JP4020366B2 - 検出センサ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路の発振状態が変化することに基づき動作する検出センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、金属製の被検出体の接近を検出する近接センサとして、従来から図１５に示すものが用いられている。これは、検出コイル１０１とコンデンサ１０２とを含むＬＣ並列回路１００により検出コイルに高周波電流を流して、このＬＣ並列回路１００の発振振幅から被検出体の接近を検出するものである。
【０００３】
具体的には、図１６（ａ）、（ｂ）に示すように、検出コイル１０１から検出体が離れた位置にある場合には、検出コイル１０１の磁気エネルギーは被検出体に吸収されないから、発振振幅は飽和状態にある。そして、被検出体が検出コイル１０１に接近するに伴なって、検出コイル１０１のエネルギー損失が増大し、序々に発振振幅が小さくなる。従って、ＬＣ並列回路１００の振幅電圧が所定の値にまで低下したことをもって被検出体の検出がなされるのである。
【０００４】
ところで、検出コイル１０１から被検出体までの距離に対するＬＣ並列回路１００の発振振幅特性は、図１６（ｂ）▲１▼に示すように、図１６（ａ）と対称な形となることが理想的であり、この非線型の特性を線形に補正するいわゆる直線補正を行なって、振幅値をこの直線上に変換して出力として取り出すようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成ではトランジスタ１０５から供給される正帰還電流ｉ20は発振振幅に比例して供給されるため、振幅特性は図１６（ｂ）▲１▼に示すような特性とはならず、▲２▼に示す特性となる。従って、この発振振幅特性を直線補正するにはその処理が複雑となって、正確に線形にすることが困難であるから、高精度な検出が行なえない。また、発振振幅が大きくなるにつれて正帰還電流ｉ20が多く流れるから、電源電圧の範囲を広くする必要があるという問題もある。
【０００６】
さらに、上記回路構成では正帰還電流ｉ20が発振振幅と共に増大するから、定電流源１０４から流れ込む電流との差が一定とはならない。従って、電源電圧の変動やトランジスタの温度による特性変化によって正帰還電流ｉ20が変化した場合、その影響が発振振幅に現れ、上記の発振振幅の特性はさらに複雑なものとなって直線補正をすることが一層困難となる。
【０００７】
本発明は上記のような事情に基づいて完成されたものであって、発振振幅の変動に関わらず発振回路に一定の正帰還電流を供給することができ、かつ、電源電圧の変動やトランジスタの温度特性に対して影響を受けない検出センサを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するための手段として、請求項１の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【０００９】
請求項２の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、前記ベース電圧供給手段を構成する２つの回路要素を、共に抵抗素子としたところに特徴を有する。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、前記ベース電圧供給手段を構成するの２つの回路要素を、定電流源及び抵抗素子としたところに特徴を有する。
【００１２】
請求項５の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１３】
請求項６の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、前記トランジスタには、定電流源が直列接続されているところに特徴を有する。
【００１５】
【発明の作用及び効果】
例えば、本発明を、発振回路にＬＣ並列回路（検出回路）を備える近接センサに適用した場合についての作用及び効果を述べる。ＬＣ並列回路にはエミッタフォロワ型に接続された電流帰還トランジスタを通して電流が供給され、その電流は電流帰還トランジスタのベース電位により制御される。そのベース電位は、２つの回路要素の分担電圧に応じて変化するベース電圧供給手段によって制御される。そして、差動増幅手段は、ＬＣ並列回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させる。すると、電流帰還トランジスタは、ＬＣ並列回路に流れる帰還電流が、その振幅電圧が基準電圧より高いときには、振幅電圧が基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるよう制御する。あるいは、ＬＣ並列回路に流れる帰還電流が、その振幅電圧が基準電圧より低いときには、振幅電圧が基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるように制御する。
これにより、ＬＣ並列回路に所定の帰還電流を供給することが可能となるから、発振振幅特性を理想に近付けることができる。また、発振振幅の増大に伴なって帰還電流が無用に増加することもないから、電源電圧の電圧範囲を無用に広くとる必要もない。
尚、上記以外にも、検出回路にＣＲ回路を備え、その静電容量の変化に伴って振幅電圧が変動することに基づいて被検出体の接近を検出する検出センサにも適用可能である。
【００１６】
そして、振幅電圧が基準電圧よりも高いときと、低いときとの帰還電流の差が一定となるように制御できるから、電源電圧の変動や温度によるトランジスタの特性変化があったとしても、発振振幅の振幅特性を一定にすることができる。
【００１７】
さらに、トランジスタのベース・エミッタ間には容量成分が存在していて容量成分が充電されるまでの間の遅れが生ずることが一般的であるから、発振回路を高周波動作させるには、常にトランジスタを動作状態にしておく必要がある。この点、本発明では、ベース電圧供給手段によってベース電位が与えられており、常に電流帰還トランジスタを動作状態にできるから、高周波発振を行なう発振回路に対しても適用することが可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
＜第１実施形態＞
本発明に係る検出センサの一実施例について、図１を参照して説明する。
本実施形態の検出センサは発振回路１０とこの発振回路１０の振幅電圧を取りこんで、その振幅電圧から被検出体Ａの検出を行なう判別回路２０とから構成されている。発振回路１０には後述する検出コイル１１（検出素子に相当）とコンデンサ１２とからなるＬＣ並列回路１（検出回路に相当）が設けられており、このＬＣ並列回路１を発振させることにより、検出コイル１１に交流的に電流を流すと共に、交流磁界を発生させる。これにより、被検出体Ａの接近に伴なって検出コイル１１の磁気エネルギーが被検出体Ａに吸収され、これに応じて減少するＬＣ並列回路１の振幅電圧を基に判別回路２０が被検出体Ａの接近を検出するものである。
【００１９】
図２に発振回路１０の回路構成を示す。このＬＣ並列回路１には電源ラインＶｃｃに対してエミッタフォロワ型に接続されたＰＮＰ型トランジスタ２のコレクタが接続されており、抵抗３を介して流れ込む電源ラインＶｃｃからの電流をエミッタからコレクタに流すことによりＬＣ並列回路１に電流を供給している。また、トランジスタ２のベースは、互いに直列接続された抵抗４１，４２からなる抵抗対４の中間接続点に接続されている。
【００２０】
一方、ＬＣ並列回路１とトランジスタ２のコレクタとの接続点にはＮＰＮ型のトランジスタ５１のベースが接続されている。このトランジスタ５１は、ＮＰＮ型のトランジスタ５２と定電流源５３と共に差動増幅回路５を構成しており、トランジスタ５１のコレクタが抵抗対４の中間接続点に接続され、もう一方のトランジスタ５２のベースがグランドラインに接続されている。これによって、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 （すなわち、定電流源５３からの電流ｉ0 ）が流れ、振幅電圧が負の電圧であるときにはコレクタに電流が流れないようになっている。
【００２１】
次に上記構成の動作について説明する。
まず、トランジスタ２のコレクタからＬＣ並列回路１へ電流が流れることにより、コンデンサ１２に電荷が溜まる。コンデンサ１２の電位が上昇してゆくと、検出コイル１１に下向きに電流が流れ、コンデンサ１２が満充電となったときには、検出コイル１１に下向きに流れる電流により、コンデンサ１２が逆向きに充電される。そして、逆向きの電位になると再び検出コイル１１に上向きの電流が流れる。従って、ＬＣ並列回路１の出力電圧は交流的に変動し、これに伴なって、検出コイル１１に電流が交流的に流れる。
【００２２】
ここで、コンデンサ１２に電荷が溜まり始め、ＬＣ並列回路１の電圧が増加すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには正の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに定電流ｉ0 が流れる。この定電流ｉ0 は抵抗４を介して流れ、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が増加すると共に、抵抗４２の印加電圧が減少し、この抵抗４２の印加電圧の減少に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き下げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き下げられて、抵抗３の印加電圧が増加することにより、エミッタ電流が増加してコレクタからＬＣ並列回路１に供給される電流が増加する。このとき、トランジスタ５１のコレクタには定電流ｉ0 が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の正帰還電流が流れる。
【００２３】
そして、ＬＣ並列回路１のコンデンサ１２が逆向きに充電されると、次第に振幅電圧は減少し、やがて、負の電圧となる。すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには負の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流が流れなくなり、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が減少すると共に、抵抗４２の印加電圧が増加し、この抵抗４２の印加電圧の増加に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き上げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き上げられて、抵抗３の印加電圧が減少することにより、エミッタ電流が減少してコレクタからＬＣ発振回路１に供給される正帰還電流が減少する。
【００２４】
尚、上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときの正帰還電流は、
（Ｖｃｃ：電源電圧 ＶBE：トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧 Ｒ1 ：抵抗３の抵抗値 Ｒ2 ：抵抗４１の抵抗値 Ｒ3 :抵抗４２の抵抗値）
となり、
上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときの正帰還電流は、
となる。
ここで、正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、
となる。
従って、上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧Ｖ1 は、
（Ｇ：ＬＣ並列回路１のコンダクタンス）
となる。
【００２５】
このように本実施形態によれば、ＬＣ並列回路１へ供給される正帰還電流は２値に定められ、さらに、正帰還電流の振幅は式（３）により一定の値となることが明らかである。これにより、ＬＣ並列回路１の発振振幅特性を理想に近づけることが可能となる。また、振幅電圧に応じて帰還電流が増大することもないから、電源電圧Ｖｃｃの範囲を無用に広くとる必要もない。
また、正帰還電流の振幅は式（３）から、電源電圧Ｖｃｃやトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEの項を含んでいない。これは、前記電源電圧Vｃｃの変動やトランジスタの温度による特性の変化に無関係に常に一定となることを意味する。従って、式（４）に示すように、ＬＣ並列回路１の振幅電圧Ｖ1 は一定に保たれるから、発振振幅の振幅特性を一定に保つことが可能となる（図３参照）。
【００２６】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を図４によって説明し、第１実施形態と同一の部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
本実施形態の発振回路１０は、ベース電位供給手段を定電流源６１と抵抗６２とで構成されていると共に、定電流源６１が電源ラインＶｃｃに接続され、抵抗６２がグランドラインに接続されている。
その動作は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、定電流源６１からトランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が供給されるから、抵抗６２に流れる電流は定電流源６１の電流Ｉ2 から定電流源５３の電流ｉ0 を差し引いた電流Ｉ2 -ｉ0 が流れる 。一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、定電流源６１からの電流Ｉ2 は全て抵抗６２に供給され、これにより、ＬＣ並列回路１の振幅電圧に応じて定電流源６１と抵抗６２との分担電圧が変動する。
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときのトランジスタ２のエミッタ電流Ｉe1は、
（Ｖcc ：電源電圧 ＶBE ：トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧 Ｉ2：定電流源６１から供給される電流 Ｒ1：抵抗３の抵抗値 Ｒ3 :抵抗６２の抵抗値）となり、
また、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときのエミッタ電流Ｉe2は、
となる。
尚、トランジスタ３におけるエミッタ電流とコレクタ電流は略同一の電流値である。従って、上記式（５）、（６）よりＬＣ並列回路１に供給される正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、
と、一定の値となる。
このような構成としても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２７】
＜第３実施形態＞
図５に示すように、第３実施形態は第２実施形態において、定電流源６１と抵抗６２との配置を入れ替えたものである。
ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２を介してトランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0（即ち、定電流源５３の電流ｉ0 ）が供給され、抵抗６２には定電流源６１の電流Ｉ3 と定電流源５３の電流ｉ0 との合成電流Ｉ3 ＋ｉ0 が流れる。一方、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１の電流Ｉ3 が流れる。これにより定電流源６１と抵抗６２との分担電圧が変動する。
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときのエミッタ電流Ｉe1は、
（ＶBE ：トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧 Ｉ3 ：定電流源６１の供給電流 Ｒ1 ：抵抗３の抵抗値 Ｒ2 ：抵抗６２の抵抗値）
となり、
また、振幅電圧が負の電圧であるときのトランジスタ３のエミッタ電流Ｉe2は、
となる。
ここで、トランジスタ３においてエミッタ電流とコレクタ電流は略同一の電流値である。従って、上記式（８）、（９）より、ＬＣ並列回路１に流れる正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、
と、一定の値となる。
このようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２８】
＜第４実施形態＞
図６に示すように、第４実施形態では、ダイオード接続されたＰＮＰ型のトランジスタ２１のベースとトランジスタ２のベースとが接続されてカレントミラー回路が形成されており、また、トランジスタ２１のコレクタにはトランジスタ５１のコレクタが接続されているところが第１実施形態と異なる。
このような構成にすれば、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタから電流ｉ0 が流れる。すると、トランジスタ２１に電流ｉ0 が流れると共に、トランジスタ２のコレクタにも電流ｉ0 が流れるから、正帰還電流として電流ｉ0 が供給される。
一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２，２１にも電流が流れないから、ＬＣ並列回路１に正帰還電流は供給されない。
このような構成としても第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２９】
＜第５実施形態＞
本実施形態は図７に示すように、第４実施形態において、トランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続した構成とされている。
【００３０】
このような構成にすると、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。これによって、トランジスタ２１には定電流源７２の電流とトランジスタ５１のコレクタに流れる電流ｉ0 との合成電流ｉ1 +ｉ0 が流れ、トランジスタ２にもトランジスタ２１に流れる電流と同量の電流ｉ1 +ｉ0 が流れて、これがＬＣ並列回路１に供給される。
一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２１には定電流源７２の電流ｉ1 が流れ、この電流ｉ1 がトランジスタ２のエミッタ・コレクタ間にも流れる。
【００３１】
このようにトランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続すれば、トランジスタ２１には常に電流が流れていると共に、トランジスタ２にも常に電流が流れている。このことは、トランジスタ２のベース・エミッタ間に存在する容量成分が常に充電状態となっており、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正負いずれかの電圧に変化する際に正帰還電流を俊敏に切り換えることができることを意味する。
【００３２】
＜第６実施形態＞
図８に示すように、本実施形態では、第５実施形態の定電流源７２を抵抗７３に変更したものである。このような構成としても、上記第５実施形態と同様の効果が得られる。
【００３３】
＜第７実施形態＞
本発明に係る近接センサの第７実施形態について、図９を参照して説明する。
本実施形態では、発振回路１０内のＬＣ並列回路１の帰還電流がＮＰＮ型トランジスタ２により供給されているところが第１実施形態と異なる。
その回路構成は、トランジスタ２のエミッタが抵抗３を介して電源ライン−Ｖｃｃに連なり、コレクタがＬＣ並列回路１に接続されている。また、トランジスタ２のベースには、互いに直列接続された抵抗４１，４２からなる抵抗対４（ベース電位供給手段に相当）の中間接続点に接続されている。
【００３４】
一方、ＬＣ並列回路１とトランジスタ２との接続点には、ＰＮＰ型のトランジスタ５１のベースが接続されており、このトランジスタ５１は、ＰＮＰ型のトランジスタ５２と定電流源５３と共に差動増幅回路５を構成している。また、トランジスタ５１のコレクタが抵抗対４の中間接続点に接続されており、一方のトランジスタ５２のベースがグランドラインに接続されている。これによって、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 （即ち、定電流源５３からの電流ｉ0 ）が流れ、振幅電圧が正の電圧であるときにはコレクタに電流が流れないようになっている。
【００３５】
次に上記構成の動作について説明する。
まず、ＬＣ並列回路１からトランジスタ２のコレクタへ電流が流れることにより、コンデンサ１２に電荷が溜まる。コンデンサ１２の電位が低下してゆくと、検出コイル１１に下向きに電流が流れ、コンデンサ１２が満充電となったときには、検出コイル１１に下向きに流れる電流により、コンデンサ１２が逆向きに充電される。そして、逆向きの電位になると再び検出コイル１１に上向きの電流が流れる。従って、ＬＣ並列回路１の出力電圧は交流的に変動し、これに伴なって、検出コイル１１に電流が交流的に流れる。
【００３６】
ここで、コンデンサ１２に電荷が溜まり始め、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧となると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには同じく負の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。この電流ｉ0 は抵抗４１を介して電源ライン−Ｖｃｃに流れ、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。すなわち、抵抗４１の印加電圧が増加すると共に、抵抗４２の印加電圧が減少し、この抵抗４１の印加電圧の増加に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き上げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き上げられて、抵抗３の印加電圧が増加することにより、エミッタ電流が増加してＬＣ並列回路１からコレクタへ流れる電流が増加する。このとき、トランジスタ５１のコレクタには定電流源からの電流ｉ0 が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の帰還電流が流れる。
【００３７】
そして、ＬＣ並列回路１のコンデンサ１２が逆向きに充電されると、次第に振幅電圧は増加し、やがて、正の電圧となる。すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには正の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流が流れなくなり、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が減少すると共に、抵抗４２の印加電圧が増加し、この抵抗４１の印加電圧の減少に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き下げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き下げられて、抵抗３の印加電圧が減少することにより、エミッタ電流が減少してＬＣ発振回路１に流れる帰還電流が減少する。このとき、抵抗４１には、所定の電流が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の帰還電流が流れる。
これにより、その帰還電流は振幅電圧が負の電圧であるときの方が振幅電圧が正の電圧であるときよりも多く流れる。
【００３８】
このように本実施形態によれば、ＬＣ並列回路１へ供給される帰還電流は２値に定められ、これにより、正帰還電流の振幅は一定の値となると共に、ＬＣ並列回路１の振幅電圧も一定となることから、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００３９】
＜第８実施形態＞
第８実施形態は図１０に示すように、ベース電位供給手段を定電流源６１と抵抗６２とで構成すると共に、定電流源６１をグランドラインに接続し、抵抗６２を電源ライン−Ｖｃｃに接続しているところが第７実施形態と異なる。
その動作は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ2 とトランジスタ５１のコレクタ電流ｉ0 との合成電流Ｉ2 ＋ｉ0 が流れる。一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ2 のみが供給される。
従って、抵抗６２の印加電圧は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも高くなり、かつ、ＬＣ並列回路１には２値の所定電流が流れる。これにより、トランジスタ２のエミッタ電位も２つの状態をとることから、帰還電流も２値の状態をとる。
このように本実施形態では、帰還電流が２値の状態をとることにより、帰還電流の振幅は一定となると共に、ＬＣ並列回路１の出力電圧の振幅も一定となる。これにより、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４０】
＜第９実施形態＞
第９実施形態は図１１に示すように、第８実施形態において、定電流源６１と抵抗６２との配置を入れ替えたものである。
ここで、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、定電流源６１にトランジスタ５１のコレクタ電流ｉ0 が流れこむから、抵抗６２にはＩ3 −ｉ0 の電流が流れる。一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ3 のみが流れる。従って、抵抗６２には、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときと正の電圧のときとで、それぞれ所定の印加電圧が発生し、かつ、その印加電圧は振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも低くなる。これに伴なって、定電流源６１にも、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときと正の電圧のときとで、それぞれ所定の印加電圧が発生し、かつ、その印加電圧は振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも高くなる。これによって、トランジスタ２のエミッタ電位も定電流源６１の印加電圧に連動し、結局、帰還電流の電流値は２値の状態を取る。
このように本実施形態では、帰還電流は２値の状態をとることにより、帰還電流の振幅は一定となるから、ＬＣ並列回路１の出力電圧の振幅は一定となる。これにより、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４１】
＜第１０実施形態＞
本発明に係る、第１０実施形態について図１２を参照して説明する。本実施形態の発振回路１０は、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタ２１のベースとトランジスタ２のベースを接続して、カレントミラー回路を形成したものであり、また、トランジスタ２１のコレクタにはトランジスタ５１のコレクタが接続されているところが第７実施形態と異なる。
【００４２】
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。すると、トランジスタ２１に電流ｉ0 が流れると共に、トランジスタ２のコレクタにも電流ｉ0 が流れる。従って、ＬＣ並列回路１に帰還電流として電流ｉ0 が供給される。
一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２，２１にも電流が流れないから、帰還電流は供給されない。
従って、このような構成としても、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４３】
＜第１１実施形態＞
本発明の第１１実施形態は図１３に示すように、第１０実施形態において、トランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続した構成とされている。
【００４４】
このような構成にすると、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。これによって、トランジスタ２１には定電流源７２の電流とトランジスタ５１のコレクタに流れる電流ｉ0 との合成電流ｉ1 +ｉ0 が流れ、トランジスタ２にもトランジスタ２１に流れる電流と同量の電流ｉ1 +ｉ0 が流れて、これがＬＣ並列回路１の帰還電流として供給される。
一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２１には定電流源７２の電流ｉ1 が流れ、この電流ｉ1 がトランジスタ２のエミッタ・コレクタ間にも流れる。従って、ＬＣ並列回路１に帰還電流としてｉ1 が流れる。
【００４５】
このようにトランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続すれば、トランジスタ２１には常に電流が流れており、これに伴なって、トランジスタ２も常に電流が流れる。このことは、トランジスタ２のベース・エミッタ間に存在する容量成分が常に充電状態となっており、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正負いずれかの電圧に変化する際に帰還電流を俊敏に切り換えることができることを意味する。
【００４６】
＜第１２実施形態＞
図１４に示すように、第１２実施形態では、第１１実施形態の定電流源７２を抵抗７３に変更したものである。このようにしても、上記第１１実施形態と同様の効果が得られる。
【００４７】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の近接センサを示す図
【図２】第１実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図３】ＬＣ並列回路の振幅電圧の時間変化を示した図
【図４】第２実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図５】第３実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図６】第４実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図７】第５実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図８】第６実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図９】第７実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１０】第８実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１１】第９実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１２】第１０実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１３】第１１実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１４】第１２実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１５】従来の近接センサの発振回路の回路図
【図１６】（ａ）検出体の検出コイルに対する距離と検出コイルのエネルギー損失の関係を示した図
（ｂ）検出体の検出コイルに対する距離とＬＣ並列回路の発振振幅の関係を示した図
【符号の説明】
１…ＬＣ並列回路（検出回路）
２…電流帰還トランジスタ
４…抵抗対
５…差動増幅回路（差動増幅手段）
１１…検出コイル（検出素子）
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振回路の発振状態が変化することに基づき動作する検出センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、金属製の被検出体の接近を検出する近接センサとして、従来から図１５に示すものが用いられている。これは、検出コイル１０１とコンデンサ１０２とを含むＬＣ並列回路１００により検出コイルに高周波電流を流して、このＬＣ並列回路１００の発振振幅から被検出体の接近を検出するものである。
【０００３】
具体的には、図１６（ａ）、（ｂ）に示すように、検出コイル１０１から検出体が離れた位置にある場合には、検出コイル１０１の磁気エネルギーは被検出体に吸収されないから、発振振幅は飽和状態にある。そして、被検出体が検出コイル１０１に接近するに伴なって、検出コイル１０１のエネルギー損失が増大し、序々に発振振幅が小さくなる。従って、ＬＣ並列回路１００の振幅電圧が所定の値にまで低下したことをもって被検出体の検出がなされるのである。
【０００４】
ところで、検出コイル１０１から被検出体までの距離に対するＬＣ並列回路１００の発振振幅特性は、図１６（ｂ）▲１▼に示すように、図１６（ａ）と対称な形となることが理想的であり、この非線型の特性を線形に補正するいわゆる直線補正を行なって、振幅値をこの直線上に変換して出力として取り出すようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記構成ではトランジスタ１０５から供給される正帰還電流ｉ20は発振振幅に比例して供給されるため、振幅特性は図１６（ｂ）▲１▼に示すような特性とはならず、▲２▼に示す特性となる。従って、この発振振幅特性を直線補正するにはその処理が複雑となって、正確に線形にすることが困難であるから、高精度な検出が行なえない。また、発振振幅が大きくなるにつれて正帰還電流ｉ20が多く流れるから、電源電圧の範囲を広くする必要があるという問題もある。
【０００６】
さらに、上記回路構成では正帰還電流ｉ20が発振振幅と共に増大するから、定電流源１０４から流れ込む電流との差が一定とはならない。従って、電源電圧の変動やトランジスタの温度による特性変化によって正帰還電流ｉ20が変化した場合、その影響が発振振幅に現れ、上記の発振振幅の特性はさらに複雑なものとなって直線補正をすることが一層困難となる。
【０００７】
本発明は上記のような事情に基づいて完成されたものであって、発振振幅の変動に関わらず発振回路に一定の正帰還電流を供給することができ、かつ、電源電圧の変動やトランジスタの温度特性に対して影響を受けない検出センサを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するための手段として、請求項１の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【０００９】
請求項２の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、前記ベース電圧供給手段を構成する２つの回路要素を、共に抵抗素子としたところに特徴を有する。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、前記ベース電圧供給手段を構成するの２つの回路要素を、定電流源及び抵抗素子としたところに特徴を有する。
【００１２】
請求項５の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１３】
請求項６の発明は、検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、前記発振回路は、電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えるところに特徴を有する。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、前記トランジスタには、定電流源が直列接続されているところに特徴を有する。
【００１５】
【発明の作用及び効果】
例えば、本発明を、発振回路にＬＣ並列回路（検出回路）を備える近接センサに適用した場合についての作用及び効果を述べる。ＬＣ並列回路にはエミッタフォロワ型に接続された電流帰還トランジスタを通して電流が供給され、その電流は電流帰還トランジスタのベース電位により制御される。そのベース電位は、２つの回路要素の分担電圧に応じて変化するベース電圧供給手段によって制御される。そして、差動増幅手段は、ＬＣ並列回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させる。すると、電流帰還トランジスタは、ＬＣ並列回路に流れる帰還電流が、その振幅電圧が基準電圧より高いときには、振幅電圧が基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるよう制御する。あるいは、ＬＣ並列回路に流れる帰還電流が、その振幅電圧が基準電圧より低いときには、振幅電圧が基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるように制御する。
これにより、ＬＣ並列回路に所定の帰還電流を供給することが可能となるから、発振振幅特性を理想に近付けることができる。また、発振振幅の増大に伴なって帰還電流が無用に増加することもないから、電源電圧の電圧範囲を無用に広くとる必要もない。
尚、上記以外にも、検出回路にＣＲ回路を備え、その静電容量の変化に伴って振幅電圧が変動することに基づいて被検出体の接近を検出する検出センサにも適用可能である。
【００１６】
そして、振幅電圧が基準電圧よりも高いときと、低いときとの帰還電流の差が一定となるように制御できるから、電源電圧の変動や温度によるトランジスタの特性変化があったとしても、発振振幅の振幅特性を一定にすることができる。
【００１７】
さらに、トランジスタのベース・エミッタ間には容量成分が存在していて容量成分が充電されるまでの間の遅れが生ずることが一般的であるから、発振回路を高周波動作させるには、常にトランジスタを動作状態にしておく必要がある。この点、本発明では、ベース電圧供給手段によってベース電位が与えられており、常に電流帰還トランジスタを動作状態にできるから、高周波発振を行なう発振回路に対しても適用することが可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
＜第１実施形態＞
本発明に係る検出センサの一実施例について、図１を参照して説明する。
本実施形態の検出センサは発振回路１０とこの発振回路１０の振幅電圧を取りこんで、その振幅電圧から被検出体Ａの検出を行なう判別回路２０とから構成されている。発振回路１０には後述する検出コイル１１（検出素子に相当）とコンデンサ１２とからなるＬＣ並列回路１（検出回路に相当）が設けられており、このＬＣ並列回路１を発振させることにより、検出コイル１１に交流的に電流を流すと共に、交流磁界を発生させる。これにより、被検出体Ａの接近に伴なって検出コイル１１の磁気エネルギーが被検出体Ａに吸収され、これに応じて減少するＬＣ並列回路１の振幅電圧を基に判別回路２０が被検出体Ａの接近を検出するものである。
【００１９】
図２に発振回路１０の回路構成を示す。このＬＣ並列回路１には電源ラインＶｃｃに対してエミッタフォロワ型に接続されたＰＮＰ型トランジスタ２のコレクタが接続されており、抵抗３を介して流れ込む電源ラインＶｃｃからの電流をエミッタからコレクタに流すことによりＬＣ並列回路１に電流を供給している。また、トランジスタ２のベースは、互いに直列接続された抵抗４１，４２からなる抵抗対４の中間接続点に接続されている。
【００２０】
一方、ＬＣ並列回路１とトランジスタ２のコレクタとの接続点にはＮＰＮ型のトランジスタ５１のベースが接続されている。このトランジスタ５１は、ＮＰＮ型のトランジスタ５２と定電流源５３と共に差動増幅回路５を構成しており、トランジスタ５１のコレクタが抵抗対４の中間接続点に接続され、もう一方のトランジスタ５２のベースがグランドラインに接続されている。これによって、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 （すなわち、定電流源５３からの電流ｉ0 ）が流れ、振幅電圧が負の電圧であるときにはコレクタに電流が流れないようになっている。
【００２１】
次に上記構成の動作について説明する。
まず、トランジスタ２のコレクタからＬＣ並列回路１へ電流が流れることにより、コンデンサ１２に電荷が溜まる。コンデンサ１２の電位が上昇してゆくと、検出コイル１１に下向きに電流が流れ、コンデンサ１２が満充電となったときには、検出コイル１１に下向きに流れる電流により、コンデンサ１２が逆向きに充電される。そして、逆向きの電位になると再び検出コイル１１に上向きの電流が流れる。従って、ＬＣ並列回路１の出力電圧は交流的に変動し、これに伴なって、検出コイル１１に電流が交流的に流れる。
【００２２】
ここで、コンデンサ１２に電荷が溜まり始め、ＬＣ並列回路１の電圧が増加すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには正の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに定電流ｉ0 が流れる。この定電流ｉ0 は抵抗４を介して流れ、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が増加すると共に、抵抗４２の印加電圧が減少し、この抵抗４２の印加電圧の減少に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き下げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き下げられて、抵抗３の印加電圧が増加することにより、エミッタ電流が増加してコレクタからＬＣ並列回路１に供給される電流が増加する。このとき、トランジスタ５１のコレクタには定電流ｉ0 が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の正帰還電流が流れる。
【００２３】
そして、ＬＣ並列回路１のコンデンサ１２が逆向きに充電されると、次第に振幅電圧は減少し、やがて、負の電圧となる。すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには負の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流が流れなくなり、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が減少すると共に、抵抗４２の印加電圧が増加し、この抵抗４２の印加電圧の増加に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き上げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き上げられて、抵抗３の印加電圧が減少することにより、エミッタ電流が減少してコレクタからＬＣ発振回路１に供給される正帰還電流が減少する。
【００２４】
尚、上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときの正帰還電流は、
となり、
上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときの正帰還電流は、
ここで、正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、
従って、上記ＬＣ並列回路１の振幅電圧Ｖ1 は、
となる。
【００２５】
このように本実施形態によれば、ＬＣ並列回路１へ供給される正帰還電流は２値に定められ、さらに、正帰還電流の振幅は式（３）により一定の値となることが明らかである。これにより、ＬＣ並列回路１の発振振幅特性を理想に近づけることが可能となる。また、振幅電圧に応じて帰還電流が増大することもないから、電源電圧Ｖｃｃの範囲を無用に広くとる必要もない。
また、正帰還電流の振幅は式（３）から、電源電圧Ｖｃｃやトランジスタ２のベース・エミッタ間電圧ＶBEの項を含んでいない。これは、前記電源電圧Vｃｃの変動やトランジスタの温度による特性の変化に無関係に常に一定となることを意味する。従って、式（４）に示すように、ＬＣ並列回路１の振幅電圧Ｖ1 は一定に保たれるから、発振振幅の振幅特性を一定に保つことが可能となる（図３参照）。
【００２６】
＜第２実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態を図４によって説明し、第１実施形態と同一の部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
本実施形態の発振回路１０は、ベース電位供給手段を定電流源６１と抵抗６２とで構成されていると共に、定電流源６１が電源ラインＶｃｃに接続され、抵抗６２がグランドラインに接続されている。
その動作は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、定電流源６１からトランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が供給されるから、抵抗６２に流れる電流は定電流源６１の電流Ｉ2 から定電流源５３の電流ｉ0 を差し引いた電流Ｉ2 -ｉ0 が流れる 。一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、定電流源６１からの電流Ｉ2 は全て抵抗６２に供給され、これにより、ＬＣ並列回路１の振幅電圧に応じて定電流源６１と抵抗６２との分担電圧が変動する。
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときのトランジスタ２のエミッタ電流Ｉe1は、
また、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときのエミッタ電流Ｉe2は、
尚、トランジスタ３におけるエミッタ電流とコレクタ電流は略同一の電流値である。従って、上記式（５）、（６）よりＬＣ並列回路１に供給される正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、
このような構成としても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２７】
＜第３実施形態＞
図５に示すように、第３実施形態は第２実施形態において、定電流源６１と抵抗６２との配置を入れ替えたものである。
ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２を介してトランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0（即ち、定電流源５３の電流ｉ0 ）が供給され、抵抗６２には定電流源６１の電流Ｉ3 と定電流源５３の電流ｉ0 との合成電流Ｉ3 ＋ｉ0 が流れる。一方、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１の電流Ｉ3 が流れる。これにより定電流源６１と抵抗６２との分担電圧が変動する。
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときのエミッタ電流Ｉe1は、
となり、
また、振幅電圧が負の電圧であるときのトランジスタ３のエミッタ電流Ｉe2は、
ここで、トランジスタ３においてエミッタ電流とコレクタ電流は略同一の電流値である。従って、上記式（８）、（９）より、ＬＣ並列回路１に流れる正帰還電流の振幅（上記２値の正帰還電流の差）は、
このようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２８】
＜第４実施形態＞
図６に示すように、第４実施形態では、ダイオード接続されたＰＮＰ型のトランジスタ２１のベースとトランジスタ２のベースとが接続されてカレントミラー回路が形成されており、また、トランジスタ２１のコレクタにはトランジスタ５１のコレクタが接続されているところが第１実施形態と異なる。
このような構成にすれば、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタから電流ｉ0 が流れる。すると、トランジスタ２１に電流ｉ0 が流れると共に、トランジスタ２のコレクタにも電流ｉ0 が流れるから、正帰還電流として電流ｉ0 が供給される。
一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２，２１にも電流が流れないから、ＬＣ並列回路１に正帰還電流は供給されない。
このような構成としても第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００２９】
＜第５実施形態＞
本実施形態は図７に示すように、第４実施形態において、トランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続した構成とされている。
【００３０】
このような構成にすると、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。これによって、トランジスタ２１には定電流源７２の電流とトランジスタ５１のコレクタに流れる電流ｉ0 との合成電流ｉ1 +ｉ0 が流れ、トランジスタ２にもトランジスタ２１に流れる電流と同量の電流ｉ1 +ｉ0 が流れて、これがＬＣ並列回路１に供給される。
一方、振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２１には定電流源７２の電流ｉ1 が流れ、この電流ｉ1 がトランジスタ２のエミッタ・コレクタ間にも流れる。
【００３１】
このようにトランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続すれば、トランジスタ２１には常に電流が流れていると共に、トランジスタ２にも常に電流が流れている。このことは、トランジスタ２のベース・エミッタ間に存在する容量成分が常に充電状態となっており、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正負いずれかの電圧に変化する際に正帰還電流を俊敏に切り換えることができることを意味する。
【００３２】
＜第６実施形態＞
図８に示すように、本実施形態では、第５実施形態の定電流源７２を抵抗７３に変更したものである。このような構成としても、上記第５実施形態と同様の効果が得られる。
【００３３】
＜第７実施形態＞
本発明に係る近接センサの第７実施形態について、図９を参照して説明する。
本実施形態では、発振回路１０内のＬＣ並列回路１の帰還電流がＮＰＮ型トランジスタ２により供給されているところが第１実施形態と異なる。
その回路構成は、トランジスタ２のエミッタが抵抗３を介して電源ライン−Ｖｃｃに連なり、コレクタがＬＣ並列回路１に接続されている。また、トランジスタ２のベースには、互いに直列接続された抵抗４１，４２からなる抵抗対４（ベース電位供給手段に相当）の中間接続点に接続されている。
【００３４】
一方、ＬＣ並列回路１とトランジスタ２との接続点には、ＰＮＰ型のトランジスタ５１のベースが接続されており、このトランジスタ５１は、ＰＮＰ型のトランジスタ５２と定電流源５３と共に差動増幅回路５を構成している。また、トランジスタ５１のコレクタが抵抗対４の中間接続点に接続されており、一方のトランジスタ５２のベースがグランドラインに接続されている。これによって、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 （即ち、定電流源５３からの電流ｉ0 ）が流れ、振幅電圧が正の電圧であるときにはコレクタに電流が流れないようになっている。
【００３５】
次に上記構成の動作について説明する。
まず、ＬＣ並列回路１からトランジスタ２のコレクタへ電流が流れることにより、コンデンサ１２に電荷が溜まる。コンデンサ１２の電位が低下してゆくと、検出コイル１１に下向きに電流が流れ、コンデンサ１２が満充電となったときには、検出コイル１１に下向きに流れる電流により、コンデンサ１２が逆向きに充電される。そして、逆向きの電位になると再び検出コイル１１に上向きの電流が流れる。従って、ＬＣ並列回路１の出力電圧は交流的に変動し、これに伴なって、検出コイル１１に電流が交流的に流れる。
【００３６】
ここで、コンデンサ１２に電荷が溜まり始め、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧となると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには同じく負の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。この電流ｉ0 は抵抗４１を介して電源ライン−Ｖｃｃに流れ、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。すなわち、抵抗４１の印加電圧が増加すると共に、抵抗４２の印加電圧が減少し、この抵抗４１の印加電圧の増加に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き上げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き上げられて、抵抗３の印加電圧が増加することにより、エミッタ電流が増加してＬＣ並列回路１からコレクタへ流れる電流が増加する。このとき、トランジスタ５１のコレクタには定電流源からの電流ｉ0 が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の帰還電流が流れる。
【００３７】
そして、ＬＣ並列回路１のコンデンサ１２が逆向きに充電されると、次第に振幅電圧は増加し、やがて、正の電圧となる。すると、差動増幅回路５のトランジスタ５１のベースには正の電圧が入力されるから、トランジスタ５１のコレクタに電流が流れなくなり、これに伴なって抵抗対４の分担電圧が変化する。即ち、抵抗４１の印加電圧が減少すると共に、抵抗４２の印加電圧が増加し、この抵抗４１の印加電圧の減少に伴なってトランジスタ２のベース電位が引き下げられる。すると、トランジスタ２のエミッタ電位が引き下げられて、抵抗３の印加電圧が減少することにより、エミッタ電流が減少してＬＣ発振回路１に流れる帰還電流が減少する。このとき、抵抗４１には、所定の電流が流れているから、ＬＣ並列回路１には所定の電流値の帰還電流が流れる。
これにより、その帰還電流は振幅電圧が負の電圧であるときの方が振幅電圧が正の電圧であるときよりも多く流れる。
【００３８】
このように本実施形態によれば、ＬＣ並列回路１へ供給される帰還電流は２値に定められ、これにより、正帰還電流の振幅は一定の値となると共に、ＬＣ並列回路１の振幅電圧も一定となることから、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００３９】
＜第８実施形態＞
第８実施形態は図１０に示すように、ベース電位供給手段を定電流源６１と抵抗６２とで構成すると共に、定電流源６１をグランドラインに接続し、抵抗６２を電源ライン−Ｖｃｃに接続しているところが第７実施形態と異なる。
その動作は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ2 とトランジスタ５１のコレクタ電流ｉ0 との合成電流Ｉ2 ＋ｉ0 が流れる。一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ2 のみが供給される。
従って、抵抗６２の印加電圧は、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも高くなり、かつ、ＬＣ並列回路１には２値の所定電流が流れる。これにより、トランジスタ２のエミッタ電位も２つの状態をとることから、帰還電流も２値の状態をとる。
このように本実施形態では、帰還電流が２値の状態をとることにより、帰還電流の振幅は一定となると共に、ＬＣ並列回路１の出力電圧の振幅も一定となる。これにより、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４０】
＜第９実施形態＞
第９実施形態は図１１に示すように、第８実施形態において、定電流源６１と抵抗６２との配置を入れ替えたものである。
ここで、ＬＣ発振回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、定電流源６１にトランジスタ５１のコレクタ電流ｉ0 が流れこむから、抵抗６２にはＩ3 −ｉ0 の電流が流れる。一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、抵抗６２には定電流源６１からの電流Ｉ3 のみが流れる。従って、抵抗６２には、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときと正の電圧のときとで、それぞれ所定の印加電圧が発生し、かつ、その印加電圧は振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも低くなる。これに伴なって、定電流源６１にも、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧のときと正の電圧のときとで、それぞれ所定の印加電圧が発生し、かつ、その印加電圧は振幅電圧が負の電圧のときの方が正の電圧のときよりも高くなる。これによって、トランジスタ２のエミッタ電位も定電流源６１の印加電圧に連動し、結局、帰還電流の電流値は２値の状態を取る。
このように本実施形態では、帰還電流は２値の状態をとることにより、帰還電流の振幅は一定となるから、ＬＣ並列回路１の出力電圧の振幅は一定となる。これにより、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４１】
＜第１０実施形態＞
本発明に係る、第１０実施形態について図１２を参照して説明する。本実施形態の発振回路１０は、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタ２１のベースとトランジスタ２のベースを接続して、カレントミラー回路を形成したものであり、また、トランジスタ２１のコレクタにはトランジスタ５１のコレクタが接続されているところが第７実施形態と異なる。
【００４２】
ここで、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。すると、トランジスタ２１に電流ｉ0 が流れると共に、トランジスタ２のコレクタにも電流ｉ0 が流れる。従って、ＬＣ並列回路１に帰還電流として電流ｉ0 が供給される。
一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２，２１にも電流が流れないから、帰還電流は供給されない。
従って、このような構成としても、第７実施形態と同様の効果が得られる。
【００４３】
＜第１１実施形態＞
本発明の第１１実施形態は図１３に示すように、第１０実施形態において、トランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続した構成とされている。
【００４４】
このような構成にすると、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が負の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタに電流ｉ0 が流れる。これによって、トランジスタ２１には定電流源７２の電流とトランジスタ５１のコレクタに流れる電流ｉ0 との合成電流ｉ1 +ｉ0 が流れ、トランジスタ２にもトランジスタ２１に流れる電流と同量の電流ｉ1 +ｉ0 が流れて、これがＬＣ並列回路１の帰還電流として供給される。
一方、振幅電圧が正の電圧であるときには、トランジスタ５１のコレクタには電流が流れない。従って、トランジスタ２１には定電流源７２の電流ｉ1 が流れ、この電流ｉ1 がトランジスタ２のエミッタ・コレクタ間にも流れる。従って、ＬＣ並列回路１に帰還電流としてｉ1 が流れる。
【００４５】
このようにトランジスタ２１のコレクタに定電流源７２を接続すれば、トランジスタ２１には常に電流が流れており、これに伴なって、トランジスタ２も常に電流が流れる。このことは、トランジスタ２のベース・エミッタ間に存在する容量成分が常に充電状態となっており、ＬＣ並列回路１の振幅電圧が正負いずれかの電圧に変化する際に帰還電流を俊敏に切り換えることができることを意味する。
【００４６】
＜第１２実施形態＞
図１４に示すように、第１２実施形態では、第１１実施形態の定電流源７２を抵抗７３に変更したものである。このようにしても、上記第１１実施形態と同様の効果が得られる。
【００４７】
＜他の実施形態＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の近接センサを示す図
【図２】第１実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図３】ＬＣ並列回路の振幅電圧の時間変化を示した図
【図４】第２実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図５】第３実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図６】第４実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図７】第５実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図８】第６実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図９】第７実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１０】第８実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１１】第９実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１２】第１０実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１３】第１１実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１４】第１２実施形態の近接センサの発振回路の回路図
【図１５】従来の近接センサの発振回路の回路図
【図１６】（ａ）検出体の検出コイルに対する距離と検出コイルのエネルギー損失の関係を示した図
（ｂ）検出体の検出コイルに対する距離とＬＣ並列回路の発振振幅の関係を示した図
【符号の説明】
１…ＬＣ並列回路（検出回路）
２…電流帰還トランジスタ
４…抵抗対
５…差動増幅回路（差動増幅手段）
１１…検出コイル（検出素子）
Claims (7)
- 検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、
前記発振回路は、
電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、
互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、
前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えることを特徴とする検出センサ。 - 検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、
前記発振回路は、
電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出回路に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、
互いに直列接続された２つの回路要素を備えてなり前記電流帰還トランジスタのベースが前記回路要素の接続点に接続されてこれら回路要素の分担電圧に応じて前記電流帰還トランジスタにベース電位を与えるベース電圧供給手段と、
前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記ベース電圧供給手段の前記回路要素に流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えることを特徴とする検出センサ。 - 前記ベース電圧供給手段を構成する２つの回路要素は、共に抵抗素子であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の検出センサ。
- 前記ベース電圧供給手段を構成するの２つの回路要素は、定電流源及び抵抗素子であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の検出センサ。
- 検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、
前記発振回路は、
電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＰＮＰ型の電流帰還トランジスタと、
前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、
前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えることを特徴とする検出センサ。 - 検出回路を備えた発振回路を有し、この検出回路を構成する検出素子から被検出体までの距離に応じて前記発振回路の発振振幅が変動することに基づいて前記被検出体の接近を検出する検出センサにおいて、
前記発振回路は、
電源に対してエミッタフォロワ型に接続されて前記検出部に帰還電流を供給するＮＰＮ型の電流帰還トランジスタと、
前記電流帰還トランジスタとカレントミラー接続されるトランジスタと、
前記検出回路の振幅電圧と基準電圧との比較に基づき前記振幅電圧に応じて前記トランジスタに流れる電流を異ならせることで前記ベース電位を変化させ、これにより前記検出回路に流れる帰還電流を、前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも高いときと、前記振幅電圧が前記基準電圧より低いときで異なる２値で、かつ前記検出回路の振幅電圧が前記基準電圧よりも低いときには、前記検出回路に流れる帰還電流を、前記振幅電圧が前記基準電圧より高いときよりも大きな所定電流となるようにする差動増幅手段とを備えることを特徴とする検出センサ。 - 前記トランジスタには、定電流源が直列接続されていることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の検出センサ。
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