JP4008917B2 - 直交周波数分割多重方式を使用する移動通信システムにおける副搬送波割り当てのための装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、移動通信システムに関し、特に、多重アンテナを使用する直交周波数分割多重方式の移動通信システムで副搬送波を割り当てる装置及び方法に関する。

１９７０年代末アメリカでセルラー(Cellular)方式の無線移動通信システム(Mobile Telecommunication System)が開発されて以来、国内ではアナログ方式の１世代(１Ｇ;1st Generation)移動通信システムであると言えるＡＭＰＳ(Advanced Mobile Phone Service)方式で音声通信サービスを提供し始めた。以後、１９９０年代の中盤に２世代(２Ｇ;2nd Generation)移動通信システムが始まって商用化されて、１９９０年代末に向上した無線マルチメディア、高速データサービスを目標として始まった３世代(３Ｇ;3rd Generation)移動通信システムのＩＭＴ−２０００(International Mobile Telecommunication-2000)が一部常用化されてサービスが運営されている。

一方、現在は３世代移動通信システムが４世代(４Ｇ；4th Generation)移動通信システムへ発展している状態である。前記４世代移動通信システムは、以前の移動通信システムのように専用の無線通信サービスに止めないで、有線通信ネットワークと無線通信ネットワークとの効率的な連動及び統合サービスを目標として、前記４世代移動通信システムでは、より高速のデータ送信サービスを提供するための技術が標準化されている。

前記移動通信システムから無線チャンネルに信号を送る場合、送信された信号は送信機と受信器との間に存在する多様な障害物によって多重経路の干渉を受ける。前記多重経路が存在する無線チャンネルはチャンネルの最大遅延拡散と信号の送信周期により特性を規定する。前記最大遅延拡散より信号の送信周期が長い場合には連続された信号との間に干渉が発生せずに、チャンネルの周波数特性は非選択性フェーディング(frequency nonselective fading)として与えられる。

しかし、シンボル(symbol)周期が短い高速データの送信時に単一搬送波(single carrier)方式を使用するようになれば、シンボル間干渉(intersymbol interference)がひどくなるから信号の歪曲が増加するようになる。したがって、受信端の等化器(equalizer)の複雑度もともに増加される。

したがって、前記単一搬送波送信方式で等化問題を解決するための代案としてＯＦＤＭ方式を使用するシステムが提案された。

前記ＯＦＤＭ方式はマルチ−キャリア(Multi−Carrier)を使用してデータを送る方式であり、直列に入力されるシンボル(Symbol)列を並列変換してこれらそれぞれを相互直交性を有する多数のサブキャリア(sub−carrier)、すなわち、多数のサブキャリアチャンネル(sub−carrier channel)で変調して送るマルチキャリア変調(ＭＣＭ：Multi Carrier Modulation)方式の一種である。

このようなマルチキャリア変調方式を適用するシステムは１９５０年代の後半軍用ＨＦラジオ(HF radio)に初めて適用されたし、多数の直交するサブキャリアを重畳させるＯＦＤＭ方式は１９７０年代から発展し始めたが、マルチキャリア間の直交変調の具現が難しい問題であったから、実際のシステム適用に限界があった。しかし、１９７１年Weinsteinなどが前記ＯＦＤＭ方式を使用する変復調は、ＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)を利用して効率的に処理ができることを発表したときから、ＯＦＤＭ方式に対する技術開発が急速に発展した。また、保護区間(guard interval)の使用とサイクリックプレフィックス(cyclic prefix;以下、‘ＣＰ'と称する)保護区間挿入方式が紹介され、多重経路及び遅延拡散(delay spread)に対するシステムの否定的影響をさらに減少させることができるようになった。

したがって、前記ＯＦＤＭ方式はデジタルオーディオ放送(Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ)とデジタルテレビ、無線近距離通信網(ＷＬＡＮ;Wireless Local Area Network)、そして無線非同期送信モード(ＷＡＴＭ;Wireless Asynchronous Transfer Mode)などのデジタル送信技術に広範囲で適用されている。すなわち、ハードウェア的な複雑度(Complexity)によって広く使用されることができなかったが、最近高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform;以下、‘ＦＦＴ'と称する)と逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform;以下、‘ＩＦＦＴ'と称する)を含んだ各種デジタル信号処理技術が発展することで実現可能になった。

前記ＯＦＤＭ方式は従来の周波数分割多重(ＦＤＭ;Frequency Division Multiplexing)方式と類似しているが、なによりも多数個のサブキャリア間の直交性(Orthogonality)を維持して送ることで高速データ送信時に最適な送信効率を得ることができる特徴を有し、また、周波数使用効率が良くて多重経路フェーディング(multi−path fading)に強い特性があって、高速データの送信時に最適な送信効率を得ることができるという特徴を有する。

また、周波数スペクトラムを重畳して使用するので周波数使用が効率的であり、周波数選択性フェーディング(frequency selective fading)、及び多重経路フェーディングに強くて、保護区間を利用してシンボル間の干渉(ＩＳＩ：Inter Symbol Interference)の影響を減らすことができるし、ハードウェア的に等化器の構造を簡単に設計することが可能であり、インパルス(impulse)性雑音に強いという長所を有していて通信システム構造に積極活用されている傾向にある。

それでは、ここで図１を参照して従来のＯＦＤＭ方式を使用する通信システムの構造を説明する。

図１は従来のＯＦＤＭ移動通信システムの送信機の構成を示す図である。ＯＦＤＭ通信システムは送信機１００及び受信器１５０で構成される。
前記送信機１００は符号化器１０４、シンボルマッパー１０６、直列/並列変換器(serial to parallel converter)１０８、パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)１１０、ＩＦＦＴユニット１１２、並列/直列変換器(parallel to serial converter)１１４、保護区間挿入器(guard interval inserter)１１６、デジタル/アナログ変換器(digital to analog converter)１１８及び無線周波数(Radio Frequency;以下、‘ＲＦ'と称する)処理器(processor)１２０で構成される。

前記送信機１００上で、使用者データ１０２は符号化器１０４に送ろうとする使用者データビット(user data bits)及び制御データビット(control data bits)を発生させて出力させる。符号化器１０４では前記データ送信機から出力した信号を入力して当該コーディング(coding)方式でコーディングした後、前記シンボルマッパー１０６に出力する。ここで、前記符号化器１０４は、当該コーディング方式として、所定のコーディングレート(coding rate)を有するターボ符号化(turbo coding)方式、あるいは畳み込み符号化(convolutional coding)方式などを利用してコーディングする。前記シンボルマッパー１０６は前記符号化器１０４から出力したコーディングされたビット(coded bits)を当該変調方式で変調し、変調シンボルを生成して直列−並列変換器１０８に出力する。ここで、前記変調方式には、一例として、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)、あるいは６４ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式などを使用することができる。

前記直列−並列変換器１０８は前記シンボルマッパー１０６で出力する直列変調シンボルを入力して並列変換した後、前記パイロットシンボル挿入器１１０に出力する。前記パイロットシンボル挿入器１１０は前記直列/並列変換器１０８で出力した並列変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後にＩＦＦＴユニット１１２に出力する。前記ＩＦＦＴユニット１１２は前記パイロットシンボル挿入器１１０で出力した信号を入力してＮ−ポイント(N−point)ＩＦＦＴを遂行した後に前記並列/直列変換器１１４に出力する。

前記並列/直列変換器１１４は前記ＩＦＦＴユニット１１２から出力した信号を入力して直列変換した後に前記保護区間挿入器１１６に出力する。前記保護区間挿入器１１６は前記並列/直列変換器１１４で出力した信号を入力して保護区間信号を挿入した後に前記デジタル/アナログ変換器１１８に出力する。ここで、前記保護区間は前記ＯＦＤＭ通信システムでＯＦＤＭシンボルを送信する時、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信したＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信する現在のＯＦＤＭシンボルとの間に干渉(interference)を除去するために挿入される。また、前記保護区間は一定区間のヌル(null)データを挿入する形態で提案されたが、前記保護区間にヌルデータを送る形態は受信器でＯＦＤＭシンボルの開始点を間違って推定する場合、サブキャリアの間に干渉が発生して受信ＯＦＤＭシンボルの誤判定確率が高くなる短所が存在する。従って、時間領域のＯＦＤＭシンボルの最後の一定ビットをコピーして有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の‘Cyclic Prefix'方式や、または時間領域のＯＦＤＭシンボルの初めの一定ビットをコピーして有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する‘Cyclic Postfix'方式が使用される。

前記デジタル/アナログ変換器１１８は前記保護区間挿入器１１６で出力した信号を入力してアナログ変換した後、前記ＲＦ処理器１２０に出力する。ここで、前記ＲＦ処理器１３１はフィルター(filter)と前処理器(front end unit)などの構成を含んで、前記デジタル/アナログ変換器１１８で出力した信号を実際のエア(air)上で送信可能であるようにＲＦ処理した後、送信アンテナ(Tx antenna)を通じてエア(air)上に送る。

前記では送信機１００に対して説明したので、次に受信器１５０に対して説明する。受信器１５０は前記送信機１００の逆方向構造を有するようになる。

前記受信器１５０はＲＦ処理器１５２、アナログ/デジタル変換器(analog to digital converter)１５４、保護区間除去器１５６、直列/並列変換器(serial to parallel converter)１５８、ＦＦＴユニット１６０、パイロットシンボル抽出機１６２、チャンネル推定器１６４、等化器(equalizer)１６６、並列/直列変換器(parallel to serial converter)１６８、シンボルデマッパー(demapper)１７０、復号化器１７２及びデータ受信器１７４で構成される。

前記受信器１５０上で、先ず、前記送信機１００から送信された信号は多重経路チャンネル(multipath channel)を経て雑音が加算された形態で前記端末機受信器１５０の受信アンテナ(Rx antenna)を通じて受信される。前記受信アンテナを通じて受信された信号は前記ＲＦ処理器１５２に入力されて、前記ＲＦ処理器１５２は前記受信アンテナを通じて受信された信号を中間周波数(ＩＦ;Intermediate Frequency)帯域にダウンコンバート(down converting)した後、前記アナログ/デジタル変換器１５４に出力する。前記アナログ/デジタル変換器１５４は前記ＲＦ処理器１５２で出力したアナログ信号をデジタル変換した後、前記保護区間除去器１５６に出力する。

前記保護区間除去器１５６は前記アナログ/デジタル変換器１５４で出力した信号を入力して保護区間信号をとり除いた後、前記直列/並列変換器１５８に出力する。前記直列/並列変換器１５８は前記保護区間除去器１５６で出力した直列信号を入力して並列変換した後、前記ＦＦＴユニット１６０に出力する。前記ＦＦＴユニット１６０は前記直列/並列変換器１５８で出力した信号にＮ−ポイントＦＦＴを遂行した後、前記等化器１６６及び前記パイロットシンボル抽出機１６２に出力する。前記等化器１６６は前記ＦＦＴユニット１６０で出力した信号を入力してチャンネル等化(channel equalization)した後、前記並列/直列変換器１６８に出力する。前記並列/直列変換器１６８は前記等化器１６６で出力した並列信号を入力して直列変換した後、前記シンボルデマッパー１７０に出力する。

一方、前記ＦＦＴユニット１６０で出力した信号は前記パイロットシンボル抽出機１６２に入力されて、前記パイロットシンボル抽出機１６２は前記ＦＦＴユニット１６０で出力した信号からパイロットシンボルを検出して、前記検出したパイロットシンボルを前記チャンネル推定器１６４に出力する。前記チャンネル推定器１６４は前記パイロットシンボル抽出機１６２で出力したパイロットシンボルを利用してチャンネル推定を遂行して、前記チャンネル推定結果を前記等化器１６６に出力する。そして、前記端末機受信器１５０は前記チャンネル推定器１６４のチャンネル推定結果に相応するＣＱＩ(channel quality information)を生成して、前記生成されたＣＱＩ(channel quality information)をチャンネル品質情報送信機(図示せず)を通じて前記送信機１００に送信する。

前記シンボルデマッパー１７０は前記並列/直列変換器１６８で出力した信号を該当する復調方式で復調した後、前記復号化器１７２に出力する。前記復号化器１７２は前記シンボルデマッパー１７０で出力した信号を該当するデコーディング(decoding)方式でデコーディング(decoding)した後に出力する。ここで、前記復調方式及び復号方式は前記送信機１００が適用した変調方式及びコーディング方式に対応する復調方式及び復号方式である。

上述した直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing;以下、‘ＯＦＤＭ’と称する)方式は最近活発な研究開発が進行されており、４世代移動通信及び次世代通信方式の代表的な方式として考慮されている。前記ＯＦＤＭ方式は上述したように、周波数の利用効率を向上させるために相互直交性を有したいくつかの搬送波を使用し、高速データ処理を容易にするために逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform;以下、‘ＩＦＦＴ'と称する)及び高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform;以下、‘ＦＦＴ'と称する)を使用し、そして多重経路フェーディングに対する耐久性を向上させるために‘Cyclic Prefix'を使用する。また、前記ＯＦＤＭ方式は多重使用者と多重アンテナ(Multiple−Input Multiple−Output;以下、‘ＭＩＭＯ'と称する)システムへの拡張が容易である。

一方、多重使用者を考慮したＯＦＤＭ方式である直交周波数分割多重接続(Orthogonal Frequency Division Multiple Access;以下、‘ＯＦＤＭＡ'と称する)システムでは単一使用者を考慮した前記ＯＦＤＭ方式と異なり各使用者ごとに希望する送信ビット率と送信パワーを考慮すると同時に副搬送波が重ならないように最適で割り当てなければならない。これによって多重使用者のためのＯＦＤＭ方式(すなわち、ＯＦＤＭＡ方式)で多くの副搬送波割り当て技法が提案された。そのうちの一つは、ラグランジュ(Lagrange)最適化方法を基盤としたアルゴリズムを使用することにより、各使用者のビット率を制限条件(constraint)として置いて全送信パワーを最小化する方法である。前記ラグランジュ方法は、最適なソリューション(optimal solution)得ることができるが、複雑度が高くて収斂速度が遅いという短所がある。

より速度が早い具現のために、二つの段階にわたった副搬送波割り当て方法が提案されたが、先ず各使用者に割り当てる副搬送波の個数と送信パワーを決定して、全体のデータ送信率が最大になるように副搬送波を割り当てる方法がある。この時、副搬送波割り当てのためにハンガリアン(Hungarian)アルゴリズムを使用するが、使用者数が少なくても相変らず複雑度が大きいという短所がある。この外にも多重使用者を考慮したウォーターフィーリング(water filling)アルゴリズムがある。

一方、上述した図１のシステムのような単一アンテナ構造で得ることができるアンテナダイバーシティ利得は根本的に限界がある。よって、多重アンテナ方式の必要性があって、多重アンテナを使用する時の送信ダイバーシティ方法としては、一般的に開ループ方式及び閉ループ方式がある。前記開ループ方式はフィードバック情報がない方式で、時空間コーディング方法である時空間ブロック符号(ＳＴＢＣ、Space−Time Block Code)、時空間トレリス(Trellis)コード(ＳＴＴＣ、Space−Time Trellis Code)、レイヤード(Layered)時空間コード(Layered Space−Time Code)がある。前記閉ループ方式はフィードバック情報がある方式で、送信アンテナアレイ(ＴｘＡＡ：Transmit Antenna Array)方式があり、加重値が各アンテナを通じて送信される信号のチャンネル情報を基に計算されることにより、各アンテナはすべての副搬送波に対してアンテナごとにそれぞれ異なる加重値を与えて送信する。

前記説明した方式外にも開/閉ループ方式に対してアンテナの選択的送信ダイバーシティ(Antenna Selective Transmit Diversity)を適用することができる。この時、開ループ方式の場合アンテナごとに等しい個数の副搬送波を割り当てる。例えば、二つのアンテナがある時、奇数番目の副搬送波は一番目のアンテナに、偶数番目の副搬送波は二番目のアンテナに割り当てることができる。閉ループ方式の場合、全副搬送波に対して各アンテナのチャンネル情報を利用してチャンネル状態が良いアンテナに副搬送波を割り当てて、アンテナごとに割り当てられる副搬送波の個数は同じに、または異なるようにすることができる。

今まで前記ＯＦＤＭ方式での副搬送波割り当てのためのアルゴリズムはたくさん提案されて来た。しかし、大部分が単一アンテナ構造で適用されることができるアルゴリズムであって、時間−周波数の２次元資源割り当てを目標としたものなどであった。よって、実際の多重アンテナ環境で必要な時間−周波数−空間(time−frequency−space)の３次元資源割り当てアルゴリズムに対する研究は極めてまれに行われるという実情である。併せて資源、すなわちＯＦＤＭでの副搬送波を割り当てることにおいて単一アンテナ構造では必然的に一つのアンテナに多数の副搬送波を使用するのでピーク電力対平均電力比(Peak to average power ratio、以下、‘ＰＡＰＲ’と称する)の増加を避けることができない。

前記ＰＡＰＲが大きければアナログ/デジタルコンバータ(ＡＤＣ)及びデジタル/アナログコンバータ(ＤＡＣ)の複雑度が増加して無線周波数(Radio Frequency)電力増幅器(power amplifier)の効率が減少されるようになる。前記ＰＡＰＲを減らすためにコーディング技法、クリッピングのような方法があるが、多くの数の副搬送波に対するＰＡＰＲを減らすことができる良いコードを見つけることが難しく、内部バンド(in−band)及び外部バンド(out−of−band)干渉が大きいという短所がある。また、ＰＡＰＲを減らすことができる他の方法としては上述した多重アンテナを使用するものがある。すべてのアンテナに等しい個数の副搬送波を割り当てる場合、Ｎ個の副搬送波に対して１０log(Ｎ/全アンテナ個数)でＰＡＰＲが減るようになる長所がある。しかし、副搬送波を各アンテナに割り当てる時に効率的に副搬送波個数を調節しなければならないという難しさがある。

一方、前記ＯＦＤＭ方式でＰＡＰＲ以外に考慮しなければならないことが送信パワー問題である。多重使用者を考慮した場合、各使用者に割り当てられた副搬送波のパワーを適切に調節しなければ使用者間の干渉が大きく現われるようになる。送信ダイバーシティ方法で開ループ方式は受信端からフィードバック情報を受けないので、オーバーヘッドがないという長所がある一方、チャンネル状態が良くないアンテナにも副搬送波を送るので性能が劣化する。閉ループ方式はチャンネル状態を考慮してアンテナごとに副搬送波を割り当てるので開ループ方式よりよい性能を示すが、フィードバック情報によるオーバーヘッドが発生するのでオーバーヘッドを減らす方法に対する考慮が必要である。また、前記閉ループ方式は多くのチャンネル推定情報を使用して送信パワーの最適化を遂行するので非常に複雑なアルゴリズムの遂行が必要である。特に、最適化アルゴリズムであると言えるＷｏｎｇのラグランジュ(Lagrange)最適化(optimization)アルゴリズムは実際にほとんど具現が不可能な程度の複雑度を示す。以後、類似した目的の単純化された(simplified)サブ最適化(sub−optimal)アルゴリズムが提案されたが、不必要に重畳されたループと複数回の整列(sorting)演算が必要であるという短所がある。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、多重アンテナを使用する直交周波数分割多重接続方式の移動通信システムで、多数の使用者のために副搬送波を効率的に割り当てて、前記割り当てられた副搬送波を、多重アンテナを通じて送信させる方法及び装置を提供することにある。

この目的を達成するために、複数の副搬送波を一つ以上の使用者に割り当てて、前記割り当てられた副搬送波を前記複数のアンテナのうちの一つのアンテナにマッピングする方法において、複数の使用者端末機それぞれから前記複数のアンテナそれぞれに対する副搬送波のチャンネル情報を受信する過程と、前記受信されたチャンネル情報によって前記複数の使用者端末機それぞれに対して割り当てる副搬送波の個数を決定する過程と、前記各使用者端末機に割り当てられた前記個数の副搬送波に対して、副搬送波の位置及び送信アンテナを決定する過程と、を含むことを特徴とする。

本発明による副搬送波割り当て方法は、各使用者の希望するビット率と電力割当量(budget)を考慮して、全送信パワーを減らしてそれぞれのアンテナに最適に副搬送波を割り当ててＰＡＰＲを減らすことで、使用者に効率的なＱｏＳを提供するようになる長所がある。また、多重使用者を支援して多重アンテナを通じて空間ダイバーシティ利得を得ることができる。

以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭するために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。

本発明は多重使用者を考慮したＯＦＤＭ方式(すなわち、ＯＦＤＭＡ方式)を多重アンテナ(ＭＩＭＯ)システムで適用して使用する時、副搬送波(sub−carrier)を最適な方法で各使用者とアンテナに割り当てるアルゴリズムを提案する。後述する本発明によって副搬送波を割り当てるシステムは全送信パワーを最小化してＰＡＰＲを減らすことができて使用者のサービス品質(ＱｏＳ)を満足させることができる。

一方、多くの使用者を考慮したＯＦＤＭ方式である前記ＯＦＤＭＡ方式では各使用者ごとにお互いに異なる副搬送波を割り当てなければならないし、一つの副搬送波が複数の使用者に対して最適な副搬送波として判定された場合も考慮されなければならない。

したがって、本発明は各使用者で要求するビット率とチャンネル情報を基に最適な副搬送波の個数と全送信パワーを決定して各使用者ごとに最適に副搬送波を割り当てる。また、前記ＯＦＤＭＡ方式に多重アンテナシステムを考慮してアンテナのチャンネル環境によって副搬送波を効率的に分配することで、ＰＡＰＲを減らして全体的な周波数の効率も増加させることができる。

前記のように各使用者ごとに割り当てられる副搬送波の個数と最適なアンテナを選択するためには、各アンテナを通じて送信されるそれぞれの副搬送波のチャンネル情報が必要であり、前記チャンネル情報は受信端で計算された後、フィードバックチャンネル(feedback channel)を通じて送信端に伝わる。前記送信端で考慮する副搬送波の全体の個数が多い場合、フィードバック情報に対する多い計算量と、フィードバック情報に対する信頼性の問題と、そしてフィードバック経路による遅延とに対する考慮が必要である。

一方、後述する本発明では閉ループ送信ダイバーシティのうち、適応的副搬送波の割り当て(Adaptive Sub−carrier Allocation；以下、‘ＡＳＡ'と称する)方式での副搬送波の割り当てアルゴリズムを適用する。前記ＡＳＡ方式は各アンテナで全体の副搬送波のチャンネル情報を、すべてフィードバックチャンネルを通じて送信端に送った後、これを基にアンテナの選択的送信ダイバーシティを考慮した副搬送波の割り当てアルゴリズムを通じて各アンテナに副搬送波を割り当てるようになる。

<第１実施例>
本発明の第１実施例では、使用者信号を送る前に、全アンテナを通る全副搬送波に対するチャンネル情報を収集した後、その情報を利用して使用者信号を送る。そして、チャンネル状態が変わる時を考慮して一定時間が経った後、再びチャンネル情報をフィードバックする。この時、全アンテナ数をＭ、全副搬送波数をＮであると仮定する時、チャンネル情報の量はＭ×Ｎになる。

一方、本発明の第１実施例による副搬送波割り当てアルゴリズムを説明する前に、前記副搬送波割り当てのために各使用者端末機が基地局に送らなければならないチャンネル情報に対して先に説明することにする。

本発明によれば、多くの使用者を考慮したＯＦＤＭ方式であるＯＦＤＭＡ方式で先に各使用者に割り当てる副搬送波の個数ｎ_kを決定し、本発明で提案するビットローディング(bit loading)アルゴリズムを通じて各使用者に割り当てる副搬送波が決定される。前記ＯＦＤＭＡ方式をＭＩＭＯシステムで考慮した場合、前記ビットローディングアルゴリズム内で各アンテナに割り当てる副搬送波が決定される。この時、各使用者に割り当てられる副搬送波の個数と送信パワーは各使用者ごとに希望する最小ビット率Ｂ_ｍｉｎ(ｋ)と各アンテナと使用者の間の全チャンネルの平均チャンネル利得対雑音比(Channel gain to Noise Ratio;以下、‘ＣＮＲ’と称する)μ_kを考慮して決定される。

この時、前記全チャンネルのＣＮＲ(すなわち、μ_k)は下記<数１>のように示すことができる。

前記<数１>ではＭはアンテナ数、Ｎは副搬送波数、Φ_k、n、mはｎ番目の副搬送波がｋ番目の使用者とｍ番目のアンテナとの間のチャンネルを通る時のＣＮＲを示す。

一方、使用者ｋに対するシンボルエラー率をＰ_ｅ(ｋ)として、信号対雑音比(Signal to Noise Ratio;以下、‘ＳＮＲ’と称する)ギャップ(gap)をγ_kで表現する時、前記ＳＮＲギャップ(すなわち、γ_k)及びＣＮＲ(すなわち、Φ_k、n、m)はそれぞれ下記<数２>及び<数３>で表現されることができる。

前記<数３>でＨ_{ｋ，ｎ，ｍ}はｋ番目の使用者のｎ番目の副搬送波と、ｍ番目のアンテナに対するチャンネル利得係数を意味して、σ^２ _ｎ、ｍはｍ番目のアンテナを通じたｎ番目の副搬送波に対する雑音パワーを示す。前記送信側は、前記ＣＮＲをＡＳＡ方式におけるフィードバックチャンネルを通じて各使用者から得るので、すべての副搬送波に対する値を得る。したがって、全使用者から受けるチャンネル情報の量は全使用者の数がＫであるとするとき、Ｋ×Ｍ×Ｎになる。この時、前記フィードバックチャンネルを通じて得たΦ_k、n、mを基に後述する本発明による副搬送波割り当てアルゴリズムによって各使用者に割り当てられる副搬送波が決定されて、各副搬送波周波数に対する各アンテナのチャンネル情報を比較してアンテナ選択的ダイバーシティ(antenna selective diversity)を利用して良いチャンネル特性を示すアンテナと周波数を通じて使用者信号を送る。

例えば、全体で２人の使用者がいて２個のアンテナを使用すると仮定した時、ｎ番目の副搬送波に対するフィードバックチャンネルはΦ_{１、n、１}、Φ_{１、n、２}、Φ_{２、n、１}及びΦ_{２、n、２}のように四つで構成される。この時、各使用者に該当するΦ_k、n、１及びΦ_k、n、２の平均を利用して各使用者に割り当てる副搬送波の個数ｎ_ｋを求めて、前記二つのＣＮＲのうちで良いチャンネル特性を示す周波数に対してすべての副搬送波を割り当てる。

一方、既存の単一アンテナシステムで多重使用者を考慮する時は、副搬送波割り当て時に単一アンテナに対するチャンネル特性のみが存在するので、ダイバーシティ効果を得ることができなかった。すなわち、アンテナ数が多いほどすべてのチャンネルに対して良くないチャンネル特性を有する確率が低くなるようになるので、それにつれてダイバーシティ効果を得ることができてエラー率を減らし、更にヌル(Null)の発生する確率を減らすことができてデータ送信率を高めることができる。

以下、本発明の第１実施例による多重アンテナ直交周波数分割多重接続方式における各使用者別副搬送波割り当て装置及び方法を説明する。
図２は本発明の第１実施例よって副搬送波を割り当ててデータを送受信する多重アンテナ直交周波数分割多重接続システムの構造を示す図である。

前記図２を参照すれば、各Ｋ個の使用者２０１に対するデータは本発明によって使用者別チャンネル情報を考慮した副搬送波割り当て器２０３によって所定のアンテナ及び所定の副搬送波に割り当てて、前記割り当てられた情報によって各アンテナ別ＩＦＦＴ２０５、２１３、保護区間挿入器２０７、２１５及び並直列変換器２０９、２１７を通った後、それぞれのアンテナ２１１、２１９を通じて送信される。

前記図２はＭ個の送信アンテナとＫ人の使用者を仮定したＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムを示す。また、全体でＮ個の副搬送波を仮定して閉ループ送信ダイバーシティのうちでＡＳＡ方式を適用する。送信機の構造は前記図１のＯＦＤＭＡシステムの送信機構造と類似しているが、多重アンテナを具備したＭＩＭＯシステムを考慮して各アンテナごとに割り当てられた副搬送波が異なるので、ＩＦＦＴ以後の過程はアンテナごとにそれぞれ存在する。従来のＯＦＤＭＡシステムでは単一アンテナ構造であるので、各使用者に副搬送波を割り当てたが、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムでは各使用者及び各アンテナに副搬送波を割り当てなければならない。前記副搬送波割り当て器で遂行する本発明による副搬送波割り当てアルゴリズムは図３ないし図５の説明で後述する。

一方、各送信アンテナと使用者との間にはＭ×Ｋ個のチャンネルΦ_{１、n、１}、Φ_{２、n、１}、．．．Φ_K、n、１、．．．Φ_１、n、M、Φ_２、n、M、．．．Φ_K、n、Mが形成される。また、前記各チャンネルにはＮ個の副搬送波に対するチャンネル応答(response)がある。受信端から送信端にチャンネル情報をフィードバックする時、各チャンネルに載せられたＮ個の情報を送るので、全体でＫ×Ｍ×Ｎ個の情報がフィードバックされる。各使用者の受信端構造は図１の受信器構造と類似しているが、前記本発明による副搬送波割り当て器によって割り当てられた副搬送波に対する情報を通じて自分に該当する副搬送波を復調することで、最終的に使用者信号を得ることができる。

図３は本発明の第１実施例による各使用者別の副搬送波割り当て方法を概略的に示す図である。

前記図３を参照すれば、基地局はＫ個の使用者それぞれに対してアンテナ別副搬送波のチャンネル情報を受信(３０１段階)する。前記チャンネル情報の量は前記<数１>で上述したように、各使用者別にすべてのアンテナに対する各副搬送波に対するチャンネル情報になるので、Ｋ×Ｍ×Ｎ個になる。

次に前記基地局は各使用者別副搬送波の個数を後述する方法によって決定して(３０３段階)、前記決定された副搬送波の個数程度所定のアンテナの副搬送波に割り当てる(３０５段階)。この時、前記各使用者別副搬送波の割り当ては前記受信された各アンテナ及び副搬送波別チャンネル情報を考慮して後述する方法によって割り当てるようにする。

本発明の第１実施例による副搬送波割り当て方法は、先ず、各使用者に割り当てる副搬送波の個数を決定して、前記決定された副搬送波の個数によって各使用者とアンテナに副搬送波を割り当てる二つの段階で遂行される。

-１段階：各使用者に割り当てる副搬送波個数決定
各使用者に副搬送波の位置及びアンテナを割り当てるためには先ず前記各使用者に割り当てなければならない副搬送波の個数を決めなければならない。前記各使用者に割り当てられる副搬送波の個数ｎ_kは希望する最小ビット率Ｂ_ｍｉｎ(ｋ)を充足しながら、同時に最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)を越えないように決定する。一方、前記最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)が小さい場合、全体で副搬送波を一人の使用者に割り当てても希望するビット率を達成することができなくなる場合が発生することがあるので、この時は希望するビット率を減少させるか、または送信パワーを増加させなければならない。また、すべての使用者に割り当てられた副搬送波の個数が全体の副搬送波の個数より小さいか、または多い場合に最大送信エネルギーを調節するか、または副搬送波を除去することで前記割り当てる副搬送波の個数を調節する。

前記各使用者に割り当てられる副搬送波の個数ｎ_kを初期設定しなければならないが、この時、前記ｎ_k値の初期設定値は下記<数４>のように設定することが望ましい。

前記<数４>を参照すれば、前記ｎ_kはシンボル当たりの最大ビット数ｂ_ｍａｘが全副搬送波に適用されることができるように決定して、各使用者当たりの全送信エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)を初期設定されたｎ_k、平均ＣＮＲ及び最小ビット率を通じて決定する。

仮に、各使用者に割り当てられた副搬送波の個数の和が全副搬送波の個数より小さな場合、余分の割り当て可能な副搬送波があるので、各使用者別の送信エネルギーを調整することで、副搬送波の割り当て個数を増加させる。すなわち、前記各使用者当たりの全送信エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)がＥ_ｍａｘ(ｋ)より大きい間には前記ｎ_kを一つずつ増加させながら前記Ｅ_Ｔ(ｋ)が最大送信エネルギーを越えないように調節する。そうであっても、前記副搬送波個数の和が全体の個数より小さい場合には、前記Ｅ_ｍａｘ(ｋ)値を減らしてループを回るようになる。

一方、各使用者に割り当てられた副搬送波の個数の和が全副搬送波の個数より大きい場合、各使用者に割り当てられた副搬送波の個数から一つを減らした個数を適用した新しい送信エネルギーＥ_ｎｅｗ(ｋ)を定義して、Ｅ_Ｔ(ｋ)との間隔を最大に狭めながら副搬送波の個数を減らして行く。

−２段階：各使用者とアンテナとに副搬送波割り当て
各使用者に副搬送波割り当て時に、割り当てを受ける使用者の手順が重要であり、所定の優先順位(priority)によって決定される。前記優先順位には基準優先順位(reference priority)と実際の優先順位(actual priority)が適用されることができる。

前記基準優先順位は、前記１段階で決定された各使用者ごとに割り当てられた副搬送波の個数に基づいて、下記<数５>のように定義することができる。

一方、前記実際の優先順位は下記<数６>のように定義されることができる。

前記<数６>を参照すれば、前記実際値の優先順位は各使用者が副搬送波を割り当てられる度にｎ_ｋ=ｎ_ｋ-１のように副搬送波の個数を一つずつ減らして行きながら決定されることが分かる。

上述した方法によって優先順位が決定されれば、先ず、一番多い副搬送波の個数を有した使用者ｋに、ＣＮＲが最も良く他の使用者によって割り当てられない副搬送波を割り当てて、ｎ_ｋ=ｎ_ｋ-１のように割り当てられた副搬送波の個数を１ずつ減らす。一方、各使用者別のアンテナ及び副搬送波による割り当て可否を構成要素とする副搬送波割り当て行列Ａを定義して、当該副搬送波要素(すなわち、当該アンテナの当該副搬送波)に１を満たす。例えば、アンテナ個数が二つである時に使用者ｋに対する二つのアンテナを通るチャンネルのＣＮＲをそれぞれΦ_k、n、１及びΦ_k、n、２であるとする場合、前記二つのＣＮＲを参考にして副搬送波間の比較をすることで、最も良いＣＮＲを有する副搬送波ｎを探して同時に良いチャンネル状態を示すアンテナを選択して信号を送るようになる。

前記のように最大副搬送波個数を有した使用者に対する割り当てが終われば、すべての使用者に対して実際の優先順位を再び計算して基準優先順位と最大の差がある、すなわち割り当てられた副搬送波の数が多くて割り当てが遅延された使用者に、順次に副搬送波を割り当てる。よって、全副搬送波のうちで割り当てられてから残った副搬送波のうち、最も良いＣＮＲを有しながら前記副搬送波割り当て行列Ａの要素が１ではない副搬送波を割り当てるようになる。

以下、図４及び図５を参照して上述した副搬送波割り当て過程をより具体的に説明する。
前記図４は上述した１段階として各使用者に割り当てられる副搬送波の個数を決定する手続きを示す流れ図である。

前記図４を参照すれば、上述したように各使用者が要求する最小送信ビット率と最大送信エネルギーを基準としてフィードバックされたチャンネル情報によって各使用者に適切な副搬送波の個数を割り当てる。

先ず、４０１段階は最終決定する各使用者別副搬送波の個数を初期化する段階として、各使用者別に要求される最小ビット率Ｂ_ｍｉｎ(ｋ)によって前記各使用者別の最小の副搬送波ｎ_kを割り当てて、各使用者別の全送信エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)を計算する。

その後、４０３段階で、前記各使用者別に割り当てられた副搬送波個数の和を全副搬送波の個数Ｎ値と比較する。仮に、前記比較の結果、前記各使用者別に割り当てられた副搬送波の個数の和が全副搬送波の個数より大きい場合、後述する手続きによって割り当てられた副搬送波の個数を減らして行かなければならないし、反対に、各使用者別の割り当てられた副搬送波の個数の和が全副搬送波の個数より小さい場合、余分の副搬送波を各使用者に追加に割り当てなければならない。仮に、前記４０３段階及び４０５段階の判断の結果、各使用者別に割り当てられた副搬送波の個数の和が全副搬送波の個数と同じである場合、全副搬送波に対する各使用者別の割り当てが完了したので前記副搬送波割り当て手続きを終了する。

以後、４１９段階で仮に，当該使用者ｋの全エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)が最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)より小さくなる場合、前記当該使用者ｋに対する副搬送波の個数増加はなされなく、前記使用者ｋの全エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)が最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)より大きい場合、４２１段階で前記使用者ｋに対して割り当てられる副搬送波の個数を１ずつ増加(ｎ_k=ｎ_k＋１)させる。すなわち、前記使用者ｋの全エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)が最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)より大きい場合には前記使用者ｋに割り当てられる副搬送波の個数を増やすことで、前記使用者ｋの全送信エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)が最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)を越えないようにする。その後、４２３段階では前記増加された副搬送波の個数に対する全エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)を算出して前記過程を各使用者に対して繰り返す。

前記４１７段階の比較の結果、すべての使用者に対する前記手続きが完了する場合、４２５段階で、再び各使用者に割り当てられた副搬送波個数の和が全副搬送波の個数を超過するか否かを判断する。仮に、上述した過程による各使用者別に割り当てられる副搬送波の個数が増加したにもかかわらず、前記各使用者に割り当てられた副搬送波個数の和が全副搬送波の個数より小さい場合(すなわち、割り当てられない余分の副搬送波が発生する場合)、４２７段階で設定されているそれぞれの使用者に最大で割り当てることができるエネルギー、すなわち、使用者別最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)を所定の値程度減少させた後、前記副搬送波割り当て増加手続きを各使用者に繰り返して遂行する。すなわち、前記のような場合は前記各使用者の全送信エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)が最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)を越えないように副搬送波をさらに割り当てたにもかかわらず、相変らず割り当て可能な副搬送波の個数が残っている場合であるので、前記各使用者別最大送信エネルギーＥ_ｍａｘ(ｋ)をさらに小さな値に設定して、各使用者にさらに副搬送波を割り当てる。よって、前記Ｅ_ｍａｘ(ｋ)値はすべての副搬送波が各使用者に割り当てられるまで所定の値程度ずつ小さくすることで連続的に調整されることができる。

一方、前記４０３段階及び４０５段階の比較の結果、各使用者別に割り当てられた副搬送波個数の和が全副搬送波の個数より大きい場合、後述する４０７段階ないし４１３段階の手続きによって各使用者に割り当てられた副搬送波の個数を減らして行く。４０７段階では各使用者別に自分に割り当てられた副搬送波の個数で一つを減らした個数を適用した場合を仮定して新しい送信エネルギーＥ_ｎｅｗ(ｋ)を算出して、４０９段階で各使用者別に前記副搬送波の個数を一つ減らした時の新しい送信エネルギーＥ_ｎｅｗ(ｋ)と現在の全送信エネルギーＥ_Ｔ(ｋ)との差が一番小さな順で前記使用者を整列させる。

その後、４１１段階で前記エネルギー差が一番少ない使用者に対する副搬送波の個数を一つずつ減らして行って、４１３段階でＥ_Ｔ(ｋ)値を副搬送波の個数が変更されたエネルギー値として適用する。

上述した方法によって各使用者別に最大送信エネルギーを考慮した最も効率的な副搬送波個数の割り当てを具現することができる。

前記のように各使用者に割り当てる副搬送波個数が決定されれば、図５による手続きのように各使用者とアンテナに前記副搬送波を割り当てる。

図５は本発明の第１実施例による各使用者別アンテナ及び副搬送波割り当て手続きを示す流れ図である。

前記図５を参照すれば、先ず、５０１段階で副搬送波割り当て行列Ａ_k、n、mを０に設定する。前記副搬送波割り当て行列Ａは各使用者ｋによってアンテナ別副搬送波の使用可否を表示する行列である。また、前記副搬送波の割り当てのために基準優先順位P_０(ｋ)を上述した<数５>のように計算して、ｎ_k値の大きさ順に整列したＳ_１集合を設定することで割り当てなければならない副搬送波の数が一番多く残っている使用者を選別する。

次に、５０３段階では前記選別されたｋ番目の使用者のフィードバックチャンネル情報を利用してΦ^-１ _k、n、mを求めた後、最小値を有する副搬送波ｎ及びアンテナｍを検索する。その後、５０５段階でｎ_kを一つ減少させて、５０７段階で前記副搬送波割り当て行列Ａで検索された副搬送波及びアンテナに該当するＡ_k、n、mを１に変更する。

５０９段階では、すべての副搬送波に対する割り当てが完了したのか検査して、割り当てなければならない副搬送波が残っている場合、５１１段階で実際の優先順位を上述した<数６>のように計算する。５１３段階で前記算出された実際の優先順位によって該実際の優先順位と基準優先順位との差値が最大の使用者を選別する。５１５段階では前記選別された使用者のフィードバックチャンネル情報を利用してΦ^-１ _k、n、mを求めた後、最小値を有する副搬送波ｎ及びアンテナｍを検索する。その後、５１７段階でｎ_kを一つ減少させて、５１９段階で前記副搬送波割り当て行列Ａで検索された副搬送波及びアンテナに該当するＡ_{ｋ、ｎ、ｍ}を１に変更する。

前記過程をｎ_kが０になるまで繰り返して遂行することですべての副搬送波に対する使用者及びアンテナ別の割り当てがなされる。

<第２実施例>
以下、図６及び図７を参照して本発明の第２実施例による副搬送波割り当て装置及び方法を説明する。

先ず、図６を参照して本発明の第２実施例による多重アンテナを使用するＯＦＤＭＡシステムの送受信器構造を説明する。前記図６を参照すれば、使用者データは直並列変換器６０１によって直並列変換されて、グループ割り当て器６０３を通じて一つ以上の副搬送波をグループに束ねて一つ以上のグループを割り当てる。仮に、前記グループを副搬送波単位で割り当てる場合、グループの大きさＬ=１になって、実質的にはいくつかの副搬送波を束ねて一つのグループに割り当てるのが望ましい。

前記グループ割り当ては受信器６１７、６１９から受信されたチャンネル情報によってグループ割り当て制御器６１１で割り当てるようになって、各アンテナ別副搬送波のチャンネル状況を各使用者別に考慮してグループを割り当てるようになれば、前記グループ別に割り当てられた各副搬送波に所定の位相を掛け算して前記グループ別に合算して、前記グループ割り当て制御器６１１のグループ割り当て情報によって前記各グループ別に処理された信号をアンテナ割り当て器６０９で多数のアンテナ６１３、６１５に割り当てる。

一方、前記図６でアンテナの数をＭとして、副搬送波の個数をＮとする時、送信信号は下記<数７>のように表現されることができる。

前記<数７>でＴ_sはシンボル区間の長さであり、ｄ_nはＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)データシンボルであり、ｇ(t)は長方形フィルター(rectangular filter)である。一方、前記Δfは副搬送波間の周波数間隔を意味して、下記<数８>のように表現されることができる。

仮に、ｎ番目の副搬送波がｋ番目の使用者に割り当てられてｍ番目の送信アンテナを通じて送信されたら、前記ｍ番目の送信アンテナを通じて送信される送信信号ｓ^(m)(t)は下記<数９>のように表現されることができる。

前記<数９>でχは副搬送波割り当て可否を示す割り当て指示子(allocation indicator)を示して、仮に、ｎ番目の副搬送波がｋ番目の使用者に割り当てられて、ｍ番目の送信アンテナを通じて送信されたら、前記χ_k、m、n=１になる。

この時、前記副搬送波割り当ては後述する副搬送波割り当てアルゴリズムによって決定されて、前記副搬送波割り当て手続きは基地局で使用者端末機からフィードバックされたフィードバックチャンネル情報、すなわちチャンネル品質指示子(Channel Quality Indicator;以下、‘ＣＱＩ'と称する)を利用して効率的になされる。前記ＣＱＩ情報を生成する方法は信号対干渉電力比(Signal to interference power ratio;以下、‘ＳＩＲ’と称する)を使用することができる。より具体的に説明すれば次のようである。

仮に、ｋ番目の使用者、ｎ番目の副搬送波、ｍ番目のアンテナのチャンネルのＳＩＲをρ_k、n、mとする場合、前記値を利用して前記ＣＱＩビットを生成するようになる。本発明の実施例によってグループ別に情報が送信されるので、下記<数１０>のような平均ＣＱＩ値が計算されることができる。

一方、前記<数１０>によって算出された平均ＣＱＩ値は下記<数１１>のようにＱの情報に量子化されることができる。

前記<数１１>からη_Q−２>．．．>η_１>η_０はＣＱＩの等級を区分するしきい値(threshold)であり、これによって前記ＳＩＲ値はＱで量子化される。この時、前記ＣＱＩ値が大きいほど良いチャンネルであることを意味する。仮に、λ^(g) _k、mが高いＳＩＲを有するチャンネルであり、資源割り当てに使用されるなら、前記割り当て指示子Χは下記<数１２>のように表現されることができる。

上述したように本発明による第２実施例では使用者端末機で前記ＳＩＲ情報をグループ別に推定して、前記推定されたＣＱＩ情報を量子化して基地局に送るようになる。前記量子化されたチャンネル情報を受信した基地局は本発明の実施例による所定の副搬送波割り当てアルゴリズムによって適切な前記割り当て指示子値を決める。

以下、図７を参照して、基地局が受信したＣＱＩ情報を利用して副搬送波をグループ別に割り当てるアルゴリズムを説明する。前記副搬送波割り当てアルゴリズムは後述する２種類の規則によって遂行されて、チャンネル状況によって周期的に遂行されることが望ましい。

前記図７を説明する前に、先ず使用される各変数を説明する。以下、後述する説明でＭは全体送信アンテナの数を意味して、Ｎは全副搬送波の個数を意味する。また、ｋは使用者、ｇは副搬送波グループ、ｍはアンテナを意味する。一方、Ｒ_ｍｉｎ(ｋ)は各使用者端末機が要求する最小ビット率を意味して、Ｂ_ｍｉｎ(ｋ)は各端末機に最小限に要求されるビット率を意味する。また、Ｂ_d(ｋ)は望ましいビット率を意味する。前記Ｒ_ｍｉｎ(ｋ)及びＲ_d(ｋ)はアルゴリズム内部で必要な臨時変数である。前記変数は一つの副搬送波が割り当てられる度にアップデートされる。

本発明の第２実施例による副搬送波割り当て方法は、先ず使用者ｋが要求する最小ビット率Ｒ_ｍｉｎ(ｋ)を考慮して決定される。また、ｋ番目の使用者、ｇ番目の副搬送波(またはグループ)及びｍ番目のアンテナのＣＱＩ値であるλ^(g) _k、mを考慮して決定する。すなわち、前記λ^(g) _k、mが大きい副搬送波が割り当てられるようになる。

二番目に考慮しなければならない規則として、一旦、各使用者に基本的なビット率が割り当てられた後には高い品質(quality)を有したＳＩＲ(すなわち、<数１０>)は無条件的に選択される。ここで、高い品質を有したということは、あらかじめ決定されたしきい値thと比較してλ^(g) _k、m>=thの場合を意味する。

前記図７を参照すれば、７０１段階で基地局は各使用者別にアンテナ及び副搬送波グループに対するＣＱＩ情報を受信する。７０３段階ではg、Ｒ_ｍｉｎ及びＲ_dを初期化する。７０５段階で仮に、g値がmod(g＋d、G)より大きくなれば７０７段階でd値をmod(d＋v)Gに再設定して、そうでない場合、７０９段階でg値を一つずつ増加させながら、グループ割り当て手続きを遂行する。この時、前記d値は無作為的(random)資源割り当てのために毎度異なる副搬送波位置から割り当てを始めるためのオフセット値である。

その後、７１１段階ですべての使用者ｋに対して最小要求ビット率Ｒ_ｍｉｎ(ｋ)を確認して０より大きい場合７１３段階に進行する。７１３段階では前記Ｒ_ｍｉｎ(ｋ)の大きさ順に使用者を再整列して、７１５段階に進行する。７１５段階ではｋ及びｇ値を固定させた状態でＣＱＩ値を判断して最大値を有するｍ値を決定して、前記Ｒ_ｍｉｎ(ｋ)を更新する。７１７段階では与えられたｇ値に対する(k、m)を最終的に決定して、Ｒ_d(ｋ)を更新する。このようにすることで、前記ｇ番目の副搬送波グループがｋ番目の使用者に対するｍ番目のアンテナでマッピングされるようになる。

この時、前記Ｂ_ｄ(ｋ)は各使用者別に要求されるデータ率を意味して、上述したＲ_ｍｉｎ(ｋ)及び前記Ｒ_d(ｋ)は前記副搬送波の決定過程で必要な臨時変数になる。前記変数は一つの副搬送波が割り当てられる度に続いて更新される。また、前記割り当て手続きは一つの副搬送波(または、グループ)に対して順次に遂行されて、仮に、ｇ番目の副搬送波で(k、m)=(a、b)で決定されたら、割り当て指示子は下記<数１３>のようになる。

一方、前記７１１段階ですべての使用者ｋに対して最小要求ビット率Ｒ_ｍｉｎを確認して０より小さい場合７２１段階に進行する。前記７２１段階ですべてのｋ、ｍに対してＣＱＩの最小値が所定のしきい値thより大きい場合にはｇを固定させて、すべてのｋ、ｍに対して最もＣＱＩが大きくなる(k、m)を前記ｇに対する値で割り当てる。一方、前記７２１段階でしきい値thより小さな場合、Ｒ_dを最大にするｋ値を決定して、前記ｋ及びｇ値を固定して最大のＣＱＩを有するｍ値を決定する。

このようにすることで、多数の使用者から受信された副搬送波(またはグループ)及びアンテナ別ＣＱＩ情報を利用して効率的な割り当て手続きが遂行される。

<本発明による模擬実験結果>
以下、前記本発明の実施例による模擬実験結果を図８を参照して説明する。
本発明による模擬実験のための実験環境は次のようである。すべての実験はリンクレベルシミュレーション(link−level simulation)でなされて、性能はＢＥＲ(Bit Error Rate)を通じて比較する。一方、チャンネル環境はＩＴＵ Ｖｅｈ．Ａモデルを使用して、全体で経路の数が６個であり、移動速度は３０km/h(Doppler frequency=５５Hz)であり、フェーディングはJakesモデルを使用する。すべての実験において、使用者信号に対して１/２畳み込み符号化(convolutional coding)とＱＰＳＫ変調をして、全体で５１２個の副搬送波を適用した。副搬送波割り当てアルゴリズムを適用した実験では全体で２名の使用者と二つの送信アンテナを仮定して、使用者の最低データ率をそれぞれ３００に、そして最大送信エネルギーを３０ｄＢに決めた。

模擬実験結果は図８のようである。‘コンベンショナル(conventional)'プロットは一人の使用者と１個のアンテナを考慮した従来のＯＦＤＭシステムの実験結果を示して‘提案(proposed)'プロットは本発明による副搬送波割り当てアルゴリズムを適用した結果を示す。各使用者から送信されたすべての副搬送波に対するチャンネル情報は正確であると仮定した。

前記図８で分かるように提案された方式は既存のＯＦＤＭ方式より優秀な性能を示す。ＢＥＲ=０．０１で提案された方式は単一使用者、単一アンテナを考慮したＯＦＤＭシステムに比較して約６ｄＢ向上した性能を示す。本実験結果から副搬送波割り当てアルゴリズムの適用とともに送信アンテナダイバーシティ効果による性能向上を確認することができる。

以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明したが、本発明の範囲は前述の実施形態によって限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で様々な変形が可能なことは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。

一般的な直交周波数分割多重接続システムの送受信器構造を示す図である。 本発明の第１実施例による多重アンテナ直交周波数分割多重方式のシステム構造を示す図である。 本発明の第１実施例による多重アンテナ直交周波数分割多重方式で副搬送波割り当て手続きを示す流れ図である。 本発明の第１実施例による副搬送波割り当て個数を決定する手続きを示す流れ図である。 本発明の第１実施例による使用者別アンテナ及び副搬送波を決定する手続きを示す流れ図である。 本発明の第２実施例による多重アンテナ直交周波数分割多重方式のシステム構造を示す図である。 本発明の第２実施例による使用者別副搬送波割り当て手続きを示す流れ図である。 本発明による実験結果を示すグラフである。

符号の説明

１００ 送信機
１０４ 符号化器
１０６ シンボルマッパー
１０８ 直列/並列変換器(serial to parallel converter)
１１０ パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)
１１２ ＩＦＦＴユニット
１１４ 並列/直列変換器(parallel to serial converter)
１１６ 保護区間挿入器(guard interval inserter)
１１８ デジタル/アナログ変換器(digital to analog converter)
１２０ 無線周波数（ＲＦ）処理器(processor)
１５０ 受信器
１５２ ＲＦ処理器
１５４ アナログ/デジタル変換器(analog to digital converter)
１５６ 保護区間除去器
１５８ 直列/並列変換器(serial to parallel converter)
１６０ ＦＦＴユニット
１６２ パイロットシンボル抽出機
１６４ チャンネル推定器
１６６ 等化器(equalizer)
１６８ 並列/直列変換器(parallel to serial converter)
１７０ シンボルデマッパー(demapper)
１７２ 復号化器
１７４ データ受信器
２０１ 使用者
２０３ 副搬送波割り当て器
２０５，２１３ アンテナ別ＩＦＦＴ
２０７，２１５ 保護区間挿入器
２０９，２１７ 並直列変換器
２１１，２１９ アンテナ
６０１ 直並列変換器
６０３ グループ割り当て器
６０９ アンテナ割り当て器
６１１ グループ割り当て制御器
６１３，６１５ アンテナ
６１７，６１９ 受信器

Claims (22)

1. 多重送信アンテナを使用する直交周波数分割多重接続方式の移動通信システムで、複数の副搬送波を一つ以上の使用者に割り当てて、前記割り当てられた副搬送波を前記複数のアンテナのうちの一つのアンテナにマッピングする方法において、
   複数の使用者端末機それぞれから前記複数のアンテナそれぞれに対する副搬送波のチャンネル情報を受信する過程と、
   前記受信されたチャンネル情報によって前記複数の使用者端末機それぞれに対して割り当てる副搬送波の個数を決定する過程と、
   前記受信されたチャンネル情報と前記決定された副搬送波の個数によって各使用者端末機に割り当てる副搬送波と送信アンテナとを決定する過程と、を含み、
   前記各使用者端末機に割り当てる副搬送波と送信アンテナとを決定する過程は、所定の優先順位に従って１つずつ副搬送波を各使用者端末機に割り当てると共に、副搬送波を１つ割り当てるたびに優先順位の再計算を行い、これを繰り返して、割り当て可能な副搬送波がなくなるまで副搬送波の割り当てを行う
   ことを特徴とする方法。
2. 前記各端末機に対して割り当てる副搬送波の個数は前記各端末機の受信チャンネルに要求される最小ビット率を考慮して決定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記各端末機に割り当てられた副搬送波の総個数が全副搬送波の個数を超過する場合、前記副搬送波の個数を一つ減らした時のエネルギーと全エネルギーとの差が最小になる使用者の副搬送波個数を減らすことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記各端末機に割り当てられた副搬送波の総個数が全副搬送波の個数より少ない場合、各使用者端末機に最大で割り当てることができるエネルギーを減少させて、各使用者端末機に対する副搬送波の割り当て個数を増加させた後、前記副搬送波の個数決定過程を繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記優先順位は割り当てなければならない副搬送波の個数によって決定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 所定の使用者端末機に対して前記副搬送波の位置及び送信アンテナを決定する方法は、前記受信されたチャンネル情報を利用してチャンネル利得対雑音比が最も大きくなる副搬送波及びアンテナに割り当てることを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 多重送信アンテナを使用する直交周波数分割多重接続方式の移動通信システムで、複数の副搬送波を一つ以上の使用者に割り当てて、前記割り当てられた副搬送波を前記複数のアンテナのうちの一つのアンテナにマッピングする装置において、
   複数の使用者端末機それぞれから受信された前記複数のアンテナそれぞれに対する副搬送波のチャンネル情報によって前記複数の使用者端末機それぞれに対して割り当てる副搬送波の個数を決定して、該決定された個数の副搬送波に対して副搬送波の位置及び送信アンテナを決定する副搬送波割り当て器を含み、
   前記副搬送波割り当て器は、所定の優先順位に従って１つずつ副搬送波を各使用者端末機に割り当てると共に、副搬送波を１つ割り当てるたびに優先順位の再計算を行い、これを繰り返して、割り当て可能な副搬送波がなくなるまで副搬送波の割り当てを行う
   ことを特徴とする装置。
8. 前記各端末機に対して割り当てる副搬送波の個数は前記各端末機の受信チャンネルに要求される最小ビット率を考慮して決定することを特徴とする請求項７に記載の装置。
9. 前記各端末機に割り当てられた副搬送波の総個数が全副搬送波の個数を超過する場合、前記副搬送波の個数を一つ減らした時のエネルギーと全エネルギーとの差が最小になる使用者の副搬送波個数を減らすことを特徴とする請求項７に記載の装置。
10. 前記各端末機に割り当てられた副搬送波の総個数が全副搬送波の個数より少ない場合、各使用者端末機に最大で割り当てることができるエネルギーを減少させて、各使用者端末機に対する副搬送波の割り当て個数を増加させた後、前記副搬送波の個数決定過程を繰り返すことを特徴とする請求項７に記載の装置。
11. 前記優先順位は割り当てなければならない副搬送波の個数によって決定されることを特徴とする請求項７に記載の装置。
12. 所定の使用者端末機に対して前記副搬送波の位置及び送信アンテナを決定する方法は前記受信されたチャンネル情報を利用してチャンネル利得対雑音比が最も大きくなる副搬送波及びアンテナに割り当てることを特徴とする請求項７に記載の装置。
13. 多重送信アンテナを使用する直交周波数分割多重接続方式の移動通信システムで、複数の副搬送波を一つ以上の使用者に割り当てて、前記割り当てられた副搬送波を前記複数のアンテナのうちの一つのアンテナにマッピングする方法において、
    全副搬送波を複数の副搬送波グループに分割して、複数の使用者端末機それぞれから前記複数のアンテナそれぞれに対する副搬送波グループのチャンネル情報を受信する過程と、
    前記各使用者端末機に対して前記受信された各副搬送波グループのチャンネル状態が最も良い副搬送波グループ及び送信アンテナを割り当てる過程と、を含み、
    前記副搬送波グループ及び送信アンテナを割り当てる過程は、所定の優先順位に従って１つずつ副搬送波グループを各使用者端末機に割り当てると共に、副搬送波グループを１つ割り当てるたびに優先順位の再計算を行い、これを繰り返して、割り当て可能な副搬送波グループがなくなるまで副搬送波グループの割り当てを行う
    ことを特徴とする方法。
14. 前記チャンネル情報はチャンネルの信号対干渉比を所定のしきい値によって量子化した値であることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
15. 前記割り当て過程はチャンネル状況によって所定の周期間隔で繰り返し遂行されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
16. 前記副搬送波グループ及び送信アンテナの割り当て方法は前記各使用者端末機の受信チャンネルに要求されるビット率によって決定されることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
17. 前記副搬送波グループ及び送信アンテナの割り当て方法は所定の使用者端末機に対して副搬送波グループに対する信号対干渉比が所定のしきい値より大きい副搬送波グループ及び送信アンテナを優先的に割り当てることを特徴とする請求項１３に記載の方法。
18. 多重送信アンテナを使用する直交周波数分割多重接続方式の移動通信システムで、複数の副搬送波を一つ以上の使用者に割り当てて、前記割り当てられた副搬送波を前記複数のアンテナのうちの一つのアンテナにマッピングする装置において、
    全副搬送波を複数の副搬送波グループに分割して、複数の使用者端末機それぞれから前記複数のアンテナそれぞれに対する副搬送波グループのチャンネル情報を受信して副搬送波グループ割り当て及びアンテナ割り当てを制御するグループ割り当て制御器と、
    前記グループ割り当て制御器の制御によって使用者データを複数の副搬送波グループに割り当てるグループ割り当て器と、
    前記グループ割り当て制御器の制御によって前記グループ割り当て器から割り当てられたグループ別に変調された信号を各アンテナに割り当てるアンテナ割り当て器と、を含み、
    前記グループ割り当て制御器は、所定の優先順位に従って１つずつ副搬送波グループを各使用者端末機に割り当てると共に、副搬送波グループを１つ割り当てるたびに優先順位の再計算を行い、これを繰り返して、割り当て可能な副搬送波グループがなくなるまで副搬送波グループの割り当てを行う
    ことを特徴とする装置。
19. 前記チャンネル情報はチャンネルの信号対干渉比を所定のしきい値によって量子化した値であることを特徴とする請求項１８に記載の装置。
20. 前記グループ割り当て制御器はチャンネル状況によって所定の周期間隔で繰り返してグループを割り当てることを特徴とする請求項１８に記載の装置。
21. 前記グループ割り当て制御器は前記各使用者端末機の受信チャンネルに要求されるビット率によって副搬送波グループ及び送信アンテナを割り当てることを特徴とする請求項１８に記載の装置。
22. 前記グループ割り当て制御器は所定の使用者端末機に対して副搬送波グループに対する信号対干渉比が所定のしきい値より大きい副搬送波グループ及び送信アンテナに対して優先的に割り当てることを特徴とする請求項１８に記載の装置。

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