JP3676281B2 - Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3676281B2 JP3676281B2 JP2001319610A JP2001319610A JP3676281B2 JP 3676281 B2 JP3676281 B2 JP 3676281B2 JP 2001319610 A JP2001319610 A JP 2001319610A JP 2001319610 A JP2001319610 A JP 2001319610A JP 3676281 B2 JP3676281 B2 JP 3676281B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission
- ofdm signal
- subcarrier
- signal
- weighting factor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、軟判定誤り訂正の効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境下において一定レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。周波数選択性フェージングヘの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が知られている。
【０００３】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法が提案されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式においてＭＩＭＯチャネルを構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能だが、相互干渉による劣化が大きいので強力な誤り訂正である畳み込み符号化−軟判定ビタビ復号を適用するのが一般的である。
【０００５】
以下、従来技術におけるＭＩＭＯチャネルを用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を図６に示す。従来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置２０は、ＯＦＤＭ信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成される。
ＯＦＤＭ信号送信装置３において、３１１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の送信データ系列を誤り訂正符号化する。３１２はＮ個の高速逆フーリエ変換器である。３１３はＮ個の送信アンテナである。
【０００６】
ＯＦＤＭ信号受信装置４において、４１１はＮ個の受信アンテナである。４１２はＮ個の高速フーリエ変換器である。４１３はサブキャリアデータ信号構成器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力をサブキャリア毎の系列に変換する。４１４は逆行列演算器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力から全ての組み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、その逆行列を計算する。４１５はI個のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデータ信号構成器４１３のI系統の出力と逆行列演算器４１４のI系統の出力の乗算を行う。４１６はシンボルデータ変換器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ４１５の出力をシンボル毎の系列に変換する。４１７は、復調器である。４１８は、軟判定誤り訂正復号器である。
【０００７】
また図６において、（Ａ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ入力振幅イメージである。（Ｂ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振幅イメージである。（Ｃ）に示す図は、復調器出力振幅イメージである。
【０００８】
従来方式においては、サブキャリアｉ毎の送受信アンテナの組み合わせに対する伝達係数を成分とするＮ×Ｎの行列Siの逆行列（Si）-1を、逆行列演算器４１４により計算する。サブキャリア干渉キャンセラ４１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブキャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離する。このデータ信号から復調器４１７によって尤度を算出し、この尤度情報をもとに軟判定誤り訂正して送信信号が復元できる。
【０００９】
このように動作するため、同一の伝送パスにおいて同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の容量の情報を伝送することが可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来方式においては、サブキャリア干渉キャンセラ４１５は逆行列を乗算することで信号等化と同様の効果を達成する。そのため、サブキャリア干渉キャンセラ４１５における出力の振幅は、本来の受信振幅に関係なく、図６の（Ｂ）に一例を示すように、対応する送信シンボルデータ信号の一定振幅値にマスクされてしまう。そのため、復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があった。
【００１１】
このように復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があった。本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、軟判定誤り訂正の効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とから構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アンテナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は前記送信アンテナからの合成送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号伝送装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備えることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記重み係数演算器は、前記干渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比により重み係数を取得することを特徴とする。
【００１４】
これにより、伝達係数逆行列の乗算により干渉キャンセラ出力の振幅が一定値になり振幅情報が失われてしまうことを回避することができ、結果、振幅から計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮することができる。
【００１５】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、信号を構成する符号を並び替えるインターリーバをさらに備え、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記インタリーバにより並び替えられた符号をもとに戻すデインタリーバをさらに備えることを特徴とする。
【００１６】
これにより、誤りが連続的に続くバースト誤りをランダマイズすることができ、軟判定誤り訂正の効果をさらに向上させることができる。
【００１７】
また、請求項４に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
また、請求項５に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離する干渉キャンセル過程を備えるＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する過程と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる過程と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０はＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号送信装置１ａ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａとして説明する。
【００２０】
ＯＦＤＭ信号送信装置１ａにおいて、１１１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個の送信データ系列を誤り訂正符号化する。１１２はＮ個の高速逆フーリエ変換器である。１１３はＮ個の送信アンテナである。なお、ここでは、「Ｎ」とは２以上の整数である。
【００２１】
ＯＦＤＭ信号受信装置２ａにおいて、２１１はＮ個の受信アンテナである。２１２はＮ個の高速フーリエ変換器である。２１３はサブキャリアデータ構成器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力を、サブキャリア毎のI系列（Ｉは自然数）に変換する。２１４はサブキャリア伝達係数逆行列演算器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力から、全ての組み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、その逆行列を計算する。２１５はＩ個のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデータ構成器２１４のI系統の出力と逆行列演算器２１４のI系統の出力の乗算を行う。
【００２２】
２１６はI個の重み係数演算器であり、サブキャリアデータ構成器２１３のI系統の出力から重み係数を計算する。２１７はI個の乗算器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力とI個の重み係数演算器２１６の出力を乗算する。２１８はシンボルデータ変換器であり、乗算器２１７の出力をシンボル毎の系列に変換する。２１９は復調器である。２２０は軟判定誤り訂正復号器である。
【００２３】
サブキャリア伝達係数逆行列演算器２１４は、i番目（iは１以上I以下の整数）のOFDMサブキャリアにおけるm本目（mは１以上Ｎ以下の整数）の送信アンテナと、n本目（nは１以上Ｎ以下の整数）の受信アンテナとの間の伝達係数Smn iをm行n列の成分とする伝達係数行列Siの逆行列（Si）-1を計算する。サブキャリア干渉キャンセラ２１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブキャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離する。
【００２４】
上述したように、サブキャリア干渉キャンセラ２１５で受信するデータ信号の振幅情報が失われていることから、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、サブキャリアデータ構成器２１３のＩ系統の出力から、受信信号の有する振幅情報を示す重み係数を重み係数演算器２１６で取得する。すなわち、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａは、上述した従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０と比較して、重み係数演算器２１６及び乗算器２１７をさらに備えることを特徴とする。
【００２５】
重み係数演算器２１６が取得する重み係数Wi 1、Wi 2、…Wi Nは多数考えられるが、ここでは、耐雑音性に最も優れた受信信号の信号対雑音電力比（SNR）で計算する例を説明する。
Ｎ系統の送信データにおけるサブキャリアiに対する成分をUi l、Ui 2、…Ui N、N系統の受信データに含まれるAWGN（Additive White Gaussian Noise）成分のサブキャリアｉに対する成分をni 1、ni 2、…ni Nとすると、N系統の受信データにおけるサブキャリアiに対する成分をri 1、ri 2、…ri Nはベクトル形式により次式で書き表すことができる。
【００２６】
【数１】
【００２７】
ここで
【数２】
【００２８】
である。ただし、「ｍ」とは、ｍ番目（１≦ｍ≦Ｎ）の送信アンテナ１１３を示しており、「ｎ」とは、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）の受信アンテナ２１１を示している。また、Si mnは、上記送信アンテナ１１３と、受信アンテナ２１１とを経由する伝搬路の伝達係数である。
【００２９】
ここで数１に示す式の両辺にサブキャリア伝達係数逆行列（Si）-1を乗算すると、
【数３】
となる。ここで
【００３０】
【数４】
である。
【００３１】
ここで、τiはサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力であるτi 1、τi 2、…τi Nのベクトル表示である。仮に送信データUi 1、Ui 2、…Ui Nの振幅がどれも|U|で等しいとすると、τi 1、τi 2、…τi Nの信号対雑音電力比は、
【数５】
となる。
【００３２】
ただし、jはN以下の自然数である。ni 1、ni 2、…ni Nは独立したガウス分布をとるので、数5は次式のように近似できる。
【数６】
【００３３】
ただし、σν 2は、ni 1、ni 2、…ni Nの複素ガウス分布における分散である。
ここで、受信信号の雑音電力は各サブキャリアで等しいので、各サブキャリアのSNRの比率は、各サブキャリアにおける受信振幅の2乗の比率と等価となる。従って、τi 1、τi 2、…τi Nに対する重み係数Wi 1、Wi 2、…Wi Nは、数6から求められる各サブキャリアのSNRから次式のように表される。
【数７】
【００３４】
ただし、数７において、Ｋは全サブキャリア共通の定数である。このWi 1、Wi 2、…Wi Nという重み係数をサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力に乗ずることで、失われた振幅情報を再現し、復調器２１９から出力される尤度から軟判定誤り訂正復号器２２０で軟判定誤り訂正する。これにより、振幅情報に基づく尤度から軟判定誤り訂正の能力を最大限発揮することができる。
【００３５】
また図１において、（Ａ）は、サブキャリア干渉キャンセラ入力振幅の一例である。（Ｂ）は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振幅の一例である。（Ｃ）は、重み係数乗算器出力振幅の一例である。（Ｄ）は、復調器出力振幅の一例である。サブキャリア干渉キャンセラ２１５が乗算することにより失われた振幅情報を、図１の（Ｃ）に一例を示すように回復させることができる。
【００３６】
第２の実施形態を図２に示す。同図において図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信号伝送装置１０は、ＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂとして説明する。
【００３７】
ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂは、誤り訂正符号器１１１、Ｎ個のインターリーバ１１４、高速逆フーリエ変換器１１２、送信アンテナ１１３から構成される。
ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂは、受信アンテナ２１１、高速フーリエ変換器２１２、サブキャリアデータ構成器２１３、逆行列演算器２１４、サブキャリア干渉キャンセラ２１５、重み係数演算器２１６、乗算器２１７、シンボルデータ変換器２１８、復調器２１９、デインターリーバ２２１、軟判定誤り訂正復号器２２０から構成される。
【００３８】
インターリーバ１１４、及びデインタリーバ２２１の機能について説明する。インターリーバ１１４は、信号を構成する符号の順番を入れ替え、デインタリーバ２２１は、インターリーバ１１４により入れ替えられた信号の順番を元に戻す機能を備える。
【００３９】
畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂正は、ビット誤りが離散的に現れるランダム誤りに対し有効だが、ビット誤りが連続的に現れるバースト誤りに対しては効果がない。そこで、インターリーバ１１４及びインタリーバ２２１は、バースト誤りをランダマイズして、軟判定誤り訂正の効果を向上させる。
【００４０】
例えば、以下に一例を示すようにビット列が入力されたものとする。
（１）（２）（３）（４）（５）（６）（７）（８）（９）（１０）（１１）（１２）（１３）（１４）（１５）（１６）
ここで、上記（）内の数字は各ビットの入力順を示す。上記のような入力ビット列を、インタリーバ１１４は、例えば、以下のように並べ替える。
（１）（５）（９）（１３）（２）（６）（１０）（１４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１２）（１６）
【００４１】
インタリーバ１１４により並び替えたビット列は、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂからＯＦＤＭ信号受信装置２ｂに送信される。この間に、フェージング（減衰）などにより、一部分に連続した誤りが、例えば以下のように発生したものとする。
（１）（５）（９）＜１３＞＜２＞＜６＞＜１０＞（１４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１２）（１６）
上記＜＞は、誤りが生じたビットを示す。このような場合、デインターリーバ２２１が、並べ替えられた入力ビット列をもとに戻すので、連続した誤りは、次のようにランダマイズされる。
（１）＜２＞（３）（４）（５）＜６＞（７）（８）（９）＜１０＞（１１）（１２）＜１３＞（１４）（１５）（１６）
これにより、畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂正の効果が向上する。
【００４２】
ここで上記した構成における実験結果を示す。
まず、図３を参照して、ＯＦＤＭ信号受信装置２のサブキャリア干渉キャンセラ２１５における出力信号振幅の時間変化の実験結果を説明する。図３では、図６に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置２０での出力信号振幅の時間変化と、図１に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでの出力信号振幅の時間変化を比較している。また、図４では、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０での復調器の出力尤度振幅の時間変化と、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでの復調器の出力尤度振幅の時間変化とを比較している。
【００４３】
図３及び図４に示す実験結果において、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数（アンテナ本数=N）：２（送受２本づつ）
伝送速度：54Mbps／チャネル
サブキャリア数（＝I）:48／チャネル
サブキャリア変調方式：64ＱＡＭ
誤り訂正方式：符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/Viterbi復号
フェージング：18波レイリーフェージング（rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz）
インターリーブ：実施せず
【００４４】
また、図３及び図４に示す実験結果において、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数(＝I):48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/Viterbi復号
フェージング:18波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:実施せず
【００４５】
図３において、時間の単位はＯＦＤＭシンボルである。また、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａのサブキャリア干渉キャンセラ入力信号は、ＯＦＤＭ信号受信装置４のサブキャリア干渉キャンセラ４１５における入力信号と同一とする。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、図３に示すように、出力信号振幅において、受信信号の有する本来の振幅情報が再現されている。
【００４６】
図４では、同じく復調器２１９、復調器４１７の出力尤度振幅の時間変化を示す。時間の単位はＯＦＤＭシンボルである。図４では、上述したように受信信号の有する本来の振幅情報が再現されているそのため、復調器の出力尤度振幅の時間変動にもそれが反映されている。すなわち、図１の（Ｂ）に一例を示すようにサブキャリア干渉キャンセラの出力信号振幅が一定になるため、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０では復調器４１７の出力尤度振幅の変動幅は小さくなる。
【００４７】
図５では、図１、図２、図６に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパケット誤り率特性を示す。この実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数(＝I):48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/viteri復号
フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:実施せず
重み係数:上記Kの値をＫ＝1として実施
【００４８】
図５に示す実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数:48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/viterbi復号
フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝5O[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:深さ16ビット
また、図５に示す実験結果を得た従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは、上述した図３、図４に示す実験結果を得たパラメータと同じである。
【００４９】
図５に示すように、本実施形態によりエラーフロアが8.8×10-3から1.3×10-3へ改善する。上述したように、従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０では、SNRの高い信号も低い信号も同じような尤度の値で扱われる。しかし、本実施形態の構成（ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ）ではSNRの高い信号は大きな重み付けをうけるため、大きな尤度の値を持つ。又逆に、SNRの低い信号は小さい重み付けを受け、小さい尤度の値を持つ。従って、従来の構成より、利得の高い誤り訂正が可能となる。
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法によれば、振幅から計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮させることができる。また、インターリーブ・デインターリーブによりバースト誤りをランダマイズすることで、軟判定誤り訂正の効果をさらに向上させている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態において、ＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を示す図である。
【図２】 本発明の第２の実施形態において、ＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を示す図である。
【図３】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図４】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図５】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図６】 従来技術を説明する図である。
【符号の説明】
１（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号送信装置、２（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号受信装置、１０（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号伝送装置、１１１：誤り訂正符号器、１１２:高速逆フーリエ変換器、１１３：送信アンテナ、１１４：インタリーバ、２１１：受信アンテナ、２１２：高速フーリエ変換器、２１３：サブキャリアデータ信号構成器、２１４：逆行列演算器、２１５：サブキャリア干渉キャンセラ、２１６重み係数演算器、２１７：乗算器、２１８：シンボルデータ変換器、２１９：復調器、２２０：軟判定誤り訂正復号器、２２１：デインタリーバ、２０：ＯＦＤＭ信号伝送装置、３１１：誤り訂正符号器、３１２:高速逆フーリエ変換器、３１３：送信アンテナ、４１１：受信アンテナ、４１２：高速フーリエ変換器、４１３：サブキャリアデータ信号構成器、４１４：逆行列演算器、４１５：サブキャリア干渉キャンセラ、４１６：シンボルデータ変換器、４１７：復調器、４１８：軟判定誤り訂正復号器
【発明の属する技術分野】
本発明は、軟判定誤り訂正の効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域移動体通信においては、移動体通信におけるマルチパスフェージング環境下において一定レベルの通信品質を維持するための周波数選択性フェージングの対策とともに、限られた周波数帯の中で大容量化を図るための周波数利用効率の向上策が必要である。周波数選択性フェージングヘの対策としては、送信信号を互いに直交するサブキャリア群に分割して、マルチキャリア伝送を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が知られている。
【０００３】
一方、周波数利用効率の向上への対策としては、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを構成し、受信側において各受信アンテナの受信信号からチャネル推定器と干渉キャンセラを用いて各送信アンテナからの送信信号を分離して復元することにより、送信アンテナの数だけチャネルを増加させ、周波数利用効率を向上させる手法が提案されている。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式においてＭＩＭＯチャネルを構成し、信号処理を行うことにより空間で合成された信号を分離することを可能だが、相互干渉による劣化が大きいので強力な誤り訂正である畳み込み符号化−軟判定ビタビ復号を適用するのが一般的である。
【０００５】
以下、従来技術におけるＭＩＭＯチャネルを用いたＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を図６に示す。従来技術におけるＯＦＤＭ信号伝送装置２０は、ＯＦＤＭ信号送信装置３とＯＦＤＭ信号受信装置４から構成される。
ＯＦＤＭ信号送信装置３において、３１１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の送信データ系列を誤り訂正符号化する。３１２はＮ個の高速逆フーリエ変換器である。３１３はＮ個の送信アンテナである。
【０００６】
ＯＦＤＭ信号受信装置４において、４１１はＮ個の受信アンテナである。４１２はＮ個の高速フーリエ変換器である。４１３はサブキャリアデータ信号構成器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力をサブキャリア毎の系列に変換する。４１４は逆行列演算器であり、該高速フーリエ変換器４１２の出力から全ての組み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、その逆行列を計算する。４１５はI個のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデータ信号構成器４１３のI系統の出力と逆行列演算器４１４のI系統の出力の乗算を行う。４１６はシンボルデータ変換器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ４１５の出力をシンボル毎の系列に変換する。４１７は、復調器である。４１８は、軟判定誤り訂正復号器である。
【０００７】
また図６において、（Ａ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ入力振幅イメージである。（Ｂ）に示す図は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振幅イメージである。（Ｃ）に示す図は、復調器出力振幅イメージである。
【０００８】
従来方式においては、サブキャリアｉ毎の送受信アンテナの組み合わせに対する伝達係数を成分とするＮ×Ｎの行列Siの逆行列（Si）-1を、逆行列演算器４１４により計算する。サブキャリア干渉キャンセラ４１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブキャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離する。このデータ信号から復調器４１７によって尤度を算出し、この尤度情報をもとに軟判定誤り訂正して送信信号が復元できる。
【０００９】
このように動作するため、同一の伝送パスにおいて同一の周波数帯域でＮのＯＦＤＭ信号の送受信を行うことができ、この技術を用いないＯＦＤＭ信号伝送装置に比べて周波数帯域を増加させることなくＮ倍の容量の情報を伝送することが可能となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来方式においては、サブキャリア干渉キャンセラ４１５は逆行列を乗算することで信号等化と同様の効果を達成する。そのため、サブキャリア干渉キャンセラ４１５における出力の振幅は、本来の受信振幅に関係なく、図６の（Ｂ）に一例を示すように、対応する送信シンボルデータ信号の一定振幅値にマスクされてしまう。そのため、復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があった。
【００１１】
このように復調器４１７で算出される受信データの尤度は本来得られるべき値ではなく、図６の（Ｃ）に一例を示すような一定に近い値となるため、軟判定誤り訂正復号器がその本来の能力を十分に発揮出来なくなるという欠点があった。本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、軟判定誤り訂正の効率を向上させることができるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するためになされたもので、請求項１に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とから構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アンテナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は前記送信アンテナからの合成送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号伝送装置であって、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備えることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記重み係数演算器は、前記干渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比により重み係数を取得することを特徴とする。
【００１４】
これにより、伝達係数逆行列の乗算により干渉キャンセラ出力の振幅が一定値になり振幅情報が失われてしまうことを回避することができ、結果、振幅から計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮することができる。
【００１５】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記ＯＦＤＭ信号送信装置は、信号を構成する符号を並び替えるインターリーバをさらに備え、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、前記インタリーバにより並び替えられた符号をもとに戻すデインタリーバをさらに備えることを特徴とする。
【００１６】
これにより、誤りが連続的に続くバースト誤りをランダマイズすることができ、軟判定誤り訂正の効果をさらに向上させることができる。
【００１７】
また、請求項４に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する重み係数演算器と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
また、請求項５に記載の発明は、送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号を分離する干渉キャンセル過程を備えるＯＦＤＭ信号受信方法であって、前記干渉キャンセラの出力値の重み係数を取得する過程と、前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる過程と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０の構成を示すブロック図である。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０はＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号送信装置１ａ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａとして説明する。
【００２０】
ＯＦＤＭ信号送信装置１ａにおいて、１１１は誤り訂正符号器であり、Ｎ個の送信データ系列を誤り訂正符号化する。１１２はＮ個の高速逆フーリエ変換器である。１１３はＮ個の送信アンテナである。なお、ここでは、「Ｎ」とは２以上の整数である。
【００２１】
ＯＦＤＭ信号受信装置２ａにおいて、２１１はＮ個の受信アンテナである。２１２はＮ個の高速フーリエ変換器である。２１３はサブキャリアデータ構成器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力を、サブキャリア毎のI系列（Ｉは自然数）に変換する。２１４はサブキャリア伝達係数逆行列演算器であり、高速フーリエ変換器２１２の出力から、全ての組み合わせの送受信アンテナ間のサブキャリア毎の伝達係数行列を推定し、その逆行列を計算する。２１５はＩ個のサブキャリア干渉キャンセラであり、サブキャリアデータ構成器２１４のI系統の出力と逆行列演算器２１４のI系統の出力の乗算を行う。
【００２２】
２１６はI個の重み係数演算器であり、サブキャリアデータ構成器２１３のI系統の出力から重み係数を計算する。２１７はI個の乗算器であり、I個のサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力とI個の重み係数演算器２１６の出力を乗算する。２１８はシンボルデータ変換器であり、乗算器２１７の出力をシンボル毎の系列に変換する。２１９は復調器である。２２０は軟判定誤り訂正復号器である。
【００２３】
サブキャリア伝達係数逆行列演算器２１４は、i番目（iは１以上I以下の整数）のOFDMサブキャリアにおけるm本目（mは１以上Ｎ以下の整数）の送信アンテナと、n本目（nは１以上Ｎ以下の整数）の受信アンテナとの間の伝達係数Smn iをm行n列の成分とする伝達係数行列Siの逆行列（Si）-1を計算する。サブキャリア干渉キャンセラ２１５は、受信したＮシンボルのデータ信号におけるサブキャリアｉに対する成分に（Si）-1を乗算することにより、相互干渉を補償して送信されるデータ信号を分離する。
【００２４】
上述したように、サブキャリア干渉キャンセラ２１５で受信するデータ信号の振幅情報が失われていることから、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、サブキャリアデータ構成器２１３のＩ系統の出力から、受信信号の有する振幅情報を示す重み係数を重み係数演算器２１６で取得する。すなわち、本実施形態のＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａは、上述した従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０と比較して、重み係数演算器２１６及び乗算器２１７をさらに備えることを特徴とする。
【００２５】
重み係数演算器２１６が取得する重み係数Wi 1、Wi 2、…Wi Nは多数考えられるが、ここでは、耐雑音性に最も優れた受信信号の信号対雑音電力比（SNR）で計算する例を説明する。
Ｎ系統の送信データにおけるサブキャリアiに対する成分をUi l、Ui 2、…Ui N、N系統の受信データに含まれるAWGN（Additive White Gaussian Noise）成分のサブキャリアｉに対する成分をni 1、ni 2、…ni Nとすると、N系統の受信データにおけるサブキャリアiに対する成分をri 1、ri 2、…ri Nはベクトル形式により次式で書き表すことができる。
【００２６】
【数１】
ここで
【数２】
である。ただし、「ｍ」とは、ｍ番目（１≦ｍ≦Ｎ）の送信アンテナ１１３を示しており、「ｎ」とは、ｎ番目（１≦ｎ≦Ｎ）の受信アンテナ２１１を示している。また、Si mnは、上記送信アンテナ１１３と、受信アンテナ２１１とを経由する伝搬路の伝達係数である。
【００２９】
ここで数１に示す式の両辺にサブキャリア伝達係数逆行列（Si）-1を乗算すると、
【数３】
【００３０】
【数４】
【００３１】
ここで、τiはサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力であるτi 1、τi 2、…τi Nのベクトル表示である。仮に送信データUi 1、Ui 2、…Ui Nの振幅がどれも|U|で等しいとすると、τi 1、τi 2、…τi Nの信号対雑音電力比は、
【数５】
【００３２】
ただし、jはN以下の自然数である。ni 1、ni 2、…ni Nは独立したガウス分布をとるので、数5は次式のように近似できる。
【数６】
ただし、σν 2は、ni 1、ni 2、…ni Nの複素ガウス分布における分散である。
ここで、受信信号の雑音電力は各サブキャリアで等しいので、各サブキャリアのSNRの比率は、各サブキャリアにおける受信振幅の2乗の比率と等価となる。従って、τi 1、τi 2、…τi Nに対する重み係数Wi 1、Wi 2、…Wi Nは、数6から求められる各サブキャリアのSNRから次式のように表される。
【数７】
ただし、数７において、Ｋは全サブキャリア共通の定数である。このWi 1、Wi 2、…Wi Nという重み係数をサブキャリア干渉キャンセラ２１５の出力に乗ずることで、失われた振幅情報を再現し、復調器２１９から出力される尤度から軟判定誤り訂正復号器２２０で軟判定誤り訂正する。これにより、振幅情報に基づく尤度から軟判定誤り訂正の能力を最大限発揮することができる。
【００３５】
また図１において、（Ａ）は、サブキャリア干渉キャンセラ入力振幅の一例である。（Ｂ）は、サブキャリア干渉キャンセラ出力振幅の一例である。（Ｃ）は、重み係数乗算器出力振幅の一例である。（Ｄ）は、復調器出力振幅の一例である。サブキャリア干渉キャンセラ２１５が乗算することにより失われた振幅情報を、図１の（Ｃ）に一例を示すように回復させることができる。
【００３６】
第２の実施形態を図２に示す。同図において図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信号伝送装置１０は、ＯＦＤＭ信号送信装置１と、ＯＦＤＭ信号受信装置２とから構成される。ここでは、説明の便宜上、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂ、ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂとして説明する。
【００３７】
ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂは、誤り訂正符号器１１１、Ｎ個のインターリーバ１１４、高速逆フーリエ変換器１１２、送信アンテナ１１３から構成される。
ＯＦＤＭ信号受信装置２ｂは、受信アンテナ２１１、高速フーリエ変換器２１２、サブキャリアデータ構成器２１３、逆行列演算器２１４、サブキャリア干渉キャンセラ２１５、重み係数演算器２１６、乗算器２１７、シンボルデータ変換器２１８、復調器２１９、デインターリーバ２２１、軟判定誤り訂正復号器２２０から構成される。
【００３８】
インターリーバ１１４、及びデインタリーバ２２１の機能について説明する。インターリーバ１１４は、信号を構成する符号の順番を入れ替え、デインタリーバ２２１は、インターリーバ１１４により入れ替えられた信号の順番を元に戻す機能を備える。
【００３９】
畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂正は、ビット誤りが離散的に現れるランダム誤りに対し有効だが、ビット誤りが連続的に現れるバースト誤りに対しては効果がない。そこで、インターリーバ１１４及びインタリーバ２２１は、バースト誤りをランダマイズして、軟判定誤り訂正の効果を向上させる。
【００４０】
例えば、以下に一例を示すようにビット列が入力されたものとする。
（１）（２）（３）（４）（５）（６）（７）（８）（９）（１０）（１１）（１２）（１３）（１４）（１５）（１６）
ここで、上記（）内の数字は各ビットの入力順を示す。上記のような入力ビット列を、インタリーバ１１４は、例えば、以下のように並べ替える。
（１）（５）（９）（１３）（２）（６）（１０）（１４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１２）（１６）
【００４１】
インタリーバ１１４により並び替えたビット列は、ＯＦＤＭ信号送信装置１ｂからＯＦＤＭ信号受信装置２ｂに送信される。この間に、フェージング（減衰）などにより、一部分に連続した誤りが、例えば以下のように発生したものとする。
（１）（５）（９）＜１３＞＜２＞＜６＞＜１０＞（１４）（３）（７）（１１）（１５）（４）（８）（１２）（１６）
上記＜＞は、誤りが生じたビットを示す。このような場合、デインターリーバ２２１が、並べ替えられた入力ビット列をもとに戻すので、連続した誤りは、次のようにランダマイズされる。
（１）＜２＞（３）（４）（５）＜６＞（７）（８）（９）＜１０＞（１１）（１２）＜１３＞（１４）（１５）（１６）
これにより、畳み込み符号及びビタビ復号による誤り訂正の効果が向上する。
【００４２】
ここで上記した構成における実験結果を示す。
まず、図３を参照して、ＯＦＤＭ信号受信装置２のサブキャリア干渉キャンセラ２１５における出力信号振幅の時間変化の実験結果を説明する。図３では、図６に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置２０での出力信号振幅の時間変化と、図１に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでの出力信号振幅の時間変化を比較している。また、図４では、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０での復調器の出力尤度振幅の時間変化と、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでの復調器の出力尤度振幅の時間変化とを比較している。
【００４３】
図３及び図４に示す実験結果において、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数（アンテナ本数=N）：２（送受２本づつ）
伝送速度：54Mbps／チャネル
サブキャリア数（＝I）:48／チャネル
サブキャリア変調方式：64ＱＡＭ
誤り訂正方式：符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/Viterbi復号
フェージング：18波レイリーフェージング（rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz）
インターリーブ：実施せず
【００４４】
また、図３及び図４に示す実験結果において、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数(＝I):48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/Viterbi復号
フェージング:18波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:実施せず
【００４５】
図３において、時間の単位はＯＦＤＭシンボルである。また、ＯＦＤＭ信号受信装置２ａのサブキャリア干渉キャンセラ入力信号は、ＯＦＤＭ信号受信装置４のサブキャリア干渉キャンセラ４１５における入力信号と同一とする。ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａでは、図３に示すように、出力信号振幅において、受信信号の有する本来の振幅情報が再現されている。
【００４６】
図４では、同じく復調器２１９、復調器４１７の出力尤度振幅の時間変化を示す。時間の単位はＯＦＤＭシンボルである。図４では、上述したように受信信号の有する本来の振幅情報が再現されているそのため、復調器の出力尤度振幅の時間変動にもそれが反映されている。すなわち、図１の（Ｂ）に一例を示すようにサブキャリア干渉キャンセラの出力信号振幅が一定になるため、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０では復調器４１７の出力尤度振幅の変動幅は小さくなる。
【００４７】
図５では、図１、図２、図６に一例を示すＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ、ＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパケット誤り率特性を示す。この実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数=N):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数(＝I):48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/viteri復号
フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝50[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:実施せず
重み係数:上記Kの値をＫ＝1として実施
【００４８】
図５に示す実験結果を得たＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂのパラメータは以下の通りである。
チャネル多重度数(アンテナ本数):２(送受2本づつ)
伝送速度:54Mbps／チャネル
サブキャリア数:48／チャネル
サブキャリア変調方式:64ＱＡＭ
誤り訂正方式:符号化率3/4、拘束長7の畳み込み符号化/viterbi復号
フェージング:１８波レイリーフェージング(rms遅延スプレッド＝5O[ns]、最大ドップラー周波数＝50Hz)
インターリーブ:深さ16ビット
また、図５に示す実験結果を得た従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０のパラメータは、上述した図３、図４に示す実験結果を得たパラメータと同じである。
【００４９】
図５に示すように、本実施形態によりエラーフロアが8.8×10-3から1.3×10-3へ改善する。上述したように、従来のＯＦＤＭ信号伝送装置２０では、SNRの高い信号も低い信号も同じような尤度の値で扱われる。しかし、本実施形態の構成（ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ａ、ＯＦＤＭ信号伝送装置１０ｂ）ではSNRの高い信号は大きな重み付けをうけるため、大きな尤度の値を持つ。又逆に、SNRの低い信号は小さい重み付けを受け、小さい尤度の値を持つ。従って、従来の構成より、利得の高い誤り訂正が可能となる。
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるＯＦＤＭ信号伝送装置、ＯＦＤＭ信号受信装置、ＯＦＤＭ信号受信方法によれば、振幅から計算される尤度を使った軟判定誤り訂正の能力を最大限に発揮させることができる。また、インターリーブ・デインターリーブによりバースト誤りをランダマイズすることで、軟判定誤り訂正の効果をさらに向上させている。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態において、ＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を示す図である。
【図２】 本発明の第２の実施形態において、ＯＦＤＭ信号伝送装置の構成を示す図である。
【図３】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図４】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図５】 本実施形態の効果を説明する実験結果を示す図である。
【図６】 従来技術を説明する図である。
【符号の説明】
１（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号送信装置、２（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号受信装置、１０（ａ、ｂ）：ＯＦＤＭ信号伝送装置、１１１：誤り訂正符号器、１１２:高速逆フーリエ変換器、１１３：送信アンテナ、１１４：インタリーバ、２１１：受信アンテナ、２１２：高速フーリエ変換器、２１３：サブキャリアデータ信号構成器、２１４：逆行列演算器、２１５：サブキャリア干渉キャンセラ、２１６重み係数演算器、２１７：乗算器、２１８：シンボルデータ変換器、２１９：復調器、２２０：軟判定誤り訂正復号器、２２１：デインタリーバ、２０：ＯＦＤＭ信号伝送装置、３１１：誤り訂正符号器、３１２:高速逆フーリエ変換器、３１３：送信アンテナ、４１１：受信アンテナ、４１２：高速フーリエ変換器、４１３：サブキャリアデータ信号構成器、４１４：逆行列演算器、４１５：サブキャリア干渉キャンセラ、４１６：シンボルデータ変換器、４１７：復調器、４１８：軟判定誤り訂正復号器
Claims (3)
- 送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置とＯＦＤＭ信号受信装置とから構成され、前記ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナと前記ＯＦＤＭ信号受信装置の複数の受信アンテナとによりＭＩＭＯチャネルが構成され、前記ＯＦＤＭ信号受信装置は前記送信アンテナからの合成送信信号をサブキャリア毎の系列に変換するサブキャリア構成器と変換されたサブキャリア毎の系列に含まれる干渉を補償する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号伝送装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号受信装置は、
前記干渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比の平方根と等価となる重み係数を取得する重み係数演算器と、
前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、
を備え、
前記重み係数演算器は、前記サブキャリア構成器の出力信号から、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達係数逆行列を算出しその要素を利用することで重み係数を取得する
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号伝送装置。 - 送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号をサブキャリア毎の系列に変換するサブキャリア構成器と変換されたサブキャリア毎の系列に含まれる干渉を補償する干渉キャンセラを備えるＯＦＤＭ信号受信装置であって、
前記干渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比の平方根と等価となる重み係数を取得する重み係数演算器と、
前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる乗算器と、
を備え、
前記重み係数演算器は、前記サブキャリア構成器の出力信号から、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達係数逆行列を算出しその要素を利用することで重み係数を取得する
ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。 - 送信信号を、互いに直交する複数のサブキャリアに分割してマルチキャリア伝送を行なうＯＦＤＭ方式において、ＯＦＤＭ信号送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号を受信する複数の受信アンテナによりＭＩＭＯチャネルを構成し、前記送信アンテナからの送信信号をサブキャリア毎の系列に変換するサブキャリア構成器と変換されたサブキャリア毎の系列に含まれる干渉を補償する干渉キャンセル過程を備えるＯＦＤＭ信号受信方法であって、
前記サブキャリア構成器の出力値から、送信アンテナと受信アンテナとの間の伝達係数逆行列を算出しその要素を利用して、前記干渉キャンセラの出力値の信号対雑音電力比の平方根と等価となる重み係数を取得する過程と、
前記干渉キャンセラの出力値に、前記重み係数演算器により取得された重み係数を乗ずる過程と、
を備えることを特徴とするＯＦＤＭ信号受信方法。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001319610A JP3676281B2 (ja) | 2001-10-17 | 2001-10-17 | Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 |
| KR10-2002-0018572A KR100510434B1 (ko) | 2001-04-09 | 2002-04-04 | Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치 |
| US10/117,390 US7242720B2 (en) | 2001-04-09 | 2002-04-05 | OFDM signal communication system, OFDM signal transmitting device and OFDM signal receiving device |
| CNB021062447A CN100399777C (zh) | 2001-04-09 | 2002-04-08 | Ofdm信号传输系统、发送装置及接收装置 |
| EP02290867A EP1249980B1 (en) | 2001-04-09 | 2002-04-08 | OFDM signal communication system, OFDM signal transmitting device and OFDM signal receiving device |
| CA002380977A CA2380977C (en) | 2001-04-09 | 2002-04-08 | Ofdm signal communication system, ofdm signal transmitting device and ofdm signal receiving device |
| KR1020050035655A KR20050053034A (ko) | 2001-04-09 | 2005-04-28 | Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001319610A JP3676281B2 (ja) | 2001-10-17 | 2001-10-17 | Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003124907A JP2003124907A (ja) | 2003-04-25 |
| JP3676281B2 true JP3676281B2 (ja) | 2005-07-27 |
Family
ID=19137136
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001319610A Expired - Fee Related JP3676281B2 (ja) | 2001-04-09 | 2001-10-17 | Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3676281B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4091076B2 (ja) | 2003-07-29 | 2008-05-28 | 富士通株式会社 | 通信システムにおける受信装置 |
| JP4460412B2 (ja) | 2003-11-26 | 2010-05-12 | パナソニック株式会社 | 受信装置及び部分ビット判定方法 |
| JP4369294B2 (ja) * | 2004-05-13 | 2009-11-18 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 雑音電力推定装置、雑音電力推定方法及び信号検出装置 |
| KR100875044B1 (ko) | 2004-08-12 | 2008-12-19 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 수신기, 송신 장치 및 수신 방법 |
| JP4789678B2 (ja) * | 2005-04-04 | 2011-10-12 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信装置 |
| US8705492B2 (en) | 2010-06-08 | 2014-04-22 | Panasonic Corporation | MIMO receiving apparatus and receiving method |
-
2001
- 2001-10-17 JP JP2001319610A patent/JP3676281B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003124907A (ja) | 2003-04-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR101178818B1 (ko) | 무선 시스템을 위한 반복 부호화 | |
| US20030012315A1 (en) | System and method for multistage error correction coding wirelessly transmitted information in a multiple antennae communication system | |
| AU2002348618B2 (en) | STFBC coding/decoding apparatus and method in an OFDM mobile communication system | |
| JP4988137B2 (ja) | Ｏｆｄｍシステムにおけるｉｓｉ緩和のための周期遅延ダイバーシティ | |
| EP1873931A2 (en) | Method and system for reordered QRV-LST (layered space time) detection for efficient processing for multiple input multiple output (MIMO) communication systems | |
| JP2006518556A (ja) | マルチキャリヤｍｉｍｏシステムに関する伝送方法 | |
| JP2007228029A (ja) | 無線通信システム及び受信装置 | |
| GB2560461A (en) | Reordering of a beamforming matrix | |
| JP4008915B2 (ja) | 多重アンテナを使用する直交周波数分割多重システムでの干渉信号を除去する装置及び方法 | |
| JP2006067070A (ja) | Ｍｉｍｏシステム受信方法及びその装置 | |
| KR100849338B1 (ko) | 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법 | |
| KR100617757B1 (ko) | 어레이 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중시스템에서의 송/수신장치 및 방법 | |
| KR100866195B1 (ko) | 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서 시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법 | |
| JP3676281B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号伝送装置、ｏｆｄｍ信号受信装置、ｏｆｄｍ信号受信方法 | |
| JP5010329B2 (ja) | 誤差ベクトル評価方法並びに適応サブキャリア変調方法、周波数分割通信方法 | |
| Sanghoi et al. | Analysis of WIMAX Physical layer Using Spatial Diversity under different Fading Channels | |
| JP4649601B2 (ja) | 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、情報記録媒体、および、プログラム | |
| JP2004072568A (ja) | 空間分割多重方式を適用したマルチキャリアｃｄｍａ方式の送信装置及び受信装置 | |
| Eddaghel | Mitigating PAPR in cooperative wireless networks with frequency selective channels and relay selection | |
| Maxey et al. | School of Electrical Engineering, The University of Bath, Bath, BA2 7AY, UK E-mail: eepjjm@ bath. ac. uk and eesrfo@ bath. ac. uk | |
| Taghinia et al. | The Effect of Subcarrier-Based Channel Estimation on the BER Bound of Turbo Coded OFDM/SDMA System |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20030325 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20040116 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040810 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040817 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041018 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050419 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050427 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3676281 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100513 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100513 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110513 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120513 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130513 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140513 Year of fee payment: 9 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |