JP3591994B2

JP3591994B2 - 直交変換符号化方式

Info

Publication number: JP3591994B2
Application number: JP20390996A
Authority: JP
Inventors: 典生鈴木
Original assignee: 日本電気エンジニアリング株式会社
Priority date: 1996-08-01
Filing date: 1996-08-01
Publication date: 2004-11-24
Anticipated expiration: 2016-08-01
Also published as: JPH1051777A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はテレビ信号をディジタル化し、データ圧縮符号化して伝送する装置に適した直交変換符号化方式に関し、特に画像符号化装置、テレビ会議装置等の分野における画像伝送装置に適した直交変換符号化方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、フレーム間予測直交変換符号化方式では、入力信号から予測信号を減算した予測差分信号は、信号のダイナミックレンジが入力信号のダイナミックレンジの２倍になる。このため、量子化を行う時、量子化特性のダイナミックレンジは２倍の広さが必要である。
【０００３】
図３に従来のフレーム間予測直交変換符号化構成を示す。８ビットの入力信号から予測信号を減算器３１で減算して求めた９ビットの予測差分信号をブロック毎に直交変換器３２で直交変換し、ブロック毎に変換信号を各変換信号に応じて量子化器３３で量子化する。量子化出力は符号変換器３４と逆直交変換器３５に供給される。符号変換器３４では符号変換して伝送路に送り出す。逆直交変換器３５は直交変換の逆変換特性を有し、量子化された変換信号がブロック毎に逆変換されて、量子化された予測差分信号が得られ、加算器３６に供給される。加算器３６では予測信号と加算されて局部復号信号が得られ、予測器３７に供給される。予測器３７では次の予測信号が得られる。
【０００４】
直交変換器３２では９ビットダイナミックレンジの予測誤差信号を１ブロックが８×８の２次元離散コサイン変換で変換して変換信号を出力する。しかし、変換信号は１２ビットのダイナミックレンジに広がるため、量子化器３３は変換信号に応じた量子化特性で適応的に量子化するが、量子化特性のダイナミックレンジは１２ビットが必要であった。このため、量子化レベル数が多くなり、符号変換器３４で符号変換するのに多くのビット数が必要となった。
【０００５】
一方、量子化のビット数を少なくできる方法として、図４に示す改良折り返し量子化を用いたＤΡＣＭ（予測符号化）がある。入力信号はリミッタ４１で量子化器４３の最大量子化雑音の大きさだけ振幅の上下を制限され、モジュロ演算の減算器４２へ供給される。減算器４２の出力には８ビットの予測誤差信号が得られ、量子化器４３に供給される。量子化器４３は８ビットのダイナミックレンジの量子化特性（折り返し量子化）を有し、予測誤差信号を量子化して量子化出力を符号変換器４４とモジュロ演算の加算器４５へ供給する。加算器４５は量子化出力と予測信号とをモジュロ加算して８ビットの局部復号信号を得る。この方法によれば、量子化器４３は入力信号と同じダイナミックレンジで済むことになり、量子化出力を符号変換するビット数を少なくできる。
【０００６】
ＤＰＣＭにおいて、入力信号Ｘ（８ビット、−１２８〜１２７）、予測信号Ρ（８ビット）、差分信号Ｅ（＝Ｘ−Ρ）、量子化信号Ｑ、とすると、量子化雑音ＮはＮ＝Ｑ−Ｅ、局部復号信号ＹはＹ＝Ｐ＋Ｑで示される。
【０００７】
ＤＰＣＭの符号化処理で、装置を簡単化するため、８ビットのダイナミックレンジで演算を行うこととして、差分信号を求める減算、量子化器、局部復号信号を求める加算の処理を入力信号と同じ８ビットのモジュロ演算で行う。
【０００８】
Ｅ＝Ｘ−Ρ、Ｎ＝Ｑ−Ｅの関係を用いると、局部復号信号はＹ＝Ｐ＋Ｑ＝（Ｘ−Ｅ）＋（Ｅ＋Ｎ）＝Ｘ＋Ｎとなる。
【０００９】
局部復号信号Ｙが８ビットのダイナミックレンジを越えないためには、入力信号Ｘに量子化雑音Ｎが加算された値が、ダイナミックレンジを越えなければよい。最大の量子化雑音Ｎの大きさは量子化特性により定められるので、量子化雑音が加わっても、ダイナミックレンジを越えないように入力信号Ｘが制限されていれば良いことになる。
【００１０】
すなわち、Χは、−１２８＋｜Ｎ｜≦Ｘ≦１２７−｜Ｎ｜の範囲にあればよい。このため、入力信号Ｘをリミッタ４１で振幅制限しておく。すなわち、量子化特性の最大量子化雑音の大きさだけ、リミッタ４１で入力信号の振幅の上下を制限する。これによって、リミッタ４１で制限された入力信号は、８ビットのモジュロ演算でＤＰＣΜ符号化が行え、量子化器４３の入力及び出力のダイナミックレンジも８ビットあればよく、従来のように９ビットのダイナミックレンジは不要となる。
【００１１】
一般に言われる折り返し量子化は、ボステルマンのＤＰＣＭに示される。この方法は、リミッタ４１で振幅制限を行った後に８ビットのモジュロ演算でなく、通常の９ビットの予測信号を出力し、９ビットの量子化特性は上位１ビットを省いた８ビットの量子化特性を、上半分と下半分を折り返して９ビットの量子化特性とし、割当符号は８ビットの量子化特性で割り当てられたレベルに対応するものを用いて量子化を行なう。
【００１２】
受信側では、量子化出力として２つの量子化レベルのどちらか不明であるが、各々９ビットで加算して局部復号信号を求めたとき、入力側で加えたリミッタ４１の制限により、局部復号信号は、８ビットのダイナミックレンジにあるものが真の局部復号信号として選択する事で局部復号信号を得る。すなわち、量子化器は、その特性は８ビットの量子化特性を、８ビットの上および下の境界で折り返した量子化特性に一致していることから、折り返し量子化と呼ぶ。
【００１３】
改良折り返し量子化は、この考えを発展させ、モジュロ演算でＤＰＣＭ符号化を行う事で論理的にすっきりさせたものである。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上述の技術を組み合わせて、図３のフレーム間予測直交変換に図４の改良折り返し量子化を適用しようとした場合、量子化器の前後で直交変換が行われるため、量子化器は変換信号に対する量子化となるので、局部復号信号に対して量子化により加えられる最大量子化雑音の大きさは、簡単に求めることができないため、そのまま適用することはできなかった。
【００１５】
本発明の課題は、予測符号化の予測差分信号を直交変換し、変換信号を量子化して符号化伝送する直交変換符号化において、少ないビット数で量子化特性のダイナミックレンジを改善できる直交変換符号化方式を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の直交変換符号化方式は、入力信号をブロック毎に直交変換して変換信号を出力する第１の直交変換器と、前記直交変換器から出力される変換信号を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけその振幅の上下を制限して出力するリミッタと、ブロック毎に前記リミッタから出力される変換信号と予測信号変換信号の差分をモジュロ演算で計算して差分変換信号を得る減算器と、ブロック毎に前記差分変換信号を量子化する量子化器と、該量子化器の量子化出力を符号化して受信側に送る符号変換器と、前記量子化出力と前記予測信号変換信号とをモジュロ演算で加算して、局部復号変換信号を求める加算器と、前記局部復号変換信号を逆直交変換して局部復号信号を求める逆直交変換器と、前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号を得る予測器と、前記予測信号をブロック毎に直交変換して次のブロックの前記予測信号変換信号を得て前記減算器と前記加算器ヘ供給する第２の直交変換器とを有することを特徴とする。
【００１７】
本発明によればまた、入力信号をブロック毎に直交変換して低域成分の変換信号と高域成分の変換信号とを出力する第１の直交変換器と、前記直交変換器から出力される低域成分の変換信号を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけその振幅の上下を制限して出力するリミッタと、ブロック毎に前記リミッタからの変換信号と予測信号変換信号の差分をモジュロ演算で計算して差分変換信号を得る第１の減算器と、ブロック毎に前記高域成分の変換信号と予測信号変換信号の差分を計算して差分変換信号を得る第２の減算器と、ブロック毎に前記第１の減算器からの差分変換信号を量子化する第１の量子化器と、ブロック毎に前記第２の減算器からの差分変換信号を量子化する第２の量子化器と、前記第１、第２の量子化器の量子化出力を符号化して受信側に送る符号変換器と、前記第１の量子化器の量子化出力と低域成分の予測信号変換信号とをモジュロ演算で加算して、局部復号変換信号を求める第１の加算器と、前記第２の量子化器の量子化出力と高域成分の予測信号変換信号とを加算して、局部復号変換信号を求める第２の加算器と、前記第１、第２の加算器からの局部復号変換信号を合わせてブロック毎に逆直交変換して局部復号信号を求める逆直交変換器と、前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号を得る予測器と、前記予測信号をブロック毎に直交変換して次のブロックの前記低域成分及び前記高域成分の予測変換信号を得て、前記低域成分の予測変換信号は前記第１の減算器と前記第１の加算器ヘ供給し、前記高域成分の予測変換信号は前記第２の減算器と前記第２の加算器ヘ供給する第２の直交変換器とを有することを特徴とする。
なお、これらの前記第１、第２の直交変換器は同じ直交変換特性を有し、前記逆直交変換器は前記直交変換特性の逆変換特性を有することを特徴とする。
【００１８】
【作用】
本発明では、直交変換した変換信号を予測差分符号化して、変換信号の差分信号を改良折り返し量子化する方法により、量子化特性のダイナミックレンジを従来の半分の量子化特性にする事ができ、量子化出力を符号化するビット数が少なくなり、効率よく符号化伝送できる動き適応フレーム間予測＋直交変換符号化の方式を提供できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例について図面を用いて説明する。図１は本発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。８ビットのディジタル入力信号Ｘ（−１２８〜１２７）は、直交変換器１に供給され、８サンプル×８ラインの６４画素（Ｘ１１〜Ｘ８８）を１ブロックとしてブロック毎に直交変換して、６４の変換信号（Α１１〜Α８８）を出力する。変換信号は１１ビットのダイナミックレンジを有し、リミッタ２に供給され、各変換信号に対応する量子化特性の最大量子化雑音（Ｎ１１〜Ｎ８８）の大きさだけ、それぞれ変換信号の振幅の上下をリミットして出力される。リミッタ２は振幅制限された変換信号を１１ビットのモジュロ演算の減算器３へ供給する。直交変換器９は直交変換器１と同じ機能を有し、予測器８から出力される予測信号Ｐを６４画素のブロック毎に直交変換して１１ビットのダイナミックレンジを有する６４種類の予測変換信号を出力し、減算器３と加算器６へ供給する。減算器３はブロック毎に変換信号から予測変換信号を１１ビットのモジュロ演算で減算して１１ビットのブロック毎の差分変換信号を出力する。
【００２０】
差分変換信号のダイナミックレンジは変換信号と同じ１１ビットのダイナミックレンジを有し、差分変換信号を量子化する量子化器４のダイナミックレンジも同じになる。すなわち、８ビットの差分信号（予測誤差信号）を直交変換した差分変換信号を量子化器で量子化する事と等価になる。
【００２１】
差分変換信号は量子化器４へ供給され、量子化器４は差分変換信号をブロック毎に各変換信号に対応した量子化特性で量子化して出力し、符号変換器５と加算器６へ供給する。
【００２２】
符号変換器５は量子化出力の各レベルをブロック毎に符号化して伝送路に送り出す。加算器６は量子化出力と予測変換信号とをモジュロ加算して局部復号変換信号を得る。局部復号変換信号のダイナミックレンジは変換信号のダイナミックレンジと同じである。
【００２３】
逆直交変換器７は直交変換器１の直交変換特性の逆変換特性を有し、ブロック毎に局部復号変換信号を逆変換して局部復号信号を出力する。局部復号信号は直交変換の演算誤差でのオーバフローを抑えるためクリッピングを行い、入力信号と同じ８ビットのダイナミックレンジに振幅制限され、予測器８へ供給される。
【００２４】
予測器８は予測特性に従って局部復号信号から次の予測信号をブロック毎に求めて出力する。直交変換器９は直交変換器１と同じ機能を有し、離散コサイン変換ＤＣＴにより８サンプル×８ラインの画素を１ブロックとしてコサイン変換を行ない、予測変換信号を出力し減算器３と加算器６へ供給する。
【００２５】
次に、直交変換器の特性について述べる。８行８列のＤＣＴ変換は、８×８の１次元の変換に分離可能な２次元離散コサイン変換を行う。８行８列の１ブロックの信号をｆ（ｘ，ｙ）（Ｘ１１〜Ｘ８８に相当）、８行８列の変換信号をＦ（ｕ，ｖ）（Ａ１１〜Α８８に相当）とすると、変換信号Ｆ（ｕ，ｖ）はΤＴＣ標準ＪΤ−Η２６１に示される次式で与えられる。
【００２６】
Ｆ（ｕ，ｖ）＝１／４Ｃ（ｕ）Ｃ（ｖ）ΣｘΣｙｆ（ｘ，ｙ）・ＣＯＳ（（π（２ｘ＋１）ｕ／１６））ＣＯＳ（（π（２ｙ＋１）ｖ／１６））
但し、ｘ，ｙ，ｕ，ｖ＝０、１、２、・・・７
ｘ，ｙ＝画素領域における空間座標
ｕ，ｖ＝変換領域における座標
Ｃ（ｕ）＝１／√２ｕ＝０の場合、
Ｃ（ｖ）＝１／√２ｖ＝０の場合、
Ｃ（ｕ）、Ｃ（ｖ）＝１上記以外
（注）変換されるブロックに対して、ｘ＝０はブロックの左端、ｙ＝０はブロックの上端にそれぞれ対応する。
【００２７】
なお、逆変換特性は次の様になる。
【００２８】
ｆ（ｘ，ｙ）＝１／４ΣｕΣｖＣ（ｕ）Ｃ（ｖ）Ｆ（ｕ，ｖ）・ＣＯＳ（（π（２ｘ＋１）ｕ／１６））Ｃ０Ｓ（（π（２ｙ＋１）ｖ／１６））
但し、ｘ，ｙ，ｕ，ｖ＝０、１、２、・・・７
ｘ，ｙ＝画素領域における空間座標
ｕ，ｖ＝変換領域における座標
Ｃｕ＝１／√２ｕ＝０の場合、
Ｃｖ＝１／√２ｖ＝０の場合、
Ｃｕ，Ｃｖ＝１上記以外
この変換を行うと、変換信号Ｆは３ビットの大きさだけダイナミックレンジが広がった信号となる。すなわち、信号ｆが８ビットの場合、変換信号Ｆは１１ビットのダイナミックレンジとなる。一方、８ビットの入力信号Ｘから８ビットの予測信号Ρを減算して求めた差分信号Ｅは９ビットであるので、９ビットの差分信号を直交変換した変換信号は１２ビットのダイナミックレンジとなる。
【００２９】
言い替えると、従来例では、９ビットの差分信号を直交変換した差分変換信号は１２ビットのダイナミックレンジとなり、この変換信号を量子化するには量子化特性は１２ビットのダイナミックレンジが必要となった。
【００３０】
一方、本発明では、８ビットの信号を直交変換した１１ビットの変換信号をモジュロ減算した１１ビットの差分変換信号を量子化すればよく、量子化特性のダイナミックレンジは従来に比べて半分の１１ビットですむことになる。リミッタは量子化器の最大量子化雑音の大きさがＮ１１〜Ｎ８８で与えられる時、変換信号Αを次のように振幅制限する。
【００３１】
−２＊＊１０−Ｎｉｊ≦Ａｉｊ≦２＊＊１０−１−Ｎｉｊ（１）
量子化器は１１ビットのダイナミックレンジを有し、直流分（Α１１）に近い変換信号は細かく、高周波成分（Α８８）に近い変換信号は粗く量子化する特性を有する。たとえば、Ａ１１の直流成分に対する量子化特性の量子化ステップ圧伸則が０、±８×３、±１６×２、±３２×２、±６４×３、±１２８×５のとき、最大量子化レベルは±９５２となり、１１ビットの−１０２４〜１０２７のダイナミックレンジにおける最大量子化雑音は７２となる。
【００３２】
直流分Α１１の量子化特性の最大量子化雑音がＮ１１＝７２のとき、リミッタでは（１）式に従って、変換信号は上下が７２だけ振幅制限されることになる。予測器８は動き補償予測を行う機能を有し、ブロック毎に、次の入力ブロックに対してマッチング法で最適な動きベクトルを求めて、動き補正した予測信号を出力する。動きベクトルは量子化信号と共に符号化して受信側に送られる。
【００３３】
次に、本発明の第２の実施の形態を図２に示す。予測誤差信号の変換信号は高域成分になるに従って、振幅の大きさは減少するため、高域成分の量子化特性は、最大量子化レベルを±１０２４に比べて小さく設定することがある。この場合には、改良折り返し量子化の方法を用いると最大量子化雑音が大きくなり、リミッタ２１での振幅制限される範囲が広がり、変換信号が大きくクリップされる影響がでてくる。
【００３４】
そこで、変換信号のうち直流分に近い変換信号に対しては改良折り返し量子化を行い、高域成分に近い変換信号は従来の量子化を行う。
【００３５】
変換信号のうち、改良折り返し量子化を行うと定められた変換信号成分はリミッタ２１に送られ、振幅制限を加えられてからモジュロ演算の減算器２２へ供給される。従来の量子化を行う変換信号成分は直交変換器１から直接に減算器２３に供給される。直交変換器９´は直交変換器１´と同じ機能を有し、１ブロックの予測信号を直交変換して得た予測変換信号のうち、改良折り返し量子化を行う予測変換信号成分はモジュロ演算の減算器２２へ供給し、従来の量子化を行う予測変換信号成分は減算器２３へ供給する。
【００３６】
加算器２２は１１ビットの変換信号と同じダイナミックレンジでモジュロの減算処理を行い、１１ビットの低域成分差分変換信号を出力し量子化器２４へ供給する。減算器２３は高域成分の変換の通常の減算処理を行い、ダイナミックレンジが１ビット広い１２ビットの差分変換信号を出力し、量子化器２５へ供給する。量子化器２４は１１ビットのダイナミックレンジを有し、量子化特性に従って低域成分の差分変換信号を量子化して、符号変換器５´とモジュロ演算の加算器２６へ供給する。量子化器２５は１２ビットのダイナミックレンジを有し、量子化特性に従って高域成分の差分変換信号を量子化し、符号変換器５´と加算器２７へ供給する。
【００３７】
加算器２６はモジュロ演算の加算を行い、１１ビットの低域成分の局部復号変換信号を出力し逆直交変換器７´へ供給する。加算器２７は加算を行い、１２ビットの高域成分の局部復号変換信号を出力し、量子化誤差によるオーバフローを抑えるため１１ビットに振幅を制限してから逆直交変換器７´へ供給する。逆直交変換器７´は低域と高域の局部復号変換信号を合わせ、１ブロック毎に逆直交変換を行い局部復号信号を得る。局部復号信号は変換誤差の影響で８ビットのダイナミックレンジを越えないようにクリップされて予測器８へ供給される。
【００３８】
予測器８は予め定めた予測特性に従ってブロック毎の予測信号を求め、直交変換器９´へ供給する。直交変換器９´は直交変換器１´と同じ機能を有し、予測信号を直交変換して１１ビットの予測変換信号を出力し、低域成分の予測変換信号は減算器２２と加算器２６へ、高域成分の予測変換信号は減算器２３と加算器２７へ供給する。
【００３９】
第２の実施の形態では、改良折り返し量子化と従来の量子化とを組み合わせて符号化する事が出来るため、統計的に変換信号の振幅が小さくなる高域成分の変換信号に対しては従来の符号化を行う事により効率よく符号化が行われる。
【００４０】
以上説明したように、本発明によれば、量子化器のダイナミックレンジが従来より半分の量子化特性を用いて量子化を行う事ができるため、効率的な符号化伝送がおこなえる。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によれば、予測誤差信号を直交変換符号化した変換信号を量子化して符号化伝送する方式において、量子化器のダイナミックレンジは従来に比べて半分で量子化することが可能となる。言い替えると、従来と同等の量子化特性を少ない量子化レベルで構成することが可能となり、量子化出力は少ないビット数で表すことができるため符号化伝送するビット数が少なくて済む。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図である。
【図３】従来のフレーム間予測直交変換方式のブロック図である。
【図４】従来の折り返し量子化を用いたＤＰＣＭ（予測符号化）方式のブロック図である。
【符号の説明】
１、１´、９、９´、３２直交変換器
２、２１、４１リミッタ
３、２２、２３、３１、４２減算器
４、２４、２５、３３、４３量子化器
５、５´、３４、４４符号変換器
６、２６、２７、３６、４５加算器
７、７´、３５逆直交変換器

Claims

入力信号をブロック毎に直交変換して変換信号を出力する第１の直交変換器と、
前記直交変換器から出力される変換信号を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけその振幅の上下を制限して出力するリミッタと、
ブロック毎に前記リミッタから出力される変換信号と予測信号変換信号の差分をモジュロ演算で計算して差分変換信号を得る減算器と、
ブロック毎に前記差分変換信号を量子化する量子化器と、
該量子化器の量子化出力を符号化して受信側に送る符号変換器と、
前記量子化出力と前記予測信号変換信号とをモジュロ演算で加算して、局部復号変換信号を求める加算器と、
前記局部復号変換信号を逆直交変換して局部復号信号を求める逆直交変換器と、
前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号を得る予測器と、
前記予測信号をブロック毎に直交変換して次のブロックの前記予測信号変換信号を得て前記減算器と前記加算器ヘ供給する第２の直交変換器とを有することを特徴とする直交変換符号化方式。
入力信号をブロック毎に直交変換して低域成分の変換信号と高域成分の変換信号とを出力する第１の直交変換器と、
前記直交変換器から出力される低域成分の変換信号を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけその振幅の上下を制限して出力するリミッタと、
ブロック毎に前記リミッタからの変換信号と予測信号変換信号の差分をモジュロ演算で計算して差分変換信号を得る第１の減算器と、
ブロック毎に前記高域成分の変換信号と予測信号変換信号の差分を計算して差分変換信号を得る第２の減算器と、
ブロック毎に前記第１の減算器からの差分変換信号を量子化する第１の量子化器と、
ブロック毎に前記第２の減算器からの差分変換信号を量子化する第２の量子化器と、
前記第１、第２の量子化器の量子化出力を符号化して受信側に送る符号変換器と、
前記第１の量子化器の量子化出力と低域成分の予測信号変換信号とをモジュロ演算で加算して、局部復号変換信号を求める第１の加算器と、
前記第２の量子化器の量子化出力と高域成分の予測信号変換信号とを加算して、局部復号変換信号を求める第２の加算器と、
前記第１、第２の加算器からの局部復号変換信号を合わせてブロック毎に逆直交変換して局部復号信号を求める逆直交変換器と、
前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号を得る予測器と、
前記予測信号をブロック毎に直交変換して次のブロックの前記低域成分及び前記高域成分の予測変換信号を得て、前記低域成分の予測変換信号は前記第１の減算器と前記第１の加算器ヘ供給し、前記高域成分の予測変換信号は前記第２の減算器と前記第２の加算器ヘ供給する第２の直交変換器とを有することを特徴とする直交変換符号化方式。
前記第１、第２の直交変換器は同じ直交変換特性を有し、前記逆直交変換器は前記直交変換特性の逆変換特性を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の直交変換符号化方式。