JP3652811B2 - 共振電流抑制装置 - Google Patents
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- 230000001629 suppression Effects 0.000 title 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はコンバータとインバータを用いた電力変換装置におけるＤＣリンクの直流母線に流れる共振電流を抑制する技術の分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機を駆動するためのＶＶＶＦインバータや、電力会社で使用される周波数変換装置、或るいは直流送電のためのＡＣ−ＡＣコンバータのような大容量の電力変換装置は、一般的に狭義の意味でのコンバータ装置とインバータ装置が直流母線を介して接続され、それらは直流回路で一体のＤＣリンクを形成する。ここでいうＤＣリンクとは、コンバータ出力部およびインバータ入力部に設けられる電圧平滑用コンデンサ、その間に設けられる電流平滑用リアクトルおよび直流母線を一括して総称したものである。これを図示すると図４のようになる。
【０００３】
図４の直流主回路（ＤＣリンク）にはリアクトルまたは配線インダクタンス成分が存在し、コンバータの出力部やインバータの入力部に電圧平滑用コンデンサが存在する。こうした回路では当然のことながら共振回路が構成される。直流母線に複数のインバータやコンバータが接続されて回路が複雑になると複数の周波数帯で直列共振あるいは並列共振が生ずることになる。
【０００４】
一方、インバータの入力電流高調波には、出力電流基本波に起因して発生する高調波成分とパルス幅変調(Pulse Width Modulation:ＰＷＭ）制御に起因して発生する高調波成分とが考えられるが、大容量の電力変換装置では、ＤＣリンクのコンデンサ容量が大きく共振周波数が低い可能性が高いところから、高調波として問題になるのは、出力基本波に起因して発生する高調波成分であると考えられる。
【０００５】
そして、インバータおよびコンバータの入出力電流高調波がＤＣリンクの直列共振周波数や並列共振周波数に一致した場合は、ＤＣリンクでの高調波電流が著しく大きくなり、場合によっては電力変換システムに障害をもたらす危険性がある。そこで、従来は、このような共振が発生する場合には、コイルやコンデンサを追加するかフィルタを挿入するのが一般的であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、コイルやコンデンサを追加したり、フィルタを挿入するという対策は、基本的には共振周波数を別の周波数帯に変えたに過ぎずその周波数で共振が発生することが考えられるし、フィルタの挿入にしてもその帯域の共振は抑制できるにしても別の周波数帯域で共振が発生する場合がある。
【０００７】
一方、インバータの負荷が電車の駆動モータのような場合にはインバータの出力周波数を変化させる制御を行うのでこれに応じてインバータの入力電流高調波の周波数も変化するから、このような場合、コイルやコンデンサの追加やフィルタの挿入だけで対処し切れないという問題がある。
【０００８】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点に鑑みて、共振を起こす高調波の周波数が変化しても、その周波数に対応して共振高調波電流を相殺抑制することのできる共振電流抑制装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために次のような手段構成を有する。
本発明の共振電流抑制装置の第１の手段構成は次の各構成要素からなることを特徴とする。
（イ）コンバータ・インバータ間のＤＣリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
（ロ）共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
（ハ）複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
（ニ）最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
（ホ）アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
（ヘ）負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
（ト）解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
（チ）パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器
【００１０】
第２の手段構成は、第１の手段構成のアクティブフィルタのインダクタンス負荷に代えてキャパシタンス負荷を用いた共振電流抑制装置である。
【００１１】
第３の手段構成は、第１又は第２の手段構成において、アクティブフィルタのスイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いた共振電流抑制装置である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明は、図３に示すようなアクティブフィルタのスイッチ回路１４をＰＷＭ制御してアクティブフィルタの負荷１５に流す電流ｉOFを制御することによりアクティブフィルタの入力電流ＩPFを制御し、この入力電流ＩPFによってＤＣリンクの共振電流を相殺抑制せんとするものである。
今、アクティブフィルタの負荷に対する出力電圧平均値ｖOFが数式１のようになるように、アクティブフィルタのスイッチ回路をＰＷＭ制御すると出力側には数式２で表されるような３レベルのパルス電圧が出力される。但し数式２はＶDCで正規化してある。
【００１３】
【数１】
ｖOF＝ＶDC・ａsin(ω0 ｔ＋φ）
但し、ＶDC：ＤＣリンクの直流電圧、ａ：変調率、
ω0 ＝２πｆO 、ｆO ：出力周波数、φ：初期位相、
【００１４】
【数２】
【００１５】
ここで負荷がインダクタンス又はキャパシタンスとすると、出力電圧が数式２のようなパルス電圧であっても負荷電流ｉOFは数式３のような正弦波で近似することができる。
【００１６】
【数３】
ｉOF＝ＩOFsin(ω0 ｔ＋φ−θ）
但し、ＩOF＝ａ・ｖDC／Ｚ、Ｚ：負荷インピーダンス、
θ：負荷インピーダンスによる位相変移、
【００１７】
このとき、数式２をスイッチング関数として使用することによって、入力電流ＩPFは数式２と数式３の積という形で数式４のように求めることができる。
【００１８】
【数４】
ＩPF＝ＳｖOF・ｉOF
【００１９】
この数式４に数式２および数式３を代入して演算すると数式５のようになる。
【００２０】
【数５】
【００２１】
上記数式５の右辺第３項（２行目以下の項）はＰＷＭ制御に起因する高調波であるが、一般には周波数が高く減衰し易いのでレベルが低く実用上無視し得る。更に、アクティブフィルタの負荷をインダクタンス又はキャパシタンスとすれば負荷インピーダンスによる位相変移θの絶対値はπ／２ラジアンとなるので数式５の右辺第１項はcos(π／２）によりゼロとなる。
そうすると、結局、アクティブフィルタへの入力電流ＩPFは右辺第２項だけとなり、負荷がインダクタンスの場合にはθ＝π／２であるから数式６のようになる。
【００２２】
【数６】
【００２３】
また、負荷がキャパシタンスの場合には、θ＝−π／２であるから数式７のようになる。
【００２４】
【数７】
【００２５】
一方、数式３の負荷電流ｉOFは負荷がインダクタンスの場合には数式８のようになり、負荷がキャパシタンスの場合には数式９のようになる。
【００２６】
【数８】
【００２７】
【数９】
【００２８】
以上整理すると、インダクタンス負荷の場合には、数式８の負荷電流を流すことにより数式６の入力電流を生じさせることができ、キャパシタンス負荷の場合には数式９の負荷電流を流すことにより数式７の入力電流を生じさせることができる。そこで今、ＤＣリンクを流れる共振電流ＩR が数式１０で表されるとすれば、
【００２９】
【数１０】
ＩR ＝Ｉsin(ωR ｔ＋η）
但し、ωR ＝２πｆR 、ｆR ：共振周波数、η：初期位相、
【００３０】
これを相殺する電流は−ＩR であるから、これがアクティブフィルタの入力電流ＩPFになるようにしてやればよい。即ち、インダクタンス負荷の場合には数式６、数式１０から数式１１が成立するようにしてやればよい。
【００３１】
【数１１】
−ＩR ＝−Ｉsin(ωR ｔ＋η）＝ＩPF＝−ＩOFａ sin２（ω0 ｔ＋φ）
【００３２】
この数式１１から次の数式１２、数式１３が導かれる。
【００３３】
【数１２】
【００３４】
【数１３】
【００３５】
この数式１２および数式１３より、数式８の負荷に流すべき電流ｉOFを求めると数式１４のようになる。
【００３６】
【数１４】
【００３７】
同様にして、キャパシタンス負荷の場合には数式７、数式１０から数式１５が成立するようにしてやればよい。この数式１５から次の数式１６、数式１７が導かれる。
【００３８】
【数１５】
−ＩR ＝−Ｉsin(ωR ｔ＋η）＝ＩPF＝ＩOFａ sin２（ω0 ｔ＋φ）
【００３９】
【数１６】
【００４０】
【数１７】
【００４１】
この数式１６のＩOFおよび数式１７のω0 ｔ＋φを数式９に代入してやれば、流すべき負荷電流ｉOFが数式１８のように求められる。
【００４２】
【数１８】
【００４３】
この数式１８はインダクタンス負荷の場合の数式１４と同じであることが分かる。
以上要するに、数式１０で表される共振電流は、ＤＣリンクに並列に接続されたアクティブフィルタの負荷に数式１４で表される負荷電流を流してやることによりその入力電流で相殺されることになることが分かる。
そこで、ＤＣリンクに流されている共振電流を検出し、その振幅Ｉ、共振周波数ｆR 、初期位相ηを検出し、これらを用いて、アクティブフィルタの負荷に数式１４で示される電流を流すようにパルス幅変調器でアクティブフィルタを制御することにより共振電流が相殺抑圧されることになる。
【００４４】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。ＤＣリンク１１に流れる共振電流は共振電流検出器１によって検出され、最大共振電流検出解析器２へ導かれここで振幅の最も大きい共振電流が選択的に検出されその共振電流の振幅Ｉ、共振周波数ｆR 、初期位相ηが検出される。これらのデータはアクティブフィルタ負荷電流演算器３へ送られる。ここではこれらのデータに基づいてアクティブフィルタ７の負荷９へ流すべき負荷電流の演算を行う。演算された負荷電流データは解析比較器４へ加えられる。
【００４５】
一方、アクティブフィルタ７の負荷電流も負荷電流検出器１０で検出されて解析比較器４へ加えられここでその振幅、周波数および位相が解析される。そして、アクティブフィルタ負荷電流演算器３から入力されている振幅、周波数および位相が比較されその差を示す信号がパルス幅変調制御器５へ送られる。
【００４６】
パルス幅変調制御器５は入力される差信号がゼロに近づくようなパルス幅変調が行われるように、パルス幅変調器６を制御する。この制御信号を受けたパルス幅変調器６はアクティブフィルタ７のスイッチ回路８のオンオフパルス変調を行う。従って、アクティブフィルタ７の負荷電流は、アクティブフィルタ負荷電流演算器３で演算された負荷電流になる。この負荷電流を流すことによりアクティブフィルタ７に流れる入力電流がＤＣリンクに流れる共振電流を相殺抑制することになる。
【００４７】
図２はインダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてＧＴＯ(Gate Turn Off）サイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例である。ゲートをパルス状にオンオフしその幅を変えることによりパルス幅変調を行う。負荷はキャパシタンスとすることもできる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の共振電流抑制装置は、ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルタをコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続し、別途ＤＣリンクに流れる共振電流を検出解析し、アクティブフィルタの入力電流が検出された最大共振電流を相殺する電流になるような負荷電流をアクティブフィルタの特性に基づいて算出し、アクティブフィルタの負荷電流が演算された振幅、周波数、位相の電流になるようにアクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を帰還制御によって行うようにしているので、インバータの出力周波数が変化することにより共振電流の周波数が変化しても、これに追随してアクティブフィルタの出力電流を制御することにより入力電流を、共振電流を相殺する周波数に制御することができ共振電流を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】インダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例の接続図である。
【図３】アクティブフィルタの回路構成図である。
【図４】コンバータおよびインバータとその間のＤＣリンクを示す図である。
【符号の説明】
１ 共振電流検出器
２ 最大共振電流検出解析器
３ アクティブフィルタ負荷電流演算器
４ 解析比較器
５ パルス幅変調制御器
６ パルス幅変調器
７ アクティブフィルタ
８ スイッチ回路
９ 負荷
１０ 負荷電流検出器
１１ ＤＣリンク
１２ コンバータ
１３ インバータ
１４ スイッチ回路
１５ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明はコンバータとインバータを用いた電力変換装置におけるＤＣリンクの直流母線に流れる共振電流を抑制する技術の分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機を駆動するためのＶＶＶＦインバータや、電力会社で使用される周波数変換装置、或るいは直流送電のためのＡＣ−ＡＣコンバータのような大容量の電力変換装置は、一般的に狭義の意味でのコンバータ装置とインバータ装置が直流母線を介して接続され、それらは直流回路で一体のＤＣリンクを形成する。ここでいうＤＣリンクとは、コンバータ出力部およびインバータ入力部に設けられる電圧平滑用コンデンサ、その間に設けられる電流平滑用リアクトルおよび直流母線を一括して総称したものである。これを図示すると図４のようになる。
【０００３】
図４の直流主回路（ＤＣリンク）にはリアクトルまたは配線インダクタンス成分が存在し、コンバータの出力部やインバータの入力部に電圧平滑用コンデンサが存在する。こうした回路では当然のことながら共振回路が構成される。直流母線に複数のインバータやコンバータが接続されて回路が複雑になると複数の周波数帯で直列共振あるいは並列共振が生ずることになる。
【０００４】
一方、インバータの入力電流高調波には、出力電流基本波に起因して発生する高調波成分とパルス幅変調(Pulse Width Modulation:ＰＷＭ）制御に起因して発生する高調波成分とが考えられるが、大容量の電力変換装置では、ＤＣリンクのコンデンサ容量が大きく共振周波数が低い可能性が高いところから、高調波として問題になるのは、出力基本波に起因して発生する高調波成分であると考えられる。
【０００５】
そして、インバータおよびコンバータの入出力電流高調波がＤＣリンクの直列共振周波数や並列共振周波数に一致した場合は、ＤＣリンクでの高調波電流が著しく大きくなり、場合によっては電力変換システムに障害をもたらす危険性がある。そこで、従来は、このような共振が発生する場合には、コイルやコンデンサを追加するかフィルタを挿入するのが一般的であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、コイルやコンデンサを追加したり、フィルタを挿入するという対策は、基本的には共振周波数を別の周波数帯に変えたに過ぎずその周波数で共振が発生することが考えられるし、フィルタの挿入にしてもその帯域の共振は抑制できるにしても別の周波数帯域で共振が発生する場合がある。
【０００７】
一方、インバータの負荷が電車の駆動モータのような場合にはインバータの出力周波数を変化させる制御を行うのでこれに応じてインバータの入力電流高調波の周波数も変化するから、このような場合、コイルやコンデンサの追加やフィルタの挿入だけで対処し切れないという問題がある。
【０００８】
本発明の目的は、上記従来技術の問題点に鑑みて、共振を起こす高調波の周波数が変化しても、その周波数に対応して共振高調波電流を相殺抑制することのできる共振電流抑制装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するために次のような手段構成を有する。
本発明の共振電流抑制装置の第１の手段構成は次の各構成要素からなることを特徴とする。
（イ）コンバータ・インバータ間のＤＣリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
（ロ）共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
（ハ）複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
（ニ）最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
（ホ）アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
（ヘ）負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
（ト）解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
（チ）パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器
【００１０】
第２の手段構成は、第１の手段構成のアクティブフィルタのインダクタンス負荷に代えてキャパシタンス負荷を用いた共振電流抑制装置である。
【００１１】
第３の手段構成は、第１又は第２の手段構成において、アクティブフィルタのスイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いた共振電流抑制装置である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明は、図３に示すようなアクティブフィルタのスイッチ回路１４をＰＷＭ制御してアクティブフィルタの負荷１５に流す電流ｉOFを制御することによりアクティブフィルタの入力電流ＩPFを制御し、この入力電流ＩPFによってＤＣリンクの共振電流を相殺抑制せんとするものである。
今、アクティブフィルタの負荷に対する出力電圧平均値ｖOFが数式１のようになるように、アクティブフィルタのスイッチ回路をＰＷＭ制御すると出力側には数式２で表されるような３レベルのパルス電圧が出力される。但し数式２はＶDCで正規化してある。
【００１３】
【数１】
ｖOF＝ＶDC・ａsin(ω0 ｔ＋φ）
但し、ＶDC：ＤＣリンクの直流電圧、ａ：変調率、
ω0 ＝２πｆO 、ｆO ：出力周波数、φ：初期位相、
【００１４】
【数２】
ここで負荷がインダクタンス又はキャパシタンスとすると、出力電圧が数式２のようなパルス電圧であっても負荷電流ｉOFは数式３のような正弦波で近似することができる。
【００１６】
【数３】
ｉOF＝ＩOFsin(ω0 ｔ＋φ−θ）
但し、ＩOF＝ａ・ｖDC／Ｚ、Ｚ：負荷インピーダンス、
θ：負荷インピーダンスによる位相変移、
【００１７】
このとき、数式２をスイッチング関数として使用することによって、入力電流ＩPFは数式２と数式３の積という形で数式４のように求めることができる。
【００１８】
【数４】
ＩPF＝ＳｖOF・ｉOF
【００１９】
この数式４に数式２および数式３を代入して演算すると数式５のようになる。
【００２０】
【数５】
上記数式５の右辺第３項（２行目以下の項）はＰＷＭ制御に起因する高調波であるが、一般には周波数が高く減衰し易いのでレベルが低く実用上無視し得る。更に、アクティブフィルタの負荷をインダクタンス又はキャパシタンスとすれば負荷インピーダンスによる位相変移θの絶対値はπ／２ラジアンとなるので数式５の右辺第１項はcos(π／２）によりゼロとなる。
そうすると、結局、アクティブフィルタへの入力電流ＩPFは右辺第２項だけとなり、負荷がインダクタンスの場合にはθ＝π／２であるから数式６のようになる。
【００２２】
【数６】
また、負荷がキャパシタンスの場合には、θ＝−π／２であるから数式７のようになる。
【００２４】
【数７】
一方、数式３の負荷電流ｉOFは負荷がインダクタンスの場合には数式８のようになり、負荷がキャパシタンスの場合には数式９のようになる。
【００２６】
【数８】
【数９】
以上整理すると、インダクタンス負荷の場合には、数式８の負荷電流を流すことにより数式６の入力電流を生じさせることができ、キャパシタンス負荷の場合には数式９の負荷電流を流すことにより数式７の入力電流を生じさせることができる。そこで今、ＤＣリンクを流れる共振電流ＩR が数式１０で表されるとすれば、
【００２９】
【数１０】
ＩR ＝Ｉsin(ωR ｔ＋η）
但し、ωR ＝２πｆR 、ｆR ：共振周波数、η：初期位相、
【００３０】
これを相殺する電流は−ＩR であるから、これがアクティブフィルタの入力電流ＩPFになるようにしてやればよい。即ち、インダクタンス負荷の場合には数式６、数式１０から数式１１が成立するようにしてやればよい。
【００３１】
【数１１】
−ＩR ＝−Ｉsin(ωR ｔ＋η）＝ＩPF＝−ＩOFａ sin２（ω0 ｔ＋φ）
【００３２】
この数式１１から次の数式１２、数式１３が導かれる。
【００３３】
【数１２】
【数１３】
この数式１２および数式１３より、数式８の負荷に流すべき電流ｉOFを求めると数式１４のようになる。
【００３６】
【数１４】
同様にして、キャパシタンス負荷の場合には数式７、数式１０から数式１５が成立するようにしてやればよい。この数式１５から次の数式１６、数式１７が導かれる。
【００３８】
【数１５】
−ＩR ＝−Ｉsin(ωR ｔ＋η）＝ＩPF＝ＩOFａ sin２（ω0 ｔ＋φ）
【００３９】
【数１６】
【数１７】
この数式１６のＩOFおよび数式１７のω0 ｔ＋φを数式９に代入してやれば、流すべき負荷電流ｉOFが数式１８のように求められる。
【００４２】
【数１８】
この数式１８はインダクタンス負荷の場合の数式１４と同じであることが分かる。
以上要するに、数式１０で表される共振電流は、ＤＣリンクに並列に接続されたアクティブフィルタの負荷に数式１４で表される負荷電流を流してやることによりその入力電流で相殺されることになることが分かる。
そこで、ＤＣリンクに流されている共振電流を検出し、その振幅Ｉ、共振周波数ｆR 、初期位相ηを検出し、これらを用いて、アクティブフィルタの負荷に数式１４で示される電流を流すようにパルス幅変調器でアクティブフィルタを制御することにより共振電流が相殺抑圧されることになる。
【００４４】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。ＤＣリンク１１に流れる共振電流は共振電流検出器１によって検出され、最大共振電流検出解析器２へ導かれここで振幅の最も大きい共振電流が選択的に検出されその共振電流の振幅Ｉ、共振周波数ｆR 、初期位相ηが検出される。これらのデータはアクティブフィルタ負荷電流演算器３へ送られる。ここではこれらのデータに基づいてアクティブフィルタ７の負荷９へ流すべき負荷電流の演算を行う。演算された負荷電流データは解析比較器４へ加えられる。
【００４５】
一方、アクティブフィルタ７の負荷電流も負荷電流検出器１０で検出されて解析比較器４へ加えられここでその振幅、周波数および位相が解析される。そして、アクティブフィルタ負荷電流演算器３から入力されている振幅、周波数および位相が比較されその差を示す信号がパルス幅変調制御器５へ送られる。
【００４６】
パルス幅変調制御器５は入力される差信号がゼロに近づくようなパルス幅変調が行われるように、パルス幅変調器６を制御する。この制御信号を受けたパルス幅変調器６はアクティブフィルタ７のスイッチ回路８のオンオフパルス変調を行う。従って、アクティブフィルタ７の負荷電流は、アクティブフィルタ負荷電流演算器３で演算された負荷電流になる。この負荷電流を流すことによりアクティブフィルタ７に流れる入力電流がＤＣリンクに流れる共振電流を相殺抑制することになる。
【００４７】
図２はインダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてＧＴＯ(Gate Turn Off）サイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例である。ゲートをパルス状にオンオフしその幅を変えることによりパルス幅変調を行う。負荷はキャパシタンスとすることもできる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の共振電流抑制装置は、ＰＷＭ制御を行うアクティブフィルタをコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続し、別途ＤＣリンクに流れる共振電流を検出解析し、アクティブフィルタの入力電流が検出された最大共振電流を相殺する電流になるような負荷電流をアクティブフィルタの特性に基づいて算出し、アクティブフィルタの負荷電流が演算された振幅、周波数、位相の電流になるようにアクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を帰還制御によって行うようにしているので、インバータの出力周波数が変化することにより共振電流の周波数が変化しても、これに追随してアクティブフィルタの出力電流を制御することにより入力電流を、共振電流を相殺する周波数に制御することができ共振電流を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の共振電流抑制装置の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】インダクタンス負荷を有し、スイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いたアクティブフィルタの実施例の接続図である。
【図３】アクティブフィルタの回路構成図である。
【図４】コンバータおよびインバータとその間のＤＣリンクを示す図である。
【符号の説明】
１ 共振電流検出器
２ 最大共振電流検出解析器
３ アクティブフィルタ負荷電流演算器
４ 解析比較器
５ パルス幅変調制御器
６ パルス幅変調器
７ アクティブフィルタ
８ スイッチ回路
９ 負荷
１０ 負荷電流検出器
１１ ＤＣリンク
１２ コンバータ
１３ インバータ
１４ スイッチ回路
１５ 負荷
Claims (3)
- 下記の各構成を具備することを特徴とする共振電流抑制装置。
（イ）コンバータ・インバータ間のＤＣリンクにおける各周波数の共振電流を検出する共振電流検出器
（ロ）共振電流検出器からの各周波数共振電流のうち振幅最大のものを選択してこれを解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出して出力する最大共振電流検出解析器
（ハ）複数のスイッチ回路とインダクタンス負荷を有し、入力側がコンバータ・インバータ間のＤＣリンクに並列接続され、スイッチ回路をパルス幅変調によってオン・オフして負荷電流を制御することにより入力電流の調整が可能なアクティブフィルタ
（ニ）最大共振電流検出解析器からの情報を受けて、そのような共振電流を相殺するアクティブフィルタ入力電流を得るために流すべきアクティブフィルタ負荷電流の振幅値、周波数および位相の各情報を算出して出力するアクティブフィルタ負荷電流演算器
（ホ）アクティブフィルタの負荷電流を検出する負荷電流検出器
（ヘ）負荷電流検出器からの負荷電流を解析しその振幅値、周波数および位相の各情報を検出し、アクティブフィルタ負荷電流演算器からの振幅値、周波数および位相の各情報とそれぞれ比較し、それぞれの差分情報を出力する解析比較器
（ト）解析比較器からの差分情報を受けて、その差分がゼロに近づくように、アクティブフィルタのスイッチ回路に対するパルス幅変調を行わせるようなパルス幅変調制御信号を出力するパルス幅変調制御器
（チ）パルス幅変調制御信号によって、アクティブフィルタのスイッチ回路に対してパルス幅変調を行うパルス幅変調器 - アクティブフィルタのインダクタンスの負荷に代えてキャパシタンス負荷を用いた請求項１記載の共振電流抑制装置。
- アクティブフィルタのスイッチ回路としてＧＴＯサイリスタを用いた請求項１又は２記載の共振電流抑制装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24899596A JP3652811B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | 共振電流抑制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24899596A JP3652811B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | 共振電流抑制装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1080150A JPH1080150A (ja) | 1998-03-24 |
| JP3652811B2 true JP3652811B2 (ja) | 2005-05-25 |
Family
ID=17186454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24899596A Expired - Fee Related JP3652811B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | 共振電流抑制装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3652811B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4079178B2 (ja) | 2006-04-19 | 2008-04-23 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換器及びその制御方法並びに空気調和機 |
| KR100768391B1 (ko) | 2006-09-04 | 2007-10-18 | 한국전력공사 | 출력고조파 영향을 저감시킨 스탯콤 회로 |
| JP4937281B2 (ja) * | 2009-01-16 | 2012-05-23 | 三菱電機株式会社 | モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫 |
| JP4698769B2 (ja) | 2009-08-04 | 2011-06-08 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置及び誘導加熱装置 |
| JP6163100B2 (ja) * | 2013-12-27 | 2017-07-12 | 株式会社志賀機能水研究所 | 電力設備 |
| JP2017220996A (ja) * | 2016-06-06 | 2017-12-14 | 田淵電機株式会社 | パワーコンディショナー |
| JP7283342B2 (ja) * | 2019-10-10 | 2023-05-30 | オムロン株式会社 | 電力バッファ回路及び電力変換装置 |
| JP7514001B1 (ja) * | 2023-03-31 | 2024-07-10 | ダイキン工業株式会社 | 電力システム及び電気機器 |
-
1996
- 1996-08-30 JP JP24899596A patent/JP3652811B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1080150A (ja) | 1998-03-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041116 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041130 |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080304 Year of fee payment: 3 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090304 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090304 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100304 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110304 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120304 Year of fee payment: 7 |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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