JP3732176B2 - 合波器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、合波器に係わり、特に、地上波デジタルテレビ、ＷＣＤＭＡなどの移動通信分野において、送信電力を合波する際に使用される合波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来使用されている合波器（空中線共用装置ともいう）として、図７に示すＣＩＢ型の合波器が知られている。
図７に示すように、従来のＣＩＢ型合波器においては、隣接する各第２ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，…，Ｈｎ２）の第４の端子（Ｔ４）と第１の端子（Ｔ１）とが互いに接続されるとともに、両端の一方の第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）の第１の端子（Ｔ１）が無反射終端器（Ｒ）に接続され、また、両端の他方の第２ハイブリッド回路（Ｈｎ２）の第４の端子（Ｔ４）が出力端となり、例えば、アンテナ（図示せず）に接続される。
また、各第２ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，…，Ｈｎ２）の第２の端子（Ｔ２）と、各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第２の端子（Ｔ２）との間には、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＦ１１，ＢＦ２１，…，ＢＦｎ１）が接続され、各第２ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，…，Ｈｎ２）の第３の端子（Ｔ３）と各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第３の端子（Ｔ３）との間には、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＦ１２，ＢＦ２２，…，ＢＦｎ２）が接続される。
さらに、各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第１の端子（Ｔ１）は、それぞれのチャネルの送信波を出力する送信機に接続され、各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第４の端子（Ｔ４）は、それぞれ無反射終端器（Ｒ）に接続される。
ここで、各第１および第２ハイブリッド回路、各帯域通過フィルタは、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
【０００３】
以下、図７に示すＣＩＢ型合波器の動作を簡単に説明する。
第１ハイブリッド回路（Ｈ１１）の第１の端子（Ｔ１）から入力されたチャネルＣＨ１の送信波は、それぞれ帯域通過フィルタ（ＢＦ１１，ＢＦ１２）を通って、第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）に入力され、第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）の第４の端子（Ｔ４）から出力される。
この第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）から出力されたチャネルＣＨ１の送信波は、第２ハイブリッド回路（Ｈ２２）に入力され、帯域通過フィルタ（ＢＦ２１，ＢＦ２２）で全反射された後、第２ハイブリッド回路（Ｈ２２）の第４の端子（Ｔ４）から出力される。以下、同様にして、第２ハイブリッド回路（Ｈｎ２）の第４の端子（Ｔ４）から出力される。
また、従来使用されている合波器（空中線共用装置ともいう）として、図８に示すスターポイント型の合波器が知られている。
図８に示すように、従来のスターポイント型合波器は、出力端子Ｔｏに、各チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ２，…，Ｂｎ）が並列に接続されて構成される。
【０００４】
なお、本願発明に関連する先行技術文献情報としては以下のものがある。
【特許文献１】
特願２００１−１８６８３３号
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前述の図７に示すＣＩＢ型合波器では、高性能の帯域通過フィルタ（即ち、高選択度型の帯域通過フィルタ）と、ハイブリッド回路とが、ｎ組（ｎ×２）必要であり、合波器全体の大きさが大きくなり、かつ、製品コストが高くなるという問題点がある。
一方、前述の図８に示すスターポイント型合波器は、帯域通過フィルタがｎ個でよいので、図７に示すＣＩＢ型合波器と比して、合波器全体の大きさを小さくでき、かつ、製品コストを低減することが可能となる。
しかしながら、隣接チャネルの信号を合波する場合は、高性能の帯域通過フィルタを使用するとしても、ガードバンドが小さいため回路間干渉が生じ、良好な電気的特性を得ることができないという問題点がある。
【０００６】
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、従来の合波器に比して、小型化を図り、コストを低減するとともに、良好な電気的特性が得られる合波器を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、第１の端子に入力された電力を第２の端子から出力するとともに、第２の端子に入力された電力を第３の端子から出力するサーキュレータを備え、前記サーキュレータの前記第１の端子に、奇数番号あるいは偶数番号の一方の番号の一つおきのチャネルの送信波を通過させる第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタを接続し、かつ、前記第２の端子に、奇数番号あるいは偶数番号の他方の番号の一つおきのチャネル送信波を通過させる第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタを接続することを基本とする。
この基本となる合波器において、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタとして、高選択度型の帯域通過フィルタを使用することにより、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタとして、低選択度型（通過帯域の帯域幅が広い）の帯域通過フィルタを使用することができる。
【０００８】
したがって、この基本となる合波器によれば、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタと、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタとが同じ、例えば、ｍ＝ｎの場合には、コストの高い高選択度型帯域通過フィルタは、ｎ／２個でよいので、前述の図７に示すＣＩＢ型合波器に比して、小型化を図り、かつ、コストを低減することが可能となる。
また、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタ、並びに、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタのそれぞれは、奇数番号あるいは偶数番号の一つおきのチャネルの送信波を通過させるので、従来のスターポイント型合波器のように、隣接チャネル間で回路間干渉が生じることもないので、良好な電気的特性を得ることが可能である。
【０００９】
しかしながら、この基本となる合波器において、入力される電力が大きい場合、サーキュレータの微少非直線により、前記サーキュレータの前記第３の端子から出力される合成された送信波に、相互変調波（ＩＭ３）が発生する。
そこで、本発明の合波器では、サーキュレータをｋ（ｋ≧２）個用い、かつ、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタの出力をｋ分配して、前記ｋ個のサーキュレータの第１の端子に入力するとともに、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタの出力をｋ分配して、前記ｋ個のサーキュレータの第２の端子に入力し、さらに、前記第３の端子からの出力を合成して出力する。
即ち、本発明の合波器は、ｋ個のサーキュレータを並列運転することを特徴とする。
一般に、相互変調波は入力電力の２乗に比例するので、前述の基本となる合波器では、入力電力が２倍となると、相互変調波は４倍となるが、本発明の合波器では、２個のサーキュレータを並列運転することにより、入力電力が２倍となっても、各サーキュレータに入力される電力は（１／２）となるので、相互変調波は、入力電力が１倍のときと同じになる
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［本発明の基本となる合波器の構成］
図１は、本発明の基本となる合波器の概略構成を示すブロック図である。なお、図１において、ＣＨ１〜ＣＨｎは、テレビ信号の連続するチャネル番号を示し、ｆ１〜ｆｎは、各帯域通過フィルタの中心周波数を示す。
同図において、サーキュレータ（ＣＩＲ）は、第１の端子（Ｔ０１）に入力される電力を第２の端子（Ｔ０２）に出力し、第２の端子（Ｔ０２）に入力される電力を第３の端子（Ｔ００）に出力する。
また、第１の端子（Ｔ０１）には、スターポイント型に接続された第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）が接続され、第２の端子（Ｔ０２）には、スターポイント型に接続された第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）が接続される。
第１群の帯域通過フィルタのそれぞれの帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）は、奇数番号のチャネルの送信波を通過させるので、隣接チャネル間（例えば、チャネルＣＨ１と、チャネルＣＨ３との間）で回路間干渉が生じることがない。
【００１１】
第２群の帯域通過フィルタのそれぞれの帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）は、偶数番号のチャネルの送信波を通過させるので、隣接チャネル間（例えば、チャネルＣＨ２と、チャネルＣＨ４との間）で回路間干渉が生じることがない。
なお、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）が、偶数番号のチャネルの送信波を通過させ、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）が、奇数番号のチャネルの送信波を通過させるようにしてもよい。
図１に示す合波器において、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）を通過した各チャネルの送信波は、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第２の端子（Ｔ０２）に入力され、第３の端子（Ｔ００）から出力される。
また、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第１の端子（Ｔ０１）に入力され、第２の端子（Ｔ０２）から出力されるが、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）で反射され、再度第２の端子（Ｔ０２）に入力され、第３の端子（Ｔ００）から出力される。
【００１２】
図２は、図１に示す第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６）の減衰特性と、反射減衰量を示すグラフである。同図の実線が減衰特性を示し、２点鎖線が反射減衰量を示す。
図２の減衰特性から分かるように、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６）は、通過帯域がチャネル幅よりも狭く、立ち下がりが急峻な減衰特性を有するもの、即ち、高選択度型の帯域通過フィルタが使用される。
なお、本実施の形態では、チャネル幅が６ＭＨｚ、帯域通過フィルタの通過帯域は５．６ＭＨｚである。
このような特性を有する帯域通過フィルタは、ＨＥモード誘電体共振器、ＴＥ０１δモード誘電体共振器、矩形導波管共振器、あるいは、円形導波管共振器を用いて実現することができるが、コストが高くなる。
【００１３】
図３は、図１に示す第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）の減衰特性を示すグラフである。
図３の減衰特性から分かるように、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）は、通過帯域がチャネル幅よりも広く、立ち下がりが穏やかな減衰特性を有するもの、即ち、低選択度型の帯域通過フィルタが使用される。
このような特性を有する帯域通過フィルタは、同軸体共振器、あるいは、ＴＭ０１δモード誘電体共振器を用いて実現することができ、比較的小型で、安価に製作することができる。
第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第１の端子（Ｔ０１）に入力され、第２の端子（Ｔ０２）から出力されて、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）で反射される。
この時、図２に示す反射減衰量特性により、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、隣接するチャネル成分が、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）により吸収される。
【００１４】
例えば、帯域通過フィルタＢ１を通過した、チャネルＣＨ１の送信波におけるチャネルＣＨ２成分は帯域通過フィルタＢ２で吸収される。
同様に、チャネルＣＨ３の送信波におけるチャネルＣＨ２成分は帯域通過フィルタＢ２で吸収され、かつ、チャネルＣＨ３の送信波におけるチャネルＣＨ４成分は帯域通過フィルタＢ４で吸収される。
したがって、図４に示すように、サーキュレータの第３の端子（Ｔ００）から出力される、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、通過帯域がチャネル幅よりも狭く、立ち下がりが急峻な減衰特性を有するものとなる。
なお、図４は、本実施の形態の合波器の伝送特性を示すグラフであり、図１に示す各入力端子（Ｔ１〜Ｔｎ）と、図１に示す出力端子（Ｔ００）との間の伝送特性を示すグラフである。
なお、本実施の形態において、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）として、図２に示す減衰特性を有するものを使用してもよい。
但し、本実施の形態のように、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）として、図３に示す減衰特性を有するものを使用することにより、高選択度の帯域通過フィルタの使用数を半分にすることができるので、コストを低減する上では、本実施の形態のほうが有利である。
【００１５】
［本発明の実施の形態の合波器の構成］
前述の図１に示す合波器において、入力される電力が大きい場合、サーキュレータ（ＣＩＲ）の微少非直線により、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第３の端子（Ｔ００）から出力される合成された送信波に、相互変調波（ＩＭ３）が発生する。
本発明の合波器は、この問題を解決するために、複数のサーキュレータを並列運転することを特徴とする。
図５は、本発明の実施の形態の合波器の概略構成を示すブロック図である。
本実施の形態の合波器は、第１の電力分配器（ＴＱ２１）と、第２の電力分配器（ＴＱ２２）と、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）と、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）と、電力合成器（ＴＱ２３）とを備える点で、図１に示す合波器と相異する。
第１の電力分配器（ＴＱ２１）は、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）の出力を２分岐し、第２の電力分配器（ＴＱ２２）は、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）の出力を２分岐する。
第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）は、第１の端子（Ｔ２１１）に、電力分配器（ＴＱ２１）の一方の出力が入力され、第２の端子（Ｔ２１２）に電力分配器（ＴＱ２２）の一方の出力が入力される。
【００１６】
第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）は、第１の端子（Ｔ２２１）に、電力分配器（ＴＱ２１）の他方の出力が入力され、第２の端子（Ｔ２２２）に電力分配器（ＴＱ２２）の他方の出力が入力される。
電力合成器（ＴＱ２３）は、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第３の端子（Ｔ２１３）から出力される送信波と、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第３の端子（Ｔ２２３）から出力される送信波とを合成して出力する。
ここで、第１の電力分配器（ＴＱ２１）、第２の電力分配器（ＴＱ２２）、並びに、電力合成器（ＴＱ２３）は、例えば、λ／４型Ｑ変成器で構成される。
この第１の電力分配器（ＴＱ２１）、第２の電力分配器（ＴＱ２２）、並びに、電力合成器（ＴＱ２３）の〔Ｓ〕マトリクスは、下記（１）式で求められる。
また、図５に示す端子Ｔ２２に、Ｅｉｉの入力電圧を加えた時に、第２の電力分配器（ＴＱ２２）の端子（Ｔ２１３，Ｔ２２３）から出力される出力電圧（Ｅ１１，Ｅ１２）は、下記（２）式で求めることができる。
【００１７】
【数１】
【００１８】
【数２】
【００１９】
前述の（２）式より、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第２の端子Ｔ２１３、並びに、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第２の端子Ｔ２２３には、それぞれ（−ｊＥｉｉ／√２）の電圧が出力され、これらの電圧は、電力合成器（ＴＱ２３）で合成されて端子Ｔ２３から出力される。
この端子Ｔ２３から出力される電圧は、下記（３）で求めることができ、端子Ｔ２３からは、（−Ｅｉｉ）の電圧が出力される。即ち、図５に示す端子Ｔ２２に電圧を加えた時に、同じ電圧が、端子Ｔ２３から出力される。
【００２０】
【数３】
【００２１】
図５に示す端子Ｔ２１に入力される電圧は、第１の電力分配器（ＴＱ２１）で２分配され、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第１の端子Ｔ２１１、並びに、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第１の端子Ｔ２２１に入力され、それぞれ第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第２の端子Ｔ２１２、並びに、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第２の端子Ｔ２２２から出力される。
この出力電圧は、第２の電力分配器（ＴＱ２２）で合成された後、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）で反射され、再度第２の電力分配器（ＴＱ２２）に入力され、前述と同様にして、端子Ｔ２３から出力される。
即ち、図５に示す端子Ｔ２１に電圧を加えた時に、同じ電圧（あるいは、電流）が、端子Ｔ２３から出力される。
接続ケーブルの長さ、および、Ｑ変成器型の電力分配器（ＴＱ２１，ＴＱ２２）と電力合成器（ＴＱ２３）の特性が同一特性であれば、図５に示すサーキュレータ（ＣＩＲ１，ＣＩＲ２）の並列運転は、１個のサーキュレータと等価になる。
【００２２】
しかしながら、図５に示すサーキュレータ（ＣＩＲ１，ＣＩＲ２）に入力される送信波の電圧（あるいは、電流）は、１／√２にすることができるので、各サーキュレータ（ＣＩＲ１，ＣＩＲ２）を通過する送信波の電力を、１／２にすることができる。
このことは、電力容量が２倍になること意味するので、相互変調波（ＩＭ３）が発生するレベルを、３ｄＢ増加させたことになる。
即ち、図１に示す合波器において、相互変調波（ＩＭ３）が発生する送信波の電力レベルをＰ（Ｗ）とすると、本実施の形態では、相互変調波（ＩＭ３）が発生する送信波の電力レベルを、２×Ｐ（Ｗ）とすることができ、入力される送信波の電力が大きい場合でも、相互変調波（ＩＭ３）の発生を低減することが可能となる。
入力される送信波の電力が、より大電力の場合には、並列運転させるサーキュレータの数を、３，４，…，ｎと成し、それに合わせて、第１の電力分配器（ＴＱ２１）と第２の電力分配器（ＴＱ２２）での分配数、および電力合成器（ＴＱ２３）での合波数を設定すればよい。
【００２３】
本発明の実施の形態において、並列運転させるサーキュレータの数を４とした場合の、サーキュレータ（ＣＲ１〜ＣＲＩ４）、第１の電力分配器（ＴＱ４１）、第２の電力分配器（ＴＱ４２）、および電力合成器（ＴＱ４３）の構成を図６に示す。
図６に示す合波器では、電力容量が４倍になるので、相互変調波（ＩＭ３）が発生するレベルを、６ｄＢ増加させることができる。
また、分配数がｎの場合の、電力分配器（ＴＱ４１，ＴＱ４２）、および電力合成器（ＴＱ４３）の〔Ｓ〕マトリクス（〔Ｓｎ〕）を下記（４）式に示す。
【００２４】
【数４】
【００２５】
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００２６】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明によれば、従来の合波器に比して、小型化を図り、コストを低減するとともに、良好な電気的特性が得られる合波器を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本となる合波器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６）の減衰特性と、反射減衰量を示すグラフである。
【図３】図１に示す第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）の減衰特性を示すグラフである。
【図４】図１に示す各入力端子（Ｔ１〜Ｔｎ）と、図１に示す出力端子（Ｔ００）との間の伝送特性を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態の合波器の概略構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態において、並列運転させるサーキュレータの数を４とした場合の、サーキュレータ、第１の電力分配器、第２の電力分配器、および電力合成器の構成を示すブロック図である。
【図７】従来のＣＩＢ型合波器の概略構成を示すブロック図である。
【図８】従来のスターポイント型合波器の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ｈ１１，Ｈ１２，Ｈ２１，Ｈ２２，Ｈｎ１，Ｈｎ２…ハイブリッド回路、ＣＩＲ，ＣＲＩ１〜ＣＲＩ４…サーキュレータ、ＴＱ２１，ＴＱ２２，ＴＱ４１，ＴＱ４２…電力分配器、ＴＱ２３，ＴＱ４３…電力合成器、Ｂ１〜Ｂｎ，ＢＦ１１、ＢＦ１２，ＢＦ２１，ＢＦ２２，ＢＦｎ１，ＢＦｎ２…帯域通過フィルタ、Ｒ…無反射終端器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、合波器に係わり、特に、地上波デジタルテレビ、ＷＣＤＭＡなどの移動通信分野において、送信電力を合波する際に使用される合波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来使用されている合波器（空中線共用装置ともいう）として、図７に示すＣＩＢ型の合波器が知られている。
図７に示すように、従来のＣＩＢ型合波器においては、隣接する各第２ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，…，Ｈｎ２）の第４の端子（Ｔ４）と第１の端子（Ｔ１）とが互いに接続されるとともに、両端の一方の第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）の第１の端子（Ｔ１）が無反射終端器（Ｒ）に接続され、また、両端の他方の第２ハイブリッド回路（Ｈｎ２）の第４の端子（Ｔ４）が出力端となり、例えば、アンテナ（図示せず）に接続される。
また、各第２ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，…，Ｈｎ２）の第２の端子（Ｔ２）と、各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第２の端子（Ｔ２）との間には、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＦ１１，ＢＦ２１，…，ＢＦｎ１）が接続され、各第２ハイブリッド回路（Ｈ１２，Ｈ２２，…，Ｈｎ２）の第３の端子（Ｔ３）と各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第３の端子（Ｔ３）との間には、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＦ１２，ＢＦ２２，…，ＢＦｎ２）が接続される。
さらに、各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第１の端子（Ｔ１）は、それぞれのチャネルの送信波を出力する送信機に接続され、各第１ハイブリッド回路（Ｈ１１，Ｈ２１，…，Ｈｎ１）の第４の端子（Ｔ４）は、それぞれ無反射終端器（Ｒ）に接続される。
ここで、各第１および第２ハイブリッド回路、各帯域通過フィルタは、それぞれ各チャネルの送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フィルタを構成する。
【０００３】
以下、図７に示すＣＩＢ型合波器の動作を簡単に説明する。
第１ハイブリッド回路（Ｈ１１）の第１の端子（Ｔ１）から入力されたチャネルＣＨ１の送信波は、それぞれ帯域通過フィルタ（ＢＦ１１，ＢＦ１２）を通って、第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）に入力され、第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）の第４の端子（Ｔ４）から出力される。
この第２ハイブリッド回路（Ｈ１２）から出力されたチャネルＣＨ１の送信波は、第２ハイブリッド回路（Ｈ２２）に入力され、帯域通過フィルタ（ＢＦ２１，ＢＦ２２）で全反射された後、第２ハイブリッド回路（Ｈ２２）の第４の端子（Ｔ４）から出力される。以下、同様にして、第２ハイブリッド回路（Ｈｎ２）の第４の端子（Ｔ４）から出力される。
また、従来使用されている合波器（空中線共用装置ともいう）として、図８に示すスターポイント型の合波器が知られている。
図８に示すように、従来のスターポイント型合波器は、出力端子Ｔｏに、各チャネルの送信波を通過させる帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ２，…，Ｂｎ）が並列に接続されて構成される。
【０００４】
なお、本願発明に関連する先行技術文献情報としては以下のものがある。
【特許文献１】
特願２００１−１８６８３３号
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前述の図７に示すＣＩＢ型合波器では、高性能の帯域通過フィルタ（即ち、高選択度型の帯域通過フィルタ）と、ハイブリッド回路とが、ｎ組（ｎ×２）必要であり、合波器全体の大きさが大きくなり、かつ、製品コストが高くなるという問題点がある。
一方、前述の図８に示すスターポイント型合波器は、帯域通過フィルタがｎ個でよいので、図７に示すＣＩＢ型合波器と比して、合波器全体の大きさを小さくでき、かつ、製品コストを低減することが可能となる。
しかしながら、隣接チャネルの信号を合波する場合は、高性能の帯域通過フィルタを使用するとしても、ガードバンドが小さいため回路間干渉が生じ、良好な電気的特性を得ることができないという問題点がある。
【０００６】
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、従来の合波器に比して、小型化を図り、コストを低減するとともに、良好な電気的特性が得られる合波器を提供することにある。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、第１の端子に入力された電力を第２の端子から出力するとともに、第２の端子に入力された電力を第３の端子から出力するサーキュレータを備え、前記サーキュレータの前記第１の端子に、奇数番号あるいは偶数番号の一方の番号の一つおきのチャネルの送信波を通過させる第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタを接続し、かつ、前記第２の端子に、奇数番号あるいは偶数番号の他方の番号の一つおきのチャネル送信波を通過させる第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタを接続することを基本とする。
この基本となる合波器において、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタとして、高選択度型の帯域通過フィルタを使用することにより、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタとして、低選択度型（通過帯域の帯域幅が広い）の帯域通過フィルタを使用することができる。
【０００８】
したがって、この基本となる合波器によれば、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタと、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタとが同じ、例えば、ｍ＝ｎの場合には、コストの高い高選択度型帯域通過フィルタは、ｎ／２個でよいので、前述の図７に示すＣＩＢ型合波器に比して、小型化を図り、かつ、コストを低減することが可能となる。
また、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタ、並びに、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタのそれぞれは、奇数番号あるいは偶数番号の一つおきのチャネルの送信波を通過させるので、従来のスターポイント型合波器のように、隣接チャネル間で回路間干渉が生じることもないので、良好な電気的特性を得ることが可能である。
【０００９】
しかしながら、この基本となる合波器において、入力される電力が大きい場合、サーキュレータの微少非直線により、前記サーキュレータの前記第３の端子から出力される合成された送信波に、相互変調波（ＩＭ３）が発生する。
そこで、本発明の合波器では、サーキュレータをｋ（ｋ≧２）個用い、かつ、前記第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタの出力をｋ分配して、前記ｋ個のサーキュレータの第１の端子に入力するとともに、前記第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタの出力をｋ分配して、前記ｋ個のサーキュレータの第２の端子に入力し、さらに、前記第３の端子からの出力を合成して出力する。
即ち、本発明の合波器は、ｋ個のサーキュレータを並列運転することを特徴とする。
一般に、相互変調波は入力電力の２乗に比例するので、前述の基本となる合波器では、入力電力が２倍となると、相互変調波は４倍となるが、本発明の合波器では、２個のサーキュレータを並列運転することにより、入力電力が２倍となっても、各サーキュレータに入力される電力は（１／２）となるので、相互変調波は、入力電力が１倍のときと同じになる
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［本発明の基本となる合波器の構成］
図１は、本発明の基本となる合波器の概略構成を示すブロック図である。なお、図１において、ＣＨ１〜ＣＨｎは、テレビ信号の連続するチャネル番号を示し、ｆ１〜ｆｎは、各帯域通過フィルタの中心周波数を示す。
同図において、サーキュレータ（ＣＩＲ）は、第１の端子（Ｔ０１）に入力される電力を第２の端子（Ｔ０２）に出力し、第２の端子（Ｔ０２）に入力される電力を第３の端子（Ｔ００）に出力する。
また、第１の端子（Ｔ０１）には、スターポイント型に接続された第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）が接続され、第２の端子（Ｔ０２）には、スターポイント型に接続された第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）が接続される。
第１群の帯域通過フィルタのそれぞれの帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）は、奇数番号のチャネルの送信波を通過させるので、隣接チャネル間（例えば、チャネルＣＨ１と、チャネルＣＨ３との間）で回路間干渉が生じることがない。
【００１１】
第２群の帯域通過フィルタのそれぞれの帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）は、偶数番号のチャネルの送信波を通過させるので、隣接チャネル間（例えば、チャネルＣＨ２と、チャネルＣＨ４との間）で回路間干渉が生じることがない。
なお、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）が、偶数番号のチャネルの送信波を通過させ、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）が、奇数番号のチャネルの送信波を通過させるようにしてもよい。
図１に示す合波器において、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）を通過した各チャネルの送信波は、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第２の端子（Ｔ０２）に入力され、第３の端子（Ｔ００）から出力される。
また、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第１の端子（Ｔ０１）に入力され、第２の端子（Ｔ０２）から出力されるが、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）で反射され、再度第２の端子（Ｔ０２）に入力され、第３の端子（Ｔ００）から出力される。
【００１２】
図２は、図１に示す第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６）の減衰特性と、反射減衰量を示すグラフである。同図の実線が減衰特性を示し、２点鎖線が反射減衰量を示す。
図２の減衰特性から分かるように、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６）は、通過帯域がチャネル幅よりも狭く、立ち下がりが急峻な減衰特性を有するもの、即ち、高選択度型の帯域通過フィルタが使用される。
なお、本実施の形態では、チャネル幅が６ＭＨｚ、帯域通過フィルタの通過帯域は５．６ＭＨｚである。
このような特性を有する帯域通過フィルタは、ＨＥモード誘電体共振器、ＴＥ０１δモード誘電体共振器、矩形導波管共振器、あるいは、円形導波管共振器を用いて実現することができるが、コストが高くなる。
【００１３】
図３は、図１に示す第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）の減衰特性を示すグラフである。
図３の減衰特性から分かるように、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）は、通過帯域がチャネル幅よりも広く、立ち下がりが穏やかな減衰特性を有するもの、即ち、低選択度型の帯域通過フィルタが使用される。
このような特性を有する帯域通過フィルタは、同軸体共振器、あるいは、ＴＭ０１δモード誘電体共振器を用いて実現することができ、比較的小型で、安価に製作することができる。
第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第１の端子（Ｔ０１）に入力され、第２の端子（Ｔ０２）から出力されて、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）で反射される。
この時、図２に示す反射減衰量特性により、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、隣接するチャネル成分が、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）により吸収される。
【００１４】
例えば、帯域通過フィルタＢ１を通過した、チャネルＣＨ１の送信波におけるチャネルＣＨ２成分は帯域通過フィルタＢ２で吸収される。
同様に、チャネルＣＨ３の送信波におけるチャネルＣＨ２成分は帯域通過フィルタＢ２で吸収され、かつ、チャネルＣＨ３の送信波におけるチャネルＣＨ４成分は帯域通過フィルタＢ４で吸収される。
したがって、図４に示すように、サーキュレータの第３の端子（Ｔ００）から出力される、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）を通過した各チャネルの送信波は、通過帯域がチャネル幅よりも狭く、立ち下がりが急峻な減衰特性を有するものとなる。
なお、図４は、本実施の形態の合波器の伝送特性を示すグラフであり、図１に示す各入力端子（Ｔ１〜Ｔｎ）と、図１に示す出力端子（Ｔ００）との間の伝送特性を示すグラフである。
なお、本実施の形態において、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）として、図２に示す減衰特性を有するものを使用してもよい。
但し、本実施の形態のように、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）として、図３に示す減衰特性を有するものを使用することにより、高選択度の帯域通過フィルタの使用数を半分にすることができるので、コストを低減する上では、本実施の形態のほうが有利である。
【００１５】
［本発明の実施の形態の合波器の構成］
前述の図１に示す合波器において、入力される電力が大きい場合、サーキュレータ（ＣＩＲ）の微少非直線により、サーキュレータ（ＣＩＲ）の第３の端子（Ｔ００）から出力される合成された送信波に、相互変調波（ＩＭ３）が発生する。
本発明の合波器は、この問題を解決するために、複数のサーキュレータを並列運転することを特徴とする。
図５は、本発明の実施の形態の合波器の概略構成を示すブロック図である。
本実施の形態の合波器は、第１の電力分配器（ＴＱ２１）と、第２の電力分配器（ＴＱ２２）と、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）と、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）と、電力合成器（ＴＱ２３）とを備える点で、図１に示す合波器と相異する。
第１の電力分配器（ＴＱ２１）は、第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）の出力を２分岐し、第２の電力分配器（ＴＱ２２）は、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）の出力を２分岐する。
第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）は、第１の端子（Ｔ２１１）に、電力分配器（ＴＱ２１）の一方の出力が入力され、第２の端子（Ｔ２１２）に電力分配器（ＴＱ２２）の一方の出力が入力される。
【００１６】
第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）は、第１の端子（Ｔ２２１）に、電力分配器（ＴＱ２１）の他方の出力が入力され、第２の端子（Ｔ２２２）に電力分配器（ＴＱ２２）の他方の出力が入力される。
電力合成器（ＴＱ２３）は、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第３の端子（Ｔ２１３）から出力される送信波と、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第３の端子（Ｔ２２３）から出力される送信波とを合成して出力する。
ここで、第１の電力分配器（ＴＱ２１）、第２の電力分配器（ＴＱ２２）、並びに、電力合成器（ＴＱ２３）は、例えば、λ／４型Ｑ変成器で構成される。
この第１の電力分配器（ＴＱ２１）、第２の電力分配器（ＴＱ２２）、並びに、電力合成器（ＴＱ２３）の〔Ｓ〕マトリクスは、下記（１）式で求められる。
また、図５に示す端子Ｔ２２に、Ｅｉｉの入力電圧を加えた時に、第２の電力分配器（ＴＱ２２）の端子（Ｔ２１３，Ｔ２２３）から出力される出力電圧（Ｅ１１，Ｅ１２）は、下記（２）式で求めることができる。
【００１７】
【数１】
【数２】
前述の（２）式より、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第２の端子Ｔ２１３、並びに、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第２の端子Ｔ２２３には、それぞれ（−ｊＥｉｉ／√２）の電圧が出力され、これらの電圧は、電力合成器（ＴＱ２３）で合成されて端子Ｔ２３から出力される。
この端子Ｔ２３から出力される電圧は、下記（３）で求めることができ、端子Ｔ２３からは、（−Ｅｉｉ）の電圧が出力される。即ち、図５に示す端子Ｔ２２に電圧を加えた時に、同じ電圧が、端子Ｔ２３から出力される。
【００２０】
【数３】
図５に示す端子Ｔ２１に入力される電圧は、第１の電力分配器（ＴＱ２１）で２分配され、第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第１の端子Ｔ２１１、並びに、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第１の端子Ｔ２２１に入力され、それぞれ第１のサーキュレータ（ＣＩＲ１）の第２の端子Ｔ２１２、並びに、第２のサーキュレータ（ＣＩＲ２）の第２の端子Ｔ２２２から出力される。
この出力電圧は、第２の電力分配器（ＴＱ２２）で合成された後、第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，…，Ｂｎ−１）で反射され、再度第２の電力分配器（ＴＱ２２）に入力され、前述と同様にして、端子Ｔ２３から出力される。
即ち、図５に示す端子Ｔ２１に電圧を加えた時に、同じ電圧（あるいは、電流）が、端子Ｔ２３から出力される。
接続ケーブルの長さ、および、Ｑ変成器型の電力分配器（ＴＱ２１，ＴＱ２２）と電力合成器（ＴＱ２３）の特性が同一特性であれば、図５に示すサーキュレータ（ＣＩＲ１，ＣＩＲ２）の並列運転は、１個のサーキュレータと等価になる。
【００２２】
しかしながら、図５に示すサーキュレータ（ＣＩＲ１，ＣＩＲ２）に入力される送信波の電圧（あるいは、電流）は、１／√２にすることができるので、各サーキュレータ（ＣＩＲ１，ＣＩＲ２）を通過する送信波の電力を、１／２にすることができる。
このことは、電力容量が２倍になること意味するので、相互変調波（ＩＭ３）が発生するレベルを、３ｄＢ増加させたことになる。
即ち、図１に示す合波器において、相互変調波（ＩＭ３）が発生する送信波の電力レベルをＰ（Ｗ）とすると、本実施の形態では、相互変調波（ＩＭ３）が発生する送信波の電力レベルを、２×Ｐ（Ｗ）とすることができ、入力される送信波の電力が大きい場合でも、相互変調波（ＩＭ３）の発生を低減することが可能となる。
入力される送信波の電力が、より大電力の場合には、並列運転させるサーキュレータの数を、３，４，…，ｎと成し、それに合わせて、第１の電力分配器（ＴＱ２１）と第２の電力分配器（ＴＱ２２）での分配数、および電力合成器（ＴＱ２３）での合波数を設定すればよい。
【００２３】
本発明の実施の形態において、並列運転させるサーキュレータの数を４とした場合の、サーキュレータ（ＣＲ１〜ＣＲＩ４）、第１の電力分配器（ＴＱ４１）、第２の電力分配器（ＴＱ４２）、および電力合成器（ＴＱ４３）の構成を図６に示す。
図６に示す合波器では、電力容量が４倍になるので、相互変調波（ＩＭ３）が発生するレベルを、６ｄＢ増加させることができる。
また、分配数がｎの場合の、電力分配器（ＴＱ４１，ＴＱ４２）、および電力合成器（ＴＱ４３）の〔Ｓ〕マトリクス（〔Ｓｎ〕）を下記（４）式に示す。
【００２４】
【数４】
以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００２６】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
本発明によれば、従来の合波器に比して、小型化を図り、コストを低減するとともに、良好な電気的特性が得られる合波器を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本となる合波器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す第２群の帯域通過フィルタ（Ｂ２，Ｂ４，Ｂ６）の減衰特性と、反射減衰量を示すグラフである。
【図３】図１に示す第１群の帯域通過フィルタ（Ｂ１，Ｂ３，…，Ｂｎ）の減衰特性を示すグラフである。
【図４】図１に示す各入力端子（Ｔ１〜Ｔｎ）と、図１に示す出力端子（Ｔ００）との間の伝送特性を示すグラフである。
【図５】本発明の実施の形態の合波器の概略構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態において、並列運転させるサーキュレータの数を４とした場合の、サーキュレータ、第１の電力分配器、第２の電力分配器、および電力合成器の構成を示すブロック図である。
【図７】従来のＣＩＢ型合波器の概略構成を示すブロック図である。
【図８】従来のスターポイント型合波器の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ｈ１１，Ｈ１２，Ｈ２１，Ｈ２２，Ｈｎ１，Ｈｎ２…ハイブリッド回路、ＣＩＲ，ＣＲＩ１〜ＣＲＩ４…サーキュレータ、ＴＱ２１，ＴＱ２２，ＴＱ４１，ＴＱ４２…電力分配器、ＴＱ２３，ＴＱ４３…電力合成器、Ｂ１〜Ｂｎ，ＢＦ１１、ＢＦ１２，ＢＦ２１，ＢＦ２２，ＢＦｎ１，ＢＦｎ２…帯域通過フィルタ、Ｒ…無反射終端器。
Claims (3)
- 入力端子と、ｋ（ｋ≧２）個の出力端子を有し、前記入力端子に入力された電力をｋ分配して、前記ｋ個の出力端子から出力する第１の電力分配器と、
前記第１の電力分配器の入力端子に並列に接続され、奇数番号あるいは偶数番号の一方の番号の一つおきのチャネルの送信波を通過させる第１群のｍ（ｍ≧２）個の帯域通過フィルタと、
入力端子と、ｋ個の出力端子を有し、前記入力端子に入力された電力をｋ分配して、前記ｋ個の出力端子から出力する第２の電力分配器と、
前記第２の電力分配器の入力端子に並列に接続され、奇数番号あるいは偶数番号の他方の番号の一つおきのチャネルの送信波を通過させる第２群のｎ（ｎ≧２）個の帯域通過フィルタと、
第１の端子と、第２の端子と、第３の端子とを有し、前記第１の電力分配器の各出力端子に前記第１の端子がそれぞれ接続され、前記第２の電力分配器の各出力端子に前記第２の端子がそれぞれ接続されるｋ個のサーキュレータと、
ｋ個の入力端子と、出力端子を有し、前記各サーキュレータの第３の端子に前記ｋ個の入力端子がそれぞれ接続され、前記ｋ個の入力端子に入力された電力を合成して、前記出力端子から出力する電力合成器とを備える合波器であって、
前記各サーキュレータは、前記第１の端子に入力された電力を前記第２の端子から出力するとともに、前記第２の端子に入力された電力を前記第３の端子から出力することを特徴とする合波器。 - 前記第１および第２の電力分配器、並びに、前記電力合成器は、λ／４型Ｑ変成器で構成されることを特徴とする請求項１に記載の合波器。
- 前記第１群の各帯域通過フィルタは、低選択度形の帯域通過フィルタで構成され、
前記第２群の各帯域通過フィルタは、高選択度形の帯域通過フィルタで構成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の合波器。
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