JP4137560B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置に関し、特に、直交周波数分割多重方式においてマルチパスフェージングにより受信信号レベルが低下することに起因する誤り率特性の劣化を補償するための空間ダイバーシチ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
受信装置から送信側のアンテナを直接見ることができない条件では、送信信号は複数の伝搬路を経由して受信される。このとき、マルチパス波の各伝搬経路の伝搬遅延時間が大きく異なると、周波数ごとに伝送特性が異なる周波数選択性フェージングが生じ、その結果、広帯域伝送を行うことが困難であった。
【０００３】
また、直交周波数分割多重方式により送信信号を送信する場合、伝送帯域を数多くの狭帯域に分割し、それぞれの狭帯域を用いて並列伝送を行うことにより、周波数選択性フェージング環境において広帯域伝送を可能にする。しかしながら、フェージングによる振幅レベル変動の問題は、直交周波数分割多重方式によっても解決することができず、他の手法を併用する必要があった。
【０００４】
フェージングレベル変動による伝送特性の劣化を解決する手法として、古くから空間ダイバーシチが用いられてきている。空間ダイバーシチは、複数のアンテナにより受信された信号のうち、最も信号レベルの高い受信信号を選択したり、さらには、信号対雑音電力比が最大となるように合成したりするものである。
【０００５】
上記の空間ダイバーシチでは、複数の受信信号のうちいくつかの信号レベルがフェージングにより低下していても、信号レベルの高い信号が少なくとも1つ存在すれば、その信号を選択することにより、全体として品質の高い伝送を行うことが可能となる。しかしながら、この方法を、直交周波数分割多重方式による広帯域伝送に適用する場合、各アンテナで受信した信号が受ける周波数選択性フェージングの状況は異なっているため、直交周波数分割多重方式のサブチャネル毎にダイバーシチによる合成の条件が異なり、従来の空間ダイバーシチをそのまま適用することはできない。
【０００６】
例えば、「広帯域信号移動受信用帯域分割型ダイバーシチ合成受信方式の特性−ＯＦＤＭ移動受信における特性改善例−」（浜住啓之、伊藤泰安、宮沢寛、電子情報通信学会論文誌、B-II,Vol.80-B2,No.6,pp.466-474,1997年6月）には、
以下に説明する直交周波数分割多重方式のダイバーシチ受信装置が開示されている。図１０は、上記の従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００７】
図１０に示す受信装置は、Ｍ本の受信アンテナ２０１〜２０Ｍ、Ｍ個の低雑音増幅器２１１〜２１Ｍ、Ｍ個の周波数変換部２２１〜２２Ｍ、Ｍ個のアナログ・デジタル変換器２３１〜２３Ｍ、Ｍ個のフーリエ変換器２４１〜２４Ｍ、Ｋ個のダイバーシチ合成器２５１〜２５Ｋ、並列・直列変換器２６０、デインタリーバ２７０及び誤り訂正復号器２８０を備える。
【０００８】
Ｍ本の受信アンテナ２０１〜２０Ｍにより受信された信号はそれぞれ対応する低雑音増幅器２１１〜２１Ｍにより増幅され、対応する周波数変換部２２１〜２２Ｍにより低域周波数に変換される。周波数変換後の各信号は、対応するアナログ・デジタル変換器２３１〜２３Ｍにより２進数で表現される数値に変換される。
【０００９】
変換された受信信号はそれぞれ対応するフーリエ変換器２４１〜２４Ｍに入力され、高速フーリエ変換処理が行われる。ここで、受信信号はＫ個のサブチャネル信号を直交周波数分割多重化した信号となっているが、各フーリエ変換器２４１〜２４Ｍは、この直交周波数分割多重化信号を元のＫ個のサブチャネル信号に分離する。各サブチャネル信号はそれぞれ対応するダイバーシチ合成部２５１〜２５Ｋに入力され、サブチャネル毎にダイバーシチ合成が行われる。ダイバーシチ合成後のサブチャネル信号は、並列・直列変換器２６０に入力されて直列信号系列に変換され、デインタリーバ２７０により信号系列の順序が変換された後、誤り訂正復号器２８０において伝送誤りが訂正される。
【００１０】
上記の構成により、サブチャネル毎にダイバーシチ合成条件が異なる周波数選択性フェージング環境にあっても、サブチャネル毎に合成を行うため、効果的にダイバーシチ効果を得ることができる。
【００１１】
また、他の従来の受信装置として、“Pre−DFT Combining Space Diversity Assised COFDM”（Minoru Okada, Shozo Komaki, IEEE Transactions on Vehicular Techno1ogy, Vol.50, No.2, pp.487-496, March 2001）には、以下に説明する直交周波数分割多重方式の空間ダイバーシチ受信装置が開示されている。図１１は、上記の他の従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１２】
図１１に示す受信装置は、Ｍ本の受信アンテナ３０１〜３０Ｍ、Ｍ個の低雑音増幅器３１１〜３１Ｍ、Ｍ個の周波数変換部３２１〜３２Ｍ、Ｍ個のアナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍ、Ｍ個の乗算器３４１〜３４Ｍ、ダイバーシチ重み生成部３５０、加算器３６０、フーリエ変換器３７０、並列・直列変換器３８０、デインタリーバ３９０及び誤り訂正復号器４００を備える。
【００１３】
Ｍ本の受信アンテナ３０１〜３０Ｍにより受信された信号はそれぞれ対応する低雑音増幅器３１１〜３１Ｍにより増幅され、対応する周波数変換部３２１〜３２Ｍにより低域周波数に変換される。周波数変換後の各信号は、対応するアナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍにより２進数で表現される数値に変換される。
【００１４】
アナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍにより変換された信号は、ダイバーシチ重み生成部３５０により生成されたダイバーシチ重み係数ｗ0，ｗ1，…，ｗ(M-1)とともに乗算器３４１〜３４Ｍに入力され、乗算演算が行われる。全ての乗算器３４１〜３４Ｍの出力信号は加算器３６０により加算される。
【００１５】
加算器３６０の出力信号はフーリエ変換器３７０に入力され、高速フーリエ変換処理が行われ、直交周波数分割多重化されている信号が各サブチャネル信号に分離される。フーリエ変換器３７０の出力信号は、並列・直列変換器３８０により直列信号系列に変換され、デインタリーバ３９０により信号系列の順序が変換され、誤り訂正復号器４００により伝送誤りが訂正される。
【００１６】
ここで、誤り訂正復号器４００により複数のサブチャネルに渡って誤り訂正復号が行われているが、ダイバーシチ重み生成部３５０では、これらの複数のサブチャネルの平均信号対雑音電力比が最大になるように、ダイバーシチ重み係数ｗ0，ｗ1，…，ｗ(M-1)が決定される。具体的には、各受信アンテナ３０１〜３０Ｍからの受信信号の共分散行列を推定し、推定した共分散行列の固有ベクトルのうち、対応する固有ベクトルが最大となる固有ベクトルを選択し、ダイバーシチ重み係数ｗ0，ｗ1，…，ｗ(M-1)として用いる。この処理により、複数のサブチャネルの平均信号対雑音電力比を最大にすることが可能となる。
【００１７】
上記の構成により、誤り訂正符号系列を複数のサブチャネルに渡って配置しているので、フーリエ変換器の個数を一つに削減することが可能となり、ハードウエア規模を削減することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前者の従来の受信装置では、ダイバーシチブランチ毎に低雑音増幅器２１１〜２１Ｍ、周波数変換部２２１〜２２Ｍ、アナログ・デジタル変換器２３１〜２３Ｍ及びフーリエ変換器２４１〜２４Ｍが必要となるため、受信装置のハードエア規模が大きくなる。また、後者の従来の受信装置では、フーリエ変換器の数を削減することはできるが、ダイバーシチブランチ毎に低雑音増幅器３１１〜３１Ｍ、周波数変換部３２１〜３２Ｍ及びアナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍが必要となり、これらのブロックは、アナログ信号を扱うブロックであるため、今後の半導体技術及び実装技術が進歩したとしても、大幅にハードウエア規模を削減することは困難である。
【００１９】
本発明の目的は、低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器の個数を必要最低限に抑制してハードウエア規模をより削減することができる受信装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る受信装置は、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と、前記送信信号を受信し且つ前記第１のアンテナ手段と電磁的に結合する第２のアンテナ手段と、前記第２のアンテナ手段を終端する可変リアクタンス手段と、前記第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に前記可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御する制御手段と、を備え、前記第１のアンテナ手段は、主に前記送信信号を受信する第１のアンテナ素子部と、第１の電磁結合部とを含み、前記第２のアンテナ手段は、主に前記送信信号を受信する第２のアンテナ素子部と、主に前記第１の電磁結合部と電磁的に結合する第２の電磁結合部とを含み、前記第１及び第２のアンテナ素子部間の距離は、前記第１及び第２の電磁結合部間の距離より実質的に長いことを特徴とするものである。
【００２１】
本発明に係る受信装置においては、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と第２のアンテナ手段とが電磁的に結合され、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に第２のアンテナ手段を終端する可変リアクタンス手段のリアクタンスが制御されるので、第２のアンテナ手段に対して低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器を設けることなく、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信号対雑音電力比を大きくすることができ、空間ダイバーシチ効果を充分に得ることができる。したがって、第１のアンテナ手段に対してのみ低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器を設けるだけで、信号対雑音電力比の大きな受信信号を得ることができ、低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器の個数を必要最低限に抑制してハードウエア規模をより削減することができる。また、第１及び第２のアンテナ素子部間の距離を第１及び第２の電磁結合部間の距離より長くしているので、電磁結合量を大きく保ったまま、フェージング相関を小さくすることができ、より大きなダイバーシチ効果を得ることができる。
【００２２】
制御手段は、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の電力レベルに応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することが好ましい。
【００２３】
この場合、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の電力レベルに応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスが制御されるので、可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御して第１のアンテナ素子を介して受信された受信信号の電力レベルを大きくすることができる。
【００２４】
制御手段は、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信頼性情報に応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することが好ましい。
【００２５】
この場合、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信頼性情報に応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御しているので、可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御して伝搬路の早い時間変動に対する耐性を高めることができる。
【００２６】
前記第１のアンテナ素子部と第２のアンテナ素子部とは、波長程度離間されて配置され、前記第１の電磁結合部と第２の電磁結合部とは、波長に比較して狭い間隔で並べられた２本の導体からなることが好ましい。
【００２７】
このように構成することにより、第１、第２の電磁結合部を近接させた状態でアンテナ素子部を大きく離すことができるので、電磁結合量を大きく保ったまま、フェージング相関を小さくすることができ、より大きなダイバーシチ効果を得ることが可能となる。
【００２８】
第２のアンテナ手段は、送信信号を受信し且つ第１のアンテナ手段と電磁的に結合する複数のアンテナ手段を含み、可変リアクタンス手段は、複数のアンテナ手段ごとに設けられ、各アンテナ手段を終端する複数の可変リアクタンス手段を含み、制御手段は、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に各可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することが好ましい。
【００２９】
この場合、複数のアンテナ手段を第１のアンテナ手段と電磁的に結合し、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に各アンテナ手段を終端する複数の可変リアクタンス手段のリアクタンスが制御されるので、複数のアンテナ手段を用いることができ、空間ダイバーシチ効果をより大きくすることができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の各実施の形態による受信装置について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【００３１】
図１に示す受信装置は、直交周波数分割多重方式のダイバーシチ受信装置であり、主アンテナ素子１、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４、フーリエ変換器５、伝送路推定部６、等化器７、判定部８、デインタリーバ９、誤り訂正復号器１０、電力測定部１１、制御部１２、デジタル・アナログ変換器１３、チョークコイル１４、可変リアクタンス素子１５及び副アンテナ素子１６を備える。
【００３２】
主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６は、波長の数分の一程度の狭い間隔で配置されており、電磁的に結合している。副アンテナ素子１６は、電圧制御リアクタンスである可変リアクタンス素子１５により終端されている。主アンテナ素子１は、受信した受信信号Ｓ１を低雑音増幅器２へ出力し、低雑音増幅器２は、受信信号Ｓ１を増幅して周波数変換部３へ出力する。周波数変換部３は、増幅された受信信号を低域周波数の受信信号に変換してアナログ・デジタル変換器４へ出力する。アナログ・デジタル変換器４は、低域周波数の受信信号をデジタル信号の受信信号系列Ｓ２に変換してフーリエ変換器５及び電力測定部１１へ出力する。
【００３３】
フーリエ変換器５は、受信信号系列Ｓ２を高速フーリエ変換して伝送路推定部６及び等化器７へ出力する。等化器７は、伝送路推定部６の推定結果に応じて所定の等化処理を行って判定部８へ出力する。判定部８は、等化器７の出力に対して所定の判定処理を行い、デインタリーバ９は、信号系列の順序を変換し、誤り訂正復号器１０は、伝送誤りを訂正する。
【００３４】
電力測定部１１は、平均受信電力の推定値Ｓ３を求めて制御部１２へ出力する。制御部１２は、平均受信電力の推定値Ｓ３を用いて可変リアクタンス素子１５のリアクタンスを制御するための制御電圧Ｓ４を決定する。デジタル・アナログ変換器１３は、制御電圧Ｓ４をアナログ電圧に変換した可変リアクタンス制御信号Ｓ５を、チョークコイル１４を介して、副アンテナ素子１６を終端する可変リアクタンス素子１５に印加する。
【００３５】
次に、図１に示す受信装置の動作について詳細に説明する。まず、主アンテナ素子１により受信された受信信号Ｓ１は、低雑音増幅器２により増幅された後、周波数変換部３により低域周波数の受信信号に変換され、さらに、アナログ・デジタル変換器４によりデジタル信号に変換されて２進数値で表現される受信信号系列Ｓ２に変換される。この受信信号系列Ｓ２の時刻（ｋ＋ｉＮ）Ｔｓ（ここで、ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１；ｉ＝０，１，２，…）における値をｒ（ｋ＋ｉＮ）と表すことにする。ここで、Ｔｓはアナログ・デジタル変換器４のサンプリング周期であり、Ｎは直交周波数分割多重信号の１シンボル辺りのサンプル数である。
【００３６】
次に、受信信号系列Ｓ２は、電力測定部１１に入力され、電力測定部１１は、ｉ番目のシンボル区間の平均受信電力Ｐ（ｉ）（平均受信電力の推定値Ｓ３）を下記の式（１）により求める。
【００３７】
【数１】
【００３８】
上記の式（１）により求められたシンボル区間の平均受信電力は、制御部１２へ出力される。制御部１２は、平均受信電力を用いて可変リアクタンス素子１５のリアクタンスを制御するための制御電圧Ｖ（ｉ）（制御電圧Ｓ４）を決定する。
【００３９】
制御部１２によって決定された制御電圧Ｓ４は、デジタル・アナログ変換器１３によりアナログ電圧に変換され、変換されたアナログ電圧が可変リアクタンス値制御信号Ｓ５として副アンテナ素子１６に入力される。このアナログ電圧は、チョークコイル１４を経由して可変容量ダイオードで構成される可変リアクタンス素子１５の両端に加えられる。
【００４０】
ここで、主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６の位置における受信波の電界をそれぞれｅ1及びｅ2と定義し、主アンテナ素子１の端子及び副アンテナ素子１６の端子の電圧をｖ1及びｖ2と定義する。このとき、受信波の電界と端子電圧との間には、次の関係が成立する。
【００４１】
【数２】
【００４２】
ここで、Ｚ11，Ｚ22はそれぞれ主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６の自己インピーダンスであり、Ｚ12，Ｚ21は主アンテナ素子１及び副アンテナ素子１６間の相互インピーダンスであり、ＺLは受信機入カインピーダンスであり、Ｘは副アンテナ素子１６を終端している可変リアクタンス素子１５のリアクタンスであり、Ｌeは主アンテナ素子１及び副アンテナ素子１６間の実効長である。
【００４３】
式（２）から、主アンテナ素子１の端子電圧ｖ1は、主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６の各位置における電界ｅ1及びｅ2の線形結合により表されており、リアクタンスＸの値が変化することにより、合成される電界の振幅および位相が変化することが分かる。したがって、リアクタンスＸの値を適当に設定することにより、受信信号の信号対雑音電力比を大きくすることができ、その結果、空間ダイバーシチ効果を充分に得ることが可能となる。
【００４４】
次に、制御部１２の動作について説明する。図２は、図１に示す制御部１２の動作の一例を説明するためのフローチャートである。なお、以下の説明では、取り得る制御電圧の最大値をＶmax、最小値をＶminとする。また、ｉ＝２ｍ番目のシンボルにおける制御電圧の探索幅の上界をＶP（ｍ）、下界をＶM（ｍ）とする。
【００４５】
まず、初期条件として、ｍ＝０とし、ＶP（０）＝Ｖmax、ＶM（０）＝Ｖminとする（ステップＳ１）。次に、ｉ＝２ｍ番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧としてＶ（２ｍ）＝ＶP（ｍ）に設定し、対応するｉ＝２ｍ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ）を測定する（ステップＳ２）。次に、ｉ＝２ｍ＋１番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧としてＶ（２ｍ＋１）＝ＶM（ｍ）に設定し、対応するｉ＝２ｍ＋１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ＋１）を測定する（ステップＳ３）。
【００４６】
次に、ｉ＝２ｍ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ）とｉ＝２ｍ＋１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ＋１）とを比較し、Ｐ（２ｍ）＞Ｐ（２ｍ＋１）の場合に（ステップＳ４でＹＥＳ）、ＶP（ｍ＋１）＝ＶP（ｍ）、ＶM（ｍ＋１）＝（ＶP（ｍ）＋ＶM（ｍ））／２に設定し、制御電圧の探索幅の上界及び下界を更新する（ステップＳ５）。一方、Ｐ（２ｍ）≦Ｐ（２ｍ＋１）の場合に（ステップＳ４でＮＯ）、ＶP（ｍ＋１）＝（ＶP（ｍ）＋ＶM（ｍ））／２、ＶM（ｍ＋１）＝ＶM（ｍ）に設定し、制御電圧の探索幅の上界及び下界を更新する（ステップＳ６）。
【００４７】
次に、ｍをインクリメントし（ステップＳ７）、｜ＶP（ｍ）−ＶM（ｍ）｜とε（非負の所定の小さい数）とを比較し、｜ＶP（ｍ）−ＶM（ｍ）｜≧εの場合に（ステップＳ８でＮＯ）、ステップＳ２以降の処理を繰り返し、｜ＶP（ｍ）−ＶM（ｍ）｜＜εの場合に（ステップＳ８でＹＥＳ）、処理を終了する。このようにして、ステップＳ２以降の処理を繰り返すことにより、ＶP（ｍ）、ＶM（ｍ）は所定の値に収束する。この結果、制御部１２の制御電圧として、平均受信電力がより大きくなる電圧が出力され、可変リアクタンス素子１５のリアクタンス値を平均受信電力が大きくなるように制御することができる。
【００４８】
また、上記のようにして決定された制御電圧の最適値は、伝搬路の時刻変動等に応じて変化する。このため、制御部１２は、この変動に対応して制御電圧を更新する。図３は、図１に示す制御部１２の伝搬路の時刻変動等に対する動作を説明するためのフローチャートである。なお、図３の処理では、ｉ−1番目のシンボルの平均受信電力の測定が終わっているものとして説明する。
【００４９】
まず、電圧更新時の変化の方向を表す符号ｓｉｇ＝１に設定する（ステップＳ１１）。次に、ｉ番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧をＶ（ｉ）＝Ｖ（ｉ−１）＋ｓｉｇ・Δに変化させる（ステップＳ１２）。ここで、Δは電圧変化の幅を示す。次に、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）を測定する（ステップＳ１３）。
【００５０】
次に、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）とｉ−１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ−１）と比較し、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）がｉ−１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ−１）より大きい場合（ステップＳ１４でＹＥＳ）、すなわち、平均受信電力が増加している場合は、ｉをインクリメントした（ステップＳ１５）後に、ステップＳ１２以降の処理を繰り返す。一方、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）がｉ−１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ−１）以下の場合（ステップＳ１４でＮＯ）、すなわち、平均受信電力が減少している場合は、ｓｉｇ＝−ｓｉｇとして符号を反転し（ステップＳ１６）、ｉをインクリメントした（ステップＳ１５）後に、ステップＳ１２以降の処理を繰り返す。上記の処理により、制御部１２は、伝搬路の時刻変動等に応じて最適な制御電圧を出力することができ、平均受信電力がより大きくなるように制御電圧を安定して制御することが可能となる。
【００５１】
上記のように、本実施の形態では、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４及びフーリエ変換器５を主アンテナ素子１に対してのみ設けることができ、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４及びフーリエ変換器５の個数を必要最低限に抑制して受信装置のハードウエア規模を削減することができる。
【００５２】
次に、制御部１２の他の動作について説明する。図４は、図１に示す制御部１２の他の動作を説明するためのフローチャートである。
【００５３】
まず、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）を測定し（ステップＳ２１）、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）と所定の閾値Ｐthとを比較し、平均受信電力Ｐ（ｉ）が閾値Ｐthよりも小さくなった場合（ステップＳ２２でＹＥＳ）、乱数によりランダムな値を発生させて、その値を制御電圧Ｖ（ｉ）に代入してｉ＋1番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧に変更し（ステップＳ２３）、平均受信電力Ｐ（ｉ）が閾値Ｐth以上の場合、制御電圧は変更しない。その後、ｉをインクリメントして（ステップＳ２４）、ステップＳ２１以降の処理を継続する。このようにして、図２及び図３に示す処理に代えて、より簡易な処理を適用することも可能である。
【００５４】
次に、他のアンテナを用いた本発明の第２の実施の形態について説明する。一般的にダイバーシチを行うアンテナ素子の間隔を大きくすることによりフェージング相関が小さくなるため、ダイバーシチ効果が大きくなるといわれている。しかしながら、図１に示すアンテナ素子の例では、アンテナ素子間距離を離すことにより、主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６間の電磁結合量が小さくなるため、副アンテナ素子１６で受信された信号が、主アンテナ素子１に出力されなくなり、ダイバーシチ合成が行えなくなる場合がある。このため、第２の実施の形態では、図１に示す主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６のようにアンテナ素子そのものを電磁結合させるのではなく、以下に説明するのように電磁結合部とアンテナ素子部とを分離するものである。
【００５５】
図５は、本発明の第２の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。なお、第２の実施の形態による受信装置では、図１に示す受信装置と同様に、図５に示す主アンテナ素子１ａは低雑音増幅器２に接続され、副アンテナ素子１６ａは可変リアクタンス素子１５により終端されるとともに、チョークコイル１４を介してデジタル・アナログ変換器１３に接続され、図示を省略した低雑音増幅器２等は図１に示す受信装置とほぼ同様に動作する。
【００５６】
図５に示す主アンテナ素子１ａ及び副アンテナ素子１６ａは、波長程度離間されて配置された２本のアンテナ素子部１ｂ，１６ｂ（図５中の傾斜部分）と、波長に比較して非常に狭い間隔で並べられた２本の導体からなる電磁結合部１ｃ，１６ｃ（図５中の上下方向の直線部分）とから構成されている。このように構成することにより、電磁結合部１ｃ，１６ｃを近接させた状態でアンテナ素子部１ｂ，１６ｂを大きく離すことができるので、電磁結合量を大きく保ったまま、フェージング相関を小さくすることができ、より大きなダイバーシチ効果を得ることが可能となる。
【００５７】
次に、本発明の第３の実施の形態による受信装置について説明する。図６は、本発明の第３の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。なお、第３の実施の形態による受信装置では、図１に示す受信装置と同様に、図６に示す主アンテナ素子１は低雑音増幅器２に接続され、制御部１２ａは電力測定部１１に接続され、図示を省略した低雑音増幅器２等は図１に示す受信装置とほぼ同様に動作する。
【００５８】
図６に示すように、Ｎ本の副アンテナ素子１６１〜１６Ｎが主アンテナ素子１の近傍に配置されて電磁的に結合され、各副アンテナ素子１６１〜１６Ｎは、可変リアクタンス素子１５１〜１５Ｎにより終端されるとともに、チョークコイル１４１〜１４Ｎを介してデジタル・アナログ変換器１３ａに接続され、デジタル・アナログ変換器１３ａは制御部１２ａに接続される。制御部１２ａは、電力測定部１１から出力される平均受信電力の推定値Ｓ３を用いて各可変リアクタンス素子１５１〜１５Ｎのリアクタンスを制御するための制御電圧を決定し、決定された各制御電圧は、デジタル・アナログ変換器１３ａによりアナログ電圧に変換され、変換されたアナログ電圧が可変リアクタンス値制御信号としてチョークコイル１４１〜１４Ｎを介して、副アンテナ素子１６１〜１６Ｎを終端する可変リアクタンス素子１５に印加される。
【００５９】
ここで、制御部１２ａは、Ｎ個の可変リアクタンス素子１５１〜１５Ｎをそれぞれ別々に制御するために、Ｎ個の制御電圧を出力する必要があり、この場合の制御部１２ａの動作について説明する。図７、図６示す制御部１２ａの動作の一例を説明するためのフローチャートである。なお、以下の説明では、ｉ番目のシンボル期間におけるｋ（ｋ＝１〜Ｎ）番目の副アンテナ素子１６ｋに対応する制御部１２ａの実際の制御電圧をＶk（ｉ）とし、ｉ番目のシンボル期間におけるｋ番目の副アンテナ素子１６ｋに対応する制御部１２ａの仮の制御電圧をＶ’k（ｉ）とし、ｋ番目の副アンテナ素子１６ｋに用いられる乱数の値をΔkとする。
【００６０】
まず、Ｎ個の制御電圧の初期値Ｖ’1（ｉ−１），Ｖ’2（ｉ−１），…，Ｖ’N（ｉ−１）が設定される（ステップＳ３１）。次に、Ｎ個の乱数Δ1，Δ2，…，ΔNが生成され（ステップＳ３２）、生成された各乱数ΔkがＶ’k（ｉ−１）に加算されてＶk（ｉ）が各制御電圧として出力され（ステップＳ３３）、Ｖk（ｉ）に対応した平均受信電力Ｐ（ｉ）が測定される（ステップＳ３４）。
【００６１】
次に、測定された平均受信電力Ｐ（ｉ）と１シンボル前の平均受信電力Ｐ（ｉ−１）とを比較し、Ｐ（ｉ）＞Ｐ（ｉ−１）の場合すなわち平均受信電力が増加している場合に（ステップＳ３５でＹＥＳ）、Ｖk（ｉ）を仮の制御電圧Ｖ’k（ｉ）として保存し（ステップＳ３６）、Ｐ（ｉ）≦Ｐ（ｉ−１）の場合すなわち平均受信電力が減少している場合に（ステップＳ３５でＮＯ）、Ｖ’k（ｉ）＝Ｖ'k（ｉ−１）として制御電圧を変化させない（ステップＳ３７）。
【００６２】
次に、ｉをインクリメントした（ステップＳ３８）後に、ステップＳ３２以降の処理を繰り返す。上記の処理により、制御部１２ａは、平均受信電力を最大にする制御電圧を個別に出力することができ、平均受信電力を最大にすることができるとともに、副アンテナ素子を複数にすることによりダイバーシチ効果をより大きくすることができる。
【００６３】
次に、本発明の第４の実施の形態による受信装置について説明する。図８は、本発明の第４の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図８に示す受信装置と図１に示す受信装置とで異なる点は、電力測定部１１ａがフーリエ変換出力を利用して平均受信電力を測定する点であり、その他の点は図１に示す受信装置と同様であるので、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６４】
電力測定部１１ａは、フーリエ変換器５の出力を受け、この出力を上記の式（１）に適用して第１の実施の形態と同様に平均受信電力を測定し、その他の部分は図１に示す対応部分と同様に動作する。
【００６５】
上記のように、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４及びフーリエ変換器５の個数を必要最低限に抑制して受信装置のハードウエア規模を削減することができる。
【００６６】
次に、本発明の第５の実施の形態による受信装置について説明する。図９は、本発明の第５の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図９に示す受信装置と図１に示す受信装置とで異なる点は、電力測定部１１及び制御部１２に代えて信頼性情報生成部１７及び制御部１２ｃを用いる点であり、その他の点は図１に示す受信装置と同様であるので、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６７】
信頼性情報生成部１７は、伝搬路推定部６により求められるｉ番目のシンボルの伝送路応答のｋ番目のサブチャネル成分ｈk（ｉ）から下式を用いて信頼性情報ｃ（ｉ）を求める。
【００６８】
【数３】
【００６９】
上式により求められるｃ（ｉ）は、サブチャネル当りの平均受信電力をフェージングによる時間変動で割った値で表される信頼性情報である。制御部１２ｂは、信頼性情報ｃ（ｉ）に応じて第１の実施の同様に動作し、その他の部分も図１に示す対応部分と同様に動作する。フェージングによる時間変動が大きいと、平均受信電力が大きくても、信頼性は低くなるので、この信頼性情報ｃ（ｉ）の値が大きくなるように副アンテナ素子１６を終端する可変リアクタンス素子１５のリアクタンスを制御することにより、伝搬路の早い時間変動に対する耐性を高めることが可能となる。
【００７０】
なお、上記の説明では、信頼性情報に応じて可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御する場合について説明したが、第１の実施の形態等を組み合わせて平均受信電力及び信頼性情報に応じて可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するようにしてもよい。
【００７１】
また、本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式）であれば、種々の方式に適用することができ、例えば、ＣＯＦＤＭ（Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ（BandSegmented Transmission-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式等に同様に適用することができる。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と第２のアンテナ手段とが電磁的に結合され、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に第２のアンテナ手段のリアクタンスが制御されるので、第１のアンテナ手段に対してのみ低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器を設けるだけで、信号対雑音電力比の大きな受信信号を得ることができ、低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器の個数を必要最低限に抑制してハードウエア規模をより削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１に示す制御部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
【図３】 図１に示す制御部の伝搬路の時刻変動等に対する動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】 図１に示す制御部の他の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】 本発明の第２の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。
【図６】 本発明の第３の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。
【図７】 図６に示す制御部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
【図８】 本発明の第４の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明の第５の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】 他の従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，１ａ 主アンテナ素子
１ｂ アンテナ素子部
１ｃ 電磁結合部
２ 低雑音増幅器
３ 周波数変換部
４ アナログ・デジタル変換器
５ フーリエ変換器
６ 伝送路推定部
７ 等化器
８ 判定部
９ デインタリーバ
１０ 誤り訂正復号器
１１，１１ａ 電力測定部
１２，１２ａ，１２ｂ 制御部
１３，１３ａ デジタル・アナログ変換器
１４，１４１〜１４Ｎ チョークコイル
１５，１５１〜１５Ｎ 可変リアクタンス素子
１６，１６ａ，１６１〜１６Ｎ 副アンテナ素子
１６ｂ アンテナ素子部
１６ｃ 電磁結合部
１７ 信頼性情報生成部
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置に関し、特に、直交周波数分割多重方式においてマルチパスフェージングにより受信信号レベルが低下することに起因する誤り率特性の劣化を補償するための空間ダイバーシチ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
受信装置から送信側のアンテナを直接見ることができない条件では、送信信号は複数の伝搬路を経由して受信される。このとき、マルチパス波の各伝搬経路の伝搬遅延時間が大きく異なると、周波数ごとに伝送特性が異なる周波数選択性フェージングが生じ、その結果、広帯域伝送を行うことが困難であった。
【０００３】
また、直交周波数分割多重方式により送信信号を送信する場合、伝送帯域を数多くの狭帯域に分割し、それぞれの狭帯域を用いて並列伝送を行うことにより、周波数選択性フェージング環境において広帯域伝送を可能にする。しかしながら、フェージングによる振幅レベル変動の問題は、直交周波数分割多重方式によっても解決することができず、他の手法を併用する必要があった。
【０００４】
フェージングレベル変動による伝送特性の劣化を解決する手法として、古くから空間ダイバーシチが用いられてきている。空間ダイバーシチは、複数のアンテナにより受信された信号のうち、最も信号レベルの高い受信信号を選択したり、さらには、信号対雑音電力比が最大となるように合成したりするものである。
【０００５】
上記の空間ダイバーシチでは、複数の受信信号のうちいくつかの信号レベルがフェージングにより低下していても、信号レベルの高い信号が少なくとも1つ存在すれば、その信号を選択することにより、全体として品質の高い伝送を行うことが可能となる。しかしながら、この方法を、直交周波数分割多重方式による広帯域伝送に適用する場合、各アンテナで受信した信号が受ける周波数選択性フェージングの状況は異なっているため、直交周波数分割多重方式のサブチャネル毎にダイバーシチによる合成の条件が異なり、従来の空間ダイバーシチをそのまま適用することはできない。
【０００６】
例えば、「広帯域信号移動受信用帯域分割型ダイバーシチ合成受信方式の特性−ＯＦＤＭ移動受信における特性改善例−」（浜住啓之、伊藤泰安、宮沢寛、電子情報通信学会論文誌、B-II,Vol.80-B2,No.6,pp.466-474,1997年6月）には、
以下に説明する直交周波数分割多重方式のダイバーシチ受信装置が開示されている。図１０は、上記の従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【０００７】
図１０に示す受信装置は、Ｍ本の受信アンテナ２０１〜２０Ｍ、Ｍ個の低雑音増幅器２１１〜２１Ｍ、Ｍ個の周波数変換部２２１〜２２Ｍ、Ｍ個のアナログ・デジタル変換器２３１〜２３Ｍ、Ｍ個のフーリエ変換器２４１〜２４Ｍ、Ｋ個のダイバーシチ合成器２５１〜２５Ｋ、並列・直列変換器２６０、デインタリーバ２７０及び誤り訂正復号器２８０を備える。
【０００８】
Ｍ本の受信アンテナ２０１〜２０Ｍにより受信された信号はそれぞれ対応する低雑音増幅器２１１〜２１Ｍにより増幅され、対応する周波数変換部２２１〜２２Ｍにより低域周波数に変換される。周波数変換後の各信号は、対応するアナログ・デジタル変換器２３１〜２３Ｍにより２進数で表現される数値に変換される。
【０００９】
変換された受信信号はそれぞれ対応するフーリエ変換器２４１〜２４Ｍに入力され、高速フーリエ変換処理が行われる。ここで、受信信号はＫ個のサブチャネル信号を直交周波数分割多重化した信号となっているが、各フーリエ変換器２４１〜２４Ｍは、この直交周波数分割多重化信号を元のＫ個のサブチャネル信号に分離する。各サブチャネル信号はそれぞれ対応するダイバーシチ合成部２５１〜２５Ｋに入力され、サブチャネル毎にダイバーシチ合成が行われる。ダイバーシチ合成後のサブチャネル信号は、並列・直列変換器２６０に入力されて直列信号系列に変換され、デインタリーバ２７０により信号系列の順序が変換された後、誤り訂正復号器２８０において伝送誤りが訂正される。
【００１０】
上記の構成により、サブチャネル毎にダイバーシチ合成条件が異なる周波数選択性フェージング環境にあっても、サブチャネル毎に合成を行うため、効果的にダイバーシチ効果を得ることができる。
【００１１】
また、他の従来の受信装置として、“Pre−DFT Combining Space Diversity Assised COFDM”（Minoru Okada, Shozo Komaki, IEEE Transactions on Vehicular Techno1ogy, Vol.50, No.2, pp.487-496, March 2001）には、以下に説明する直交周波数分割多重方式の空間ダイバーシチ受信装置が開示されている。図１１は、上記の他の従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１２】
図１１に示す受信装置は、Ｍ本の受信アンテナ３０１〜３０Ｍ、Ｍ個の低雑音増幅器３１１〜３１Ｍ、Ｍ個の周波数変換部３２１〜３２Ｍ、Ｍ個のアナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍ、Ｍ個の乗算器３４１〜３４Ｍ、ダイバーシチ重み生成部３５０、加算器３６０、フーリエ変換器３７０、並列・直列変換器３８０、デインタリーバ３９０及び誤り訂正復号器４００を備える。
【００１３】
Ｍ本の受信アンテナ３０１〜３０Ｍにより受信された信号はそれぞれ対応する低雑音増幅器３１１〜３１Ｍにより増幅され、対応する周波数変換部３２１〜３２Ｍにより低域周波数に変換される。周波数変換後の各信号は、対応するアナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍにより２進数で表現される数値に変換される。
【００１４】
アナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍにより変換された信号は、ダイバーシチ重み生成部３５０により生成されたダイバーシチ重み係数ｗ0，ｗ1，…，ｗ(M-1)とともに乗算器３４１〜３４Ｍに入力され、乗算演算が行われる。全ての乗算器３４１〜３４Ｍの出力信号は加算器３６０により加算される。
【００１５】
加算器３６０の出力信号はフーリエ変換器３７０に入力され、高速フーリエ変換処理が行われ、直交周波数分割多重化されている信号が各サブチャネル信号に分離される。フーリエ変換器３７０の出力信号は、並列・直列変換器３８０により直列信号系列に変換され、デインタリーバ３９０により信号系列の順序が変換され、誤り訂正復号器４００により伝送誤りが訂正される。
【００１６】
ここで、誤り訂正復号器４００により複数のサブチャネルに渡って誤り訂正復号が行われているが、ダイバーシチ重み生成部３５０では、これらの複数のサブチャネルの平均信号対雑音電力比が最大になるように、ダイバーシチ重み係数ｗ0，ｗ1，…，ｗ(M-1)が決定される。具体的には、各受信アンテナ３０１〜３０Ｍからの受信信号の共分散行列を推定し、推定した共分散行列の固有ベクトルのうち、対応する固有ベクトルが最大となる固有ベクトルを選択し、ダイバーシチ重み係数ｗ0，ｗ1，…，ｗ(M-1)として用いる。この処理により、複数のサブチャネルの平均信号対雑音電力比を最大にすることが可能となる。
【００１７】
上記の構成により、誤り訂正符号系列を複数のサブチャネルに渡って配置しているので、フーリエ変換器の個数を一つに削減することが可能となり、ハードウエア規模を削減することができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前者の従来の受信装置では、ダイバーシチブランチ毎に低雑音増幅器２１１〜２１Ｍ、周波数変換部２２１〜２２Ｍ、アナログ・デジタル変換器２３１〜２３Ｍ及びフーリエ変換器２４１〜２４Ｍが必要となるため、受信装置のハードエア規模が大きくなる。また、後者の従来の受信装置では、フーリエ変換器の数を削減することはできるが、ダイバーシチブランチ毎に低雑音増幅器３１１〜３１Ｍ、周波数変換部３２１〜３２Ｍ及びアナログ・デジタル変換器３３１〜３３Ｍが必要となり、これらのブロックは、アナログ信号を扱うブロックであるため、今後の半導体技術及び実装技術が進歩したとしても、大幅にハードウエア規模を削減することは困難である。
【００１９】
本発明の目的は、低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器の個数を必要最低限に抑制してハードウエア規模をより削減することができる受信装置を提供することである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る受信装置は、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と、前記送信信号を受信し且つ前記第１のアンテナ手段と電磁的に結合する第２のアンテナ手段と、前記第２のアンテナ手段を終端する可変リアクタンス手段と、前記第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に前記可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御する制御手段と、を備え、前記第１のアンテナ手段は、主に前記送信信号を受信する第１のアンテナ素子部と、第１の電磁結合部とを含み、前記第２のアンテナ手段は、主に前記送信信号を受信する第２のアンテナ素子部と、主に前記第１の電磁結合部と電磁的に結合する第２の電磁結合部とを含み、前記第１及び第２のアンテナ素子部間の距離は、前記第１及び第２の電磁結合部間の距離より実質的に長いことを特徴とするものである。
【００２１】
本発明に係る受信装置においては、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と第２のアンテナ手段とが電磁的に結合され、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に第２のアンテナ手段を終端する可変リアクタンス手段のリアクタンスが制御されるので、第２のアンテナ手段に対して低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器を設けることなく、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信号対雑音電力比を大きくすることができ、空間ダイバーシチ効果を充分に得ることができる。したがって、第１のアンテナ手段に対してのみ低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器を設けるだけで、信号対雑音電力比の大きな受信信号を得ることができ、低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器の個数を必要最低限に抑制してハードウエア規模をより削減することができる。また、第１及び第２のアンテナ素子部間の距離を第１及び第２の電磁結合部間の距離より長くしているので、電磁結合量を大きく保ったまま、フェージング相関を小さくすることができ、より大きなダイバーシチ効果を得ることができる。
【００２２】
制御手段は、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の電力レベルに応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することが好ましい。
【００２３】
この場合、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の電力レベルに応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスが制御されるので、可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御して第１のアンテナ素子を介して受信された受信信号の電力レベルを大きくすることができる。
【００２４】
制御手段は、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信頼性情報に応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することが好ましい。
【００２５】
この場合、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信頼性情報に応じて可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御しているので、可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御して伝搬路の早い時間変動に対する耐性を高めることができる。
【００２６】
前記第１のアンテナ素子部と第２のアンテナ素子部とは、波長程度離間されて配置され、前記第１の電磁結合部と第２の電磁結合部とは、波長に比較して狭い間隔で並べられた２本の導体からなることが好ましい。
【００２７】
このように構成することにより、第１、第２の電磁結合部を近接させた状態でアンテナ素子部を大きく離すことができるので、電磁結合量を大きく保ったまま、フェージング相関を小さくすることができ、より大きなダイバーシチ効果を得ることが可能となる。
【００２８】
第２のアンテナ手段は、送信信号を受信し且つ第１のアンテナ手段と電磁的に結合する複数のアンテナ手段を含み、可変リアクタンス手段は、複数のアンテナ手段ごとに設けられ、各アンテナ手段を終端する複数の可変リアクタンス手段を含み、制御手段は、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に各可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することが好ましい。
【００２９】
この場合、複数のアンテナ手段を第１のアンテナ手段と電磁的に結合し、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に各アンテナ手段を終端する複数の可変リアクタンス手段のリアクタンスが制御されるので、複数のアンテナ手段を用いることができ、空間ダイバーシチ効果をより大きくすることができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の各実施の形態による受信装置について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【００３１】
図１に示す受信装置は、直交周波数分割多重方式のダイバーシチ受信装置であり、主アンテナ素子１、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４、フーリエ変換器５、伝送路推定部６、等化器７、判定部８、デインタリーバ９、誤り訂正復号器１０、電力測定部１１、制御部１２、デジタル・アナログ変換器１３、チョークコイル１４、可変リアクタンス素子１５及び副アンテナ素子１６を備える。
【００３２】
主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６は、波長の数分の一程度の狭い間隔で配置されており、電磁的に結合している。副アンテナ素子１６は、電圧制御リアクタンスである可変リアクタンス素子１５により終端されている。主アンテナ素子１は、受信した受信信号Ｓ１を低雑音増幅器２へ出力し、低雑音増幅器２は、受信信号Ｓ１を増幅して周波数変換部３へ出力する。周波数変換部３は、増幅された受信信号を低域周波数の受信信号に変換してアナログ・デジタル変換器４へ出力する。アナログ・デジタル変換器４は、低域周波数の受信信号をデジタル信号の受信信号系列Ｓ２に変換してフーリエ変換器５及び電力測定部１１へ出力する。
【００３３】
フーリエ変換器５は、受信信号系列Ｓ２を高速フーリエ変換して伝送路推定部６及び等化器７へ出力する。等化器７は、伝送路推定部６の推定結果に応じて所定の等化処理を行って判定部８へ出力する。判定部８は、等化器７の出力に対して所定の判定処理を行い、デインタリーバ９は、信号系列の順序を変換し、誤り訂正復号器１０は、伝送誤りを訂正する。
【００３４】
電力測定部１１は、平均受信電力の推定値Ｓ３を求めて制御部１２へ出力する。制御部１２は、平均受信電力の推定値Ｓ３を用いて可変リアクタンス素子１５のリアクタンスを制御するための制御電圧Ｓ４を決定する。デジタル・アナログ変換器１３は、制御電圧Ｓ４をアナログ電圧に変換した可変リアクタンス制御信号Ｓ５を、チョークコイル１４を介して、副アンテナ素子１６を終端する可変リアクタンス素子１５に印加する。
【００３５】
次に、図１に示す受信装置の動作について詳細に説明する。まず、主アンテナ素子１により受信された受信信号Ｓ１は、低雑音増幅器２により増幅された後、周波数変換部３により低域周波数の受信信号に変換され、さらに、アナログ・デジタル変換器４によりデジタル信号に変換されて２進数値で表現される受信信号系列Ｓ２に変換される。この受信信号系列Ｓ２の時刻（ｋ＋ｉＮ）Ｔｓ（ここで、ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１；ｉ＝０，１，２，…）における値をｒ（ｋ＋ｉＮ）と表すことにする。ここで、Ｔｓはアナログ・デジタル変換器４のサンプリング周期であり、Ｎは直交周波数分割多重信号の１シンボル辺りのサンプル数である。
【００３６】
次に、受信信号系列Ｓ２は、電力測定部１１に入力され、電力測定部１１は、ｉ番目のシンボル区間の平均受信電力Ｐ（ｉ）（平均受信電力の推定値Ｓ３）を下記の式（１）により求める。
【００３７】
【数１】
上記の式（１）により求められたシンボル区間の平均受信電力は、制御部１２へ出力される。制御部１２は、平均受信電力を用いて可変リアクタンス素子１５のリアクタンスを制御するための制御電圧Ｖ（ｉ）（制御電圧Ｓ４）を決定する。
【００３９】
制御部１２によって決定された制御電圧Ｓ４は、デジタル・アナログ変換器１３によりアナログ電圧に変換され、変換されたアナログ電圧が可変リアクタンス値制御信号Ｓ５として副アンテナ素子１６に入力される。このアナログ電圧は、チョークコイル１４を経由して可変容量ダイオードで構成される可変リアクタンス素子１５の両端に加えられる。
【００４０】
ここで、主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６の位置における受信波の電界をそれぞれｅ1及びｅ2と定義し、主アンテナ素子１の端子及び副アンテナ素子１６の端子の電圧をｖ1及びｖ2と定義する。このとき、受信波の電界と端子電圧との間には、次の関係が成立する。
【００４１】
【数２】
ここで、Ｚ11，Ｚ22はそれぞれ主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６の自己インピーダンスであり、Ｚ12，Ｚ21は主アンテナ素子１及び副アンテナ素子１６間の相互インピーダンスであり、ＺLは受信機入カインピーダンスであり、Ｘは副アンテナ素子１６を終端している可変リアクタンス素子１５のリアクタンスであり、Ｌeは主アンテナ素子１及び副アンテナ素子１６間の実効長である。
【００４３】
式（２）から、主アンテナ素子１の端子電圧ｖ1は、主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６の各位置における電界ｅ1及びｅ2の線形結合により表されており、リアクタンスＸの値が変化することにより、合成される電界の振幅および位相が変化することが分かる。したがって、リアクタンスＸの値を適当に設定することにより、受信信号の信号対雑音電力比を大きくすることができ、その結果、空間ダイバーシチ効果を充分に得ることが可能となる。
【００４４】
次に、制御部１２の動作について説明する。図２は、図１に示す制御部１２の動作の一例を説明するためのフローチャートである。なお、以下の説明では、取り得る制御電圧の最大値をＶmax、最小値をＶminとする。また、ｉ＝２ｍ番目のシンボルにおける制御電圧の探索幅の上界をＶP（ｍ）、下界をＶM（ｍ）とする。
【００４５】
まず、初期条件として、ｍ＝０とし、ＶP（０）＝Ｖmax、ＶM（０）＝Ｖminとする（ステップＳ１）。次に、ｉ＝２ｍ番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧としてＶ（２ｍ）＝ＶP（ｍ）に設定し、対応するｉ＝２ｍ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ）を測定する（ステップＳ２）。次に、ｉ＝２ｍ＋１番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧としてＶ（２ｍ＋１）＝ＶM（ｍ）に設定し、対応するｉ＝２ｍ＋１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ＋１）を測定する（ステップＳ３）。
【００４６】
次に、ｉ＝２ｍ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ）とｉ＝２ｍ＋１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（２ｍ＋１）とを比較し、Ｐ（２ｍ）＞Ｐ（２ｍ＋１）の場合に（ステップＳ４でＹＥＳ）、ＶP（ｍ＋１）＝ＶP（ｍ）、ＶM（ｍ＋１）＝（ＶP（ｍ）＋ＶM（ｍ））／２に設定し、制御電圧の探索幅の上界及び下界を更新する（ステップＳ５）。一方、Ｐ（２ｍ）≦Ｐ（２ｍ＋１）の場合に（ステップＳ４でＮＯ）、ＶP（ｍ＋１）＝（ＶP（ｍ）＋ＶM（ｍ））／２、ＶM（ｍ＋１）＝ＶM（ｍ）に設定し、制御電圧の探索幅の上界及び下界を更新する（ステップＳ６）。
【００４７】
次に、ｍをインクリメントし（ステップＳ７）、｜ＶP（ｍ）−ＶM（ｍ）｜とε（非負の所定の小さい数）とを比較し、｜ＶP（ｍ）−ＶM（ｍ）｜≧εの場合に（ステップＳ８でＮＯ）、ステップＳ２以降の処理を繰り返し、｜ＶP（ｍ）−ＶM（ｍ）｜＜εの場合に（ステップＳ８でＹＥＳ）、処理を終了する。このようにして、ステップＳ２以降の処理を繰り返すことにより、ＶP（ｍ）、ＶM（ｍ）は所定の値に収束する。この結果、制御部１２の制御電圧として、平均受信電力がより大きくなる電圧が出力され、可変リアクタンス素子１５のリアクタンス値を平均受信電力が大きくなるように制御することができる。
【００４８】
また、上記のようにして決定された制御電圧の最適値は、伝搬路の時刻変動等に応じて変化する。このため、制御部１２は、この変動に対応して制御電圧を更新する。図３は、図１に示す制御部１２の伝搬路の時刻変動等に対する動作を説明するためのフローチャートである。なお、図３の処理では、ｉ−1番目のシンボルの平均受信電力の測定が終わっているものとして説明する。
【００４９】
まず、電圧更新時の変化の方向を表す符号ｓｉｇ＝１に設定する（ステップＳ１１）。次に、ｉ番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧をＶ（ｉ）＝Ｖ（ｉ−１）＋ｓｉｇ・Δに変化させる（ステップＳ１２）。ここで、Δは電圧変化の幅を示す。次に、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）を測定する（ステップＳ１３）。
【００５０】
次に、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）とｉ−１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ−１）と比較し、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）がｉ−１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ−１）より大きい場合（ステップＳ１４でＹＥＳ）、すなわち、平均受信電力が増加している場合は、ｉをインクリメントした（ステップＳ１５）後に、ステップＳ１２以降の処理を繰り返す。一方、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）がｉ−１番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ−１）以下の場合（ステップＳ１４でＮＯ）、すなわち、平均受信電力が減少している場合は、ｓｉｇ＝−ｓｉｇとして符号を反転し（ステップＳ１６）、ｉをインクリメントした（ステップＳ１５）後に、ステップＳ１２以降の処理を繰り返す。上記の処理により、制御部１２は、伝搬路の時刻変動等に応じて最適な制御電圧を出力することができ、平均受信電力がより大きくなるように制御電圧を安定して制御することが可能となる。
【００５１】
上記のように、本実施の形態では、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４及びフーリエ変換器５を主アンテナ素子１に対してのみ設けることができ、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４及びフーリエ変換器５の個数を必要最低限に抑制して受信装置のハードウエア規模を削減することができる。
【００５２】
次に、制御部１２の他の動作について説明する。図４は、図１に示す制御部１２の他の動作を説明するためのフローチャートである。
【００５３】
まず、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）を測定し（ステップＳ２１）、ｉ番目のシンボルの平均受信電力Ｐ（ｉ）と所定の閾値Ｐthとを比較し、平均受信電力Ｐ（ｉ）が閾値Ｐthよりも小さくなった場合（ステップＳ２２でＹＥＳ）、乱数によりランダムな値を発生させて、その値を制御電圧Ｖ（ｉ）に代入してｉ＋1番目のシンボルに対応する制御部１２の制御電圧に変更し（ステップＳ２３）、平均受信電力Ｐ（ｉ）が閾値Ｐth以上の場合、制御電圧は変更しない。その後、ｉをインクリメントして（ステップＳ２４）、ステップＳ２１以降の処理を継続する。このようにして、図２及び図３に示す処理に代えて、より簡易な処理を適用することも可能である。
【００５４】
次に、他のアンテナを用いた本発明の第２の実施の形態について説明する。一般的にダイバーシチを行うアンテナ素子の間隔を大きくすることによりフェージング相関が小さくなるため、ダイバーシチ効果が大きくなるといわれている。しかしながら、図１に示すアンテナ素子の例では、アンテナ素子間距離を離すことにより、主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６間の電磁結合量が小さくなるため、副アンテナ素子１６で受信された信号が、主アンテナ素子１に出力されなくなり、ダイバーシチ合成が行えなくなる場合がある。このため、第２の実施の形態では、図１に示す主アンテナ素子１および副アンテナ素子１６のようにアンテナ素子そのものを電磁結合させるのではなく、以下に説明するのように電磁結合部とアンテナ素子部とを分離するものである。
【００５５】
図５は、本発明の第２の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。なお、第２の実施の形態による受信装置では、図１に示す受信装置と同様に、図５に示す主アンテナ素子１ａは低雑音増幅器２に接続され、副アンテナ素子１６ａは可変リアクタンス素子１５により終端されるとともに、チョークコイル１４を介してデジタル・アナログ変換器１３に接続され、図示を省略した低雑音増幅器２等は図１に示す受信装置とほぼ同様に動作する。
【００５６】
図５に示す主アンテナ素子１ａ及び副アンテナ素子１６ａは、波長程度離間されて配置された２本のアンテナ素子部１ｂ，１６ｂ（図５中の傾斜部分）と、波長に比較して非常に狭い間隔で並べられた２本の導体からなる電磁結合部１ｃ，１６ｃ（図５中の上下方向の直線部分）とから構成されている。このように構成することにより、電磁結合部１ｃ，１６ｃを近接させた状態でアンテナ素子部１ｂ，１６ｂを大きく離すことができるので、電磁結合量を大きく保ったまま、フェージング相関を小さくすることができ、より大きなダイバーシチ効果を得ることが可能となる。
【００５７】
次に、本発明の第３の実施の形態による受信装置について説明する。図６は、本発明の第３の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。なお、第３の実施の形態による受信装置では、図１に示す受信装置と同様に、図６に示す主アンテナ素子１は低雑音増幅器２に接続され、制御部１２ａは電力測定部１１に接続され、図示を省略した低雑音増幅器２等は図１に示す受信装置とほぼ同様に動作する。
【００５８】
図６に示すように、Ｎ本の副アンテナ素子１６１〜１６Ｎが主アンテナ素子１の近傍に配置されて電磁的に結合され、各副アンテナ素子１６１〜１６Ｎは、可変リアクタンス素子１５１〜１５Ｎにより終端されるとともに、チョークコイル１４１〜１４Ｎを介してデジタル・アナログ変換器１３ａに接続され、デジタル・アナログ変換器１３ａは制御部１２ａに接続される。制御部１２ａは、電力測定部１１から出力される平均受信電力の推定値Ｓ３を用いて各可変リアクタンス素子１５１〜１５Ｎのリアクタンスを制御するための制御電圧を決定し、決定された各制御電圧は、デジタル・アナログ変換器１３ａによりアナログ電圧に変換され、変換されたアナログ電圧が可変リアクタンス値制御信号としてチョークコイル１４１〜１４Ｎを介して、副アンテナ素子１６１〜１６Ｎを終端する可変リアクタンス素子１５に印加される。
【００５９】
ここで、制御部１２ａは、Ｎ個の可変リアクタンス素子１５１〜１５Ｎをそれぞれ別々に制御するために、Ｎ個の制御電圧を出力する必要があり、この場合の制御部１２ａの動作について説明する。図７、図６示す制御部１２ａの動作の一例を説明するためのフローチャートである。なお、以下の説明では、ｉ番目のシンボル期間におけるｋ（ｋ＝１〜Ｎ）番目の副アンテナ素子１６ｋに対応する制御部１２ａの実際の制御電圧をＶk（ｉ）とし、ｉ番目のシンボル期間におけるｋ番目の副アンテナ素子１６ｋに対応する制御部１２ａの仮の制御電圧をＶ’k（ｉ）とし、ｋ番目の副アンテナ素子１６ｋに用いられる乱数の値をΔkとする。
【００６０】
まず、Ｎ個の制御電圧の初期値Ｖ’1（ｉ−１），Ｖ’2（ｉ−１），…，Ｖ’N（ｉ−１）が設定される（ステップＳ３１）。次に、Ｎ個の乱数Δ1，Δ2，…，ΔNが生成され（ステップＳ３２）、生成された各乱数ΔkがＶ’k（ｉ−１）に加算されてＶk（ｉ）が各制御電圧として出力され（ステップＳ３３）、Ｖk（ｉ）に対応した平均受信電力Ｐ（ｉ）が測定される（ステップＳ３４）。
【００６１】
次に、測定された平均受信電力Ｐ（ｉ）と１シンボル前の平均受信電力Ｐ（ｉ−１）とを比較し、Ｐ（ｉ）＞Ｐ（ｉ−１）の場合すなわち平均受信電力が増加している場合に（ステップＳ３５でＹＥＳ）、Ｖk（ｉ）を仮の制御電圧Ｖ’k（ｉ）として保存し（ステップＳ３６）、Ｐ（ｉ）≦Ｐ（ｉ−１）の場合すなわち平均受信電力が減少している場合に（ステップＳ３５でＮＯ）、Ｖ’k（ｉ）＝Ｖ'k（ｉ−１）として制御電圧を変化させない（ステップＳ３７）。
【００６２】
次に、ｉをインクリメントした（ステップＳ３８）後に、ステップＳ３２以降の処理を繰り返す。上記の処理により、制御部１２ａは、平均受信電力を最大にする制御電圧を個別に出力することができ、平均受信電力を最大にすることができるとともに、副アンテナ素子を複数にすることによりダイバーシチ効果をより大きくすることができる。
【００６３】
次に、本発明の第４の実施の形態による受信装置について説明する。図８は、本発明の第４の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図８に示す受信装置と図１に示す受信装置とで異なる点は、電力測定部１１ａがフーリエ変換出力を利用して平均受信電力を測定する点であり、その他の点は図１に示す受信装置と同様であるので、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６４】
電力測定部１１ａは、フーリエ変換器５の出力を受け、この出力を上記の式（１）に適用して第１の実施の形態と同様に平均受信電力を測定し、その他の部分は図１に示す対応部分と同様に動作する。
【００６５】
上記のように、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、低雑音増幅器２、周波数変換部３、アナログ・デジタル変換器４及びフーリエ変換器５の個数を必要最低限に抑制して受信装置のハードウエア規模を削減することができる。
【００６６】
次に、本発明の第５の実施の形態による受信装置について説明する。図９は、本発明の第５の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図９に示す受信装置と図１に示す受信装置とで異なる点は、電力測定部１１及び制御部１２に代えて信頼性情報生成部１７及び制御部１２ｃを用いる点であり、その他の点は図１に示す受信装置と同様であるので、同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６７】
信頼性情報生成部１７は、伝搬路推定部６により求められるｉ番目のシンボルの伝送路応答のｋ番目のサブチャネル成分ｈk（ｉ）から下式を用いて信頼性情報ｃ（ｉ）を求める。
【００６８】
【数３】
上式により求められるｃ（ｉ）は、サブチャネル当りの平均受信電力をフェージングによる時間変動で割った値で表される信頼性情報である。制御部１２ｂは、信頼性情報ｃ（ｉ）に応じて第１の実施の同様に動作し、その他の部分も図１に示す対応部分と同様に動作する。フェージングによる時間変動が大きいと、平均受信電力が大きくても、信頼性は低くなるので、この信頼性情報ｃ（ｉ）の値が大きくなるように副アンテナ素子１６を終端する可変リアクタンス素子１５のリアクタンスを制御することにより、伝搬路の早い時間変動に対する耐性を高めることが可能となる。
【００７０】
なお、上記の説明では、信頼性情報に応じて可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御する場合について説明したが、第１の実施の形態等を組み合わせて平均受信電力及び信頼性情報に応じて可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するようにしてもよい。
【００７１】
また、本発明は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式）であれば、種々の方式に適用することができ、例えば、ＣＯＦＤＭ（Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ（BandSegmented Transmission-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式等に同様に適用することができる。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と第２のアンテナ手段とが電磁的に結合され、第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に第２のアンテナ手段のリアクタンスが制御されるので、第１のアンテナ手段に対してのみ低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器を設けるだけで、信号対雑音電力比の大きな受信信号を得ることができ、低雑音増幅器、周波数変換部、アナログ・デジタル変換器及びフーリエ変換器の個数を必要最低限に抑制してハードウエア規模をより削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１に示す制御部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
【図３】 図１に示す制御部の伝搬路の時刻変動等に対する動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】 図１に示す制御部の他の動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】 本発明の第２の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。
【図６】 本発明の第３の実施の形態による受信装置のアンテナ部の構成例を示す模式図である。
【図７】 図６に示す制御部の動作の一例を説明するためのフローチャートである。
【図８】 本発明の第４の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明の第５の実施の形態による受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】 他の従来の受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１，１ａ 主アンテナ素子
１ｂ アンテナ素子部
１ｃ 電磁結合部
２ 低雑音増幅器
３ 周波数変換部
４ アナログ・デジタル変換器
５ フーリエ変換器
６ 伝送路推定部
７ 等化器
８ 判定部
９ デインタリーバ
１０ 誤り訂正復号器
１１，１１ａ 電力測定部
１２，１２ａ，１２ｂ 制御部
１３，１３ａ デジタル・アナログ変換器
１４，１４１〜１４Ｎ チョークコイル
１５，１５１〜１５Ｎ 可変リアクタンス素子
１６，１６ａ，１６１〜１６Ｎ 副アンテナ素子
１６ｂ アンテナ素子部
１６ｃ 電磁結合部
１７ 信頼性情報生成部
Claims (5)
- 直交周波数分割多重方式により送信される送信信号を受信する第１のアンテナ手段と、
前記送信信号を受信し且つ前記第１のアンテナ手段と電磁的に結合する第２のアンテナ手段と、
前記第２のアンテナ手段を終端する可変リアクタンス手段と、
前記第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に前記可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御する制御手段と、を備え、
前記第１のアンテナ手段は、主に前記送信信号を受信する第１のアンテナ素子部と、第１の電磁結合部とを含み、
前記第２のアンテナ手段は、主に前記送信信号を受信する第２のアンテナ素子部と、主に前記第１の電磁結合部と電磁的に結合する第２の電磁結合部とを含み、
前記第１及び第２のアンテナ素子部間の距離は、前記第１及び第２の電磁結合部間の距離より実質的に長いことを特徴とする受信装置。 - 前記制御手段は、前記第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の電力レベルに応じて前記可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記制御手段は、前記第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号の信頼性情報に応じて前記可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 前記第１のアンテナ素子部と第２のアンテナ素子部とは、波長程度離間されて配置され、
前記第１の電磁結合部と第２の電磁結合部とは、波長に比較して狭い間隔で並べられた２本の導体からなることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 - 前記第２のアンテナ手段は、前記送信信号を受信し且つ前記第１のアンテナ手段と電磁的に結合する複数のアンテナ手段を含み、
前記可変リアクタンス手段は、前記複数のアンテナ手段ごとに設けられ、各アンテナ手段を終端する複数の可変リアクタンス手段を含み、
前記制御手段は、前記第１のアンテナ手段を介して受信された受信信号を基に各可変リアクタンス手段のリアクタンスを制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに受信装置。
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