JP4017323B2 - 回り込みキャンセラ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）における放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまで、本発明者らの回り込みキャンセラに関する発明には、以下の特許出願（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−２６６５６７号、特願平１１−９８８２９号、および特願平１１−３５３０９０号）がある。
【０００３】
上記それぞれの特許出願について簡単に説明するならば、それぞれ以下の通りである。
１．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８９号）
ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の回り込みキャンセラの基本構成に関する発明
２．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８５号）
複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路への要求条件を緩和する発明
３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位相の逓倍により閉ループ伝達関数を観測する発明
４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３０号）
推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発明
【０００４】
５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−２６６５６７号）
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial）方式において、セグメント間で変調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関する発明
６．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９号）
ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓のタイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じるが、この誤差を補正するための発明
７．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−３５３０９０号）
トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあたり、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定することで、回り込みの変動追従特性を向上させるための発明
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
これら従来の特許出願の明細書に記載されている直接中継方式の放送波中継に適用した回り込みキャンセラにおいては、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合、回り込みキャンセラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇し、この上昇した雑音によりループ発振を引き起こし、回り込み波のキャンセル動作が破綻するという解決すべき課題があった。
これは、回り込みループの周波数特性とキャンセラループの周波数特性とが完全に一致しないために生じるものである。
【０００６】
本発明の目的は、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合においても、回り込みキャンセラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇しないようにし、従って、安定した動作を行うことのできる回り込みキャンセラを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを少なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子にバンドパスフィルタを介して増幅器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるように構成するとともに、前記バンドパスフィルタの信号通過周波数帯域幅を、回り込みループとキャンセラループのいずれの信号通過周波数帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とするものである。
【０００８】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっては、該受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記減算器の被減算端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とするものである。
【０００９】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるにあたっては、該バンドパスフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記信号処理部の入力端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記減算器とバンドパスフィルタとの間又は前記バンドパスフィルタと増幅器との間に配置されたマルチパスキャンセル回路を更に具え、そのマルチパスキャンセル回路が、前記減算器又はバンドパスフィルタの出力端子に接続された被減算端子及び前記増幅器の入力端子に接続された出力端子を有する他の減算器と、その他の減算器の出力端子に接続された入力端子及び前記他の減算器の減算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサルフィルタとを具えることを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図面中、対応する構成要素には同一番号を付すものとする。
まず、本発明の第１の発明について説明する。
図１から図３までは、本発明の第１の発明を構成する要件の１つである、トランスバーサルフィルタとそのフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部の入力端子にバンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるように構成するということを満足した本発明回り込みキャンセラを中心とした３つの構成例（順次、第１、第２、および第３の実施形態と言う）をそれぞれ示している。
【００１２】
図１から図３において、１は受信アンテナ、２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４は係数生成回路、５は狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、６は増幅器、７は送信アンテナである。
【００１３】
動作につき説明する。
図１においては、まず、送信アンテナ７から受信アンテナ１に電波が回り込む。破線で囲って示す回り込みキャンセラは、減算器２、トランスバーサルフィルタ３およびそのフィルタのタップ係数制御用の係数生成回路４を用いて回り込み波の複製を作成し、減算器２によって回り込み波の打ち消しを行う。なお、トランスバーサルフィルタ３および係数生成回路４に供給される信号が取り出される点（図中、観測点と記されている点）は、本実施形態においては、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の出力側に特定されている。
【００１４】
より簡単な説明としては、図１の構成は、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。また、トランスバーサルフィルタ３のタップ係数の制御は、係数生成回路４で発生させた係数を用いて行うようにしている。
【００１５】
図２の構成は、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力を増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。狭帯域ＢＰＦ５と増幅器６は、直列接続であるから順序を入れ替えても基本的に変わらない。
【００１６】
また、図３の構成は、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力を増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。係数生成のために、係数生成回路４に入力する信号をバンドパスフィルタ５の出力側から取り出した点が図２の構成と異なっている。
【００１７】
本発明の第１の発明を構成するうえで重要なことは、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５に関して、図１から図３までのいずれの構成においても、回り込みループとキャンセラループとが共通となる信号線上にそれ（狭帯域ＢＰＦ）が配置され、その狭帯域ＢＰＦ５の信号通過周波数帯域幅（これを、ＢＷＢで表す）が、送受信アンテナを含めた中継局全体システムの各部分の信号通過周波数帯域幅の中で最も狭くなっていることである。
【００１８】
すなわち、図１から図３において、狭帯域ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、送信アンテナ７、受信アンテナ１および減算器２を経て狭帯域ＢＰＦ５の入力端に到達する回り込みループの信号通過周波数帯域幅をＢＷＬとし、狭帯域ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、トランスバーサルフィルタ３および減算器２を経て狭帯域ＢＰＦ５の入力端に到達するキャンセラループの信号通過帯域幅をＢＷＣとすると、これら帯域幅ＢＷＬとＢＷＣに対し、
ＢＷＢ≦ＢＷＬ
でかつ
ＢＷＢ≦ＢＷＣ
の関係となるように狭帯域ＢＰＦ５の信号通過周波数帯域幅ＢＷＢを設定する。
【００１９】
次に、本発明の第２の発明について説明する。
図４および図５は、本発明の第２の発明を構成する要件である、減算器の被減算端子に回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたって、その受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから減算器の被減算端子に実質的に供給されるように構成した２つの構成例（順次、第１、および第２の実施形態と言う）をそれぞれ示している。
また、図４および図５は、上述した本発明による回り込みキャンセラ（図１〜図３参照）を使用した中継局の構成例でもある。
【００２０】
図４および図５において、８は入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、９は周波数変換器２Ａ、１０はＡ／Ｄ変換器、１１は周波数変換器１Ａ、１２は周波数変換器１Ｂ、１３はＤ／Ａ変換器、１４は周波数変換器２Ｂ、１５は出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、１６は周波数変換器４Ａ、１７は周波数変換器３Ａ、１８は周波数変換器３Ｂ、および１９は周波数変換器４Ｂである。
上記以外の構成要素には、図１から図３示す各構成例において用いたのと同一の符号を付して示している。
【００２１】
動作につき説明する。
図４において、受信アンテナ１で受信されたＯＦＤＭ信号（ＵＨＦ帯）から指定の１チャンネルの信号を入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８で選択し、周波数変換器２Ａ（符号９で示す）にて、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式のＦＦＴサンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１２／６３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換する。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式については、文献、ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ、Ｎｏ．５６、（１９９９年５月）に記載されているので参照されたい。
【００２２】
図４に示す回り込みキャンセラでは、このＦＦＴサンプル速度を入力信号の中心周波数（８．１２７ＭＨｚ）として、まず、Ａ／Ｄ変換器１０にてＡ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換後、デジタル信号のまま周波数変換器１Ａ（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ＝０ＭＨｚの複素ベースバンド信号に変換し、符号２から５で示す回路要素で構成される上述したキャンセル回路によって回り込みのキャンセルを行う。
【００２３】
回り込みがキャンセルされた信号は周波数変換器１Ｂ（符号１２で示す）によって中心周波数ｆｃ＝８．１２７ＭＨｚ（ＦＦＴサンプル速度と同一の周波数）の複素ベースバンド信号に変換され、次いでＤ／Ａ変換器１３にてＤ／Ａ変換を行う。Ｄ／Ａ変換後の回り込みがキャンセルされた信号は、周波数変換器２Ｂ（符号１４で示す）によって、ＵＨＦ帯の信号に変換され、さらに、増幅器（電力増幅部）６と出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１５を経て、送信アンテナ７に供給され，回り込みがキャンセルされたＯＦＤＭ信号として同アンテナから放射される。
【００２４】
本発明の第１の発明の説明において述べたように、本発明（第２の発明）で使用するキャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅は、入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８や出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１５の通過帯域幅より狭いものを用いる。すなわち、キャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅は受信ＯＦＤＭ信号の信号帯域幅を超えないように設定することが必要である。
【００２５】
なお、上述した各種の周波数変換回路（符号９，１１，１２，および１４で示されるもの）においても、回路を実現するうえでＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を用いることがあるが、これら各種のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）の通過帯域幅よりも上記の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅の方を狭くすることは、言うまでもない。
【００２６】
また、以下に説明する図５、図６に示す例を含めてキャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５には、デジタルＦＩＲフィルタを用いることを想定している。
【００２７】
次に、本０発明の第２の発明である図５の構成（第２の実施形態）につきその動作を説明する。
本実施形態における図４の構成との違いは、回り込みキャンセラの入出力側に周波数変換回路を付加し、回り込みキャンセラとの受け渡し周波数に中間周波数を用いた点が異なる。中間周波数の例としては、中心周波数ｆｃ＝１９．５ＭＨｚ、中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、あるいは中心周波数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなどが考えられる。
【００２８】
図６は、本発明の第３の発明を構成する要件である、信号処理部（トランスバーサルフィルタとそのフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成される）の入力端子にバンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるにあたって、そのバンドパスフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから信号処理部の入力端子に実質的に供給されるようにした実施形態を示している。
また、図６は、上述した本発明による回り込みキャンセラ（図１〜図３参照）を使用した中継局の構成例でもある。
また、図６において、各構成要素には、図５中の構成要素と同一符号を付して示している。
【００２９】
動作につき説明する。
図６においては、図４の構成と異なり、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の出力を周波数変換器３Ａ（符号１７で示す）にて、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式のＦＦＴサンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１２／６３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換している。
【００３０】
また、図６において、回り込みキャンセラを構成する減算器２と狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５は、図４や図５の構成と同様、周波数変換器１Ａ（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ＝０ＭＨｚの複素ベースバンド信号で動作するようにしてもよいが、中間周波数帯（中心周波数ｆｃ＝１９．５ＭＨｚ、中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、あるいは中心周波数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなど）で動作するようにすれば、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５にＳＡＷフィルタを使用することができる。
【００３１】
これまで説明したように、図１−６に示す回り込みキャンセラでは、回り込み波の電力が親局波の電力よりも大きい場合でも安定した動作を行うことができる。しかしながら、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ５を接続することによって、信号が狭帯域ＢＰＦ５を通過する時間だけ減算器２の減算端子に到達する信号が遅延する。このような遅延によって、親局波のマルチパスキャンセルができない事態が生じるおそれがある。
【００３２】
図７-１０に示した本発明の第４の発明は、かかる不都合を防止するためにマルチパスキャンセル回路を具え、このマルチパスキャンセル回路は、減算器２又は狭帯域ＢＰＦ５の出力端子に接続された被減算端子及び増幅器６の入力端子に接続された出力端子を有する減算器２０と、減算器２０の出力端子に接続された入力端子及び減算器２０の減算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサルフィルタ２１とを有する。
【００３３】
図７に示す回り込みキャンセラでは、狭帯域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続され、フィルタ係数生成回路４は、トランスバーサルフィルタ３だけでなくトランスバーサルフィルタ２１のタップ係数も生成する。
【００３４】
図８に示す回り込みキャンセラでは、減算器２の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続されている。
【００３５】
図９に示す回り込みキャンセラでは、狭帯域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続され、増幅器６の出力端子がトランスバーサルフィルタ３の入力端子に接続されている。このような構成は、増幅器６の非線形特性に対して有利である。
【００３６】
ここで、図７-９に示すフィルタ係数生成回路４におけるトランスバーサルフィルタ３及び２１のタップ係数の生成を説明する。
先ず、観測点におけるＯＦＤＭ信号を有効シンボル長分だけ抜き出してフーリエ変換した信号ベクトルの各成分をＳｋ，ｎとする。なお、ｋは、０≦ｋ＜Ｋの範囲の整数であり、ＯＦＤＭのキャリア番号を表す。Ｋは、ＯＦＤＭ信号の総キャリア数を表す。ｎは、整数であり、トランスバーサルフィルタ３及び２１の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り扱う信号は、特に断らない限り複素数の信号である。
【００３７】
パイロット信号Ｘｋ，ｎとの除算を時刻ｎごとにＫ個の各成分について行い、閉ループ伝達関数Ｆｋ，ｎを求める。
【数１】
【００３８】
ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル放送方式におけるパイロット信号(SP: Scattered Pilot)信号は、キャリア方向及びシンボル方向に完結的に挿入されているので、ＳＰ信号が存在しない部分については直線内装をはじめとする内挿処理を行う。なお、ＳＰ信号が挿入されない差動変調方式については、例えば特願平１１−１５６，２３４号に記載されている。
【００３９】
次に、閉ループ伝達関数Ｆｋ，ｎからキャンセル残差Ｅｋ，ｎを求める。
【数２】
ただし、ＤｎはＦｋ，ｎにおいて次式の演算を行って求める。
【数３】
【００４０】
次に、ベクトルの成分Ｅｋ，ｎからなるキャンセル残差ベクトル
【外１】
に対して逆フーリエ変換を行い、インパルス応答ベクトル
【外２】
に変換する。
【数４】
【００４１】
ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音の上昇を防止し、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合にも対応するために、ベクトル[外２]の各成分ｅｋ，ｎについて非線形処理を行う。非線形処理後のインパルス応答ベクトルの成分をｈｋ，ｎとした場合、
【数５】
となる。ここで、εを、種々の誤差を考慮して決定した定数とする。
【００４２】
マルチパスキャンセル回路を付加しない図１−図６のトランスバーサルフィルタの係数ｗｋ，ｎは、以下に示す逐次更新式を用いて更新される。なお、μ０を更新係数（実数）とする。
【数６】
【００４３】
マルチパスキャンセル回路の付加に伴う係数更新式を、以下の式（７）−（１０）に示す。トランスバーサルフィルタ３のタップ長をＭ’とし、トランスバーサルフィルタ２１のタップ長をＭ”とすると、トランスバーサルフィルタ３のタップ係数ｗ’ｋ，ｎは、次の式によって更新される。
【００４４】
【数７】
ただし、
【数８】
【００４５】
一方、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数ｗ”ｋ，ｎは、次の式によって更新される。
【数９】
ただし、
【数１０】
【００４６】
図１０に示すような本発明の第４の発明の第４の実施形態は、回り込みキャンセルとマルチパスキャンセルとを独立に行うものであり、この場合、トランスバーサルフィルタ４に対するフィルタ係数生成回路３の他に、トランスバーサルフィルタ２１に対するフィルタ係数生成回路２２を更に設けている。これによって、式（１）−（６）を用いて説明した手法をフィルタ係数生成回路３及び２２にそれぞれ適用している。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、回り込みの周波数特性とキャンセルループの周波数特性とを完全に一致させることができ、それにより、信号帯域外の雑音上昇を防ぐことができる。また、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合においても、信号帯域外の雑音レベルの上昇がないので、安定な回り込みキャンセラを提供することができる。
【００４８】
さらに、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合でも回り込み波のキャンセル及び親局波のマルチパスキャンセルを両立させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の発明の第１の実施形態を示している。
【図２】 本発明の第１の発明の第２の実施形態を示している。
【図３】 本発明の第１の発明の第３の実施形態を示している。
【図４】 本発明の第２の発明の第１の実施形態を示している。
【図５】 本発明の第２の発明の第２の実施形態を示している。
【図６】 本発明の第３の発明の実施形態を示している。
【図７】 本発明の第４の発明の第１の実施形態を示している。
【図８】 本発明の第４の発明の第２の実施形態を示している。
【図９】 本発明の第４の発明の第３の実施形態を示している。
【図１０】 本発明の第４の発明の第４の実施形態を示している。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２，２０ 減算器
３，２１ トランスバーサルフィルタ
４，２２ フィルタ係数生成回路
５ 狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
６ 増幅器（電力増幅器）
７ 送信アンテナ
８ 入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
９ 周波数変換器２Ａ
１０ Ａ／Ｄ変換器
１１ 周波数変換器１Ａ
１２ 周波数変換器１Ｂ
１３ Ｄ／Ａ変換器
１４ 周波数変換器２Ｂ
１５ 出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１６ 周波数変換器４Ａ
１７ 周波数変換器３Ａ
１８ 周波数変換器３Ｂ
１９ 周波数変換器４Ｂ
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）における放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまで、本発明者らの回り込みキャンセラに関する発明には、以下の特許出願（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−２６６５６７号、特願平１１−９８８２９号、および特願平１１−３５３０９０号）がある。
【０００３】
上記それぞれの特許出願について簡単に説明するならば、それぞれ以下の通りである。
１．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８９号）
ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の回り込みキャンセラの基本構成に関する発明
２．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８５号）
複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路への要求条件を緩和する発明
３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）
ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位相の逓倍により閉ループ伝達関数を観測する発明
４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３０号）
推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発明
【０００４】
５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−２６６５６７号）
ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial）方式において、セグメント間で変調方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関する発明
６．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９号）
ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓のタイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じるが、この誤差を補正するための発明
７．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−３５３０９０号）
トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあたり、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定することで、回り込みの変動追従特性を向上させるための発明
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
これら従来の特許出願の明細書に記載されている直接中継方式の放送波中継に適用した回り込みキャンセラにおいては、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合、回り込みキャンセラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇し、この上昇した雑音によりループ発振を引き起こし、回り込み波のキャンセル動作が破綻するという解決すべき課題があった。
これは、回り込みループの周波数特性とキャンセラループの周波数特性とが完全に一致しないために生じるものである。
【０００６】
本発明の目的は、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合においても、回り込みキャンセラ出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇しないようにし、従って、安定した動作を行うことのできる回り込みキャンセラを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを少なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子にバンドパスフィルタを介して増幅器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるように構成するとともに、前記バンドパスフィルタの信号通過周波数帯域幅を、回り込みループとキャンセラループのいずれの信号通過周波数帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とするものである。
【０００８】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっては、該受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記減算器の被減算端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とするものである。
【０００９】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるにあたっては、該バンドパスフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記信号処理部の入力端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とするものである。
【００１０】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記減算器とバンドパスフィルタとの間又は前記バンドパスフィルタと増幅器との間に配置されたマルチパスキャンセル回路を更に具え、そのマルチパスキャンセル回路が、前記減算器又はバンドパスフィルタの出力端子に接続された被減算端子及び前記増幅器の入力端子に接続された出力端子を有する他の減算器と、その他の減算器の出力端子に接続された入力端子及び前記他の減算器の減算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサルフィルタとを具えることを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図面中、対応する構成要素には同一番号を付すものとする。
まず、本発明の第１の発明について説明する。
図１から図３までは、本発明の第１の発明を構成する要件の１つである、トランスバーサルフィルタとそのフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部の入力端子にバンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるように構成するということを満足した本発明回り込みキャンセラを中心とした３つの構成例（順次、第１、第２、および第３の実施形態と言う）をそれぞれ示している。
【００１２】
図１から図３において、１は受信アンテナ、２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４は係数生成回路、５は狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、６は増幅器、７は送信アンテナである。
【００１３】
動作につき説明する。
図１においては、まず、送信アンテナ７から受信アンテナ１に電波が回り込む。破線で囲って示す回り込みキャンセラは、減算器２、トランスバーサルフィルタ３およびそのフィルタのタップ係数制御用の係数生成回路４を用いて回り込み波の複製を作成し、減算器２によって回り込み波の打ち消しを行う。なお、トランスバーサルフィルタ３および係数生成回路４に供給される信号が取り出される点（図中、観測点と記されている点）は、本実施形態においては、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の出力側に特定されている。
【００１４】
より簡単な説明としては、図１の構成は、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。また、トランスバーサルフィルタ３のタップ係数の制御は、係数生成回路４で発生させた係数を用いて行うようにしている。
【００１５】
図２の構成は、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力を増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。狭帯域ＢＰＦ５と増幅器６は、直列接続であるから順序を入れ替えても基本的に変わらない。
【００１６】
また、図３の構成は、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５を接続し、その出力を増幅器６に入力し、増幅器６の出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。係数生成のために、係数生成回路４に入力する信号をバンドパスフィルタ５の出力側から取り出した点が図２の構成と異なっている。
【００１７】
本発明の第１の発明を構成するうえで重要なことは、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５に関して、図１から図３までのいずれの構成においても、回り込みループとキャンセラループとが共通となる信号線上にそれ（狭帯域ＢＰＦ）が配置され、その狭帯域ＢＰＦ５の信号通過周波数帯域幅（これを、ＢＷＢで表す）が、送受信アンテナを含めた中継局全体システムの各部分の信号通過周波数帯域幅の中で最も狭くなっていることである。
【００１８】
すなわち、図１から図３において、狭帯域ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、送信アンテナ７、受信アンテナ１および減算器２を経て狭帯域ＢＰＦ５の入力端に到達する回り込みループの信号通過周波数帯域幅をＢＷＬとし、狭帯域ＢＰＦ５の出力端から増幅器６、トランスバーサルフィルタ３および減算器２を経て狭帯域ＢＰＦ５の入力端に到達するキャンセラループの信号通過帯域幅をＢＷＣとすると、これら帯域幅ＢＷＬとＢＷＣに対し、
ＢＷＢ≦ＢＷＬ
でかつ
ＢＷＢ≦ＢＷＣ
の関係となるように狭帯域ＢＰＦ５の信号通過周波数帯域幅ＢＷＢを設定する。
【００１９】
次に、本発明の第２の発明について説明する。
図４および図５は、本発明の第２の発明を構成する要件である、減算器の被減算端子に回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたって、その受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから減算器の被減算端子に実質的に供給されるように構成した２つの構成例（順次、第１、および第２の実施形態と言う）をそれぞれ示している。
また、図４および図５は、上述した本発明による回り込みキャンセラ（図１〜図３参照）を使用した中継局の構成例でもある。
【００２０】
図４および図５において、８は入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、９は周波数変換器２Ａ、１０はＡ／Ｄ変換器、１１は周波数変換器１Ａ、１２は周波数変換器１Ｂ、１３はＤ／Ａ変換器、１４は周波数変換器２Ｂ、１５は出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、１６は周波数変換器４Ａ、１７は周波数変換器３Ａ、１８は周波数変換器３Ｂ、および１９は周波数変換器４Ｂである。
上記以外の構成要素には、図１から図３示す各構成例において用いたのと同一の符号を付して示している。
【００２１】
動作につき説明する。
図４において、受信アンテナ１で受信されたＯＦＤＭ信号（ＵＨＦ帯）から指定の１チャンネルの信号を入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８で選択し、周波数変換器２Ａ（符号９で示す）にて、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式のＦＦＴサンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１２／６３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換する。なお、ＩＳＤＢ−Ｔ方式については、文献、ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ、Ｎｏ．５６、（１９９９年５月）に記載されているので参照されたい。
【００２２】
図４に示す回り込みキャンセラでは、このＦＦＴサンプル速度を入力信号の中心周波数（８．１２７ＭＨｚ）として、まず、Ａ／Ｄ変換器１０にてＡ／Ｄ変換を行う。Ａ／Ｄ変換後、デジタル信号のまま周波数変換器１Ａ（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ＝０ＭＨｚの複素ベースバンド信号に変換し、符号２から５で示す回路要素で構成される上述したキャンセル回路によって回り込みのキャンセルを行う。
【００２３】
回り込みがキャンセルされた信号は周波数変換器１Ｂ（符号１２で示す）によって中心周波数ｆｃ＝８．１２７ＭＨｚ（ＦＦＴサンプル速度と同一の周波数）の複素ベースバンド信号に変換され、次いでＤ／Ａ変換器１３にてＤ／Ａ変換を行う。Ｄ／Ａ変換後の回り込みがキャンセルされた信号は、周波数変換器２Ｂ（符号１４で示す）によって、ＵＨＦ帯の信号に変換され、さらに、増幅器（電力増幅部）６と出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１５を経て、送信アンテナ７に供給され，回り込みがキャンセルされたＯＦＤＭ信号として同アンテナから放射される。
【００２４】
本発明の第１の発明の説明において述べたように、本発明（第２の発明）で使用するキャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅は、入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）８や出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１５の通過帯域幅より狭いものを用いる。すなわち、キャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅は受信ＯＦＤＭ信号の信号帯域幅を超えないように設定することが必要である。
【００２５】
なお、上述した各種の周波数変換回路（符号９，１１，１２，および１４で示されるもの）においても、回路を実現するうえでＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を用いることがあるが、これら各種のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）の通過帯域幅よりも上記の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の通過帯域幅の方を狭くすることは、言うまでもない。
【００２６】
また、以下に説明する図５、図６に示す例を含めてキャンセル回路中の狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５には、デジタルＦＩＲフィルタを用いることを想定している。
【００２７】
次に、本０発明の第２の発明である図５の構成（第２の実施形態）につきその動作を説明する。
本実施形態における図４の構成との違いは、回り込みキャンセラの入出力側に周波数変換回路を付加し、回り込みキャンセラとの受け渡し周波数に中間周波数を用いた点が異なる。中間周波数の例としては、中心周波数ｆｃ＝１９．５ＭＨｚ、中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、あるいは中心周波数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなどが考えられる。
【００２８】
図６は、本発明の第３の発明を構成する要件である、信号処理部（トランスバーサルフィルタとそのフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成される）の入力端子にバンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるにあたって、そのバンドパスフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから信号処理部の入力端子に実質的に供給されるようにした実施形態を示している。
また、図６は、上述した本発明による回り込みキャンセラ（図１〜図３参照）を使用した中継局の構成例でもある。
また、図６において、各構成要素には、図５中の構成要素と同一符号を付して示している。
【００２９】
動作につき説明する。
図６においては、図４の構成と異なり、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５の出力を周波数変換器３Ａ（符号１７で示す）にて、中心周波数ｆｃをＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardcasting-Terrestrial)方式のＦＦＴサンプル速度（１３セグメント送信の場合、５１２／６３≒８．１２７ＭＨｚ）と同一の周波数に変換している。
【００３０】
また、図６において、回り込みキャンセラを構成する減算器２と狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５は、図４や図５の構成と同様、周波数変換器１Ａ（符号１１で示す）によって中心周波数ｆｃ＝０ＭＨｚの複素ベースバンド信号で動作するようにしてもよいが、中間周波数帯（中心周波数ｆｃ＝１９．５ＭＨｚ、中心周波数ｆｃ＝３７．１５ＭＨｚ、あるいは中心周波数ｆｃ＝５８．７５ＭＨｚなど）で動作するようにすれば、狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）５にＳＡＷフィルタを使用することができる。
【００３１】
これまで説明したように、図１−６に示す回り込みキャンセラでは、回り込み波の電力が親局波の電力よりも大きい場合でも安定した動作を行うことができる。しかしながら、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ５を接続することによって、信号が狭帯域ＢＰＦ５を通過する時間だけ減算器２の減算端子に到達する信号が遅延する。このような遅延によって、親局波のマルチパスキャンセルができない事態が生じるおそれがある。
【００３２】
図７-１０に示した本発明の第４の発明は、かかる不都合を防止するためにマルチパスキャンセル回路を具え、このマルチパスキャンセル回路は、減算器２又は狭帯域ＢＰＦ５の出力端子に接続された被減算端子及び増幅器６の入力端子に接続された出力端子を有する減算器２０と、減算器２０の出力端子に接続された入力端子及び減算器２０の減算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサルフィルタ２１とを有する。
【００３３】
図７に示す回り込みキャンセラでは、狭帯域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続され、フィルタ係数生成回路４は、トランスバーサルフィルタ３だけでなくトランスバーサルフィルタ２１のタップ係数も生成する。
【００３４】
図８に示す回り込みキャンセラでは、減算器２の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続されている。
【００３５】
図９に示す回り込みキャンセラでは、狭帯域ＢＰＦ５の出力端子が減算器２０の被減算端子に接続され、増幅器６の出力端子がトランスバーサルフィルタ３の入力端子に接続されている。このような構成は、増幅器６の非線形特性に対して有利である。
【００３６】
ここで、図７-９に示すフィルタ係数生成回路４におけるトランスバーサルフィルタ３及び２１のタップ係数の生成を説明する。
先ず、観測点におけるＯＦＤＭ信号を有効シンボル長分だけ抜き出してフーリエ変換した信号ベクトルの各成分をＳｋ，ｎとする。なお、ｋは、０≦ｋ＜Ｋの範囲の整数であり、ＯＦＤＭのキャリア番号を表す。Ｋは、ＯＦＤＭ信号の総キャリア数を表す。ｎは、整数であり、トランスバーサルフィルタ３及び２１の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り扱う信号は、特に断らない限り複素数の信号である。
【００３７】
パイロット信号Ｘｋ，ｎとの除算を時刻ｎごとにＫ個の各成分について行い、閉ループ伝達関数Ｆｋ，ｎを求める。
【数１】
ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル放送方式におけるパイロット信号(SP: Scattered Pilot)信号は、キャリア方向及びシンボル方向に完結的に挿入されているので、ＳＰ信号が存在しない部分については直線内装をはじめとする内挿処理を行う。なお、ＳＰ信号が挿入されない差動変調方式については、例えば特願平１１−１５６，２３４号に記載されている。
【００３９】
次に、閉ループ伝達関数Ｆｋ，ｎからキャンセル残差Ｅｋ，ｎを求める。
【数２】
【数３】
次に、ベクトルの成分Ｅｋ，ｎからなるキャンセル残差ベクトル
【外１】
【外２】
【数４】
ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音の上昇を防止し、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合にも対応するために、ベクトル[外２]の各成分ｅｋ，ｎについて非線形処理を行う。非線形処理後のインパルス応答ベクトルの成分をｈｋ，ｎとした場合、
【数５】
【００４２】
マルチパスキャンセル回路を付加しない図１−図６のトランスバーサルフィルタの係数ｗｋ，ｎは、以下に示す逐次更新式を用いて更新される。なお、μ０を更新係数（実数）とする。
【数６】
マルチパスキャンセル回路の付加に伴う係数更新式を、以下の式（７）−（１０）に示す。トランスバーサルフィルタ３のタップ長をＭ’とし、トランスバーサルフィルタ２１のタップ長をＭ”とすると、トランスバーサルフィルタ３のタップ係数ｗ’ｋ，ｎは、次の式によって更新される。
【００４４】
【数７】
【数８】
一方、トランスバーサルフィルタ２１のタップ係数ｗ”ｋ，ｎは、次の式によって更新される。
【数９】
【数１０】
図１０に示すような本発明の第４の発明の第４の実施形態は、回り込みキャンセルとマルチパスキャンセルとを独立に行うものであり、この場合、トランスバーサルフィルタ４に対するフィルタ係数生成回路３の他に、トランスバーサルフィルタ２１に対するフィルタ係数生成回路２２を更に設けている。これによって、式（１）−（６）を用いて説明した手法をフィルタ係数生成回路３及び２２にそれぞれ適用している。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、回り込みの周波数特性とキャンセルループの周波数特性とを完全に一致させることができ、それにより、信号帯域外の雑音上昇を防ぐことができる。また、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合においても、信号帯域外の雑音レベルの上昇がないので、安定な回り込みキャンセラを提供することができる。
【００４８】
さらに、回り込み波の電力が親局波の電力より大きい場合でも回り込み波のキャンセル及び親局波のマルチパスキャンセルを両立させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の発明の第１の実施形態を示している。
【図２】 本発明の第１の発明の第２の実施形態を示している。
【図３】 本発明の第１の発明の第３の実施形態を示している。
【図４】 本発明の第２の発明の第１の実施形態を示している。
【図５】 本発明の第２の発明の第２の実施形態を示している。
【図６】 本発明の第３の発明の実施形態を示している。
【図７】 本発明の第４の発明の第１の実施形態を示している。
【図８】 本発明の第４の発明の第２の実施形態を示している。
【図９】 本発明の第４の発明の第３の実施形態を示している。
【図１０】 本発明の第４の発明の第４の実施形態を示している。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２，２０ 減算器
３，２１ トランスバーサルフィルタ
４，２２ フィルタ係数生成回路
５ 狭帯域ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
６ 増幅器（電力増幅器）
７ 送信アンテナ
８ 入力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
９ 周波数変換器２Ａ
１０ Ａ／Ｄ変換器
１１ 周波数変換器１Ａ
１２ 周波数変換器１Ｂ
１３ Ｄ／Ａ変換器
１４ 周波数変換器２Ｂ
１５ 出力ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
１６ 周波数変換器４Ａ
１７ 周波数変換器３Ａ
１８ 周波数変換器３Ｂ
１９ 周波数変換器４Ｂ
Claims (4)
- 減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部とを少なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子にバンドパスフィルタを介して増幅器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるように構成するとともに、前記バンドパスフィルタの信号通過周波数帯域幅を、回り込みループとキャンセラループのいずれの信号通過周波数帯域幅をも超えないように設定したことを特徴とする回り込みキャンセラ。
- 請求項１記載の回り込みキャンセラにおいて、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給されるにあたっては、該受信ＯＦＤＭ信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記減算器の被減算端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とする回り込みキャンセラ。
- 請求項１記載の回り込みキャンセラにおいて、前記信号処理部の入力端子に前記バンドパスフィルタの出力信号が実質的に供給されるにあたっては、該バンドパスフィルタの出力信号の中心周波数をＦＦＴサンプル速度と同一の中心周波数に変換してから前記信号処理部の入力端子に実質的に供給されるようにしたことを特徴とする回り込みキャンセラ。
- 請求項１記載の回り込みキャンセラにおいて、前記減算器とバンドパスフィルタとの間又は前記バンドパスフィルタと増幅器との間に配置されたマルチパスキャンセル回路を更に具え、そのマルチパスキャンセル回路が、前記減算器又はバンドパスフィルタの出力端子に接続された被減算端子及び前記増幅器の入力端子に接続された出力端子を有する他の減算器と、その他の減算器の出力端子に接続された入力端子及び前記他の減算器の減算端子に接続された出力端子とを有するトランスバーサルフィルタとを具えることを特徴とする回り込みキャンセラ。
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