JP4020253B2 - 伝送モード選択方法および無線通信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調を用いた無線通信システムに利用する。本発明は、伝送品質および効率を両立させながら通信を行う適応変調方式に関し、特に、伝送路の通信状態を速やかに精度良く推定するための技術に関する。また、特に、５ＧＨｚ帯を用いた無線ＬＡＮシステムであるＨｉＳＷＡＮａシステムおよびＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムなどに利用するに適する。
【０００２】
【従来の技術】
複数の伝送モードを実装し、通信状況に応じて適応的に伝送モードを変更して通信を行うシステムとしては、５ＧＨｚ帯を中心にＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７０標準準拠のＨｉＳＷＡＮａシステム、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−７１標準準拠のＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムなどがある。これらのシステムでは変調方式として符号化ＯＦＤＭ変調方式を用い、６Ｍｂｐｓ（ＢＰＳＫ Ｒ＝１／２）から５４Ｍｂｐｓ（６４ＱＡＭ Ｒ＝３／４）までの複数の伝送モードをサポートしている。これらの伝送モードの選択方法に関しては、例えば特許文献１などが提案されている。
【０００３】
これらの方法によれば、伝送路の推定手順は図７に示すとおりである。図７において、既知のプリアンブル信号が入力されると（Ｓ１０１）、検出したタイミングを用いて受信したアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ１０２）。既知のプリアンブル信号に対するサンプリングした値は高速フーリエ変換処理を行い（Ｓ１０３）、ＯＦＤＭ変調信号における複数のサブキャリアのチャネル推定信号が収集される（Ｓ１０４）。伝送路推定を行う信号のＯＦＤＭシンボル数をＭ、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数をＮとした場合に、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにて収集されたｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号をＳ（ｎ，ｍ）とすると、Ｍシンボルのプリアンブル区間で収集された信号を式（１）に示すように平均化し、雑音成分を除去してｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号Ｃ（ｎ）を算出する（Ｓ１０５）。
【数１】
【０００４】
プリアンブル信号以降に受信されたデータに関しては、Ｓ１０５で求めたサブキャリア毎のチャネル推定信号をもとにチャネル等化処理（同期検波処理）を行うとともに（Ｓ１０６）、平行して得られたＳ（ｎ，ｍ）、Ｃ（ｎ）を用いて式（２）に示す情報ｐを算出するとともに（Ｓ１０７）、式（３）に示す情報ｆを算出する（Ｓ１０８）。
【数２】
【０００５】
各受信端末は、ここで得られたｆおよびｐの組み合わせに対し、最適な伝送モードを与える最適伝送モード変換テーブルＦ（ｆ，ｐ）を備え、これを参照して最適な伝送モードを取得する（Ｓ１０９）。取得された最適伝送モードは、次回に送信局側が送信を行う際の伝送モードの推奨値としてフィードバックする（Ｓ１１０）。
【０００６】
図８は、これらの処理を実現するための受信装置の機能ブロック図の例である。図８において、符号１０１はＡ／Ｄ変換回路、符号１０２は同期回路、符号１０３はＦＦＴ処理回路、符号１０４はチャネル推定回路、符号１０５は平均化処理回路、符号１０６は同期検波処理回路、符号１０７は伝送路特性推定回路を表す。
【０００７】
まず、ベースバンド信号に変換された受信信号に対し、Ａ／Ｄ変換回路１０１にてアナログ信号からディジタル信号に変換する。同期回路１０２にてプリアンブル信号を検出した場合に、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを判定し、この判定したタイミングをもとにＦＦＴ処理回路１０３にて高速フーリエ変換処理を行う。プリアンブル成分に対する高速フーリエ変換処理結果は、チャネル推定回路１０４に入力され、ＯＦＤＭシンボル毎のチャネル推定情報Ｓ（ｎ，ｍ）を取得する。この情報は平均化処理回路１０５にてＭシンボルのプリアンブルにわたり各サブキャリア毎に平均化し、平均化されたチャネル推定情報Ｃ（ｎ）を算出する。プリアンブルに続くデータに関しては、サブキャリア毎のチャネル推定情報をもとに同期検波処理回路１０６にて同期検波処理を行い、受信データとして復調される。なお、チャネル推定回路１０４からの出力情報Ｓ（ｎ，ｍ）、および平均化処理回路１０５からの出力情報Ｃ（ｎ）は伝送路特性推定回路１０７に入力され、Ｓ（ｎ，ｍ）およびＣ（ｎ）をもとに最適な伝送モードを推定し、最適伝送モード情報として出力される。この情報は、次回のデータ送信時の使用伝送モードとして使用されたり、受信信号の送信元に対して次回のデータ送信時の使用伝送モードの要求値として通知されて利用される。
【０００８】
図９は、従来方式における伝送路特性推定回路の機能ブロック図を示す。これは、図８における伝送路特性推定回路１０７の内部的な構成例に相当する。図９において、符号１１１はシンボル間誤差加算回路、符号１１２は受信信号振幅加算回路、符号１１３はサブキャリア間差分加算回路、符号１１４はＣＮＲ推定回路、符号１１５は遅延分散推定回路、符号１１６は最適伝送モード変換テーブル、符号１１７は最適伝送モード判定回路を表す。
【０００９】
図８におけるチャネル推定回路１０４からの出力情報Ｓ（ｎ，ｍ）、および平均化処理回路１０５からの出力情報Ｃ（ｎ）はシンボル間誤差加算回路に入力され、同一サブキャリア毎に、各シンボル間のＳ（ｎ，ｍ）と平均値Ｃ（ｎ）の誤差の絶対値を求め、これを全サブキャリアおよび全シンボルに対して加算して総和を求める。これは、式（２）の分母に相当し、伝送路の雑音量に相当する物理量を求めたことになる。
【００１０】
一方、受信信号振幅加算回路１１２では、Ｃ（ｎ）の絶対値（即ち各サブキャリアの振幅）を全サブキャリアにわたって加算し総和を取り、式（２）の分子および式（３）の分母に相当する値を求める。これは、全体の受信信号強度に関連付けられた物理量に相当する。さらに、サブキャリア間差分加算回路１１３にはＣ（ｎ）が入力され、Ｃ（ｎ）の絶対値のサブキャリア間の差分を全サブキャリアにわたって加算し総和を求める。これは式（３）の分子に相当し、フェージングの影響で各サブキャリア間の振幅（または受信電力）がどの程度揺らいでいるかを表す物理量となる。これらの情報は、それぞれＣＮＲ推定回路１１４および遅延分散推定回路１１５に入力し、これらの比を求めることで式（２）および式（３）のｐおよびｆを求める。
【００１１】
これらの値は最適伝送モード判定回路１１７に入力され、最適伝送モード変換テーブル１１６を参照することにより最適伝送モードを判定し、最適伝送モード情報として出力する。
【００１２】
以上の説明においては、最適伝送モードの推定に各サブキャリアの振幅情報、即ちＣ（ｎ）の絶対値の総和を用いていたが、各サブキャリアの振幅を２乗して、受信電力に換算した値を用いることも可能である。このようなバリエーションはいくつか考えられるが、基本的にはＣ（ｎ）の絶対値に対する加減乗除の四則演算処理のみを用いている点が特徴としてあげられる。
【００１３】
【特許文献１】
特開２００１−１０３０３２号公報
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
オフィス環境などを想定した無線ＬＡＮシステムにおいては、複数の伝送モードを適応的に切り替えながら複数のユーザと効率的に通信を行う。一般に、伝送速度の遅い伝送モードは伝送品質に優れ、伝送速度が速くなるに従い無線回線上の誤りが増加する。しかし逆に、伝送速度が遅くなるに従い伝送効率が低下することになるため、所要の伝送品質を満足する範囲で最大となる伝送速度が最適な伝送速度であり、そのような伝送速度を実現できる伝送モードが最適な伝送モードである。複数の伝送モードを適応的に利用する利点は、大別すると（ａ）無線局間の距離に依存して受信電力が減衰することへの対応、（ｂ）フェージングやシャドウイングなどにより時間的に変動する伝送品質への対応があげられる。
【００１５】
（ａ）に関しては、時間的な変動はほとんどないため、ある程度の長時間の測定結果に基づいて運用することが可能である。しかし、ここで得られた最適な伝送モードも、（ｂ）の効果により瞬時的に伝送品質が劣化する可能性がある。
【００１６】
このような伝送品質の瞬時的な劣化は、再送制御により保証可能であるが、通常、再送の回数は有限であり、瞬時変動に応答して伝送モードを最適化できる前に再送回数の上限に達し、再送が打ち切られてしまう場合がある。この再送の打ち切りは、ユーザにおけるサービスの品質に大きく反映されるため、利用するアプリケーションによっては致命的になる可能性もある。この点を考慮し、ある程度の品質の瞬時劣化を見込み、目標とする伝送品質を高めに設定して安全側の運用を行うことも可能である。しかし、これは伝送モードの伝送効率を落として運用することを意味するため、提供可能なスループットが低下するという問題がある。
【００１７】
このように、瞬時的に伝送品質が大きく変動する可能性のある無線ＬＡＮシステムにおいて、適応的に伝送モードを変更するためには、瞬時のＰＥＲ(Packet Error Rate)特性をより高精度に推定し、瞬時のＰＥＲ特性を反映する形で伝送モードを選択する必要がある。
【００１８】
ここで、一般に無線通信における信号のＢＥＲ(Bit Error Rate)特性は、信号の受信強度に強く依存するが、ＢＥＲ特性を把握する際には、通常、信号強度そのままの値ではなく、対数化したデシベル（ｄＢ）表示された値を用いる。ＯＦＤＭ変調方式に用いる無線ＬＡＮシステムにおいては、全体のＰＥＲ(Packet Error Rate)特性は各サブキャリアのＢＥＲ特性の重ね合わせである。ひとつの例として、雑音強度を一定と仮定し、ＣＮＲ(Carrier Noise Ratio)＝２５ｄＢのサブキャリアとＣＮＲ＝５ｄＢのサブキャリアを組み合わせた信号の伝送特性を考えてみる。それぞれのＣＮＲは２０ｄＢ異なり、信号強度に換算すれば１００対１の比率にある。そのまま平均を取ると平均ＣＮＲはＣＮＲ＝２５ｄＢの信号強度を約半分にした値、つまりＣＮＲ＝２２ｄＢの信号と理解される。しかし、ＣＮＲ＝２５ｄＢの信号は良好なＢＥＲ特性を示すものの、ＣＮＲ＝５ｄＢの信号のＢＥＲ特性は非常に劣悪であり、その組み合わせである全体の特性はＣＮＲ＝２２ｄＢの信号のＢＥＲ特性とはかけ離れている。多少乱暴な言い方をすれば、この場合の特性はデシベル表示値の平均値（すなわちＣＮＲ＝１５ｄＢ）の方がむしろ実際の特性には近い。この差はサブキャリア数の増加に伴い強調されることが予想され、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステム、ＨｉＳＷＡＮａシステムなどの様に５２サブキャリアを用いるシステムではＰＥＲ特性の推定精度が落ちることが予想される。
【００１９】
本発明は、このような背景に行われたものであって、本発明の目的は、瞬時のＰＥＲ特性を、プリアンブルなどのわずかな領域（あるいは少ないサンプル）から精度良く推定することができる伝送モード選択方法および無線通信装置および無線通信システムを提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の第一の観点は、ＯＦＤＭ変調を用い、変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能な複数の無線局より構成される無線通信システムに適用される伝送モード選択方法である。
【００２１】
ここで、本発明の特徴とするところは、送信されるデータパケットまたは制御情報の先頭に付与される既知のプリアンブル信号を受信することにより各サブキャリア毎の振幅または各サブキャリア毎の受信信号強度を検出するステップと、前記振幅または受信信号強度に対する対数値を求めるステップと、この対数値の全サブキャリアに対する総和を求めるステップと、所定の変換テーブルを参照して前記振幅あるいは受信信号強度の全サブキャリアでの平均値またはこの線サブキャリアに対する総和をサブキャリア数で除算した平均値を特性評価指標として最適な伝送モードを選択するステップと、通信の相手局との前回の通信時に受信されたプリアンブル信号により得られた前記特性評価指標に対して前記変換テーブルを参照して最適な伝送モードを選択するステップと、前記通信の相手局との次回の通信時にこの選択された伝送モードを用いてデータパケットまたは制御情報の送信を行うステップとを実行するところにある。
【００２２】
あるいは、本発明の伝送モード選択方法は、送信されるデータパケットまたは制御情報の先頭に付与される既知のプリアンブル信号を受信することにより各サブキャリア毎の振幅または各サブキャリア毎の受信信号強度を検出するステップと、前記振幅または受信信号強度に対する対数値を求めるステップと、この対数値の全サブキャリアに対する総和を求めるステップと、所定の変換テーブルを参照して前記振幅あるいは受信信号強度の全サブキャリアでの平均値またはこの全サブキャリアに対する総和をサブキャリア数で除算した平均値を特性評価指標として最適な伝送モードを選択するステップと、通信の相手局との前回の通信時に受信されたプリアンブル信号により得られた前記特性評価指標に対して前記変換テーブルを参照して最適な伝送モードを選択するステップと、前記通信の相手局に対して次回の通信時にはこの選択された伝送モードを用いてデータパケットの送信を行うことを要求するステップと、通信の相手局より最適な伝送モードの要求があった場合にはこの伝送モードを用いてデータパケットまたは制御情報の送信を行うステップとを実行することを特徴とする。
【００２３】
このように、本発明は、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値を求め、その結果、各サブキャリアの振幅または受信信号強度の総和あるいは総和をサブキャリア数で除算した平均値をそのまま用いて最適伝送モードを推定する代わりに、それぞれの対数値を平均化した値を用いて最適伝送モードを推定することにより、推定精度を高めることを特徴とする。
【００２４】
さらに、各サブキャリアの振幅または受信信号強度の総和をサブキャリア数で除算してサブキャリアの平均振幅または平均受信信号強度を求めるステップと、各サブキャリアの振幅の対数値と前記平均振幅との差分の標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量あるいは各サブキャリアの受信信号強度の対数値と前記平均受信信号強度との差分の標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出するステップを実行し、最適な伝送モードを選択するステップとして、所定の変換テーブルを参照して前記平均振幅あるいは平均受信信号強度とその標準偏差またはこれと比例関係にある物理量との組み合わせにて表される特性評価指標に対して最適な伝送モードを選択するステップを実行することもできる。これにより、最適伝送モードの推定に、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を併せて用いることもできる。
【００２５】
さらに、測定された各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリア毎の信号受信強度の対数値を連続したＮ（Ｎ≧２）個のサブキャリア間で部分平均化するステップを実行し、前記標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出する際に用いる各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリアの受信信号強度の対数値の代わりに前記Ｎ個のサブキャリア間で部分平均化した振幅の対数値または受信強度の対数値を用いることもできる。これにより、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を求める際に、隣接した複数のサブキャリア間で平均化することもできる。
【００２６】
あるいは、測定された各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリア毎の信号受信強度の対数値をインタリーブにおいてデータの書込み方向にて連続したＮ（Ｎ≧２）個のサブキャリア間で部分平均化するステップを実行し、前記標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出する際に用いる各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリアの受信信号強度の対数値の代わりに前記Ｎ個のサブキャリア間で部分平均化した振幅の対数値または受信強度の対数値を用いることもできる。これにより、隣接した複数のサブキャリア間での平均化において、インタリーブにおけるデータの書込方向の順番において連続するサブキャリア間で平均化することもできる。
【００２７】
なお、上記説明で「標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出する」という表現の意図するところは、上記説明における算出対象を標準偏差に限定しないことを述べているものであり、例えば「標準偏差」を２乗すると「分散」が得られるが、これは「標準偏差と比例関係にある物理量」になるので、算出対象はこの「分散」でもよいことを意味する。このように、上記説明における算出対象は、標準偏差と比例関係にある様々な物理量であることができる。
【００２８】
以上は、最適伝送モードの推定精度をさらに高めるために、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数平均値に加え、さらなる情報を利用するためのものである。
【００２９】
一方、本発明の伝送モード選択方法を実現する本発明の無線通信装置は、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路を備えていることを特徴とする。
【００３０】
すなわち、本発明の第二の観点は、ＯＦＤＭ変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路と、前記受信回路から出力されるアナログの信号をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路と、前記同期回路より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路とを備えた無線通信装置である。
【００３１】
ここで、本発明の特徴とするところは、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、この加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたところにある。
【００３２】
このように、本発明は、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値を求め、その結果、各サブキャリアの振幅または受信信号強度をそのまま平均化した値を用いて最適伝送モードを推定する代わりに、それぞれの対数値を平均化した値を用いて最適伝送モードを推定することにより、推定精度を高めることを特徴とする。
【００３３】
あるいは、前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、総和または総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルとを組み合わせて備えることもできる。これにより、最適伝送モードの推定に、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を併せて用いることもできる。
【００３４】
すなわち、本発明の無線通信装置の特徴とするところは、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、前記加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたことを特徴とする。
【００３５】
あるいは、複数のサブキャリア間で部分的に前記対数演算回路からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路を備えることもできる。すなわち、本発明の無線通信装置は、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、複数のサブキャリア間で部分的に前記対数演算回路からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路と、前記隣接サブキャリア間平均化回路からの出力値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、前記加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたことを特徴とする。
【００３６】
これにより、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を求める際に、隣接した複数のサブキャリア間で平均化することもできる。あるいは、隣接した複数のサブキャリア間での平均化において、インタリーブにおけるデータの書込方向の順番において連続するサブキャリア間で平均化することもできる。
【００３７】
本発明の第三の観点は、本発明の無線通信装置を備えた無線局により構成されることを特徴とする無線通信システムである。
【００３８】
このように本発明の伝送モード選択方法または無線通信装置を用いることにより、瞬時のＰＥＲ特性を、プリアンブルなどのわずかな領域（あるいは少ないサンプル）から精度良く推定することができる無線通信を実現する本発明の無線通信システムを構成することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明実施例を図１ないし図６を参照して説明する。
【００４０】
（第一実施例）
図１は第一実施例における伝送路の推定手順を示す図である。図１において、既知のプリアンブル信号が入力されると（Ｓ１）、検出したタイミングを用いて受信したアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ２）。既知のプリアンブル信号に対するサンプリングした値に高速フーリエ変換処理を行い（Ｓ３）、ＯＦＤＭ変調信号における複数のサブキャリアのチャネル推定信号が収集される（Ｓ４）。伝送路推定を行う信号のＯＦＤＭシンボル数をＭ、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数をＮとした場合に、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにて収集されたｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号をＳ（ｎ，ｍ）とすると、Ｍシンボルのプリアンブル区間で収集された信号を式（１）に示すように平均化し、雑音成分を除去してｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号Ｃ（ｎ）を算出する（Ｓ５）。プリアンブル信号以降に受信されたデータに関しては、Ｓ５で求めたサブキャリア毎のチャネル推定信号をもとにチャネル等化処理（同期検波処理）を行う（Ｓ６）。これと平行して、得られたＣ（ｎ）に対しては各キャリア毎に対数化処理を行う（Ｓ７）。さらに、この値を用いて式（４）に示す情報ＰRを算出する（Ｓ８）。
【数３】
【００４１】
各受信端末は、ここで得られたＰRに対し、最適な伝送モードを与える最適伝送モード変換テーブルＦ（ＰR）を備え、これを参照して最適な伝送モードを取得する（Ｓ９）。取得された最適伝送モードは、次回に送信局側が送信を行う際の伝送モードの推奨値としてフィードバックする（Ｓ１０）。ここで、対数化した値を平均化する処理は、物理的には複数の値の相乗平均を求めることに相当し、この点が従来方式における相加平均を求める手順とは異なっている。なお、同図は、伝送路の特性を推定するための情報として、式（４）に示す情報ＰRを用いる場合を例に取り示したものである。これは本願の請求項１の記載に対応する。
【００４２】
また、ＨｉＳＷＡＮａシステムなどでは、受信した信号の送信元に対して次回にデータ送信する際に用いる伝送モードを要求することが可能である。この場合には、図１のＳ１０において、自局の次回送信時の伝送モードをＳ９で推定したモードに設定する代わりに、受信したデータの送信元に対して次回に要求する伝送モードの要求値としてＳ９で推定した最適伝送モードを設定することも可能である。これは本願の請求項２の記載に対応する。
【００４３】
従来方式においては、伝送路の特性を推定するために、式（２）で表されるＰに加えて、式（３）で表されるｆを用いていた。特性判断のためには、複数の情報から総合的に判断することが望ましく、ＰRに加えてその他の情報を利用することが効果的である。この情報としては、式（５）で表されるｆRなどが利用可能である。
【数４】
【００４４】
（第二実施例）
図２は、第二実施例における伝送路の推定手順を示す図である。図２において、Ｓ１〜Ｓ７の処理は第一実施例、すなわち図１と同様である。Ｓ７においてＣ（ｎ）に対して各サブキャリア毎に対数化処理を行った後、同様にこの値を用いて式（５）に示す情報ｆRを算出する（Ｓ１２）。各受信端末は、ここで得られたｆRおよびＰRに対し、最適な伝送モードを与える最適伝送モード変換テーブルＦ（ｆR，ＰR）を備え、これを参照して最適な伝送モードを取得する（Ｓ１３）。取得された最適伝送モードは、次回に送信局側が送信を行う際の伝送モードの推奨値としてフィードバックする（Ｓ１０）。これは本願の請求項１とこれに従属する請求項３の記載に対応する。
【００４５】
第一実施例の場合と同様に、図２のＳ１０において、自局の次回送信時の伝送モードをＳ１３で推定したモードに設定する代わりに、受信したデータの送信元に対して次回に要求する伝送モードの要求値としてＳ１３で推定した最適伝送モードを設定することも可能である。これは本願の請求項２とこれに従属する請求項３の記載に対応する。
【００４６】
先に例示したＩＥＥＥ８０２．１１ａシステム、ＨｉＳＷＡＮａシステムなどでは、誤り訂正方式として畳み込み符号化／ビタビ復号を用いている。このような誤り訂正処理を行う場合には、特定のサブキャリアのＢＥＲ特性が劣化し、あるビットに符号誤りが発生したとしても、そのビットに前後するビット列が正しい値を示す場合には、符号の誤りを訂正することが可能である。つまり、ある特定のサブキャリアのＢＥＲ特性そのものよりも、その前後につながるサブキャリア間で平均化したＢＥＲ特性が、実際の特性をより反映している場合がある。そこで、第二の実施例における処理Ｓ１２の式（５）を求める演算処理の代わりに、式（６）および式（７）を用いることも有効である。
【数５】
【００４７】
ここで、式（７）のｋは、平均化を行う隣接サブキャリアの範囲であり、前後ｋ個のサブキャリア（つまり２ｋ＋１個のサブキャリア）で平均化をすることを意味する。これは本願の請求項４の記載に対応する。
【００４８】
また、畳み込み符号化／ビタビ復号などはバースト的な誤りよりもランダムな誤りに対する訂正力が高いため、一般には実データ列と送信データ列の順番を入れ替え攪拌するインタリーブ処理を併用することが多い。ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、連続したサブキャリア間では誤りの相関が強く、サブキャリアの並び方と実データの送信順序を攪拌することが有効である。
【００４９】
図３は、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のインタリーブ処理を示す図である。図３において、各丸印はデータの情報ビットを表し、その中に送信に用いるサブキャリアの番号（ｆ１〜ｆ４８）を示している。ここでは例として、サブキャリア数を４８、インタリーブを６×８のサイズで行う場合を例示している。データの送信としては、実ビット列｛Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，…｝に対しビットＢ１をサブキャリアｆ１で、ビットＢ２をサブキャリアｆ７で、ビットＢ３をサブキャリアｆ３で、…、ビットＢ８をサブキャリアｆ４３で、ビットＢ９をサブキャリアｆ２で、ビットＢ１０をサブキャリアｆ８で、…、ビットＢ４７をサブキャリアｆ４２で、ビットＢ４８をサブキャリアｆ４８で送信する。
【００５０】
ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの多値変調を行う場合には、ひとつのサブキャリアで１ＯＦＤＭシンボル当たり複数ビット伝送することが可能であり、上記の対応を拡張する必要もあるが、基本的にはこの様にしてビット誤りのランダム化を行っている。
【００５１】
式（６）では、隣接するサブキャリア間での平均化処理を行っていたが、図３においてはサブキャリアｆ７とデータビット列的に隣接しているのはｆ１とｆ１３であり、これらの並び替えを意識した平均化処理が必要になる。具体的にはインタリーブの深さをＬとするならば、式（７）は式（８）の様に拡張される。これは本願の請求項５の記載に対応する。
【数６】
【００５２】
（第三実施例）
第三実施例は、第一および第二実施例で示した伝送モード選択方法を実現する無線通信装置の実施例である。本実施例の無線通信装置の構成は基本的に図８で示したものと同じである。したがって、図８における伝搬路特性推定回路１０７の構成、すなわち図９に示した機能ブロックを変更することにより本発明は実現される。
【００５３】
図４〜図６に、本実施例における伝送路特性推定回路の機能ブロック図を示す。図４〜図６において、符号１は対数演算回路、符号２は加算回路、符号３は隣接サブキャリア間平均化回路、符号４は２乗和加算回路、符号５は相乗平均ＣＮＲ算出回路、符号６は標準偏差算出回路、符号７は最適伝送モード変換テーブル、符号８は最適伝送モード判定回路を表す。
【００５４】
図８における平均化処理回路１０５からの出力情報Ｃ（ｎ）は、対数演算回路１に入力され、Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の値が加算回路２および隣接サブキャリア間平均化回路３に入力される。加算回路２では全てのサブキャリアにわたりＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の値の総和を取り、この値を相乗平均ＣＮＲ算出回路５および標準偏差算出回路６に入力する。
【００５５】
一方、隣接サブキャリア間平均化回路３では隣接サブキャリア間でのＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の平均化処理を行う。例えば、隣接サブキャリアのみであれば、以降の処理においてＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の値の代わりに｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−１）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ＋１）｜）｝の平均値が用いられる。平均化処理は必ずしも隣接サブキャリア間のみで行う必要はなく、平均化の範囲を次隣接まで、すなわち｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−２）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ−１）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ＋１）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ＋２）｜）｝に拡張したり、次々隣接サブキャリアやそれ以上の範囲にわたって平均化を行っても構わない。この隣接サブキャリア間で平均化された情報は２乗和加算回路４に入力され、各値の２乗値の全サブキャリアにわたる総和を求め、標準偏差算出回路６に入力する。
【００５６】
標準偏差算出回路では、加算回路２からのΣＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）および２乗和加算回路４からのΣ｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）｝２を用いて、隣接サブキャリア間で平均化された各サブキャリア間の振幅の揺らぎの程度を示す標準偏差を求める。
【００５７】
また、相乗平均ＣＮＲ算出回路５では、加算回路２からのΣＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）をサブキャリア数で割り、サブキャリア当たりの振幅または受信電力と比例関係にある物理量の相乗平均値を求める。
【００５８】
それぞれの求められた情報は、最適伝送モード判定回路８に入力される。最適伝送モード判定回路８は、最適伝送モード変換テーブル７を参照することにより最適伝送モードを判定し、最適伝送モード情報として出力する。
【００５９】
図４で説明した伝送路特性推定回路の機能ブロック図は、本願の請求項４の記載における伝送モード選択方法を実現するものであり、本願の請求項８の記載に対応するものである。すなわち、本実施例は、ＯＦＤＭ変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、図８に示すように、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路（図示省略）と、前記受信回路から出力されるアナログの信号（受信信号）をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路１０１と、Ａ／Ｄ変換回路１０１から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路１０２と、同期回路１０２より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路１０３と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路１０４と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路１０５と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路１０６とを備えた無線通信装置である。
【００６０】
ここで、本実施例の特徴とするところは、伝送路特性推定回路１０７の図４に示す内部構成であって、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路１と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路２と、複数のサブキャリア間で部分的に対数演算回路１からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路３と、隣接サブキャリア間平均化回路３からの出力値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路４と、加算回路２および２乗和加算回路４からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路６と、加算回路２により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブル７と、この最適伝送モード変換テーブル７を参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路８とを備えたところにある。
【００６１】
この説明において、相乗平均ＣＮＲ算出回路５は、加算回路２により演算された総和をキャリア数で平均化した値を算出して最適伝送モード判定回路８に与えるための回路である。また、相乗平均ＣＮＲ算出回路５を省略し加算回路２より演算された総和をそのまま最適モード判定回路８に入力して用いることもできる。
【００６２】
これにより、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を求める際に、隣接した複数のサブキャリア間で平均化することもできる。さらに、符号誤りを複数のサブキャリア間でランダム化するために、インタリーブ処理を行っているシステムにおいては、隣接サブキャリア間平均化回路３での処理を｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−１）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ＋１）｜）｝の平均値算出とする代わりに、例えば図３のインタリーブを仮定するならば、サブキャリアｆ７と隣接するサブキャリアがｆ１とｆ３であるように、｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−６）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ＋６）｜）｝と修正することができる。この修正を行った場合には、図４は、本願の請求項５の記載における伝送モード選択方法を実現するものである。
【００６３】
図４において、隣接サブキャリア間平均化回路３を省略すると、これは本願の請求項３の記載における伝送モード選択方法を実現するものであり、本願の請求項７の記載に対応するものである。すなわち、本実施例の無線通信装置の特徴とするところは、伝送路特性推定回路１０７の図５に示す内部構成であって、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路１と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路２と、前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路４と、加算回路２および２乗和加算回路４からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路６と、加算回路２により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブル７と、この最適伝送モード変換テーブル７を参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路８とを備えたところにある。これにより、最適伝送モードの推定に、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を併せて用いることもできる。
【００６４】
図４において、隣接サブキャリア間平均化回路３および２乗和加算回路４および標準偏差算出回路６を省略すると、これは本願の請求項１および２の記載における伝送モード選択方法を実現するものであり、本願の請求項６の記載に対応するものである。すなわち、本実施例の無線通信装置の特徴とするところは、伝送路特性推定回路１０７の図６に示す内部構成であって、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路１と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路２と、この加算回路２により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブル７と、この最適伝送モード変換テーブル７を参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路８とを備えたところにある。
【００６５】
このように、図６に示す伝送路特性推定回路１０７によれば、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値を求め、その結果、各サブキャリアの振幅または受信信号強度の総和あるいは総和をサブキャリア数で除算した平均値をそのまま用いて最適伝送モードを推定する代わりに、それぞれの対数値を平均化した値を用いて最適伝送モードを推定することにより、推定精度を高めることを特徴とする。
【００６６】
なお、サブキャリアの中には、データ情報を含まない制御用のパイロット信号が含まれる可能性もあるが、本発明の実施例の全ての説明においては、これらのサブキャリアを除外したサブキャリアに対してｆ１、ｆ２、…の様に番号付けを行って説明している。これらのサブキャリアも含めて通し番号をつける場合には、各図の説明において、サブキャリアの番号ｎに適宜オフセットを加えて理解する必要があるが、本実施例においてはこれを省略する。
【００６７】
また、図４における対数演算回路１はＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の演算機能を備えた回路を想定していたが、実際にはある程度の誤差を許容して、内部的に｜Ｃ（ｎ）｜→Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の換算を行う対数値変換テーブルを用いて処理を簡略化することもできる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、瞬時のＰＥＲ特性を、プリアンブルなどのわずかな領域（あるいは少ないサンプル）から精度良く推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一実施例の伝送路の推定手順を示す図。
【図２】第二実施例の伝送路の推定手順を示す図。
【図３】ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のインタリーブ処理の例を示す図。
【図４】本実施例の最適モード推定回路の機能ブロック図（請求項４、５、８に対応）。
【図５】本実施例の最適モード推定回路の機能ブロック図（請求項３、７に対応）。
【図６】本実施例の最適モード推定回路の機能ブロック図（請求項１、２、６に対応）。
【図７】従来方式の伝送路の推定手順を示す図。
【図８】従来方式における受信装置の機能ブロック図。
【図９】従来方式における最適伝送モード推定回路の機能ブロック図。
【符号の説明】
１ 対数演算回路
２ 加算回路
３ 隣接サブキャリア間平均化回路
４ ２乗和加算回路
５ 相乗平均ＣＮＲ算出回路
６ 標準偏差算出回路
７ 最適伝送モード変換テーブル
８ 最適伝送モード判定回路
１０１ Ａ／Ｄ変換回路
１０２ 同期回路
１０３ ＦＦＴ処理回路
１０４ チャネル推定回路
１０５ 平均化処理回路
１０６ 同期検波処理回路
１０７ 伝送路特性推定回路
１１１ シンボル間誤差加算回路
１１２ 受信信号振幅加算回路
１１３ サブキャリア間差分加算回路
１１４ ＣＮＲ推定回路
１１５ 遅延分散推定回路
１１６ 最適伝送モード変換テーブル
１１７ 最適伝送モード判定回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調を用いた無線通信システムに利用する。本発明は、伝送品質および効率を両立させながら通信を行う適応変調方式に関し、特に、伝送路の通信状態を速やかに精度良く推定するための技術に関する。また、特に、５ＧＨｚ帯を用いた無線ＬＡＮシステムであるＨｉＳＷＡＮａシステムおよびＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムなどに利用するに適する。
【０００２】
【従来の技術】
複数の伝送モードを実装し、通信状況に応じて適応的に伝送モードを変更して通信を行うシステムとしては、５ＧＨｚ帯を中心にＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７０標準準拠のＨｉＳＷＡＮａシステム、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−７１標準準拠のＩＥＥＥ８０２．１１ａシステムなどがある。これらのシステムでは変調方式として符号化ＯＦＤＭ変調方式を用い、６Ｍｂｐｓ（ＢＰＳＫ Ｒ＝１／２）から５４Ｍｂｐｓ（６４ＱＡＭ Ｒ＝３／４）までの複数の伝送モードをサポートしている。これらの伝送モードの選択方法に関しては、例えば特許文献１などが提案されている。
【０００３】
これらの方法によれば、伝送路の推定手順は図７に示すとおりである。図７において、既知のプリアンブル信号が入力されると（Ｓ１０１）、検出したタイミングを用いて受信したアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ１０２）。既知のプリアンブル信号に対するサンプリングした値は高速フーリエ変換処理を行い（Ｓ１０３）、ＯＦＤＭ変調信号における複数のサブキャリアのチャネル推定信号が収集される（Ｓ１０４）。伝送路推定を行う信号のＯＦＤＭシンボル数をＭ、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数をＮとした場合に、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにて収集されたｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号をＳ（ｎ，ｍ）とすると、Ｍシンボルのプリアンブル区間で収集された信号を式（１）に示すように平均化し、雑音成分を除去してｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号Ｃ（ｎ）を算出する（Ｓ１０５）。
【数１】
プリアンブル信号以降に受信されたデータに関しては、Ｓ１０５で求めたサブキャリア毎のチャネル推定信号をもとにチャネル等化処理（同期検波処理）を行うとともに（Ｓ１０６）、平行して得られたＳ（ｎ，ｍ）、Ｃ（ｎ）を用いて式（２）に示す情報ｐを算出するとともに（Ｓ１０７）、式（３）に示す情報ｆを算出する（Ｓ１０８）。
【数２】
各受信端末は、ここで得られたｆおよびｐの組み合わせに対し、最適な伝送モードを与える最適伝送モード変換テーブルＦ（ｆ，ｐ）を備え、これを参照して最適な伝送モードを取得する（Ｓ１０９）。取得された最適伝送モードは、次回に送信局側が送信を行う際の伝送モードの推奨値としてフィードバックする（Ｓ１１０）。
【０００６】
図８は、これらの処理を実現するための受信装置の機能ブロック図の例である。図８において、符号１０１はＡ／Ｄ変換回路、符号１０２は同期回路、符号１０３はＦＦＴ処理回路、符号１０４はチャネル推定回路、符号１０５は平均化処理回路、符号１０６は同期検波処理回路、符号１０７は伝送路特性推定回路を表す。
【０００７】
まず、ベースバンド信号に変換された受信信号に対し、Ａ／Ｄ変換回路１０１にてアナログ信号からディジタル信号に変換する。同期回路１０２にてプリアンブル信号を検出した場合に、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを判定し、この判定したタイミングをもとにＦＦＴ処理回路１０３にて高速フーリエ変換処理を行う。プリアンブル成分に対する高速フーリエ変換処理結果は、チャネル推定回路１０４に入力され、ＯＦＤＭシンボル毎のチャネル推定情報Ｓ（ｎ，ｍ）を取得する。この情報は平均化処理回路１０５にてＭシンボルのプリアンブルにわたり各サブキャリア毎に平均化し、平均化されたチャネル推定情報Ｃ（ｎ）を算出する。プリアンブルに続くデータに関しては、サブキャリア毎のチャネル推定情報をもとに同期検波処理回路１０６にて同期検波処理を行い、受信データとして復調される。なお、チャネル推定回路１０４からの出力情報Ｓ（ｎ，ｍ）、および平均化処理回路１０５からの出力情報Ｃ（ｎ）は伝送路特性推定回路１０７に入力され、Ｓ（ｎ，ｍ）およびＣ（ｎ）をもとに最適な伝送モードを推定し、最適伝送モード情報として出力される。この情報は、次回のデータ送信時の使用伝送モードとして使用されたり、受信信号の送信元に対して次回のデータ送信時の使用伝送モードの要求値として通知されて利用される。
【０００８】
図９は、従来方式における伝送路特性推定回路の機能ブロック図を示す。これは、図８における伝送路特性推定回路１０７の内部的な構成例に相当する。図９において、符号１１１はシンボル間誤差加算回路、符号１１２は受信信号振幅加算回路、符号１１３はサブキャリア間差分加算回路、符号１１４はＣＮＲ推定回路、符号１１５は遅延分散推定回路、符号１１６は最適伝送モード変換テーブル、符号１１７は最適伝送モード判定回路を表す。
【０００９】
図８におけるチャネル推定回路１０４からの出力情報Ｓ（ｎ，ｍ）、および平均化処理回路１０５からの出力情報Ｃ（ｎ）はシンボル間誤差加算回路に入力され、同一サブキャリア毎に、各シンボル間のＳ（ｎ，ｍ）と平均値Ｃ（ｎ）の誤差の絶対値を求め、これを全サブキャリアおよび全シンボルに対して加算して総和を求める。これは、式（２）の分母に相当し、伝送路の雑音量に相当する物理量を求めたことになる。
【００１０】
一方、受信信号振幅加算回路１１２では、Ｃ（ｎ）の絶対値（即ち各サブキャリアの振幅）を全サブキャリアにわたって加算し総和を取り、式（２）の分子および式（３）の分母に相当する値を求める。これは、全体の受信信号強度に関連付けられた物理量に相当する。さらに、サブキャリア間差分加算回路１１３にはＣ（ｎ）が入力され、Ｃ（ｎ）の絶対値のサブキャリア間の差分を全サブキャリアにわたって加算し総和を求める。これは式（３）の分子に相当し、フェージングの影響で各サブキャリア間の振幅（または受信電力）がどの程度揺らいでいるかを表す物理量となる。これらの情報は、それぞれＣＮＲ推定回路１１４および遅延分散推定回路１１５に入力し、これらの比を求めることで式（２）および式（３）のｐおよびｆを求める。
【００１１】
これらの値は最適伝送モード判定回路１１７に入力され、最適伝送モード変換テーブル１１６を参照することにより最適伝送モードを判定し、最適伝送モード情報として出力する。
【００１２】
以上の説明においては、最適伝送モードの推定に各サブキャリアの振幅情報、即ちＣ（ｎ）の絶対値の総和を用いていたが、各サブキャリアの振幅を２乗して、受信電力に換算した値を用いることも可能である。このようなバリエーションはいくつか考えられるが、基本的にはＣ（ｎ）の絶対値に対する加減乗除の四則演算処理のみを用いている点が特徴としてあげられる。
【００１３】
【特許文献１】
特開２００１−１０３０３２号公報
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
オフィス環境などを想定した無線ＬＡＮシステムにおいては、複数の伝送モードを適応的に切り替えながら複数のユーザと効率的に通信を行う。一般に、伝送速度の遅い伝送モードは伝送品質に優れ、伝送速度が速くなるに従い無線回線上の誤りが増加する。しかし逆に、伝送速度が遅くなるに従い伝送効率が低下することになるため、所要の伝送品質を満足する範囲で最大となる伝送速度が最適な伝送速度であり、そのような伝送速度を実現できる伝送モードが最適な伝送モードである。複数の伝送モードを適応的に利用する利点は、大別すると（ａ）無線局間の距離に依存して受信電力が減衰することへの対応、（ｂ）フェージングやシャドウイングなどにより時間的に変動する伝送品質への対応があげられる。
【００１５】
（ａ）に関しては、時間的な変動はほとんどないため、ある程度の長時間の測定結果に基づいて運用することが可能である。しかし、ここで得られた最適な伝送モードも、（ｂ）の効果により瞬時的に伝送品質が劣化する可能性がある。
【００１６】
このような伝送品質の瞬時的な劣化は、再送制御により保証可能であるが、通常、再送の回数は有限であり、瞬時変動に応答して伝送モードを最適化できる前に再送回数の上限に達し、再送が打ち切られてしまう場合がある。この再送の打ち切りは、ユーザにおけるサービスの品質に大きく反映されるため、利用するアプリケーションによっては致命的になる可能性もある。この点を考慮し、ある程度の品質の瞬時劣化を見込み、目標とする伝送品質を高めに設定して安全側の運用を行うことも可能である。しかし、これは伝送モードの伝送効率を落として運用することを意味するため、提供可能なスループットが低下するという問題がある。
【００１７】
このように、瞬時的に伝送品質が大きく変動する可能性のある無線ＬＡＮシステムにおいて、適応的に伝送モードを変更するためには、瞬時のＰＥＲ(Packet Error Rate)特性をより高精度に推定し、瞬時のＰＥＲ特性を反映する形で伝送モードを選択する必要がある。
【００１８】
ここで、一般に無線通信における信号のＢＥＲ(Bit Error Rate)特性は、信号の受信強度に強く依存するが、ＢＥＲ特性を把握する際には、通常、信号強度そのままの値ではなく、対数化したデシベル（ｄＢ）表示された値を用いる。ＯＦＤＭ変調方式に用いる無線ＬＡＮシステムにおいては、全体のＰＥＲ(Packet Error Rate)特性は各サブキャリアのＢＥＲ特性の重ね合わせである。ひとつの例として、雑音強度を一定と仮定し、ＣＮＲ(Carrier Noise Ratio)＝２５ｄＢのサブキャリアとＣＮＲ＝５ｄＢのサブキャリアを組み合わせた信号の伝送特性を考えてみる。それぞれのＣＮＲは２０ｄＢ異なり、信号強度に換算すれば１００対１の比率にある。そのまま平均を取ると平均ＣＮＲはＣＮＲ＝２５ｄＢの信号強度を約半分にした値、つまりＣＮＲ＝２２ｄＢの信号と理解される。しかし、ＣＮＲ＝２５ｄＢの信号は良好なＢＥＲ特性を示すものの、ＣＮＲ＝５ｄＢの信号のＢＥＲ特性は非常に劣悪であり、その組み合わせである全体の特性はＣＮＲ＝２２ｄＢの信号のＢＥＲ特性とはかけ離れている。多少乱暴な言い方をすれば、この場合の特性はデシベル表示値の平均値（すなわちＣＮＲ＝１５ｄＢ）の方がむしろ実際の特性には近い。この差はサブキャリア数の増加に伴い強調されることが予想され、ＩＥＥＥ８０２．１１ａシステム、ＨｉＳＷＡＮａシステムなどの様に５２サブキャリアを用いるシステムではＰＥＲ特性の推定精度が落ちることが予想される。
【００１９】
本発明は、このような背景に行われたものであって、本発明の目的は、瞬時のＰＥＲ特性を、プリアンブルなどのわずかな領域（あるいは少ないサンプル）から精度良く推定することができる伝送モード選択方法および無線通信装置および無線通信システムを提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の第一の観点は、ＯＦＤＭ変調を用い、変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能な複数の無線局より構成される無線通信システムに適用される伝送モード選択方法である。
【００２１】
ここで、本発明の特徴とするところは、送信されるデータパケットまたは制御情報の先頭に付与される既知のプリアンブル信号を受信することにより各サブキャリア毎の振幅または各サブキャリア毎の受信信号強度を検出するステップと、前記振幅または受信信号強度に対する対数値を求めるステップと、この対数値の全サブキャリアに対する総和を求めるステップと、所定の変換テーブルを参照して前記振幅あるいは受信信号強度の全サブキャリアでの平均値またはこの線サブキャリアに対する総和をサブキャリア数で除算した平均値を特性評価指標として最適な伝送モードを選択するステップと、通信の相手局との前回の通信時に受信されたプリアンブル信号により得られた前記特性評価指標に対して前記変換テーブルを参照して最適な伝送モードを選択するステップと、前記通信の相手局との次回の通信時にこの選択された伝送モードを用いてデータパケットまたは制御情報の送信を行うステップとを実行するところにある。
【００２２】
あるいは、本発明の伝送モード選択方法は、送信されるデータパケットまたは制御情報の先頭に付与される既知のプリアンブル信号を受信することにより各サブキャリア毎の振幅または各サブキャリア毎の受信信号強度を検出するステップと、前記振幅または受信信号強度に対する対数値を求めるステップと、この対数値の全サブキャリアに対する総和を求めるステップと、所定の変換テーブルを参照して前記振幅あるいは受信信号強度の全サブキャリアでの平均値またはこの全サブキャリアに対する総和をサブキャリア数で除算した平均値を特性評価指標として最適な伝送モードを選択するステップと、通信の相手局との前回の通信時に受信されたプリアンブル信号により得られた前記特性評価指標に対して前記変換テーブルを参照して最適な伝送モードを選択するステップと、前記通信の相手局に対して次回の通信時にはこの選択された伝送モードを用いてデータパケットの送信を行うことを要求するステップと、通信の相手局より最適な伝送モードの要求があった場合にはこの伝送モードを用いてデータパケットまたは制御情報の送信を行うステップとを実行することを特徴とする。
【００２３】
このように、本発明は、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値を求め、その結果、各サブキャリアの振幅または受信信号強度の総和あるいは総和をサブキャリア数で除算した平均値をそのまま用いて最適伝送モードを推定する代わりに、それぞれの対数値を平均化した値を用いて最適伝送モードを推定することにより、推定精度を高めることを特徴とする。
【００２４】
さらに、各サブキャリアの振幅または受信信号強度の総和をサブキャリア数で除算してサブキャリアの平均振幅または平均受信信号強度を求めるステップと、各サブキャリアの振幅の対数値と前記平均振幅との差分の標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量あるいは各サブキャリアの受信信号強度の対数値と前記平均受信信号強度との差分の標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出するステップを実行し、最適な伝送モードを選択するステップとして、所定の変換テーブルを参照して前記平均振幅あるいは平均受信信号強度とその標準偏差またはこれと比例関係にある物理量との組み合わせにて表される特性評価指標に対して最適な伝送モードを選択するステップを実行することもできる。これにより、最適伝送モードの推定に、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を併せて用いることもできる。
【００２５】
さらに、測定された各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリア毎の信号受信強度の対数値を連続したＮ（Ｎ≧２）個のサブキャリア間で部分平均化するステップを実行し、前記標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出する際に用いる各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリアの受信信号強度の対数値の代わりに前記Ｎ個のサブキャリア間で部分平均化した振幅の対数値または受信強度の対数値を用いることもできる。これにより、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を求める際に、隣接した複数のサブキャリア間で平均化することもできる。
【００２６】
あるいは、測定された各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリア毎の信号受信強度の対数値をインタリーブにおいてデータの書込み方向にて連続したＮ（Ｎ≧２）個のサブキャリア間で部分平均化するステップを実行し、前記標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出する際に用いる各サブキャリアの振幅の対数値または各サブキャリアの受信信号強度の対数値の代わりに前記Ｎ個のサブキャリア間で部分平均化した振幅の対数値または受信強度の対数値を用いることもできる。これにより、隣接した複数のサブキャリア間での平均化において、インタリーブにおけるデータの書込方向の順番において連続するサブキャリア間で平均化することもできる。
【００２７】
なお、上記説明で「標準偏差またはこの標準偏差と比例関係にある物理量を算出する」という表現の意図するところは、上記説明における算出対象を標準偏差に限定しないことを述べているものであり、例えば「標準偏差」を２乗すると「分散」が得られるが、これは「標準偏差と比例関係にある物理量」になるので、算出対象はこの「分散」でもよいことを意味する。このように、上記説明における算出対象は、標準偏差と比例関係にある様々な物理量であることができる。
【００２８】
以上は、最適伝送モードの推定精度をさらに高めるために、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数平均値に加え、さらなる情報を利用するためのものである。
【００２９】
一方、本発明の伝送モード選択方法を実現する本発明の無線通信装置は、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路を備えていることを特徴とする。
【００３０】
すなわち、本発明の第二の観点は、ＯＦＤＭ変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路と、前記受信回路から出力されるアナログの信号をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路と、前記同期回路より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路とを備えた無線通信装置である。
【００３１】
ここで、本発明の特徴とするところは、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、この加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたところにある。
【００３２】
このように、本発明は、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値を求め、その結果、各サブキャリアの振幅または受信信号強度をそのまま平均化した値を用いて最適伝送モードを推定する代わりに、それぞれの対数値を平均化した値を用いて最適伝送モードを推定することにより、推定精度を高めることを特徴とする。
【００３３】
あるいは、前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、総和または総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルとを組み合わせて備えることもできる。これにより、最適伝送モードの推定に、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を併せて用いることもできる。
【００３４】
すなわち、本発明の無線通信装置の特徴とするところは、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、前記加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたことを特徴とする。
【００３５】
あるいは、複数のサブキャリア間で部分的に前記対数演算回路からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路を備えることもできる。すなわち、本発明の無線通信装置は、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、複数のサブキャリア間で部分的に前記対数演算回路からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路と、前記隣接サブキャリア間平均化回路からの出力値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、前記加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたことを特徴とする。
【００３６】
これにより、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を求める際に、隣接した複数のサブキャリア間で平均化することもできる。あるいは、隣接した複数のサブキャリア間での平均化において、インタリーブにおけるデータの書込方向の順番において連続するサブキャリア間で平均化することもできる。
【００３７】
本発明の第三の観点は、本発明の無線通信装置を備えた無線局により構成されることを特徴とする無線通信システムである。
【００３８】
このように本発明の伝送モード選択方法または無線通信装置を用いることにより、瞬時のＰＥＲ特性を、プリアンブルなどのわずかな領域（あるいは少ないサンプル）から精度良く推定することができる無線通信を実現する本発明の無線通信システムを構成することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明実施例を図１ないし図６を参照して説明する。
【００４０】
（第一実施例）
図１は第一実施例における伝送路の推定手順を示す図である。図１において、既知のプリアンブル信号が入力されると（Ｓ１）、検出したタイミングを用いて受信したアナログ信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ２）。既知のプリアンブル信号に対するサンプリングした値に高速フーリエ変換処理を行い（Ｓ３）、ＯＦＤＭ変調信号における複数のサブキャリアのチャネル推定信号が収集される（Ｓ４）。伝送路推定を行う信号のＯＦＤＭシンボル数をＭ、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数をＮとした場合に、第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにて収集されたｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号をＳ（ｎ，ｍ）とすると、Ｍシンボルのプリアンブル区間で収集された信号を式（１）に示すように平均化し、雑音成分を除去してｎ番目のサブキャリアのチャネル推定信号Ｃ（ｎ）を算出する（Ｓ５）。プリアンブル信号以降に受信されたデータに関しては、Ｓ５で求めたサブキャリア毎のチャネル推定信号をもとにチャネル等化処理（同期検波処理）を行う（Ｓ６）。これと平行して、得られたＣ（ｎ）に対しては各キャリア毎に対数化処理を行う（Ｓ７）。さらに、この値を用いて式（４）に示す情報ＰRを算出する（Ｓ８）。
【数３】
各受信端末は、ここで得られたＰRに対し、最適な伝送モードを与える最適伝送モード変換テーブルＦ（ＰR）を備え、これを参照して最適な伝送モードを取得する（Ｓ９）。取得された最適伝送モードは、次回に送信局側が送信を行う際の伝送モードの推奨値としてフィードバックする（Ｓ１０）。ここで、対数化した値を平均化する処理は、物理的には複数の値の相乗平均を求めることに相当し、この点が従来方式における相加平均を求める手順とは異なっている。なお、同図は、伝送路の特性を推定するための情報として、式（４）に示す情報ＰRを用いる場合を例に取り示したものである。これは本願の請求項１の記載に対応する。
【００４２】
また、ＨｉＳＷＡＮａシステムなどでは、受信した信号の送信元に対して次回にデータ送信する際に用いる伝送モードを要求することが可能である。この場合には、図１のＳ１０において、自局の次回送信時の伝送モードをＳ９で推定したモードに設定する代わりに、受信したデータの送信元に対して次回に要求する伝送モードの要求値としてＳ９で推定した最適伝送モードを設定することも可能である。これは本願の請求項２の記載に対応する。
【００４３】
従来方式においては、伝送路の特性を推定するために、式（２）で表されるＰに加えて、式（３）で表されるｆを用いていた。特性判断のためには、複数の情報から総合的に判断することが望ましく、ＰRに加えてその他の情報を利用することが効果的である。この情報としては、式（５）で表されるｆRなどが利用可能である。
【数４】
（第二実施例）
図２は、第二実施例における伝送路の推定手順を示す図である。図２において、Ｓ１〜Ｓ７の処理は第一実施例、すなわち図１と同様である。Ｓ７においてＣ（ｎ）に対して各サブキャリア毎に対数化処理を行った後、同様にこの値を用いて式（５）に示す情報ｆRを算出する（Ｓ１２）。各受信端末は、ここで得られたｆRおよびＰRに対し、最適な伝送モードを与える最適伝送モード変換テーブルＦ（ｆR，ＰR）を備え、これを参照して最適な伝送モードを取得する（Ｓ１３）。取得された最適伝送モードは、次回に送信局側が送信を行う際の伝送モードの推奨値としてフィードバックする（Ｓ１０）。これは本願の請求項１とこれに従属する請求項３の記載に対応する。
【００４５】
第一実施例の場合と同様に、図２のＳ１０において、自局の次回送信時の伝送モードをＳ１３で推定したモードに設定する代わりに、受信したデータの送信元に対して次回に要求する伝送モードの要求値としてＳ１３で推定した最適伝送モードを設定することも可能である。これは本願の請求項２とこれに従属する請求項３の記載に対応する。
【００４６】
先に例示したＩＥＥＥ８０２．１１ａシステム、ＨｉＳＷＡＮａシステムなどでは、誤り訂正方式として畳み込み符号化／ビタビ復号を用いている。このような誤り訂正処理を行う場合には、特定のサブキャリアのＢＥＲ特性が劣化し、あるビットに符号誤りが発生したとしても、そのビットに前後するビット列が正しい値を示す場合には、符号の誤りを訂正することが可能である。つまり、ある特定のサブキャリアのＢＥＲ特性そのものよりも、その前後につながるサブキャリア間で平均化したＢＥＲ特性が、実際の特性をより反映している場合がある。そこで、第二の実施例における処理Ｓ１２の式（５）を求める演算処理の代わりに、式（６）および式（７）を用いることも有効である。
【数５】
ここで、式（７）のｋは、平均化を行う隣接サブキャリアの範囲であり、前後ｋ個のサブキャリア（つまり２ｋ＋１個のサブキャリア）で平均化をすることを意味する。これは本願の請求項４の記載に対応する。
【００４８】
また、畳み込み符号化／ビタビ復号などはバースト的な誤りよりもランダムな誤りに対する訂正力が高いため、一般には実データ列と送信データ列の順番を入れ替え攪拌するインタリーブ処理を併用することが多い。ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には、連続したサブキャリア間では誤りの相関が強く、サブキャリアの並び方と実データの送信順序を攪拌することが有効である。
【００４９】
図３は、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のインタリーブ処理を示す図である。図３において、各丸印はデータの情報ビットを表し、その中に送信に用いるサブキャリアの番号（ｆ１〜ｆ４８）を示している。ここでは例として、サブキャリア数を４８、インタリーブを６×８のサイズで行う場合を例示している。データの送信としては、実ビット列｛Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，…｝に対しビットＢ１をサブキャリアｆ１で、ビットＢ２をサブキャリアｆ７で、ビットＢ３をサブキャリアｆ３で、…、ビットＢ８をサブキャリアｆ４３で、ビットＢ９をサブキャリアｆ２で、ビットＢ１０をサブキャリアｆ８で、…、ビットＢ４７をサブキャリアｆ４２で、ビットＢ４８をサブキャリアｆ４８で送信する。
【００５０】
ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの多値変調を行う場合には、ひとつのサブキャリアで１ＯＦＤＭシンボル当たり複数ビット伝送することが可能であり、上記の対応を拡張する必要もあるが、基本的にはこの様にしてビット誤りのランダム化を行っている。
【００５１】
式（６）では、隣接するサブキャリア間での平均化処理を行っていたが、図３においてはサブキャリアｆ７とデータビット列的に隣接しているのはｆ１とｆ１３であり、これらの並び替えを意識した平均化処理が必要になる。具体的にはインタリーブの深さをＬとするならば、式（７）は式（８）の様に拡張される。これは本願の請求項５の記載に対応する。
【数６】
（第三実施例）
第三実施例は、第一および第二実施例で示した伝送モード選択方法を実現する無線通信装置の実施例である。本実施例の無線通信装置の構成は基本的に図８で示したものと同じである。したがって、図８における伝搬路特性推定回路１０７の構成、すなわち図９に示した機能ブロックを変更することにより本発明は実現される。
【００５３】
図４〜図６に、本実施例における伝送路特性推定回路の機能ブロック図を示す。図４〜図６において、符号１は対数演算回路、符号２は加算回路、符号３は隣接サブキャリア間平均化回路、符号４は２乗和加算回路、符号５は相乗平均ＣＮＲ算出回路、符号６は標準偏差算出回路、符号７は最適伝送モード変換テーブル、符号８は最適伝送モード判定回路を表す。
【００５４】
図８における平均化処理回路１０５からの出力情報Ｃ（ｎ）は、対数演算回路１に入力され、Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の値が加算回路２および隣接サブキャリア間平均化回路３に入力される。加算回路２では全てのサブキャリアにわたりＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の値の総和を取り、この値を相乗平均ＣＮＲ算出回路５および標準偏差算出回路６に入力する。
【００５５】
一方、隣接サブキャリア間平均化回路３では隣接サブキャリア間でのＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の平均化処理を行う。例えば、隣接サブキャリアのみであれば、以降の処理においてＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の値の代わりに｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−１）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ＋１）｜）｝の平均値が用いられる。平均化処理は必ずしも隣接サブキャリア間のみで行う必要はなく、平均化の範囲を次隣接まで、すなわち｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−２）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ−１）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ＋１）｜），Ｌｏｇ（Ｃ｜（ｎ＋２）｜）｝に拡張したり、次々隣接サブキャリアやそれ以上の範囲にわたって平均化を行っても構わない。この隣接サブキャリア間で平均化された情報は２乗和加算回路４に入力され、各値の２乗値の全サブキャリアにわたる総和を求め、標準偏差算出回路６に入力する。
【００５６】
標準偏差算出回路では、加算回路２からのΣＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）および２乗和加算回路４からのΣ｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）｝２を用いて、隣接サブキャリア間で平均化された各サブキャリア間の振幅の揺らぎの程度を示す標準偏差を求める。
【００５７】
また、相乗平均ＣＮＲ算出回路５では、加算回路２からのΣＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）をサブキャリア数で割り、サブキャリア当たりの振幅または受信電力と比例関係にある物理量の相乗平均値を求める。
【００５８】
それぞれの求められた情報は、最適伝送モード判定回路８に入力される。最適伝送モード判定回路８は、最適伝送モード変換テーブル７を参照することにより最適伝送モードを判定し、最適伝送モード情報として出力する。
【００５９】
図４で説明した伝送路特性推定回路の機能ブロック図は、本願の請求項４の記載における伝送モード選択方法を実現するものであり、本願の請求項８の記載に対応するものである。すなわち、本実施例は、ＯＦＤＭ変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、図８に示すように、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路（図示省略）と、前記受信回路から出力されるアナログの信号（受信信号）をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路１０１と、Ａ／Ｄ変換回路１０１から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路１０２と、同期回路１０２より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路１０３と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路１０４と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路１０５と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路１０６とを備えた無線通信装置である。
【００６０】
ここで、本実施例の特徴とするところは、伝送路特性推定回路１０７の図４に示す内部構成であって、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路１と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路２と、複数のサブキャリア間で部分的に対数演算回路１からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路３と、隣接サブキャリア間平均化回路３からの出力値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路４と、加算回路２および２乗和加算回路４からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路６と、加算回路２により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブル７と、この最適伝送モード変換テーブル７を参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路８とを備えたところにある。
【００６１】
この説明において、相乗平均ＣＮＲ算出回路５は、加算回路２により演算された総和をキャリア数で平均化した値を算出して最適伝送モード判定回路８に与えるための回路である。また、相乗平均ＣＮＲ算出回路５を省略し加算回路２より演算された総和をそのまま最適モード判定回路８に入力して用いることもできる。
【００６２】
これにより、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を求める際に、隣接した複数のサブキャリア間で平均化することもできる。さらに、符号誤りを複数のサブキャリア間でランダム化するために、インタリーブ処理を行っているシステムにおいては、隣接サブキャリア間平均化回路３での処理を｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−１）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ＋１）｜）｝の平均値算出とする代わりに、例えば図３のインタリーブを仮定するならば、サブキャリアｆ７と隣接するサブキャリアがｆ１とｆ３であるように、｛Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ−６）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜），Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ＋６）｜）｝と修正することができる。この修正を行った場合には、図４は、本願の請求項５の記載における伝送モード選択方法を実現するものである。
【００６３】
図４において、隣接サブキャリア間平均化回路３を省略すると、これは本願の請求項３の記載における伝送モード選択方法を実現するものであり、本願の請求項７の記載に対応するものである。すなわち、本実施例の無線通信装置の特徴とするところは、伝送路特性推定回路１０７の図５に示す内部構成であって、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路１と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路２と、前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路４と、加算回路２および２乗和加算回路４からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路６と、加算回路２により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブル７と、この最適伝送モード変換テーブル７を参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路８とを備えたところにある。これにより、最適伝送モードの推定に、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値の標準偏差を併せて用いることもできる。
【００６４】
図４において、隣接サブキャリア間平均化回路３および２乗和加算回路４および標準偏差算出回路６を省略すると、これは本願の請求項１および２の記載における伝送モード選択方法を実現するものであり、本願の請求項６の記載に対応するものである。すなわち、本実施例の無線通信装置の特徴とするところは、伝送路特性推定回路１０７の図６に示す内部構成であって、各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路１と、この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路２と、この加算回路２により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブル７と、この最適伝送モード変換テーブル７を参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路８とを備えたところにある。
【００６５】
このように、図６に示す伝送路特性推定回路１０７によれば、各サブキャリアの振幅または受信信号強度に対する対数値を求め、その結果、各サブキャリアの振幅または受信信号強度の総和あるいは総和をサブキャリア数で除算した平均値をそのまま用いて最適伝送モードを推定する代わりに、それぞれの対数値を平均化した値を用いて最適伝送モードを推定することにより、推定精度を高めることを特徴とする。
【００６６】
なお、サブキャリアの中には、データ情報を含まない制御用のパイロット信号が含まれる可能性もあるが、本発明の実施例の全ての説明においては、これらのサブキャリアを除外したサブキャリアに対してｆ１、ｆ２、…の様に番号付けを行って説明している。これらのサブキャリアも含めて通し番号をつける場合には、各図の説明において、サブキャリアの番号ｎに適宜オフセットを加えて理解する必要があるが、本実施例においてはこれを省略する。
【００６７】
また、図４における対数演算回路１はＬｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の演算機能を備えた回路を想定していたが、実際にはある程度の誤差を許容して、内部的に｜Ｃ（ｎ）｜→Ｌｏｇ（｜Ｃ（ｎ）｜）の換算を行う対数値変換テーブルを用いて処理を簡略化することもできる。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、瞬時のＰＥＲ特性を、プリアンブルなどのわずかな領域（あるいは少ないサンプル）から精度良く推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一実施例の伝送路の推定手順を示す図。
【図２】第二実施例の伝送路の推定手順を示す図。
【図３】ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合のインタリーブ処理の例を示す図。
【図４】本実施例の最適モード推定回路の機能ブロック図（請求項４、５、８に対応）。
【図５】本実施例の最適モード推定回路の機能ブロック図（請求項３、７に対応）。
【図６】本実施例の最適モード推定回路の機能ブロック図（請求項１、２、６に対応）。
【図７】従来方式の伝送路の推定手順を示す図。
【図８】従来方式における受信装置の機能ブロック図。
【図９】従来方式における最適伝送モード推定回路の機能ブロック図。
【符号の説明】
１ 対数演算回路
２ 加算回路
３ 隣接サブキャリア間平均化回路
４ ２乗和加算回路
５ 相乗平均ＣＮＲ算出回路
６ 標準偏差算出回路
７ 最適伝送モード変換テーブル
８ 最適伝送モード判定回路
１０１ Ａ／Ｄ変換回路
１０２ 同期回路
１０３ ＦＦＴ処理回路
１０４ チャネル推定回路
１０５ 平均化処理回路
１０６ 同期検波処理回路
１０７ 伝送路特性推定回路
１１１ シンボル間誤差加算回路
１１２ 受信信号振幅加算回路
１１３ サブキャリア間差分加算回路
１１４ ＣＮＲ推定回路
１１５ 遅延分散推定回路
１１６ 最適伝送モード変換テーブル
１１７ 最適伝送モード判定回路
Claims (4)
- ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路と、前記受信回路から出力されるアナログの信号をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路と、前記同期回路より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路とを備えた無線通信装置において、
各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、
この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、
この加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、
この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路と
を備えたことを特徴とする無線通信装置。 - ＯＦＤＭ変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路と、前記受信回路から出力されるアナログの信号をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路と、前記同期回路より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路とを備えた無線通信装置において、
各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、
この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、
前記対数値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、
加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、
前記加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、
この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路と
を備えたことを特徴とする無線通信装置。 - ＯＦＤＭ変調を用い、ひとつまたは複数種類の変調方式および誤り訂正の符号化率を組み合わせた伝送速度の異なる複数の伝送モードを適用可能であり、受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する受信回路と、前記受信回路から出力されるアナログの信号をサンプリングしてディジタル化するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される信号をもとにＯＦＤＭシンボルタイミングを推定する同期回路と、前記同期回路より指示されたタイミングで高速フーリエ変換処理を行うＦＦＴ処理回路と、プリアンブル信号に対する高速フーリエ変換結果より伝搬路の状況を推定するチャネル推定回路と、ＯＦＤＭシンボル毎に推定されたチャネル推定結果をプリアンブルの複数ＯＦＤＭシンボル区間で平均化する平均化処理回路と、チャネル推定情報をもとに受信信号を判定する同期検波処理回路とを備えた無線通信装置において、
各サブキャリアに対する振幅または受信信号強度の対数値を求める対数演算回路と、
この対数値を全サブキャリアで総和をとる加算回路と、
複数のサブキャリア間で部分的に前記対数演算回路からの出力値を平均化する隣接サブキャリア間平均化回路と、
前記隣接サブキャリア間平均化回路からの出力値を２乗して全サブキャリアで総和をとる２乗和加算回路と、
加算回路および２乗和加算回路からの情報をもとに標準偏差を求める標準偏差算出回路と、
前記加算回路により演算された総和またはこの総和をサブキャリア数で平均化した値と前記標準偏差の組み合わせと最適伝送モードの対応を記録した最適伝送モード変換テーブルと、
この最適伝送モード変換テーブルを参照して受信プリアンブルから最適伝送モードを判定する最適伝送モード判定回路とを備えたことを特徴とする無線通信装置。 - 請求項１ないし３のいずれかに記載の無線通信装置を備えた無線局により構成されることを特徴とする無線通信システム。
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