方法をとる。
【００３２】
この方法により、複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することができるので、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、送信側がコードシフトにより得られた拡散コードからなる既知シンボルを送信データに挿入して多重送信し、受信側が複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することである。
【００３４】
ここで、各実施の形態の説明に入る前に、まず、図１を用いて、本発明において送信側が送信データに挿入する既知シンボル部の拡散コードの生成方法について説明する。
【００３５】
図１において、基本コードの長さをＰ（チップ）、無線回線の最大遅延プロファイル長をＷ（チップ）とする。また、同一の基本コードを２つ直列的に並べ、前方を基本コードＢＣ１とし、後方を基本コードＢＣ２とする。
【００３６】
ユーザ１に対する拡散コードＣｏｄｅ１は、基本コードＢＣ１に基本コードＢＣ２の先頭からＷの部分を加えて作成される。また、ユーザ２に対する拡散コードＣｏｄｅ２は、基本コードＢＣ１の先頭からＷの部分を除いたものに基本コードＢＣ２の先頭から２×Ｗの部分を加えて作成される。すなわち、拡散コードＣｏｄｅ２は、基本コードＢＣ１、ＢＣ２において、拡散コードＣｏｄｅ１にあたる部分をＷだけ後方に移動（シフト）したものである。
【００３７】
同様に、ユーザ数をｋとすると、ユーザｉ（ｉ＝１、２、…、ｋ）に対する拡散コードＣｏｄｅｉは、基本コードＢＣ１の先頭から（ｉ−１）×Ｗの部分を除いたものに基本コードＢＣ２の先頭からｉ×Ｗの部分を加えて作成される。各拡散コードＣｏｄｅｉは、Ｌｍ＝Ｐ＋Ｗ（チップ）の長さである。
【００３８】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明では、送信側が基地局装置、受信側が通信端末装置とする。また、以下の説明では、遅延波を考慮しない。また、以下の説明において図１に示した方法にて生成された拡散コードを「シフトコード」という。
【００３９】
（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る通信端末装置と無線通信を行う基地局装置から送信されるデータのスロット構成図である。図２に示すように、スロットの略中央に既知シンボルが挿入される。この既知シンボルは、図１に示した方法にて生成された拡散コードである。また、データ部には各ユーザ固有の拡散コードが乗算される。
【００４０】
基地局装置は、通信中の各通信端末装置（ユーザ）に対して、図２のスロット構成をもつ信号を多重して送信する。また、制御信号の送受信により基本コードとシフト量は、予め各通信端末装置に通知される。
【００４１】
図３は、本実施の形態に係る通信端末装置の構成を示すブロック図である。なお、図３では、通信端末装置の受信側の構成を示し、送信側の構成を省略する。
【００４２】
受信アンテナ１０１は、基地局装置から送信された無線信号を受信する。受信ＲＦ部１０２は、受信アンテナ１０１の受信信号に、後述する発振器１２３にて発振されたローカル信号を乗算し、受信信号の周波数をベースバンドに変換する。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換器１０３は、受信ＲＦ部１０２から出力されたベースバンド信号（以下、「受信ベースバンド信号」という）の同相成分（Ｉ−ｃｈ）に対してＡ／Ｄ変換を行う。同様に、Ａ／Ｄ変換器１０４は、受信ベースバンド信号の直交成分（Ｑ−ｃｈ）に対してＡ／Ｄ変換を行う。
【００４４】
サーチャー１０５は、上記図１に示した基本コードを用いて、ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号の既知シンボル部の遅延プロファイルを作成し、相関値の電力が閾値を越えるタイミング（すなわち既知シンボルの受信タイミング）を検出し、コード数・種類判定部１０６に出力する。また、サーチャー１０５は、既知シンボルの受信タイミングによりデータ部の先頭の受信タイミングを算出し、相関器１０７及び同期検波部１１０に出力する。
【００４５】
コード数・種類判定部１０６は、サーチャー１０５からの既知シンボルの受信タイミングに基づいて、現在使用されているシフトコードの数および種類を判定し、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎ（ｎは２以上の自然数）に対して相関処理のタイミングを指示する。なお、コード数・種類判定部１０６におけるコード数および種類の判定の詳細については後述する。
【００４６】
相関器１０７は、サーチャー１０５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号のデータ部と所定の拡散コード（自装置に割り当てられた拡散コード）との相関をとり、相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部を同期検波部１１０に出力する。
【００４７】
相関器１０８−１〜ｎは、それぞれコード数・種類判定部１０６からの指示に従って、受信ベースバンド信号の既知シンボル前半部とシフトコードとの相関値（以下、「シンボル前半部相関値」という）を計算する。同様に、相関器１０９−１〜ｎは、それぞれコード数・種類判定部１０６からの指示に従って、受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードとの相関値（以下、「シンボル後半部相関値」という）を計算する。
【００４８】
同期検波部１１０は、サーチャー１０５からのデータ部の先頭の受信タイミングに基づいて、相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部に対して同期検波処理を行い、復調部１１１に出力する。復調部１１１は、同期検波された受信ベースバンド信号のデータ部に対して復調処理を行い、受信データを取り出す。
【００４９】
加算器１１２は、相関器１０８−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル前半部相関値の同相成分を加算する。同様に、加算器１１３は、相関器１０８−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル前半部相関値の直交成分を加算する。
【００５０】
加算器１１４は、相関器１０９−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル後半部相関値の同相成分を加算する。同様に、加算器１１５は、相関器１０９−１〜ｎにてそれぞれ算出されたシンボル後半部相関値の直交成分を加算する。
【００５１】
遅延部１１６は、加算器１１２にて加算されたシンボル前半部相関値の同相成分を所定量遅延させた後、複素相関演算部１１８に出力する。同様に、遅延部１１７は、加算器１１３にて加算されたシンボル前半部相関値の直交成分を所定量遅延させた後、複素相関演算部１１８に出力する。
【００５２】
複素相関演算部１１８は、加算後のシンボル前半部相関値の同相成分と加算後のシンボル後半部相関値の同相成分とを用いて複素相関処理を行う。また、複素相関演算部１１８は、加算後のシンボル前半部相関値の直交成分と加算後のシンボル後半部相関値の直交成分とを用いて複素相関処理を行う。
【００５３】
位相推定部１１９は、複素相関演算部１１８から出力された複素相関処理後の相関値の同相成分および直交成分を用いて単位時間当りの位相回転量を推定する。なお、位相推定部１１９における位相回転量の推定の詳細については後述する。
【００５４】
平滑化部１２０は、位相推定部１１９により推定された位相回転量を平滑化して周波数オフセットを算出する。制御電圧変換部１２１は、算出された周波数オフセットを補償すべく、発振器１２３にかける所定の制御電圧をもった信号をＤ／Ａ変換器１２２に出力する。Ｄ／Ａ変換器１２２は、制御電圧変換部１２１から出力された信号をアナログ信号に変換する。発振器１２３は、Ｄ／Ａ変換器１２２の出力信号の電圧に応じた周波数のローカル信号を発振する。
【００５５】
次に、図１に示した通信端末装置におけるＡＦＣの動作について説明する。
【００５６】
基地局装置から送信された無線信号は、受信アンテナ１０１に受信され、受信ＲＦ部１０２にて、発振器１２３にて発振されたローカル信号が乗算されてベースバンドの周波数に変換される。
【００５７】
受信ベースバンド信号の同相成分は、Ａ／Ｄ変換器１０３にてディジタル信号に変換され、受信ベースバンド信号の直交成分は、Ａ／Ｄ変換器１０４にてディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号は、サーチャー１０５、相関器１０７、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎに出力される。
【００５８】
サーチャー１０５では、上記図１に示した基本コードにより、ディジタル信号に変換された受信ベースバンド信号の既知シンボル部の遅延プロファイルが作成され、既知シンボルの受信タイミングが検出され、コード数・種類判定部１０６にて、現在使用されているシフトコードの数および種類を判定される。
【００５９】
相関器１０７では、データ部の先頭の受信タイミングに基づいて、受信ベースバンド信号のデータ部と所定の拡散コード（自装置に割り当てられた拡散コード）との相関がとられる。そして、同期検波部１１０にて、データ部の先頭の受信タイミングに基づいて、相関処理後の受信ベースバンド信号のデータ部に対して同期検波処理が行われ、復調部１１１にて、同期検波された受信ベースバンド信号のデータ部に対して復調処理が行われ、受信データが取り出される。
【００６０】
また、相関器１０８−１〜ｎでは、それぞれ受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードとにより、シンボル前半部相関値が計算される。同様に、相関器１０９−１〜ｎでは、それぞれ受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードとにより、シンボル後半部相関値が計算される。
【００６１】
各相関器１０８−１〜ｎにて計算されたシンボル前半部相関値の同相成分および直交成分は加算器１１２、１１３にて加算され、遅延部１１６、１１７にて所定量遅延させられる。各相関器１０９−１〜ｎにて計算されたシンボル後半部相関値の同相成分および直交成分は加算器１１４、１１５にて加算される。
【００６２】
そして、複素相関演算部１１８では、加算後のシンボル前半部相関値の同相成分と加算後のシンボル後半部相関値の同相成分とにより、および、加算後のシンボル前半部相関値の直交成分と加算後のシンボル後半部相関値の直交成分とにより複素相関処理が行われる。
【００６３】
そして、位相推定部１１９では、複素相関処理後の相関値の同相成分および直交成分により単位時間当りの位相回転量が推定され、平滑化部１２０では、位相回転量が平滑化されて周波数オフセットが算出される。算出された周波数オフセットは制御電圧変換部１２１に出力される。
【００６４】
制御電圧変換部１２１では、算出された周波数オフセットを補償すべく、所定の制御電圧をもった信号がＤ／Ａ変換器１２２に出力され、アナログ信号に変換された後、発振器１２３に出力される。発振器１２３では、Ｄ／Ａ変換器１２２の出力信号の電圧に応じた周波数のローカル信号が発振される。
【００６５】
次に、コード数・種類判定部１０６におけるコード数および種類の判定の詳細について、図４の遅延プロファイルを示す図を用いて説明する。図４は、本実施の形態に係る通信端末装置にて作成される遅延プロファイルを示す図である。図４において、横軸は時間であり、縦軸は電力である。
【００６６】
基地局装置が、複数の通信端末装置に対して上記図２に示したデータを多重送信している場合に、通信端末装置の受信側で基本コードを用いて受信ベースバンド信号の既知シンボル部の遅延プロファイルを作成すると、閾値を越えるピークが、現在通信を行っている通信端末装置の数だけ検出される。
【００６７】
そして、基地局装置がシフトコードＣｏｄｅｉを用いて通信端末装置と無線通信を行っている場合、基地局装置がデータを送信した時刻を０として、時刻（ｉ−１）×Ｗから時刻ｉ×Ｗ未満の時間帯Ｔｉの範囲内に閾値を越えるピークが表れる。
【００６８】
例えば、図４の場合、Ｔ１およびＴ３の範囲内において閾値を越えるピークＰ１、Ｐ３が表れているので、基地局装置は、シフトコードＣｏｄｅ１およびシフトコードＣｏｄｅ３を用いて通信端末装置と無線通信を行っていることが判る。
【００６９】
コード数・種類判定部１０６は、閾値を越えるピークの数に基づいて現在基地局装置が無線通信を行っている通信端末装置の数を判定し、そのピークのタイミングが属する時間帯に基づいて、基地局装置が送信信号の既知シンボルに用いているシフトコードを判定する。
【００７０】
そして、図４の場合、コード数・種類判定部１０６は、相関器１０８−１に対して時刻Ｐ１を相関処理のタイミングとして指示し、相関器１０８−２に対して時刻Ｐ３を相関処理のタイミングとして指示する。また、コード数・種類判定部１０６は、既知シンボル部の長さをｔｋとすると、相関器１０９−１に対して時刻（Ｐ１＋ｔｋ／２）を相関処理のタイミングとして指示し、相関器１０９−２に対して時刻（Ｐ３＋ｔｋ／２）を相関処理のタイミングとして指示する。
【００７１】
次に、位相推定部１１９における位相回転量の推定の詳細について、図５の位相回転量を示す図を用いて説明する。図５は、本実施の形態に係る通信端末装置にて推定される位相回転量を示す図である。図５では、相関値をＩＱ平面上にベクトルで表わす。
【００７２】
図５（ａ）において、ベクトル２０１は受信ベースバンド信号の既知シンボル前半部とシフトコードＣｏｄｅ１とのシンボル前半部相関値であり、ベクトル２０２は受信ベースバンド信号の既知シンボル前半部とシフトコードＣｏｄｅ３とのシンボル前半部相関値であり、ベクトル２０３はベクトル２０１とベクトル２０２とを加算した合成ベクトルである。
【００７３】
また、図５（ｂ）において、ベクトル２１１は受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードＣｏｄｅ１とのシンボル後半部相関値であり、ベクトル２１２は受信ベースバンド信号の既知シンボル後半部とシフトコードＣｏｄｅ３とのシンボル後半部相関値であり、ベクトル２１３はベクトル２１１とベクトル２１２とを加算した合成ベクトルである。
【００７４】
そして、図５（ｃ）において、合成ベクトル２０３と合成ベクトル２１３との角度差θは位相回転量を示す。位相推定部１１９は、複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定する。
【００７５】
このように、送信側がコードシフトにより得られた拡散コードからなる既知シンボルを送信データに挿入して多重送信することにより、受信側が複数の既知シンボルの相関値を算出することができる。
【００７６】
ここで、相関をとった既知シンボルに影響を及ぼす拡散コードの相互相関やノイズはランダムであるため、複数の既知シンボルの相関値を加算することにより、位相回転量の推定において拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響は抑圧される。
【００７７】
従って、送信側がコードシフトにより得られた拡散コードからなる既知シンボルを送信データに挿入して多重送信し、受信側が複数の既知シンボルの相関値を加算した値を用いて位相回転量を推定することにより、既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００７８】
なお、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎの個数ｎは、同時に通信可能なコード数と等しいことが望ましいが、本発明は、各相関器の個数がコード数より少なくても成立する。この場合、コード数・種類判定部１０６が、現在使用されているシフトコードの中でピークの高いものを順に選択して、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎに対して相関処理のタイミングを指示する。
【００７９】
（実施の形態２）
ここで、上記実施の形態１において、基地局装置と現在通信を行っている通信端末装置が１つだけである場合には既知シンボルの相関値を加算するという特徴を活かすことができず、しかも、時間的に近い既知シンボル部の前半部と後半部とで位相回転量を推定しているため、むしろ従来に比べて位相回転量の推定精度が劣化してしまうと考えられる。
【００８０】
実施の形態２では、上記の問題を解決すべく、現在使用されているシフトコードの数によって位相回転量の推定に用いる相関値を切替える場合について説明する。
【００８１】
図６は、本発明の実施の形態２に係る通信端末装置の構成を示すブロック図である。なお、図６に示す通信端末装置において、図３に示した通信端末装置と共通する構成部分には図３と同一符号を付して説明を省略する。
【００８２】
図６に示す通信端末装置は、コード数・種類判定部３０１の機能が、図３に示した通信端末装置のコード数・種類判定部１０６と異なる。また、図６に示す通信端末装置は、図３に示した通信端末装置と比較して、相関器３０２、３０３および切替え部３０４を追加した構成をとる。
【００８３】
サーチャー１０５は、相関値の電力が閾値を越えるタイミング（すなわち既知シンボルの受信タイミング）を検出し、コード数・種類判定部３０１に出力する。
【００８４】
コード数・種類判定部３０１は、サーチャー１０５からの既知シンボルの受信タイミングに基づいて、現在使用されているシフトコードの数および種類を判定する。そして、コード数・種類判定部３０１は、現在使用されているシフトコードの数が複数である場合、相関器１０８−１〜ｎおよび相関器１０９−１〜ｎ（ｎは２以上の自然数）に対して相関処理のタイミングを指示し、単数である場合、相関器３０２に対して相関処理のタイミングを指示し、相関器３０３に対して相関処理の実行を指示する。
【００８５】
また、コード数・種類判定部３０１は、現在使用されているシフトコードの数に基づいて、切替え部３０４に対してスイッチの切替え制御を行う。具体的には、現在使用されているシフトコードの数が複数である場合、加算器１１２と遅延器１１６、加算器１１３と複素相関演算部１１８、加算器１１４と遅延器１１７および加算器１１５と複素相関演算部１１８とをそれぞれ接続するように切替え制御を行う。一方、現在使用されているシフトコードの数が単数である場合、相関器３０２と遅延器１１６、相関器３０２と複素相関演算部１１８、相関器３０３と遅延器１１７および相関器３０３と複素相関演算部１１８とをそれぞれ接続するように切替え制御を行う。
【００８６】
相関器３０２は、コード数・種類判定部３０１からの指示に従って、受信ベースバンド信号の既知シンボル部全体とシフトコードとの相関値（以下、「シンボル全体相関値」という）を計算する。
【００８７】
相関器３０３は、コード数・種類判定部３０１からの指示に従って、受信した同期用制御チャネルの受信信号と当該制御チャネルの拡散コードとの相関値（以下、「制御チャネル相関値」という）を計算する。
【００８８】
切替え部３０４は、上記のコード数・種類判定部３０１の制御に従って接続の切替えを行う。
【００８９】
この結果、位相推定部１１９は、現在使用されているシフトコードの数が単数である場合、シンボル全体相関値と同期用制御チャネル相関値の角度差から位相回転量を推定する。
【００９０】
このように、現在使用されているシフトコードの数によって位相回転量の推定に用いる相関値を切替えることにより、シフトコードの数が複数である場合には上記実施の形態１と同様の効果を得ることができ、シフトコードの数が単数である場合でも安定したＡＦＣを行うことができる。
【００９１】
ここで、全セルにおいて共通な同期用制御チャネルを用いた場合、誤って他セルの制御チャネルを用いて位相回転量を推定しまう可能性があり、この場合には、周波数オフセットの引き込み精度が大きく劣化してしまう。そこで、各セル固有の同期用制御チャネルを用いて位相回転量を推定することにより、システムの安定性が向上する。
【００９２】
また、同期用制御チャネルは、スロットの先頭に対するオフセット量がセルによって異なり、同期用制御チャネルの位置が既知シンボル部の位置と時間的に近い場合がある。この場合、実施の形態１で示したように既知シンボル部の前半部と後半部とで位相回転量を推定する方が精度良くＡＦＣを行うことができる。そこで、通信端末装置が、回線が確立するまでに同期用制御チャネルの位置を知り、同期用制御チャネルの位置と既知シンボル部との位置関係に基づいて位相回転量の推定に用いる信号を適宜切替えることにより、常にある程度の安定したＡＦＣを実現することができる。
【００９３】
なお、上記各実施の形態とスペースダイバーシチ受信、パスダイバーシチ受信とを組み合わせることにより、さらに安定し、高精度なＡＦＣを行うことができる。
【００９４】
また、上記各実施の形態では、送信側が基地局装置、受信側が通信端末装置として説明したが、本発明は受信側が基地局装置、送信側が通信端末装置の場合であっても適用することができる。
【００９５】
また、上記各実施の形態では、説明を簡単にするために遅延波を考慮していないが、本発明は、受信装置においてチャネル推定やＲＡＫＥ合成等を行う構成部分を備えることにより、遅延波が存在する伝播環境においても上記の効果を得ることができる。
【００９６】
また、上記各実施の形態において、他のタイムスロットにおける既知シンボルの相関値も加算して複素相関演算を行い、位相回転量を推定することにより、さらに、拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧することでき、より高精度なＡＦＣを実現することができる。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数の既知シンボルの相関値を加算することができるので、拡散コードの相互相関による影響やノイズによる影響を抑圧して既知シンボル間の位相回転量を高精度に推定することができ、高精度なＡＦＣを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に用いられる既知シンボル部の拡散コードの生成方法を説明する図
【図２】本発明の実施の形態１に係る通信端末装置と無線通信を行う基地局装置から送信されるデータのスロット構成図
【図３】上記実施の形態に係る通信端末装置の構成を示すブロック図
【図４】上記実施の形態に係る通信端末装置にて作成される遅延プロファイルを示す図
【図５】上記実施の形態に係る通信端末装置にて推定される位相回転量を示す図
【図６】本発明の実施の形態２に係る通信端末装置の構成を示すブロック図
【図７】送信装置から送信されるデータのスロット構成を示す図
【図８】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０２ 受信ＲＦ部
１０５ サーチャー
１０６、３０１ コード数・種類判定部
１０７、１０８、１０９、３０２、３０３ 相関器
１１２〜１１５ 加算器
１１８ 複素相関演算部
１１９ 位相推定部
１２１ 制御電圧変換部
１２３ 発振器
３０４ 切替え部
Claims (8)
- 所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出するサーチ手段と、
所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数および種類を判定する判定手段と、
前記既知シンボルの前半が挿入されている受信信号部分と前記判定手段にて時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第２相関値および前記既知シンボルの後半部と前記判定された既知シンボルとの相関値である第３相関値を算出する相関値算出手段と、
前記第２相関値の加算結果と前記第３相関値の加算結果との位相差から位相回転量を推定する位相回転量推定手段と、
前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する周波数制御手段と、を具備することを特徴とする受信装置。 - 相関値算出手段は、既知シンボルが挿入されている受信信号部分と判定手段にて時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第４相関値および受信信号と制御チャネルの拡散コードとの相関値である第５相関値を算出し、位相回転量推定手段は、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合、前記第４相関値と前記第５相関値との位相差から位相回転量を推定することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 相関値算出手段は、セル固有の制御チャネルを用いて第５相関値を算出することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 位相回転量推定手段は、時間多重されている既知シンボルの数が１である場合であっても、制御チャネルと既知シンボルが時間的に近い場合には、前記第２相関値と前記第３相関値との位相差から位相回転量を推定することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の受信装置。
- 請求項１から請求項４のいずれかに記載の受信装置を搭載することを特徴とする通信端末装置。
- 請求項１から請求項４のいずれかに記載の受信装置を搭載することを特徴とする基地局装置。
- 所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出する工程と、
所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数、種類および相関処理のタイミングを判定する工程と、
前記判定された既知シンボルの数、種類および相関処理のタイミングに基づいて、時間多重された１又は複数の受信信号の相関値を算出する工程と、
前記相関値の加算値を用いて位相回転量を推定する工程と、
前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御する工程と、を具備することを特徴とする自動周波数制御方法。 - 所定の基本コードの一部からなる既知シンボルが挿入された受信信号と前記基本コードとの相関値である第１相関値を算出し、所定の閾値を越えた前記第１相関値の数およびその受信タイミングが属する時間帯に基づいて時間多重されている既知シンボルの数および種類を判定し、既知シンボルの前半が挿入されている受信信号部分と時間多重されていると判定された既知シンボルとの相関値である第２相関値および前記既知シンボルの後半部と前記判定された既知シンボルとの相関値である第３相関値を算出し、前記第２相関値の加算結果と前記第３相関値の加算結果との位相差から位相回転量を推定し、前記位相回転量に基づいて周波数オフセットを補償するように発振器の周波数を制御することを特徴とする自動周波数制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000278193A JP3588043B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 受信装置及び自動周波数制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000278193A JP3588043B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 受信装置及び自動周波数制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002094411A JP2002094411A (ja) | 2002-03-29 |
| JP3588043B2 true JP3588043B2 (ja) | 2004-11-10 |
Family
ID=18763392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000278193A Expired - Fee Related JP3588043B2 (ja) | 2000-09-13 | 2000-09-13 | 受信装置及び自動周波数制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3588043B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100502249C (zh) * | 2002-03-11 | 2009-06-17 | 松下电器产业株式会社 | 接收装置及自动频率控制方法 |
| JP4609863B2 (ja) * | 2004-08-13 | 2011-01-12 | エージェンシー フォー サイエンス， テクノロジー アンド リサーチ | 周波数オフセットの決定方法及びシステム |
-
2000
- 2000-09-13 JP JP2000278193A patent/JP3588043B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002094411A (ja) | 2002-03-29 |
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|
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|
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