JP3699602B2 - プリディストーション装置及びその方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力増幅器の入出力特性を線形化する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信においては使用帯域外の信号は隣接チャネルへの妨害波となるため、使用帯域外の信号電力を低く抑えるために電力増幅器に十分な線形性を確保する必要がある。このため、従来は帯域外の電力が十分小さくなるまで出力電力を抑える出力バックオフ法がよく用いられているが、この方法は効率と線形性がトレードオフとなっているため、効率を確保しつつ線形性を向上させることが難しい。
【０００３】
図１８は、典型的な電力増幅器の入出力特性を示す図である。
【０００４】
上記出力バックオフ法について図１８を参照して説明する。
【０００５】
電力増幅器の出力が大きくなると図１８の（１）の曲線に示すように、電力増幅器の入力と出力の関係が同図の（２）に示すような線形的な関係からずれてくる。従って、出力バックオフ法においては、実際の電力増幅器の特性曲線である曲線（１）の内、線形性が保たれている入力電力の小さい部分のみを使用していた。電力増幅器の特性曲線の内、入力電力の小さい部分は、同図に示されるように、理想的な特性曲線（２）に近い振る舞いをしているので、電力増幅器の動作から十分な線形性が得られ、増幅する信号の波形の劣化による高周波成分の発生、すなわち、隣接チャネルへのノイズの発生を抑えることができる。
【０００６】
しかし、電力増幅器の増幅効率は、入力電力が小さいと、小さくなるため、電力増幅器を十分な効率で使用することができないという問題がある。また、増幅効率を良くしようとすると、入力電力を大きくしなければならないが、すると、電力増幅器の非線形性が問題となってしまう。従って、出力バックオフ法においては、効率と線形性がトレードオフとなってしまい、高効率と線形性を両立することが難しくなってしまう。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
増幅効率を確保しつつ線形性を向上させるための方法としてプリディストーション方式による線形化が試みられている。この方式の詳細は、例えば、本出願人が、先に出願した特願平９−２９７２９７号の明細書を参照されたい。
【０００８】
図１９は、プリディストーション方式を説明する図である。
【０００９】
同図（ａ）に示すように、電力増幅器（ＰＡ）の入出力特性に対しプリディストーションを行う場合には、ベースバンドのＩ信号、Ｑ信号をベースバンド用可変減衰器１８０に入力し、ベースバンド信号の電力を調整してから、プリディストーション回路１８１に入力する。プリディストーション回路１８１では、図１８の曲線（１）に示されたような電力増幅器１８３の入出力特性の逆関数を元に、該曲線（１）における線形性が得られる入力電力が小さい部分については、特性の傾きが保持されるように調整された関数を使って、ベースバンド可変減衰器１８０から入力される信号の前処理を行う。すなわち、該入力ベースバンド信号の入力電力値が電力増幅器１８３の入出力特性が線形性を示す範囲にある場合には、該入力ベースバンド信号に対して特に処理を行わないが、入出力特性が非線形になってくる範囲にある場合には、該入力ベースバンド信号の電力値をより大きくしてやり、電力増幅器１８３の非線形の増幅による信号波形の劣化が相殺されるようにする。そして、プリディストーション回路１８１によりプリディストーション処理が施されたベースバンド信号は、変調器、同図の場合にはＱＰＳＫモジュレータ１８２に入力されて直交変調される。該直交変調により、該プリディストーション処理が施された信号は高周波信号に変換され、電力増幅器１８３によって増幅されてアンテナ１８４から送信される。プリディストーション回路１８１がＱＰＳＫモジュレータ１８２の前段に設けられているのは、プリディストーションをデジタル信号処理で行うためである。すなわち、ＱＰＳＫモジュレータ１８２の後段に設けると、信号が高周波になってしまうので、デジタル処理によりプリディストーションするのが難しくなってしまうからである。
【００１０】
プリディストーション方式をデジタル回路で実装する場合、図１９（ａ）のような構成でデジタル信号処理のみで広いパワーレンジに対応させようとすると、小電力時に量子化誤差が増大し、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）特性が著しく悪化する。すなわち、図１のＦ_pd（ｘ）のようなプリディストーションをかけるための関数の値を離散化し、それらの値をテーブルに保持し、入力した信号値に対する値を該テーブルから読みとると、該関数における傾きの小さな、入力信号の電力が小さい部分に該当する信号は、該関数の傾きに対して離散化が荒くなりすぎてしまい、アナログ的に変化する入力信号の値に対し大きな誤差を持ったプリディストーションをかけることになってしまう。
【００１１】
同図（ｂ）は、電力増幅器１８３の出力に対する隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）の様子を示す図である。同図（ｂ）において、縦軸がＡＣＰ（単位はｄＢ）、横軸が電力増幅器１８３の出力（単位はｄＢｍ）である。
【００１２】
同図（ｂ）の○や＋に示されるように、プリディストーションを行わない場合には、電力増幅器１８３の出力電力Ｐout が大きくなるにしたがい、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）が大きくなっているのが分かる。これに対し、プリディストーションを行った場合のＡＣＰが、種種のグラフ線（点線、一点鎖線等）で示されている。同図（ｂ）の各グラフ線は、それぞれ、何ビットでプリディストーション関数をデジタル化（離散化）したかを示しており、上から７ビット、８ビット、９ビット、１０ビット、１１ビット、１２ビットの場合を示している。同図（ｂ）に示すように、プリディストーション関数をデジタル化する場合のビット数を大きくするに従い、ＡＣＰが改善されていく。
【００１３】
このように、ＡＣＰを改善するために、プリディストーション関数を離散化する入出力ビット数を大きくすることが考えられるが、その場合は回路規模が大きくなってしまう。
【００１４】
なお、同図（ａ）の構成では、可変減衰器（ＶＡＴＴ）１８０の減衰特性を考慮していないために、更にＡＣＰを悪化させているという問題も生じている。
【００１５】
図２０は、可変減衰器の減衰特性も考慮してプリディストーションで補償しようとする場合の構成及び特性を示した図である。
【００１６】
同図（ａ）の構成では、ベースバンドのＩ信号、Ｑ信号にプリディストーション回路１９０で、プリディストーションを行い、その後に、ＱＰＳＫモジュレータ１９１で変調する。そして、可変減衰器１９２で信号電力の減衰を行い、電力増幅器ＰＡ１９２で増幅してアンテナ１８４から高周波を出力する。このとき、可変減衰器１８０に与える減衰量制御信号VATTcontrol をプリディストーション回路１９０にも入力し、可変減衰器１９２の減衰特性も加味してプリディストーションをかけるようにしている。
【００１７】
同図（ｂ）は、同図（ａ）の構成におけるＰＡ１９３への出力電力値とＡＣＰとの関係を示した図である。
【００１８】
同図（ｂ）における各曲線の意味は、図１９（ｂ）と同様である。同図（ｂ）から明らかなように、プリディストーションをかけない場合より、プリディストーションをかけた方が、ＡＣＰ特性が改善される。また、プリディストーション関数をデジタル化する場合のビット数も大きくなればなるほど、ＡＣＰ特性が良くなっている。また、図１９（ｂ）に示されたプリディストーションをかけた場合のＡＣＰ特性と、図２０（ｂ）に示されたプリディストーションをかけた場合のＡＣＰ特性を比較してみると、図２０（ａ）のように、可変減衰器１８０の減衰特性も考慮した構成の方が、ＡＣＰ特性が良くなることが理解される。
【００１９】
従って、図２０（ａ）のような構成で可変減衰器１９２により出力電力を調節すれば、同図（ｂ）に示すように少ない入出力ビット数で性能を確保できるが、このような構成にした場合、可変減衰器１９２の減衰レベルに応じてプリディストーション情報を切り替える必要が生じるため、結果的に、それほど回路規模を小さくすることができない。
【００２０】
特に、移動体通信端末への応用を考えた場合、小型軽量化や低消費電力化が大きな目標となるため、回路規模を増大させない簡便な方法でプリディストーション情報を圧縮するなどして回路規模を小さくする必要がある。
【００２１】
本発明の課題は、回路規模を大きくすることなく、精度の良いプリディストーションを行うことができる装置及び方法を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明のプリディストーション装置は、電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション装置において、電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション関数と所定の式で表される関数との差分を差分プリディストーション関数として使用し、入力された信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて、差分プリディストーション信号を生成する差分プリディストーション手段と、該差分プリディストーション信号と、該入力信号とを合成して、該合成により得られた信号をプリディストーション後の信号として出力する合成手段とを備えることを特徴とする。
【００２３】
本発明のプリディストーション方法は、電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション方法において、（ａ）電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション関数と所定の式で表される関数との差分を差分プリディストーション関数として使用し、入力された信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて、差分プリディストーション信号を生成するステップと、（ｂ）該差分プリディストーション信号と、該入力信号とを合成して、該合成により得られた信号をプリディストーション後の信号として出力するステップとを備えることを特徴とする。
【００２４】
本発明によれば、急峻な傾きを持つプリディストーション関数を、該関数と適切な他の関数との差分によって求められる差分プリディストーション関数に変換して、該差分プリディストーション関数をデジタル化して保持するので、該差分プリディストーション関数の関数テーブルを作成する時に、少ないビット数でより正確に該差分プリディストーション関数の情報をデジタル化することができる。
【００２５】
従って、この関数テーブルを使ってプリディストーションを行う場合に量子化誤差を小さくすることができると共に、該情報保持に必要なビット数が少なくて済むので、該関数テーブルを記憶する記憶素子の記憶容量を少なくできるので、プリディストーション回路の回路規模を小さくすることが可能となる。よって、小型の構成で、精度の良いプリディストーション装置を実現することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明ではプリディストーション方式に使用するデジタル信号処理回路の規模を縮小するために、プリディストーション信号と入力信号の差分のみを記憶素子に記録することにより関数テーブルの記憶容量を圧縮する。更に、この差分関数を近似関数とその補正関数に分離し、該補正関数の情報のみを記憶素子に保持することにより、更に関数テーブルの記憶容量を圧縮する。
【００２７】
この場合、複素ベースバンドのＩ信号、Ｑ信号を、振幅と位相に変換してから処理する方法と、複素ベースバンドのＩ信号、Ｑ信号を、振幅と、位相に変換せずに処理する方法が可能であるが、振幅、位相への変換を行えば、関数テーブルの記憶容量のさらなる圧縮も可能である。
【００２８】
図１及び図２は、本発明の実施形態の基本的な原理を説明する図である。
【００２９】
図１８の（１）で示したような特性の電力増幅器（ＰＡ）を図１８の（２）のように線形化するために必要なプリディストーション関数は図１のＦ_pd（ｘ）であり、この関数Ｆ_pd（ｘ）は、図１８の（１）の入出力特性を示す関数の逆関数を定数倍することにより得られる。この関数Ｆ_pd（ｘ）は入力が小さいときは比較的緩やかな傾きを持ち、入力がある程度以上大きくなると急峻な傾きで大きくなるような関数である。実用上はＰＡの出力の最大値に上限を設けるが、ＰＡの効率を向上させるには、上限をある程度多く取る必要がある。
【００３０】
この関数Ｆ_pd（ｘ）を離散化して使用する場合に問題となるのは、離散化した出力情報の多くが急峻な部分（１）に割り当てられるため、振幅の小さい部分（２）における実質的な量子化ビット数が確保できなくなることである。図１では（２）の部分は全体のほぼ１／４であるため、この部分は約２ビットの量子化ビット数を損していることになり、小信号時の特性を劣化させる原因となる。
【００３１】
すなわち、図１の４つの点線で示されているように、ＰＡの出力値Ｐout を４つの間隔で離散化すると、（１）の部分には、３つの離散値が与えられるので、ＰＡの入力値Ｐinの変化に対して、３つの離散値のいずれかを出力することができる。しかし、（２）の部分では、グラフの傾きが小さくなっているために、１つの離散値しか割り当てられていない。従って、ＰＡの入力値Ｐinが変化したとしても（２）の部分に対して出力されるデジタル化された関数値Ｆ_pd（ｘ）は一つの特定値しか出力しない。このように、プリディストーション関数Ｆ_pd（ｘ）は、デジタル化によって正しい値を出力することができなくなり、この現象は量子化誤差を生じ、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）特性を悪化させる。
【００３２】
そこで、プリディストーション関数の全体を記録するのではなく、プリディストーション関数と入力信号との差分を記録する。すなわち、Ｆ_pd（ｘ）からｙ＝ｘを差し引いた差分のみの関数Δ_pd（ｘ）＝Ｆ_pd（ｘ）−ｘを離散化して使用する。ここで、ｙ＝ｘという関数は、入力ｘをそのまま出力ｙとして出力するものであるので、実際には入力信号そのものを表している。図１に示されるように、ｙ＝ｘという関数をプリディストーション関数Ｆ_pd（ｘ）から差し引くことによって、入力信号を別途扱うことができるので、特に振幅の小さい場合（図１の（２）の部分）の特性を改善することができる。なお、以降において、Δ_pd（ｘ）を、便宜上、しばしば、Δ関数と表現する。
【００３３】
図２は、上述のようにして得られたプリディストーション関数Ｆ_pd（ｘ）と入力信号との差分関数Δ_pd（ｘ）を更に分離・表現する方法を説明する図である。
【００３４】
同図に示されるように、Δ_pd（ｘ）には急峻な傾きの部分が残るので、依然、出力のビット数の多くが急峻な部分を表現するのに使われてしまい、傾きの緩やかな部分のデジタル化精度が良くない。そこで、この急峻な部分は、傾きの変化が比較的小さいことに着目し、この部分のみ直線ｙ＝ａｘ＋ｂとの差分を取る。
このような処理の結果として得られた補正関数であるδ_pd（ｘ）（以後、便宜上δ関数との表現する）は、元のΔ_pd（ｘ）に比べて振幅（出力値Ｐout の範囲）が圧縮されているため、狭い出力範囲に多くのビット数を割り当てることができると共に、元のプリディストーション関数Ｆ_pd（ｘ）の出力範囲全体をデジタル化する場合に比べて、少ないビット数でデジタル化することができる。この結果として必要な記憶容量を圧縮することができる。元のプリディストーション関数Ｆ_pd（ｘ）は、Δ_pd（ｘ）を用いて次の式（１）、（２）で表すことができる。
【００３５】
【数１】

【００３６】
これらの式に現れる演算は、和と積のみであり、それらの演算回路は比較的小規模の回路で実現できる。また、ソフトウェアでそれらの演算を行っても良い。なお、ここで、ａ、ｂ、ｘｓは、それぞれδ関数を作成する際に適宜定められる定数である。
【００３７】
更に、図１９の場合のように、電力増幅器だけでなく、直交変調器、利得制御増幅器（ＡＧＣ：あるいは電力増幅器ＰＡ）、周波数混合機、可変減衰器の非線形特性も含めて補償すれば、回路規模を増大させずに全体の線形性を改善できる。
【００３８】
図３は、本発明のプリディストーション回路の第１の実施形態の構成図である。
【００３９】
本実施形態は、可変減衰器の非線形性を考慮しない構成となっている。まず、同図（ａ）において、入力Ｉ信号が座標変換部１の端子Ｉに入力される。同じく、入力Ｑ信号が座標変換部１の端子Ｑに入力される。この座標変換部１では、入力Ｉ信号と入力Ｑ信号をＩ−Ｑ平面上でのベクトルの座標値であると見なして、振幅ｒ、位相θで表される局座標（ｒ、θ）に変換する。Ｉ信号の信号値をＩ、Ｑ信号の信号値をＱで表すと、（Ｉ、Ｑ）と（ｒ、θ）とは、以下の式（３）、（４）で関係づけられる。
【００４０】
【数２】

【００４１】
座標変換部１は、乗算器、加算器、除算器、及び平方根並びにｔａｎ関数の値を、それぞれ、保持するテーブルとからなっている。まず、座標変換部１では、Ｉ信号値とＱ信号値の自乗を乗算器を使って算出する。次に、加算器を使って、それぞれの自乗値を加算し、各自乗値に対してその平方根の値が登録されているテーブルを参照して、式（３）で表されるｒ値を求める。次に、座標変換部１は、除算器を使って、Ｑ信号値をＩ信号値で除算し、ｔａｎ関数に関するテーブルを参照しθの値を求める。なお、これらの演算はソフトウェア処理により行っても良い。
【００４２】
このようにして求められたｒ値とθ値は、座標変換部１の端子ｒと端子θからそれぞれ出力される。次に、ｒ値は、加算器５に入力されると共に、前述のΔ関数値を出力するΔ関数加算部４に入力される。加算器５では、ｒ値とΔ関数加算部４から入力される、このｒ値に対応するΔ関数値とが加算される。この操作は、上記式（１）の計算を行っていることに対応する。そして、加算器５によってプリディストーション処理が施された振幅値（ｒ’値）は、座標変換部２の端子ｒ’に入力される。また、本実施形態では、ｒ値のみではなく、ＰＡによって与えられる位相ずれに対するプリディストーションも行う構成となっている。
【００４３】
位相θのプリディストーションとは、以下のようなものである。
【００４４】
すなわち、ＰＡの振幅及び位相に関する特性をプリディストーションによって補償する場合、ＰＡの振幅に対する特性をｆ、位相に対する特性をφとし、ＰＡに入力するＩ信号とＱ信号のを複素数表示が、ｒ・ｅｘｐ（ｊθ）で表されるものとする。ここで、ｊは虚数単位である。すると、ＰＡ通過後の信号は、ｆ（ｒ）・ｅｘｐ（ｊ（θ＋φ（ｒ）））と表すことができる。次に、ｆ（ｒ）をべき級数展開したものの１次の項がｃ₁ ｒとなったとすると（ｃ₁ は任意の定数）、プリディストーションとして次の関数を考える。
【００４５】
【数３】

【００４６】
すると、ＰＡに入力する信号は、ｒ’・ｅｘｐ（ｊθ’）となるので、ＰＡの出力信号は、ｆ（ｒ’）・ｅｘｐ（ｊ（θ’＋φ（ｒ’）））となる。これを上記式（５）を使って変形すると、
【００４７】
【数４】

【００４８】
となる。ここで、Ｖout は、ＰＡの出力である。従って、プリディストーション関数を振幅ｒ及び位相θに対して式（５）で定義すると、本来の入力ｒ・ｅｘｐ（ｊθ）の定数倍（＝ｃ₁ 倍）の出力が得られることになる。すなわち、ＰＡの特性を線形化することができる。上記式（５）から明らかなように、振幅ｒに対するプリディストーション関数Ｆ_pd（ｒ）は、ＰＡの特性の逆関数ｆ^-1（ｒ’）の傾きをｃ₁ だけ変更したものであるが、位相のプリディストーション関数θ_pd（ｒ’）は、ＰＡの位相特性φ（ｒ’）を信号の位相θからそのまま引いたものでよいことが分かる。
【００４９】
従って、位相プリディストーション部３では、座標変換部１から入力される位相値θから補償すべき回路の位相特性（ＰＡのみとは限らない）φ（ｒ’）を減算し、プリディストーション後の位相値として出力する。すなわち、θ−φ（ｒ’）＝θ_pd（ｒ’）となる。このようにして得られたプリディストーション後の位相値θ’は、座標変換部２の端子θ’に入力される。ここで、位相のプリディストーション関数θ_pd（ｒ’）は、それほど急峻な部分を持たないこと、及びＰＡ等の位相特性が製品毎に異なるので、逐次実験などにより計測して定めるべきものである。そして、もし、位相のプリディストーション関数が急峻な傾きを持つものである場合には、振幅のプリディストーション関数に対して行った処理と同様な処理を適用するのが好ましい。座標変換部２では、ｒ’、θ’に対して座標変換部１で行った処理と逆の処理を施してそれぞれ出力Ｉ’信号と出力Ｑ’信号を出力する。座標変換部２の処理は、以下の式（７）で表される。
【００５０】
【数５】

【００５１】
ここで、Ｉ’は、プリディストーション後のＩ信号値、Ｑ’は、プリディストーション後のＱ信号値である。ここでも、ｃｏｓ関数及びｓｉｎ関数の各θ
’に対する値は、テーブル等に保持しておき、該テーブル等から読み出すことによって目的の信号値を得る。
【００５２】
同図（ｂ）は、Δ関数加算部４の内部構成を示す図である。式（２）に示したようにΔ関数は、最終的なプリディストーション関数であるδ関数にｙ＝ａｘ＋ｂとの差分を加算したものである。従って、同図（ｂ）では、入力振幅値に対し、δ関数加算部６によりδ関数値δ_pd（ｒ）を出力すると共に、差分加算部７を設け、振幅値が所定値以上（式（２）では、ｘ_s 以上）の場合には、加算器８に差分加算部７から差分（＝ａｘ＋ｂ）を入力させて、該差分をδ関数値に加算して差分加算部７から出力する。ここで、ｙ＝ａｘ＋ｂの式において、ｘは入力振幅値ｒに等しく、また、ａ、ｂは、δ関数を作成する際に適切に選択された係数値であり、ｙが出力振幅値である。
【００５３】
以上説明したように、図３の構成によって、入力Ｉ、Ｑ信号に対して、プリディストーションをかけた出力Ｉ’、Ｑ’信号が得られる。ここで、同図（ｂ）のδ関数加算部６に記憶されているデジタル化されたδ関数の離散値は、δ関数の出力値の範囲が狭いのでデジタル化する際のビット数が少なくて済み、しかも量子化誤差を小さくすることができるので、メモリ容量を少なくして回路規模を小さくすると共に、精度の良いプリディストーションを行うことができる。
【００５４】
図４は、本発明のプリディストーション回路の第２の実施形態を示す図である。
【００５５】
図３の第１の実施形態では、座標変換部１によって、Ｉ信号とＱ信号を振幅ｒと位相θに変換してプリディストーションを行ったが、第２の実施形態においては、Ｉ信号とＱ信号とをｒ、θに変換しないでプリディストーションを行っている。
【００５６】
ここで、Ｉ信号プリディストーション部１０は、Ｉ信号に対するプリディストーションを行い、Ｑ信号プリディストーション部１１は、Ｑ信号に対するプリディストーションを行う。同図では、それぞれの行うプリディストーション量は、ΔＩ_pd（Ｉ、Ｑ）、ΔＱ_pd（Ｉ、Ｑ）で表されている。ΔＩ_pd（Ｉ、Ｑ）、ΔＱ_pd（Ｉ、Ｑ）はＦ_pd（ｘ）と位相に関するプリディストーション関数θ_pd（ｘ）により次のように定義された関数である。
【００５７】
【数６】

【００５８】
ここで、Ｉ、Ｑは、それぞれＩ信号及びＱ信号の信号値を表している。また、Ｆ_pd（ｘ）については、式（１）、（２）で表されているように、δ関数のみをデジタル化（離散化）してテーブル形式に保持しておき、その他の演算は、演算器によって元のＩ信号及びＱ信号を使って行い、最終的な関数値を得るようにする。これにより、前述したように、差分プリディストーション関数Δ_pd（ｘ）の急峻な傾きを持つ部分については、補正関数δ_pd（ｘ）により記憶し、該補正関数δ_pd（ｘ）の出力値の範囲が狭いことを利用して、記憶容量を少なくすると共に、デジタル化の精度を高めるようにする。なお、ｃｏｓ関数やｓｉｎ関数に関しては、やはりテーブルを用意しておき、テーブルから関数値を読みとるようにする。
【００５９】
このようにして、Ｉ信号プリディストーション部１０とＱ信号プリディストーション部１１で生成された信号値は、加算器１２，１３によって、それぞれＩ信号及びＱ信号に加えられ、プリディストーション後の信号Ｉ_pd、Ｑ_pdとして出力される。なお、Ｉ信号プリディストーション部１０及びＱ信号プリディストーション部１１は、ソフトウェアで実現することも可能である。
【００６０】
図５は、本発明のプリディストーション回路の第３の実施形態を示す図である。
【００６１】
なお、同図において、図３と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
【００６２】
座標変換部１に入力された入力Ｉ信号と入力Ｑ信号は、振幅信号ｒと位相信号θに変換される。振幅信号ｒは、加算器５に入力されると共に、振幅プリディストーション部２０に入力される。振幅プリディストーション部２０は、振幅信号ｒを入力として、（Δ_pd（Ｇｒ））／Ｇを出力する。ここで、Ｇは、同図のプリディストーション回路の後段に設けられる可変減衰器（不図示）のゲインである。該ゲインＧは、該可変減衰器の制御回路から振幅プリディストーション部２０と乗算器２１に入力される。振幅プリディストーション部２０の出力は振幅信号ｒと加算器５で加算され、該加算結果が加算器５から座標変換部２の端子ｒ’にプリディストーション後の振幅信号ｒ’として入力される。また、振幅信号ｒ’は、乗算器２１にも入力され、乗算器２１において可変減衰器のゲインＧと乗算された後、位相プリディストーション部３に入力される。位相プリディストーション部３は、可変減衰器のゲインＧが乗算されたプリディストーション後の振幅信号Ｇｒ’を基に、位相信号θ及び可変減衰器等のその他の構成要素の位相特性が校了された位相のプリディストーション量θ_pd（Ｇｒ’）を算出して、それをプリディストーション後の信号θ’として座標変換部２の端子θ’に入力する。
【００６３】
座標変換部２は、入力された振幅信号ｒ’と位相信号θ’とを基に、プリディストーション後のＩ信号Ｉ’及びＱ信号Ｑ’を生成し、出力する。
【００６４】
図６は、可変減衰器（ＶＡＴＴ）のゲインＧがプリディストーション関数に及ぼす影響について説明する図である。
【００６５】
プリディストーション回路２２への入力信号がｒ・ｅｘｐ（ｊθ）であるとすると、ＰＡ２４の出力として欲しい信号はこの定数倍の信号であるＧｃ₁ ｒ・ｅｘｐ（ｊθ）である。プリディストーション回路２２の出力（▲３▼の信号）をｒ’・ｅｘｐ（ｊθ’）とすると、▲２▼の可変減衰器２３の出力は、Ｇｒ’・ｅｘｐ（ｊθ’）となる。従って、ＰＡ２４の出力▲１▼は、ｆ（Ｇｒ’）・ｅｘｐ（ｊ（θ’＋φ（Ｇｒ’）））となる。これが、Ｇｃ₁ ｒ・ｅｘｐ（ｊθ）となるためには、次式（１０）〜（１２）を満たす必要がある。
【００６６】
【数７】

【００６７】
ここで、Ｇは可変減衰器２３のゲイン、ｒ、θは、それぞれ、プリディストーション回路２２の入力前の振幅信号及び位相信号、ｒ’、θ’は、それぞれプリディストーション回路２２によるプリディストーション後の振幅信号及び位相信号である。従って、行うべきプリディストーションは、式（１１）と式（１２）で与えられるので、これを実現するようにすればよい。
【００６８】
図５によれば、振幅プリディストーション部２０で（Δ_pd（Ｇｒ））／Ｇを求め、加算器５で振幅信号ｒと加算しているので、振幅プリディストーション部２０と加算器５により式（１２）のプリディストーションを行っていることになる。一方、乗算器２１でＧｒ’を求め、これを入力として、位相プリディストーション部３が位相のプリディストーションをおこなっているので、式（１１）をこの位相プリディストーション部３の構成によって実現することができる。前述したように、この場合、位相プリディストーションは、元の位相信号θからＰＡ２４の位相特性値φ（Ｇｒ’）を減算するのみでよい。
【００６９】
図７は、図５の振幅プリディストーション部２０の内部構成を示した図である。
【００７０】
なお、同図で図３（ｂ）と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
【００７１】
Δ関数は、式（２）で与えられるので、図３（ｂ）と同様に、δ関数加算部６と差分加算部７が設けられる。ただし、本実施形態の場合、δ関数の入力ｘ及びｙ＝ａｘ＋ｂの入力ｘは、可変減衰器のゲインＧと振幅信号ｒとを乗算したものとなるので、可変減衰器のゲインを入力とし、乗算器２５で振幅信号ｒと該ゲインＧとを乗算して、その乗算結果をδ関数加算部６及び差分加算部７に入力させている。そして、図３（ｂ）の場合と同様に、加算器８で、δ関数加算部６からの出力と差分加算部７の出力とを加算している。更に、式（１２）で示されるように、Δ関数を１／Ｇ倍する必要があるので、入力された可変減衰器のゲインＧをコンバータ２７で１／Ｇに変換し、この変換結果を加算器８からの出力と乗算器２６で乗算して、その乗算結果を出力する。
【００７２】
図８は、本発明のプリディストーション回路の第４の実施形態を示す図である。
【００７３】
同図において、図４と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
【００７４】
本実施形態の場合、入力したＩ信号とＱ信号は、座標変換を施されずに、そのまま乗算器３１，３２にそれぞれ入力される。乗算器３１，３２には、可変減衰器のゲインＧが入力され、乗算器３１，３２によりＩ信号及びＱ信号がそれぞれＧ倍される。これらを入力として、Ｉ信号プリディストーション部１０及びＱ信号プリディストーション部１１は、前述の式（８）及び式（９）で規定される演算を行い、ΔＩ_pd値及びΔＱ_pd値を出力する。これらの出力は、可変減衰器のゲインＧが入力されるコンバータ３０の出力１／Ｇと、乗算器３３，３４において乗算され、それぞれの乗算結果が加算器１２，１３でそれぞれ、Ｉ信号とＱ信号に加算される。この加算処理の結果、プリディストーション後のＩ信号Ｉ_pd、及びプリディストーション後のＱ信号Ｑ_pdがプリディストーション回路の出力として出力される。これらの一連の処理は、以下の式に示されるように表現され、式（１３）及び式（１４）が、それぞれ、前述の式（１０）及び式（１１）と同等であることが理解される。
【００７５】
【数８】

【００７６】
なお、図４の説明で述べたとおり、Ｉ信号プリディストーション部１０とＱ信号プリディストーション部１１は、ｓｉｎ関数及びｃｏｓ関数の各テーブルを使い、それらに乗算器、減算器等を組み合わせてハードウェア的に構成しても良いし、ＣＰＵによるソフトウェア処理で実現するようにしても良い。
【００７７】
図９は、本発明の実施形態において、Ａ／Ｄ変換する際の方法について説明する図である。
【００７８】
本発明の実施形態においては、入力信号と、入力信号に合成すべき差分プリディストーション信号（Δ関数など）を別々に扱うので、それぞれの量子化ビット数を独立に調整できる。そのため、差分プリディストーション信号のみ量子化ビット数を落として、関数テーブルに要する記憶素子の容量を削減する等の最適化が可能である。
【００７９】
同図は、入力信号と差分プリディストーション信号の時間変化を模式的に図示したものであるが、前述の実施形態でも明らかなように、プリディストーション信号は、入力信号と差分プリディストーション信号を加算することによって得ている。従って、入力信号と差分プリディストーション信号を独立にＡ／Ｄ変換することが可能となる。例えば、入力信号に８ビット、差分プリディストーション信号に６ビットを割り振り、入力信号及び差分プリディストーション信号のアナログ信号をデジタル信号に変換すると、プリディストーション後の全体の信号は８ビット以上の精度でデジタル化されたことになり、より量子化誤差の少ないプリディストーション処理を行うことができる。しかも、関数テーブルを必要とする差分プリディストーション信号には６ビットのみが割り振られているので、関数テーブルの記憶容量を削減することができるという効果がある。
【００８０】
図１０は、本発明のプリディストーション回路の第５の実施形態を示す図である。
【００８１】
本実施形態においては、プリディストーション回路４１及び直交変調器４２まで含めて全てＣＰＵ４０によるデジタル信号処理で実装している。このような構成でもプリディストーション情報の圧縮は回路規模縮小のために有効である。ＣＰＵ４０は、入力されたベースバンドのＩ信号及びＱ信号に対し、プリディストーション回路４１が施すべき処理をソフトウェア処理によって実行する。更に、ＣＰＵ４０は、直交変調器（ＱＰＳＫモジュレータ）４２が行うＱＰＳＫ変調処理もソフトウェア処理によって行う。このようにして得られた変調信号は、可変減衰器４３に入力され、可変減衰器４３により出力が調整された後、ＰＡ４４によって増幅されて、アンテナ４５から送信される。ＣＰＵ４０には、可変減衰器４３のゲインを調整するゲイン情報（ゲインの値Ｇそのもの）等が入力され、前述したプリディストーション処理によりベースバンド信号のＩ、Ｑ信号（ベースバンドＩ、Ｑ信号）をプリディストーション処理する。そして、このプリディストーション処理されたＩ信号、Ｑ信号にＱＰＳＫ変調をかける。
【００８２】
上述した記憶容量の圧縮法は、これまでアナログ回路で処理していた部分をデジタル信号処理に置き換える、いわゆるソフトウェア無線にも有効に使用できる。
【００８３】
図１１は、上記第５の実施形態においてＣＰＵ４０が実行する処理の流れを示すフローチャートである。
【００８４】
まず、ステップＳ１で、デジタル信号処理で、ベースバンド信号のＩ信号、Ｑ信号及び可変減衰器のゲイン信号Ｇを取得する。次に、ステップＳ２において、Ｉ信号及びＱ信号の信号値Ｉ、Ｑに前述の処理を施して、位相値θと振幅値ｒを求める。続いて、ステップＳ３で、上記位相θ、振幅ｒを基に、δ_pdに対応した関数テーブルを用いてプリディストーション後の振幅信号ｒ’及び位相信号θ’を算出する。この算出のために使用される式は、以下のようになる。
【００８５】
【数９】

【００８６】
なお、θ_pd（Ｇｒ）＝θ−φ（Ｇｒ’）である。
ここで、定数ａ及びｂは、δ関数の関数テーブルを作成する際に適切に設定される定数である。
【００８７】
そして、ステップＳ４で、プリディストーション処理によって得られた振幅信号ｒ’と位相信号θ’を使って、ｒ’・ｃｏｓ（ωｔ＋θ’）を算出して、これを図１０には不図示のＤ／Ａコンバータに出力する。ここで、ωは中間周波数または無線周波数に対応する角周波数であり、このｃｏｓ（ωｔ＋θ’）を算出することがＱＰＳＫ変調に対応する。ステップＳ４で得られた変調信号は可変減衰器やＰＡ等の後段のデバイスに送られて、アンテナから送信される。このとき、可変減衰器やＰＡの振幅特性や位相特性は、プリディストーションによって補償されているので、信号ひずみ及び隣接チャネル漏洩電力が抑制された信号がアンテナから送信される。
【００８８】
図１２は、本発明のプリディストーション回路の第６の実施形態を示す図である。
【００８９】
前述の第１〜第５の実施形態では、入力信号をデジタル変換してから処理することを前提に説明してきたが、デジタル変換することによって量子化誤差が発生することを考慮すると、加算器に入力させる入力信号はデジタル化しない方が量子化誤差を発生しないので好ましい。
【００９０】
従って、第６の本実施形態では、加算器に直接入力されるベースバンドＩ、Ｑ信号はＡ／Ｄ変換せずに素通りさせ、これらのアナログ信号をＤ／Ａ変換した差分プリディストーション信号（Δ関数値）とアナログ的に合成する。同図のプリディストーション関数はＰＡの前段にあるＶＡＴＴやＱＰＳＫモジュレータの特性も補償する。
【００９１】
すなわち、入力信号であるベースバンドＩ、Ｑ信号はアナログ信号のままアナログ加算器５３に入力される。一方、該アナログ入力Ｉ、Ｑ信号は、Ａ／Ｄ変換器５０にも入力されて、Ａ／Ｄ変換器５０から入力されるデジタルのＩ、Ｑ信号からデジタル信号に変換される。そして、差分プリディストーション部５１において、デジタル的に記憶されているδ関数の関数テーブルを使って、差分プリディストーション信号Δ_pdをデジタル的に生成する。この差分プリディストーション信号Δ_pdは、Ｄ／Ａ変換器５２によってアナログ信号に変換され、入力ベースバンドＩ、Ｑ信号とアナログ加算器５３において加算される。
【００９２】
このように、入力ベースバンド信号に関してはＡ／Ｄ変換せずにアナログ信号のまま直接アナログ加算器５３に入力させ、このアナログの入力ベースバンドＩ、Ｑ信号をアナログ信号に変換された差分プリディストーション信号Δ_pdとアナログ加算器５３で合成するようにすれば、入力信号の量子化誤差をなくすことができ、特に、小信号時の特性を改善できる。
【００９３】
図１３は、本発明のプリディストーション回路の第７の実施形態を説明する図である。
【００９４】
前述までのプリディストーション回路の実施形態では、プリディストーション処理を、ＰＡの振幅、位相特性、及び可変減衰器のゲインを考慮して行えば、より効果的にプリディストーションが行われることを述べた。第７の実施形態では、更に、直交変調器５６がプリディストーション回路５５と別装置として設けられる場合、この直交変調器５６の振幅、位相特性も考慮してプリディストーションを行うようにする。この場合には、直交変調器５６の振幅、位相特性を実験的に求めておき、プリディストーション回路５５の差分プリディストーション関数の関数テーブルの格納データを、実験的に求められた直交変調器５６の振幅、位相特性も含めてプリディストーションされるように変更しておく。このようにすることによって、プリディストーション回路５５の後段の全ての装置（直交変調器５６，可変減衰器５７、ＰＡ５８）の特性を全て補償した信号をアンテナ５９から送信することができる。すなわち、信号ひずみや隣接チャネル漏洩電力の抑制された信号を送出することができるので、より品質の高い通信を行うことができる。
【００９５】
また、同図には示されていないが、上記各装置に加え、実際の回路には含まれるであろう、Ａ／Ｄ変換器等も含めて、振幅、位相特性を測定しておき、それらの測定結果を差分プリディストーション関数に反映させることにより、更に、より品質の良い信号を送受信することが可能となる。
【００９６】
図１４は、本発明のプリディストーション回路の第８の実施形態を示す図である。
【００９７】
本実施形態では、差分プリディストーション回路６０により振幅の補償（プリディストーション）をした後、ＲＦ移相器６２により位相の補償（プリディストーション）をしている。
【００９８】
すなわち、振幅の補償のみベースバンドで行い、位相の補償はＲＦのアナログ移相器により補償する。これにより、やや回路規模の大きいデジタル乗算器が複数必要となるベースバンド移相器を使わずに済むので、全体の回路規模を縮小できる。
【００９９】
本実施形態の構成は同図（ａ）に示されている。
【０１００】
入力されたベースバンドのＩ、Ｑ信号は、直接アナログ加算器６７に入力されると共に、差分プリディストーション回路６０にも入力される。差分プリディストーション回路６０は、振幅のプリディストーション信号を出力し、出力されたプリディストーション信号は加算器６７において、入力ベースバンドＩ、Ｑ信号と加算される。なお、同図では、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器は省略されている。Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換器は、差分プリディストーション回路６０の前後に設けられる。あるいは、ベースバンドの入力Ｉ、Ｑ信号を一旦デジタル信号に変換してから、差分プリディストーション回路６０により振幅値のプリディストーションを行い、デジタル方式に置き換えた加算器６７の加算結果をＤ／Ａ変換してアナログ信号に変換するようにしても良い。
【０１０１】
加算器６７の出力は、直交変調器６１でＲＦ信号に変調されて、ＲＦ移相器６２に入力される。また、加算器６７の出力は、位相プリディストーション回路６３にも入力され、位相プリディストーション回路６３により生成された位相に対するプリディストーション信号がＲＦ移相器６２に入力される。ＲＦ移相器６２は、変調されたＲＦ信号の位相をシフトして出力する。これにより、位相のプリディストーションが行われる。このようにして、振幅及び位相にプリディストーションが施された信号は、可変減衰器６４で電力が調整され、ＰＡ６５で増幅されて、アンテナ６６から送信されていく。
【０１０２】
同図（ｂ）は、上記ＲＦ移相器６２の構成例を示す図である。
【０１０３】
直交変調器６１から出力されたＲＦ信号は、ＲＦ移相器６２のハイブリッド７０の端子ａに入力される。ハイブリッド７０に入力されたＲＦ信号は、分岐されて端子ｃ、ｄから出力される。端子ｃ、ｄには、それぞれコンデンサ７２−１、７２−２の一端が接続されている。該コンデンサ７２−１、７２−２の他端には、それぞれ、アノードが接地された可変容量ダイオードであるダイオード７３−１、７３−２のカソードが接続されている。位相のプリディストーション信号θ_pdは、同図（ｂ）に示すように、コンデンサ７２−１とダイオード７３−１の間、及びコンデンサ７２−２と、ダイオード７３−２の間に印可される。これにより、コンデンサ７２−１、７２−２の接地側の電圧が双方で異なることになる。
端子ｃ、ｄから出力されたＲＦ信号は、それぞれのコンデンサ７２−１、７２−２で反射されるが、コンデンサ７２−１の接地側の電圧とコンデンサ７２−２の接地側の電圧との差によって反射される際に、位相差を生じる。このようにして、反射されたＲＦ信号はそれぞれ、端子ｃ、ｄに入力される。そして、上記のように生成された位相差によって、入力ＲＦ信号に対して位相がシフトしたＲＦ信号がハイブリッド７０の端子ｂから出力される。以上のようにして、ＲＦ移相器６２では、ＲＦ信号の位相を変化させて出力することができる。
【０１０４】
なお、ハイブリッド７０及びバリキャップ７１の動作の詳細については、当業者によれば容易に理解されるであろう。
【０１０５】
図１５は、本発明のプリディストーション回路の第９の実施形態を示す図である。
【０１０６】
なお、同図において、図１４（ａ）と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
【０１０７】
本実施形態においては、差分プリディストーション回路６０により振幅の補償をした後、直交変調器６１における局部発振器７５（前述の実施形態の図面では図示を省略していたが、実際には、ベースバンド信号をＩＦ信号に変換する場合や、ＲＦ信号に変換する場合に通常設けられる）の発信信号の位相を変化させることによりＩＦ信号の位相にプリディストーションをかけている。
【０１０８】
入力されたベースバンドＩ、Ｑ信号は加算器６７に入力されると共に、差分プリディストーション回路６０にも入力される。差分プリディストーション回路６０の出力は加算器６７に入力され、加算器６７において、入力Ｉ、Ｑ信号に加算される。なお、図１４（ａ）の場合と同様に、図１５においても、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器の図示が省略されている。
【０１０９】
加算器６７の出力は、直交変調器６１に入力され、直交変調される。また、加算器６７の出力は、分岐されて、位相プリディストーション回路６３にも入力される。位相プリディストーション回路６３は、ベースバンドＩ、Ｑ信号に与えるべき位相プリディストーション量を示す信号を直交変調器６１の局部発振器７５に与え、局部発振器７５の出力する信号の位相を変化させる。局部発振器７５の出力の位相を変化させることによって、直交変調器６１で変調されるベースバンドＩ、Ｑ信号の位相が調整され、ちょうど位相プリディストーションをかけた場合と同じ効果を得ることができる。このようにして生成されたＩＦ変調信号は、不図示のＩＦ／ＲＦ変換器を介して可変減衰器６４に入力され、可変減衰器６４において出力が調整された後、ＰＡ６５で増幅され、アンテナ６６から送信される。
【０１１０】
なお、本実施形態では、局部発振器７５は、ＩＦ周波数の信号を出力するものとしている。
【０１１１】
図１６は、本発明のプリディストーション回路の第１０の実施形態を示す図である。
【０１１２】
なお、同図において、図１４（ａ）と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
【０１１３】
本実施形態においては、差分プリディストーション回路６０により振幅の補償をした後、周波数混合器７７における局部発振器７６の位相を変化させることによりＲＦ信号の位相のプリディストーションを行っている。
【０１１４】
入力したベースバンドＩ、Ｑ信号は、差分プリディストーション回路６０と加算器６７によって、振幅のプリディストーションがかけられる。なお、前述した第８及び第９の実施形態の場合と同じように、この構成においてもＡ／Ｄ変換器、及びＤ／Ａ変換器の図示が省略されている。
【０１１５】
加算器６７の出力は、直交変調器６１によって変調され、ＩＦ信号に変換される。なお、図１６の構成では、図１５に示した直交変調器６１の局部発振器を位相シフトに使用しないので、該局部発振器については図示を省略している。直交変調器６１から出力されたＩＦ信号は、周波数混合器７７に入力される。一方、分岐された加算器６７の出力は、位相プリディストーション回路６３に入力され、位相プリディストーション回路６３により生成された位相プリディストーション信号が局部発振器７６に入力される。局部発振器７６は、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するためのもので、ＲＦ周波数帯の信号を出力する。局部発振器７６は、位相プリディストーション回路６３からの位相プリディストーション信号に基づいて、出力するＲＦ周波数帯の信号の位相をシフトして、周波数混合器７７に供給する。これにより、直交変調器６１から出力されたＩＦ信号は、周波数混合器７７においてＲＦ信号に変換されるとともに、位相プリディストーションを受け、可変減衰器６４に入力される。そして、可変減衰器６４で出力が調整されたＲＦ信号は、ＰＡ６５で増幅されて、アンテナ６６から送信される。
【０１１６】
図１７は、第９及び第１０の実施形態における各局部発振器７５，７６の構成を示す図である。
【０１１７】
振幅プリディストーション処理を施されたベースバンド信号のＩ信号とＱ信号が振幅値算出部８０の端子Ｉ’と端子Ｑ’にそれぞれ入力されると、振幅値算出部８０において該入力されたＩ信号とＱ信号から振幅値ｒ’が算出される。上述した第９及び第１０の実施形態の構成図１５，１６では、この振幅値算出部８０が示されていないが、図示が省略されているのみであって、実際には、同図の構成に従って設けられるべきものである。
【０１１８】
振幅値算出部８０で算出された振幅値ｒ’は、位相プリディストーション回路８１に入力され、位相プリディストーション回路８１において位相プリディストーション信号θ_pdが生成される。該位相プリディストーション信号θ_pdは、位相値変換部８２において、ｃｏｓθ_pd、ｓｉｎθ_pdに変換され、該ｃｏｓθ_pd、ｓｉｎθ_pdが乗算器８３，８４にそれぞれ入力される。発振器８６からは、所定の周波数ωの正弦波ｃｏｓ（ωｔ）が出力される。同図の局部発振器８６がベースバンド信号をＩＦ帯域の信号に変換するために用いられるか（局部発振器７５の場合）、あるいは、ＩＦ帯域からＲＦ帯域に信号を変換するために用いられるか（局部発振器７６）によって、正弦波ｃｏｓ（ωｔ）の角周波数ωの値は適宜設定されるべきものである。局部発振器８６から出力された正弦波ｃｏｓ（ωｔ）は、乗算器８４に直接入力されると共に、９０°移相器８５によって位相が９０°シフトされてｓｉｎ（ωｔ）に変換され、乗算器８３に入力される。それぞれ、乗算器８３、８４に入力されたｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）は、乗算器８３，８４において位相値変換部８２からの出力とそれぞれ乗算され、各乗算結果が、加算器８７で加算される。これにより、加算器８７において以下の式の左辺に示す演算が行われ、位相プリディストーション値θ_pdだけ移相された周期波ｓｉｎ（ωｔ＋θ_pd）が生成される。
【０１１９】
ｃｏｓθ_pd・ｓｉｎ（ωｔ）＋ｓｉｎθ_pd・ｃｏｓ（ωｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋θ_pd）
以上のようにして、位相がシフトされた周期波ｓｉｎ（ωｔ＋θ_pd）を使用して、直交変調あるいは、周波数混合を行うことによって、生成される信号は、位相プリディストーション値θ_pdの分だけ位相シフトされているので、第９及び第１０の実施形態において位相プリディストーションを効率よくかけることができる。
【０１２０】
なお、上述した本発明の各実施形態は、通信システムにおける送信機に設けられる電力増幅器を前提とするものであるが、本発明のプリディストーション装置あるいはプリディストーション方法は、通信システムでない他のシステムの一部に設けられる増幅器にも適用可能である。
【０１２１】
【発明の効果】
本発明によれば、プリディストーション信号の入力信号に対する差分に関する情報のみを記録する、あるいは、その差分関数を近似関数（ｙ＝ａｘ＋ｂ）と補正関数に分離し、該補正関数に関する情報のみを記録することにより、プリディストーション処理のために必要となる情報の記憶容量を減らすことができ、プリディストーションを実装する装置の回路規模を縮小できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の基本的原理を説明する図（その１）である。
【図２】本発明の実施形態の基本的原理を説明する図（その２）である。
【図３】本発明のプリディストーション回路の第１の実施形態の構成図である。
【図４】本発明のプリディストーション回路の第２の実施形態の構成図である。
【図５】本発明のプリディストーション回路の第３の実施形態の構成図である。
【図６】可変減衰器のゲインがプリディストーション関数に及ぼす影響について説明する図である。
【図７】図５の振幅プリディストーション部２０の構成を示した図である。
【図８】本発明のプリディストーション回路の第４の実施形態の構成図である。
【図９】本発明の実施形態において、Ａ／Ｄ変換する際の方法について説明する図である。
【図１０】本発明のプリディストーション回路の第５の実施形態の構成図である。
【図１１】第５の実施形態におけるＣＰＵの実行処理の流れを示すフローチャートである。
【図１２】本発明のプリディストーション回路の第６の実施形態の構成図である。
【図１３】本発明のプリディストーション回路の第７の実施形態の構成図である。
【図１４】本発明のプリディストーション回路の第８の実施形態の構成図である。
【図１５】本発明のプリディストーション回路の第９の実施形態の構成図である。
【図１６】本発明のプリディストーション回路の第１０の実施形態の構成図である。
【図１７】第９及び第１０の実施形態における局部発振器の構成を示す図である。
【図１８】電力増幅器の入出力特性を示す図である。
【図１９】プリディストーション方式を説明する図である。
【図２０】可変減衰器の減衰特性も含めてプリディストーションで補償しようとする場合の構成及び特性を示した図である。
【符号の説明】
１、２ 座標変換部
３、６３、８１ 位相プリディストーション部（回路）
４ Δ関数加算部
５、８、１２、１３、５３、８７ 加算器
６ δ関数加算部
７ 差分加算部
１０ Ｉ信号プリディストーション部
１１ Ｑ信号プリディストーション部
２０ 振幅プリディストーション部
２１、２５、２６、３１、３２、３３、３４、７７、８３、８４ 乗算器
２７、３０ コンバータ
４１、５５ プリディストーション回路
４２、５６、６１ ＱＰＳＫモジュレータ（直交変調器）
４３、５７、６４ 可変減衰器
４４、５８、６５ 電力増幅器（ＰＡ）
４５、５９、６６ アンテナ
５０ Ａ／Ｄ変換器
５１、６０ 差分プリディストーション部
５２ Ｄ／Ａ変換器
６２ ＲＦ移相器
７０ ハイブリッド
７１ バリキャップ
７２−１、７２−２ コンデンサ
７３−１、７３−２ ダイオード
７５、７６ 局部発振器
８０ 振幅値算出部
８２ 位相値変換部
８５ ９０°移相器
８６ 発振器

Claims (23)

1. 電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション装置において、
   電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション関数と所定の式で表される関数との差分を差分プリディストーション関数として使用し、入力された信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて、差分プリディストーション信号を生成する差分プリディストーション手段と、
   該差分プリディストーション信号と、該入力信号とを合成して、該合成により得られた信号をプリディストーション後の信号として出力する合成手段と、
   を備えることを特徴とするプリディストーション装置。
2. 前記差分プリディストーション手段は、前記プリディストーション関数と、ｙ＝ｘ（ｘ：入力信号値、ｙ：出力信号値）で表される関数との差分を前記差分プリディストーション関数として保持し、前記入力信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて差分プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
3. 前記差分プリディストーション手段は、前記プリディストーション関数と、２つの関数ｙ＝ｘ及びｙ＝ａｘ＋ｂ（ｘ：入力信号値、ｙ：出力信号値、ａ及びｂは定数）との差分を前記差分プリディストーション関数として保持し、入力信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて差分プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
4. 前記差分プリディストーション手段は、入力信号である複素ベースバンド信号のＩ信号、及び、Ｑ信号を振幅と位相に変換し、該振幅と該位相のそれぞれについてプリディストーション信号を生成し、前記合成手段は、該振幅と該位相を、該プリディストーション信号を用いて、プリディストーションが施されたＩ信号、及び、Ｑ信号に変換することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
5. 前記差分プリディストーション手段は、入力された複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号からＩ信号用とＱ信号用の差分プリディストーション信号を生成し、前記合成手段は、該Ｉ信号用の差分プリディストーション信号及びＱ信号用の差分プリディストーション信号を、それぞれ、前記入力されたＩ信号及びＱ信号と加算することにより、プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
6. 前記入力信号と前記差分プリディストーション信号のそれぞれの量子化ビット数を独立に調整して最適化することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
7. プロセッサを備え、
   前記差分プリディストーション手段と前記加算手段の処理を、前記プロセッサ上によりソフトウェア処理によって実現することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
8. 前記プロセッサは、前記プリディストーション後の信号に対する変調処理を、ソフトウェア処理により更に行うことを特徴とする請求項７に記載のプリディストーション装置。
9. 前記合成手段は、前記差分プリディストーション信号をアナログ信号に変換した後、該アナログ差分プリディストーション信号をアナログの入力信号と加算することにより、前記プリディストーション後の信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
10. 前記差分プリディストーション手段は、前記電力増幅器のみだけでなく、自手段から外部に信号を送信するアンテナまでの信号経路に存在する、通信システムにおける送信機の他の構成要素の非線形特性も含めて補償する差分プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
11. 前記合成手段からの出力値を基に、信号を外部に送信するための変調が施された複素ＩＦ信号または複素ＲＦ信号に対して、位相に対するプリディストーションを行う位相プリディストーション手段を、更に備えることを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション装置。
12. 前記位相プリディストーション手段は前記変調を施す変調器が有する局部発振器の位相を調整することにより、前記位相に対するプリディストーションを行うことを特徴とする請求項１１に記載のプリディストーション装置。
13. 前記位相プリディストーション手段は、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する周波数混合器が有する局部発振器の位相を調整することにより、前記位相に対するプリディストーションを行うことを特徴とする請求項１１に記載のプリディストーション装置。
14. 電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション方法において、
    （ａ）電力増幅器の入出力特性を線形化するためのプリディストーション関数と所定の式で表される関数との差分を差分プリディストーション関数として使用し、入力された信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて、差分プリディストーション信号を生成するステップと、
    （ｂ）該差分プリディストーション信号と、該入力信号とを合成して、該合成により得られた信号をプリディストーション後の信号として出力するステップと、
    を備えることを特徴とするプリディストーション方法。
15. 前記ステップ（ａ）では、前記プリディストーション関数と、ｙ＝ｘ（ｘ：入力信号値、ｙ：出力信号値）で表される関数との差分を前記差分プリディストーション関数として保持し、前記入力信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて差分プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション装置。
16. 前記ステップ（ａ）では、前記プリディストーション関数と、２つの関数ｙ＝ｘ及びｙ＝ａｘ＋ｂ（ｘ：入力信号値、ｙ：出力信号値、ａ及びｂは定数）との差分を前記差分プリディストーション関数として保持し、入力信号に対し、該差分プリディストーション関数を用いて差分プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション方法。
17. 前記ステップ（ｂ）では、入力信号である複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号を振幅と位相に変換し、該振幅と該位相のそれぞれについてプリディストーション信号を生成し、該振幅と該位相を、該プリディストーション信号を用いて、プリディストーションが施されたＩ信号とＱ信号に変換することを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション方法。
18. 前記ステップ（ｂ）では、入力された複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号からＩ信号用とＱ信号用の差分プリディストーション信号を生成し、前記ステップ（ｂ）では、該Ｉ信号用の差分プリディストーション信号及び該Ｑ信号用の差分プリディストーション信号を、それぞれ、前記入力されたＩ信号及びＱ信号と加算することにより、プリディストーション信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション方法。
19. 前記入力信号と前記差分プリディストーション信号のそれぞれの量子化ビット数を独立に調整して最適化することを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション方法。
20. 前記ステップ（ｂ）は、前記差分プリディストーション信号をアナログ信号に変換した後、該アナログの差分プリディストーション信号をアナログの入力信号と加算することにより、前記プリディストーション後の信号を生成することを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション方法。
21. 前記ステップ（ｂ）の出力値を基に、信号を外部に送信するための変調が施された複素ＩＦ信号または複素ＲＦ信号に対して、位相に対するプリディストーションを行う位相プリディストーション手段を、更に備えることを特徴とする請求項１４に記載のプリディストーション方法。
22. 前記位相プリディストーションは前記変調を施す変調器が有する局部発振器の位相を調整することにより、前記位相に対するプリディストーションを行うことを特徴とする請求項２１に記載のプリディストーション方法。
23. 前記位相プリディストーションは、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する周波数混合器が有する局部発振器の位相を調整することにより、前記位相に対するプリディストーションを行うことを特徴とする請求項２１に記載のプリディストーション方法。

Images