JP3926366B2 - スペクトラム拡散レイク受信機 - Google Patents

Description

発明の背景

本発明はスペクトラム拡散方式に係り、更に詳しくはマルチパス環境での受信ダイバーシティ方式として、伝搬路の多重反射により様々な遅延時間差を有してアンテナに到来する信号の時間領域での最大比合成を行うレイク受信機に関する。

スペクトラム拡散、またはスペクトル拡散通信方式は移動体通信の最も基本的な技術として広範囲に利用されている。スペクトラム拡散通信の最も単純なモデルとしての直接拡散（ＤＳ）方式では送るべき情報信号の周期Ｔに対して、その１／１００から１／１０００程度のチップ幅Ｔｃを持つＰＮ信号を拡散信号として変調、すなわち乗算してスペクトルを広げて受信側に送信する。
受信側では雑音に埋もれた信号から、逆拡散によって信号成分を検出する。逆拡散とは、基本的に受信信号中のＰＮ信号と同じ位相の同一ＰＮ信号を受信信号に乗じて、復調を行うことである。
しかしながら直接波の他に多くの反射波が存在するようなマルチパス環境においては、様々な遅延時間差をもって受信される信号を適切に合成することによって、正しい信号成分を検出する必要がある。
このような従来技術の１つとして、レイク（Ｒａｋｅ）方式がある。レイクとは英語“でくまで”の意味であり、レイク方式は“くまで”のように伝送路の遅延分散により分散した信号パワーを１つに集めて最大比合成を行うダイバーシティ方式である。
従来のレイク受信機では、既知の信号を用いてマルチパスが到着する複数のパスタイミングを見つけ、このタイミングを復調器に知らせて、復調器ではこのタイミングで逆拡散を行い、マルチパスの信号を合成することにより、希望信号を復調している。
図１は、例えば移動通信端末としてのレイク受信機の全体構成例を示すブロック図である。同図において受信機はアンテナ１００、無線受信部１０１、Ａ／Ｄ変換部１０２、複数のマルチパスのタイミングを検出するサーチャ１０３、サーチャ１０３によって検出された複数パスのタイミングに対応して複数パスに対する逆拡散を行う逆拡散タイミング生成及び逆拡散部１０４を有する。
さらに、逆拡散タイミング生成及び逆拡散部１０４により得られた複数パスの信号を合成する信号合成部１０５、信号合成部１０５の出力を受けてディスプレイやスピーカなどに受信信号を出力するチャネルコーディックなどの信号処理部１０６、複数パスの受信信号のレベルを測定し、前記信号合成部１０５に信頼度情報や信号レベル情報を与え、また基地局への送信電力制御情報を送信部１０８に与えるレベル測定部１０７を有する。
送信部１０８は、レベル測定部１０７からの制御情報に対応して、キーボードやマイクからの入力をデュープレクサ１０９を通してアンテナ１００から送信する。
図２は、図１における逆拡散タイミング生成及び逆拡散部１０４即ち、信号復調部の詳細構成ブロック図である。同図において、信号復調部は拡散符号発生器１１０、複数の遅延制御部１１１−１〜１１１−ｎ及び、対応する複数の相関器１１２−１〜１１２−ｎによって構成されている。
拡散符号発生器１１０は逆拡散のための符号を発生し、複数の遅延制御部１１１−１〜１１１−ｎはサーチャ１０３によって検出されたマルチパスのタイミングｔ１〜ｔＮのそれぞれに対応する複数の相関器１１２−１〜１１２−ｎの遅延動作を制御する。各相関器１１２−１〜１１２−ｎは対応する遅延制御部１１１−１〜１１１−ｎによって制御される逆拡散タイミングに対応してＡ／Ｄ変換部１０２からの受信信号に対する逆拡散を行う。
これにより、相関器１１２−１〜１１２−ｎは、それぞれ逆拡散信号１〜逆拡散信号Ｎを信号合成部１０５に与え、信号合成部１０５はそれらの信号を合成して復調信号を出力する。
かかる逆拡散信号にはそれぞれのマルチパスの伝搬路係数に対応するチャネル推定用信号も含まれる。
以上のように、例えば図２においてはマルチパスの各パスのタイミングそのものを用いて逆拡散が行われる。あるタイミングで逆拡散をした場合には、そのタイミング以外のパスに対応する信号は全て干渉となる。特にＣＤＭＡ方式の基地局からの下りリンクで複数のチャネルに対して直交拡散符号を用いているような場合には、マルチパス干渉のために受信特性が劣化するという問題が存在した。
かかる点に鑑み、本発明者は、特許出願２００１−３３２５１０号により、マルチパス環境でスペクトラム拡散方式を用いる場合に、マルチパス干渉を抑圧できるレイク受信機を先に提案した。
ここで、かかる先に提案したレイク受信機の概略構成を説明する。図３は、先に提案したマルチパス環境でスペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機の原理構成ブロック図である。
図３において、パスタイミング検出手段１は、例えば図１、図２のパスサーチャ１０３に相当するものであり、マルチパスのパスタイミング、例えばＮ個のパスのタイミングを検出する。
逆拡散タイミング設定手段２は、検出されたパスのタイミングを逆拡散のタイミング即ち、逆拡散符号を乗算して拡散符号化信号を復号するタイミングとして設定する。同時に、任意の２つのパスのタイミングの遅延時間分だけ、当該２つのパスのうちの一方のパスのタイミングを中心として、他方のパスのタイミングと時間軸上で対称の位置にある２つのタイミングを逆拡散のタイミングとするように、２つのパスの組合わせの全てに対して設定する。
複数の相関器３−１〜３−ｎは、設定された各タイミングに対応して送信側から送られた信号の、例えばＡ／Ｄ変換結果の信号の逆拡散信号をそれぞれ求める。信号合成手段４は複数の相関器３−１〜３−ｎの出力を合成し、復調信号を出力する。
このように、先の出願で提案した発明においては、選択した２つのパス情報のみを使って再生したマルチパス干渉相関信号（ＭＩＣＳ）を使って、希望信号に含まれる干渉成分を低減している。
発明の概要
しかし、上記のように先願発明では、干渉成分を再生する際に選択した２パスのみの情報しか利用していなかったために、パス数の増加に伴って、干渉成分低減の効果が少なくなっていくという欠点が認められる。即ち、着目した２パス以外のパスに含まれているはずの情報を有効に利用できていない。
したがって、本発明の目的はかかる先願発明の不都合を改善し得るスペクトラム拡散レイク受信機を提供することにある。
そして、かかる本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第１の態様は、スペクトラム拡散通信システムを構成するスペクトラム拡散レイク受信機において、Ｎパスの直接スペクトラム拡散信号の受信時に、前記Ｎパスのそれぞれの受信タイミングｔ_ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を検出するタイミング検出手段と、前記タイミング検出手段により検出される受信タイミングｔ_ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）から得られるタイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}を逆拡散のタイミングとして設定する逆拡散タイミング設定手段と、前記逆拡散タイミング設定手段により設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器と、前記複数の相関器の出力を合成する信号合成手段とを有することを特徴とする。
上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第２の態様は、第１の態様において、更に、前記相関器と信号合成手段との間に、パスｋ（ｋ≠ｊ）のマルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））を式（１）により合成して

パスｉに、パスｊから入る干渉α_ｊＩ_ｉ，ｊを再生し、ｉ番目のパスから前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路を有することを特徴とする。
さらに、上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第３の態様は、第２の態様において、前記マルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））を合成する際、前記式（１）の係数ｒ_ｉ，ｊ，ｒ′_ｋを式（２）、式（３）により求め、
として、

最大比合成により合成することを特徴とする。
上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第４の態様は、第２の態様において、前記マルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））を合成する際、前記マルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））の雑音を一定として近似し、前記式（１）の係数ｒ_ｉ，ｊ，ｒ′_ｋを式（４）、式（５）により求め、

最大比合成により合成することを特徴とする。
上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第５の態様は、第２乃至４の態様のいずれかにおいて、更に前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路は、電力の大きな複数個のパスを選択する回路を有し、前記選択されたパスに対して、前記マルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））の合成、及び前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる処理を行うことを特徴とする。
上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第６の態様は、第２の態様において、前記ｉ番目のパスから前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路は、電力の大きな複数個のパスｉを選択して、前記選択されたパスの数に対してのみ備えられることを特徴とする。
上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第７の態様は、第２乃至６のいずれかの態様において、前記逆拡散タイミング設定手段により、前記逆拡散のタイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}と、受信タイミングｔ_ｉの一致を検知し、一致が検知されたパスに対して前記マルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））の合成、及び前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる処理を行わないことを特徴とする。
上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第８の態様は、第２乃至６のいずれかの態様において、更に、前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路と信号合成手段との間にレベル補償回路を設け、前記レベル補償回路で前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路における干渉低減後の信号の大きさを補正して、雑音の大きさを一定とすることを特徴とする。
さらに、上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第９の態様は、第１の態様において、更に、前記相関器の前段に、パスｋ（ｋ≠ｊ）のマルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））を式（１）により合成して

干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）Ｉ_ｉ，ｊを再生し、ｉ番目のパスから前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路を有することを特徴とする。
また、上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第１０の態様は、第９の態様において、更に前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路は、電力の大きな複数個のパスを選択する回路を有し、前記選択されたパスに対して、前記マルチパス干渉信号（ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ））の合成、及び前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる処理を行うことを特徴とする。
さらにまた、上記本発明の目的を達成するスペクトラム拡散レイク受信機の第１１の態様は、第９の態様において、前記ｉ番目のパスから前記干渉ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を減ずる回路は、電力の大きな複数個のパスｉを選択して、前記選択されたパスの数に対してのみ備えられることを特徴とする。
本発明の特徴は、以下の図面に従い説明される発明の実施の形態例から更に明らかになる。

図１は、移動通信端末としてのレイク受信機の全体構成例を示すブロック図である。
図２は、図１における逆拡散タイミング生成及び逆拡散部１０４即ち、信号復調部の詳細構成ブロック図である。
図３は、先に提案したマルチパス環境でスペクトラム拡散通信システムを構成するレイク受信機の原理構成ブロック図である。
図４は、ＣＤＭＡ（符号拡散多重アクセス）移動端末で受信される２パスの信号のタイミングを示す図である。
図５は、Ｎパス信号と、パスｉに含まれるパスｊの干渉の低減に利用できる複数のマルチパス干渉相関タイミング（ＭＩＣＴｓ）を示す図である。
図６は、本発明を適用するＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
図７は、図６における合成部２７の構成例を示す図である。
図８は、本発明の他の実施の形態例を示す図である。
図９は、マルチパス干渉低減処理回路２８の詳細構成を示す図である。
図１０は、ＭＩＣＳ部２８０−１〜２８０−Ｎの詳細を２８０−ｉを代表として示す図である。
図１１は、ＭＲＣ１２８の構成例を示す図である。
図１２は、ＭＩＣＳ部２８０−ｉの他の構成例を示す図である。
図１３は、実施の形態例として、ＭＩＸＲ回路２８の前段にセレクタ回路３１を設けている構成を示す図である。
図１４は、ＭＩＣＳ部２８０−ｉの更に他の構成例を示す図である。
図１５は、ＭＩＸＲ部２８と後段のレイク合成部２７との間にレベル訂正部３２を設ける構成を示す図である。
図１６は、本発明の更に他の実施の形態例を示すずである。
図１７は、図１６の構成において、ＭＩＸＲ部２８を構成するＭＩＣＳ部２８０−ｉの構成を示す図である。

ここで、本発明の実施の形態例の説明先立って、本発明の正しい理解のために先に説明した、本発明者による先願発明の原理について更に説明する。
マルチパスの信号をあるタイミングで逆拡散する時、干渉を生ずるパスの信号は、逆拡散信号の相互相関値と伝搬路の減衰係数などで決定される。逆拡散信号の相関値は、パスを経由して到着した信号のタイミングと、逆拡散のタイミングとの間の遅延で決まる定数となる。
図４にＣＤＭＡ（符号拡散多重アクセス）移動端末で受信される２パスの信号のタイミングを示す。図中、・・ＹＺＡＢＣＤ・・・は、各パスの信号タイミングを表すラベルであり、Ａが正しい逆拡散タイミングであるとする。パス１とパス２のチャネルをそれぞれα_１、α_２とし、逆拡散タイミングをｔ_１，ｔ_２、そのタイミングで逆拡散した信号をｘ_１，ｘ_２と表記する。
ここで、特別なタイミングｔ_０＝ｔ_１−（ｔ_２−ｔ_１）を定め、タイミングｔ_０で逆拡散した信号をｘ_０とすると、ｘ_１，ｘ_０は、それぞれ次のように表記できる。

α_１Ｓはパス１をＡから逆拡散した希望信号であり、α_２Ｉ_Ｚはパス２をＺから逆拡散した干渉である。更に、α_２Ｉ_Ｙは、パス２をＹから逆拡散した信号、ｎ_１，ｎ_０はそれぞれの雑音である。
上記の信号ｘ_０は、受信信号Ｓの得られないタイミングで逆拡散したものであるが、その中にα_１Ｉ_Ｚが含まれている。すなわち、ｘ_１の干渉成分α_２Ｉ_Ｚと相関を有していることがわかる。かかる意味から、ｘ_０のような信号をパス１のパス２に対するマルチパス干渉相関信号（ＭＩＣＳ ：Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｖｅ Ｓｉｇｎａｌ）と呼び、ｔ_０のようなタイミングをパス１のパス２に対するマルチパス干渉相関タイミング（ＭＩＣＴ：Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｖｅ Ｔｉｍｉｎｇ）と呼ぶ。
ｘ_０がｘ_１の干渉成分と相関を持つためにｘ_１からｘ_０に適切な係数ｒをかけて減ずることにより、ｘ_１の干渉成分を減らすことができる。
なお、ここで注意すべきは、ｘ_１に含まれるＩ_Ｚを全て消すように係数ｒを決めると、ｘ_０に含まれる別の干渉成分Ｉ_Ｙが増大する。このために却って干渉全体の大きさが増えてしまうことがある。したがって、最適な係数ｒは、元の干渉Ｉ_Ｚも残しつつ干渉全体の電力が最小になるように決めた係数とすることが必要である。
以上説明した先願発明においては、干渉成分を再生する際に選択した２パスのみの情報を利用している。したがって、着目した２パス以外のパスに含まれる情報を有効に利用し得ないものである。このために干渉成分減少効果が小さいものとなる。
したがって、本発明はかかる先願発明の欠点を解消するものであり、干渉成分を再生するために、干渉源を除く全てのパスを使うことで干渉再生精度を高めるものである。かかる本発明の原理について、以下に説明する。
図５にＮパス信号と、パスｉに含まれるパスｊの干渉の低減に利用できる複数のマルチパス干渉相関タイミング（ＭＩＣＴｓ）を示す。パスｉのタイミングで逆拡散した信号は次のように表される。

ここで、Ｓは希望信号、Ｉ_ｉ，ｊはｘ_ｉに含まれるパスｊによる干渉成分である。図５中、タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｉ}は先願において使用したマルチパス干渉相関タイミング（ＭＩＣＴ）である。パスｉとパスｊの時間差分Δｔだけｔ_ｉからシフトしたタイミングである。このタイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｉ}逆拡散を行なうことにより、Ｉ_ｉ，ｊと相関のある信号を得ることができる。
ここで、パスｉとｊ以外のパスについても着目すると、それぞれのパスからΔｔシフトさせたタイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}（ｋはｊを除く１〜Ｎ）で逆拡散することにより、タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｉ}と同様にＩ_ｉ，ｊと相関のある信号が得られる。ｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}と、ｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}で逆拡散した信号は次のように表される。

ここで、Ｉ_{ｉ，ｊ，ｋ，ｌ}＝Ｉ（ｔ_ｉ−ｔ_ｊ＋ｔ_ｋ−ｔ_ｌ）で、特にＩ_{ｉ，ｊ，ｋ，ｋ}＝Ｉ_ｉ，ｊとなる。
上記の本発明の原理に基づき、次に本発明の実施の形態例について説明する。
図６は、本発明を適用するＣＤＭＡ受信機の構成例である。アンテナ２０により受信されたＣＤＭＡ信号は、ダウンコンバータ２１によりベースバンド信号に変換される。
ベースバンド信号は、ＡＧＣ増幅器２２を通してＡ／Ｄ変換器２３に入力される。ここで、デジタル信号に変換され、パスの数ｎに対応する逆拡散回路部２４−１〜２４−ｎ及び、パスサーチ部２５に入力される。
パスサーチ部２５において、受信信号からマルチパスのそれぞれのパスのタイミングが得られる。このパスタイミングに基づき、次の式により逆拡散タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ，ｎ}が、タイミング生成回路２６で生成される。

逆拡散タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ，ｎ}は、それぞれ対応する逆拡散回路部２４−１〜２４−ｎに送られ、それぞれのタイミングで、逆拡散処理を行う。逆拡散回路部２４−１〜２４−ｎで得られた逆拡散出力は合成部２７で合成されて逆拡散信号を得る。
図７は、図６における合成部２７の構成例である。ここでは、実施例としてＭＭＳＥ受信機の構成を示している。したがって、合成部２７は、ＭＭＳＥ係数生成部２７０を有する。
ＭＭＳＥ係数生成部２７０では、受信信号のＳ／Ｎを最大とする合成係数を求める。これを各フィンガー対応の乗算器２７１−１〜２７１−ｎに係数として乗じる。更にこれら乗算器２７１−１〜２７１−ｎの出力を加算する加算器２７２を有して構成される。これにより、加算器２７２から受信信号のＳ／Ｎを最大とする出力を得ることができる。
かかる本発明を適用する図６の構成は、有効な逆拡散タイミングを容易に求めることができるために、少ない逆拡散フィンガーで好ましい効果を得ることができる。
図８は、本発明の他の実施の形態例である。図６の実施の形態例構成に対し、逆拡散回路部２４−１〜２４−ｎとレイク合成部２７の間にマルチパス干渉低減処理（ＭＩＸＲ：Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｅｘｃｈａｎｇｅ ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）回路２８を設けている。このマルチパス干渉低減処理回路２８により各フィンガーの干渉が低減される。
図９は、マルチパス干渉低減処理回路２８の詳細構成を示す。パスｉに含まれるパスｊによる干渉をＭＩＣＳ部２８０−１〜２８０−Ｎで再生し、ＭＩＣＳ部２８０−１〜２８０−Ｎの全ての出力を加算器２８１で加算し、更に、その加算結果をパスｉの信号から減算器２８２で減ずることで干渉を低減している。
上記のＭＩＣＳ部２８０−１〜２８０−Ｎのそれぞれは、パスｉに，パスｊから入る（ｊ≠ｉ）の干渉を再生している。
図１０にＭＩＣＳ部２８０−１〜２８０−Ｎの詳細を２８０−ｉを代表として示す。パスサーチ部２５により得られたレイクパスのタイミング情報ｔ_ｉを元にタイミング生成回路２６ｉでマルチパス干渉相関タイミング（ＭＩＣＴ）ｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}を次の式により求める。

この求められたタイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}で、それぞれ対応する逆拡散回路１０４−ｉ１〜１０４−ｉＮで逆拡散した信号ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）を求め、これらをＭＲＣ部１２８で合成して出力する。
図１１は、ＭＲＣ１２８の構成例を示す。ＭＲＣ１２８では、チャネル推定部２９から得られるチャネル推定値α_ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）と、レベル測定部３０から得られる雑音電力ｎ^２とに基づき係数生成部１２８−１で得られる適切な係数ｒ′_ｋをｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）に乗算器１２８−２ｉで乗算し、これを加算器１２８−３で加算する。さらに、乗算器１２８−４で加算器１２８−３の出力に係数ｒ_ｉ，ｊを乗算してＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を得る。したがって、ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）は次の式により表される。

ここで、係数ｒ′_ｋ及び、ｒ_ｉ，ｊは次のように求められる。

ここで、（Ｉ／Ｎ）_ｊは再生しようとする干渉とそれ以外の電力の比で、次のようにして求まる。

先願発明では、ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を求める際に、式３に示したように、パスｉのみを使って次のように係数ｒ_ｉ求めている。

これに対し、本発明では、先に示したようにパスｉ以外のパスの使って合成することで、ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）の精度を高め、干渉低減効果を向上させることが可能である。
ここで、図１１のＭＲＣ部１２８の処理において、ＭＩＣＳ（ｉ，ｊ）を求める時に、ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）に乗じる係数ｒ′_ｋを、雑音を一定と近似して次のように求める。

これにより、回路規模や処理量を削減することが可能である。
図１２に、ＭＩＣＳ部２８０−ｉの他の構成例を示す。図１０との比較において、特徴としてセレクタ部１２９を有する。セレクタ部１２９は、チャネル推定部２９からのチャネル推定値に基づきパスの大きさを判断し、大きなパスｋについてのみ、ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）を求めることで性能を大きく劣化させることなく、回路規模や処理量を削減することができる。
なお、図１２の構成例では、逆拡散回路１０４−ｉａ，ｉｂからｋ＝ｓ１，ｓ２の２つを選択している。
図８におけるＭＩＸＲ回路２８のＭＩＸＲ処理は大きなパスに適用すると効果が大きい。図１３は、実施の形態例として、ＭＩＸＲ回路２８の前段にセレクタ回路３１を設けている構成を示す。セレクタ部３１により、チャネル推定部２９からのチャネル推定値に基づいてパスの大きさを判断し、大きなパスに関してのみ、ＭＩＸＲ処理を行うように制御する。
ＭＩＸＲ処理の対象とならないパスについては、そのままレイク処理を行うように直接にレイク回路２７に導くようにしている。図１３の構成例では、２つのパスをＭＩＸＲ処理し、その他の（Ｎ−２）パスは何もしない構成である。
図１４は、ＭＩＣＳ部２８０−ｉの更に他の構成例を示す。ＭＩＸＲ処理する際に、ｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）の逆拡散タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}が希望信号のタイミングｔ_ｉと重なる場合がある。例えば、ｔ_ｉが等間隔で並んでいる場合、タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}のいずれかのｔ_ｉと重なってしまうことがある。そこで、タイミング生成回路２６ｉで、タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}がｔ_ｉと一致する場合を検出し、一致する場合の信号をスイッチ１３０−１〜１３０−Ｎで阻止する。これにより特性劣化を防ぐことができる。
かかる動作に対応するように、図１４の実施の形態例におけるタイミング生成部２６ｉは、タイミングｔ_{ｉ，ｊ，ｋ}を生成するとともに、ｔ_ｉとの比較を行い、一致あるいは、一致に等しい近時にある場合は、該当のタイミングに対応するｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）の出力部のスイッチ１３０−ｉを制御して、ＭＲＣ部１２８に入力されることを阻止する。
これにより、信号と重複したタイミングのｍｉｃｓ（ｉ，ｊ，ｋ）をマスクすることができる。
ここで、図８において、（１）ＭＩＸＲ部２８の後段のレイク合成部２７では各フィンガの雑音レベルがどのフィンガでも一定である。また、（２）レイク合成部２７から図示しない誤り訂正部に渡されるデータは振幅が信号の尤度になっているということが処理の前提である。
多くの場合、レイク合成部２７では誤り訂正部への適正な信号を生成するために上記のとおり、ＭＩＸＲ部２８の後段のレイク合成部２７では各フィンガの雑音レベルがどのフィンガでも一定である。しかし、各レイクフィンガに対しＭＩＸＲ処理をした場合、各フィンガの干渉を含む雑音のレベルが小さくなり、どのフィンガでも同程度であった雑音電力にばらつきが生じ、その結果レイク合成や誤り訂正の効果が十分に発揮できないことが在る。
このために、図１５に示す構成のように、ＭＩＸＲ部２８と後段のレイク合成部２７との間にレベル補償部３２を設けることが好ましい。これにより、ＭＩＸＲ処理後の信号を適切に増幅して雑音電力をＭＩＸＲ処理前と同様にすすることができる。
図１６は、本発明の更に他の実施の形態例である。図８に示す実施の形態例との比較において、ＭＩＸＲ部２８と逆拡散回路部２４の位置を逆にされていることに特徴を有する。
かかる図１６の構成において、ＭＩＸＲ部２８を構成するＭＩＣＳ部２８０−ｉは図１７に示す構成となる。図１０との比較において、逆拡散回路１０４−ｉが遅延回路１０５−ｉに置き換えられている。
このように、ＭＩＸＲ部２８を逆拡散回路部２４の前におくことにより、回路構成を簡単化することができる。
発明の利用可能性
以上実施の形態例について説明したように、本発明の適用により、パス数の増加する場合せあっても効果的な干渉雑音低減が可能である。
これにより、マルチパス環境での伝搬路の多重反射により様々な遅延時間差を有してアンテナに到来する信号の時間領域での効果的な最大比合成を行うレイク受信機が提供可能である。

Claims (10)

1. ３以上のＮパスの直接スペクトラム拡散信号の受信時に，前記Ｎパスのそれぞれの受信タイミングｔ_i（ｉ＝１〜Ｎ）を検出するタイミング検出手段と，前記タイミング検出手段により検出される受信タイミングに基づき逆拡散のタイミングを設定する逆拡散タイミング設定手段と，前記逆拡散タイミング設定手段により設定された各タイミングに対応して受信信号の逆拡散信号をそれぞれ求める複数の相関器と，前記複数の相関器の出力を合成する信号合成手段を有し，スペクトラム拡散通信システムで使用されるレイク受信機であって，
   前記逆拡散タイミング設定手段が，
   前記タイミング検出手段により検出される受信タイミングｔ _i （ｉ＝１〜Ｎ）からｉ番目のパスの逆拡散値に入る，ｊ番目（ｊ＝１〜Ｎ，ｊ≠ｉ）のパスからの，干渉と相関を有する逆拡散値が得られるタイミングｔ _i,j,k （ｋ＝１〜Ｎ，ｋ≠ｊ）を，前記逆拡散のタイミングとして設定し，
   前記タイミングｔ _i,j,k は，ｉ番目のパスにｊ番目のパスが与える干渉をｋ番目のパスで再生するタイミングであり，ｔ _i,j,k ＝ｔ _i− ｔ _j ＋ｔ _k で与えられる，
   ことを特徴とするレイク受信機。
2. 請求項１において，
   更に，前記相関器と信号合成手段との間に，
   パスｋ（ｋ≠ｊ）の，タイミングｔ _i,j,k で逆拡散により得られる信号であるマルチパス干渉信号（mics(i,j,k)）を式（１）により合成し，
   

   

   ・・・式（１）
   前記合成により得られる前記干渉MICS(i,j)を，ｉ番目のパスのタイミングで逆拡散した信号
   

   

   ，（但し，Ｓは希望信号，α _j はチャネル推定値であり，Ｉ _i,j はＸ _i に含まれるパスｊによる干渉成分），から減ずる回路を有し，
   前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))を合成する際，前記式（１）の係数r _i,j ,r' _k をそれぞれ式（２），式（３）により求め，
   

   

   ・ ・・式（２）
   

   

   ・・・式（３）
   （但し，（Ｉ／Ｎ） _ｊ は再生しようとする干渉とそれ以外の電力の比，ｎ ² は雑音電力）
   最大比合成により合成する，
   ことを特徴とするレイク受信機。
3. 請求項１において，
   更に，前記相関器と信号合成手段との間に，
   パスｋ（ｋ≠ｊ）の，タイミングｔ _i,j,k で逆拡散により得られる信号であるマルチパス干渉信号(mics(i,j,k))を式（１）により合成し，
   

   

   ・・・式（１）
   前記合成により得られる前記干渉MICS(i,j)を，ｉ番目のパスのタイミングで逆拡散した信号
   

   

   （但し，Ｓは希望信号，α _j はチャネル推定値であり，Ｉ _i,j はＸ _i に含まれるパスｊによる干渉成分），から減ずる回路を有し，
   前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))を合成する際，前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))の雑音を一定として近似し，前記式（１）の係数r_i,j,r'_kを式（４），式（５）により求め，
   

   

   ・・・式（４）
   

   

   ・・・式（５）
   （但し，（Ｉ／Ｎ） _j は再生しようとする干渉とそれ以外の電力の比）
   最大比合成により合成することを特徴とするレイク受信機。
4. 請求項２乃至４のいずれかにおいて，
   更に前記干渉MICS(i,j)を減ずる回路は，電力の大きな複数個のパスを選択する回路を有し，
   前記選択されたパスに対して，前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))の合成，及び前記干渉MICS(i,j)を減ずる処理を行うことを特徴とするレイク受信機。
5. 請求項２又は３において，
   前記干渉MICS(i,j)を減ずる回路は，電力の大きな複数個のパスｉを選択して，前記選択されたパスに対してのみ備えられることを特徴とするレイク受信機。
6. 請求項２〜５のいずれかにおいて，
   前記逆拡散タイミング設定手段により，前記逆拡散のタイミングｔ_i,j,kと，受信タイミングｔ_iの一致を検知し，一致が検知されたパスに対して前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))の合成，及び前記干渉MICS(i,j)を減ずる処理を行わないことを特徴とするレイク受信機。
7. 請求項２〜５のいずれかにおいて，
   更に，前記干渉MICS(i,j)を減ずる回路と信号合成手段との間にレベル補償回路を設け，前記レベル補償回路で前記干渉MICS(i,j)を減ずる回路における干渉低減後の信号の大きさを補正して，雑音の大きさを一定とすることを特徴とするレイク受信機。
8. 請求項1において，
   更に，前記相関器の前段に，
   パスｋ（ｋ≠ｊ）の，タイミングｔ _i,j,k で逆拡散により得られる信号であるマルチパス干渉信号(mics(i,j,k))を式（１）により合成し，
   

   

   ・・・式（１）
   前記合成により得られる前記干渉MICS(i,j)を，ｉ番目のパスのタイミングで逆拡散した信号
   

   

   （但し，Ｓは希望信号，α _j はチャネル推定値であり，Ｉ _i,j はＸ _i に含まれるパスｊによる干渉成分），から減ずる回路を有し，
   前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))を合成する際，前記式（１）の係数r _i,j ,r' _k をそれぞれ式（２），式（３）により求め，
   

   

   ・・・式（２）
   

   

   ・・・式（３）
   
   （但し，（Ｉ／Ｎ） _j は再生しようとする干渉とそれ以外の電力の比，ｎ ² は雑音電力）最大比合成により合成する，
   ことを特徴とするレイク受信機。
9. 請求項８において，
   更に前記干渉MICS(i,j)を減ずる回路は，電力の大きな複数個のパスを選択する回路を有し，
   前記選択されたパスに対して，前記マルチパス干渉信号(mics(i,j,k))の合成，及び前記干渉MICS(i,j)を減ずる処理を行うことを特徴とするレイク受信機。
10. 請求項８において，
    前記ｉ番目のパスから前記干渉MICS(i,j)を減ずる回路は，電力の大きな複数個のパスｉを選択して，前記選択されたパスに対して備えられることを特徴とするレイク受信機。

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