JP4230367B2 - 利得可変増幅器、キャリア検出回路システム、及びそれらを用いた赤外線リモコン受信機 - Google Patents

Description

本発明は、赤外線リモコン用受信機等の光半導体装置として好適に実施される利得可変増幅器、キャリア検出回路システム、及びそれらを用いた赤外線リモコン受信機に関するものである。

赤外線リモコン受信機の送信信号は、一般的に、３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ程度の決められたキャリアで変調されたＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）信号であり、受信チップでは、入力された光電流信号をアンプで増幅し、キャリアの周波数に合わせたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）にてキャリア成分を取り出し、検波回路にてキャリアを検出し、積分回路にてキャリアのある時間を積分し、ヒステリシスコンパレータにてキャリアの有無を判別してディジタル出力する。

ところで、家庭用インバータ蛍光灯には、３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚのキャリア成分が存在する。このため、赤外線リモコン受信機の周囲にインバータ蛍光灯が存在する場合には、赤外線リモコン受信機が、インバータ蛍光灯のノイズ成分を検出して誤動作したり、最悪の場合、送信信号を正確に受信できないといった問題がある。

この問題に対して、キャリア検出回路又は利得可変回路を設けて、ＡＧＣ（Auto Gain Control：自動利得制御）を行い、外乱ノイズに対する特性を向上するのは効果的である。

しかし、赤外線リモコン受信機は、システム全体の利得が大きい。このため、キャリア検出回路の出力レベルを検出し、ＡＧＣ回路を介してアンプ部のゲイン調整を行う場合、キャリア検出回路の出力レベルに重畳した電源ノイズ等の影響によって受信特性を低下させる問題が発生する。

さらに、赤外線リモコン受信機においては、コスト削減の要望が強く、従来は外付けチップコンデンサ（０．１μＦ程度）であったキャリア検出回路の積分用コンデンサも、現在では集積回路（ＩＣ）に内蔵する（１００ｐＦ程度）ことが常識となっている。コンデンサをＩＣ内に内蔵した場合、キャリア検出回路の充放電電流は１００ｐＡオーダーとなるため、キャリア検出回路のインピーダンスが上昇し、電源ノイズ等の影響を受け易くなってしまう。

この問題を解決する赤外線リモコン受信機の受信システムとして、例えば、図７に示す回路方式のものがある。

この赤外線リモコン受信機１００の受信システムでは、フォトダイオードチップＦＤから入力される光電流信号Ｉｉｎを、集積化された受信チップにて復調して出力し、その出力は電子機器を制御するマイコン等に接続される。なお、この構成は、一般的なものである。

光電流信号Ｉｉｎは、３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ程度の決められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号であり、受信チップからなる赤外線リモコン受信機１００では入力された光電流信号Ｉｉｎをアンプ１０１・１０２・１０３にて増幅し、キャリアの周波数に合わせたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０４にてキャリア成分を取り出し、検波回路であるキャリア検出回路１０５にてキャリアを検出し、積分回路１０６にてキャリアのある時間を積分し、ヒステリシスコンパレータ１０７にてキャリアの有無を判別してディジタル出力する。なお、上記において、キャリア検出回路１０５の出力レベルを検出してＡＧＣ回路１１０を介してアンプ１０２のゲイン調整を行う。また、各部の波形は、図８（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）に示すようになる。

上記ＡＧＣ回路１１０の従来の構成例を図９に示す。すなわち、利得可変増幅回路であるＡＧＣ回路１１０は、制御電圧によりアンプ１０２のバイアス電流を可変する。

同図に示すように、ＡＭＰ１０２に相当するＡＭＰ回路１２０の出力電圧Ｖｏ１・Ｖｏ２は、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃが０の場合つまりＡＧＣ回路１１０がＯＦＦの場合には、ＡＭＰ回路１２０におけるトランジスタＱＮ１・ＱＮ２のコンダクタンスｇｍ及び出力抵抗Ｒにより決定し、
Ｖｏ１＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１−Ｒ＊ｇｍ/２＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１−Ｒ＊Ｉ１/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（１）
Ｖｏ２＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１＋Ｒ＊ｇｍ/２＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１＋Ｒ＊Ｉ１/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（２）
ｇｍ＝（Ｉ１/２）/Ｖｔ ・・・・・（３）
（ここで、Ｖｔ＝ｋＴ/ｑ、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷）
よって、差動電圧利得Ａｖは、
Ａｖ＝（Ｖｏ１−Ｖｏ２）/（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝−Ｒ＊Ｉ１/（２Ｖｔ） ・・・・・（４）
となる。

一方、制御電圧ＤｅｔによりＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃを発生し、ＡＧＣ回路１１０がＯＮした場合には、
Ｖｏ１＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）−Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）
/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（５）
Ｖｏ２＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）＋Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/
/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（６）
Ａｖ＝−Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/（２Ｖｔ） ・・・・・（７）
となる。

この結果、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃにより、ＡＭＰ回路１２０のバイアス電流（Ｉ１−Ｉａｇｃ）を制御することによって、利得可変することが可能である。

しかしながら、上記の構成では、ＡＭＰ回路１２０の出力電圧Ｖｏ１・Ｖｏ２は、式（５）（６）の第２項の成分「Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）」により、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃにノイズが重畳された場合には、そのノイズの影響を受けることとなる。

ここで、赤外線リモコン受信機１００では、キャリア検出回路１０５の出力を制御電圧としてＡＭＰ回路１２０にゲインコントロールする方式が一般的である。そして、利得可変増幅器及びキャリア検出回路システムの他の従来の構成には、図１０に示すものもある。

しかしながら、一般に、キャリア検出回路２０５はインピーダンスが高く電源ノイズ等のノイズが重畳し易い。このため、同図に示す利得可変増幅器及びキャリア検出回路システム２００では、キャリア検出回路出力Ｄｅｔに重畳したノイズがアンプ２０２にフィードバックすることとなり、前記赤外線リモコン受信機１００の受信システムで示したノイズ成分（式（５）（６）の第２項）が発生し、特性の低下となる。

一方、キャリア検出回路２０５の具体的な構成しては、例えば、図１１に示すように、コンデンサ外付けタイプのキャリア検出回路２０５ａや、図１２に示すように、特許文献１に開示されたコンデンサ内蔵タイプのキャリア検出回路２０５ｂがある。

ところで、赤外線リモコン受信機では、キャリア検出回路には１００ｍｓｅｃ/０．１Ｖ程度の時定数が必要である。

上記図１１に示すキャリア検出回路２０５ａでは、キャリアレベル（Ｄｅｔ）検出用コンデンサＣ１が外付けであるため、その容量値は０．１μＦ程度である。したがって、１００ｍｓｅｃ/０．１Ｖの時定数を得るためには、充放電電流は１００ｎＡオーダーとなる。

一方、特許文献１に開示されたキャリア検出回路２０５ｂでは、キャリアレベル（Ｄｅｔ）検出用コンデンサＣ２が内蔵のため、その容量値は１００ｐＦ程度であり、１００ｍｓｅｃ/０．１Ｖの時定数を得るためには充放電電流は１００ｐＡオーダーとなる。

時定数ｔ/Ｖ＝Ｃ/Ｉ ・・・・・（８）
このとき、充放電電流値を小さくすると、充放電回路のトランジスタのインピーダンスが上がり、ノイズの影響が大きくなるといった問題がある。

トランジスタ単体の入出力抵抗：コレクタ電流Ｉｃが小さくなると、入出力抵抗値が大きくなる。

入力抵抗ｒπ＝ｈｆｅ＊Ｖｔ/Ｉｃ ・・・・・（９）
出力抵抗ｒｏ＝Ｖａ/Ｉｃ ・・・・・（１０）
（Ｖｔ＝ｋ＊Ｔ/ｑ、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷）
（Ｖａ＝アーリ電圧）
したがって、コスト削減のためにコンデンサＣ内蔵キャリア検出回路を用いるのが一般的ではあるが、その場合、キャリア検出回路出力Ｄｅｔに重畳したノイズは大きくなり、利得可変増幅器−キャリア検出回路システムに影響を及ぼす。
特開２００２−５１０９３号公報（２００２年２月１５日公開）

このように、上記従来の図９に示す利得可変増幅器であるＡＧＣ回路１１０において、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃにノイズが重畳された場合、そのノイズの影響を受けることとなる。

また、図１０に示す利得可変増幅器及びキャリア検出回路システム２００においても、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃにノイズが重畳された場合、そのノイズの影響を受けることとなる。特に、コンデンサＣ内蔵キャリア検出回路の場合、その影響は大きくなるという問題点を有している。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得る利得可変増幅器、キャリア検出回路システム、及びそれらを用いた赤外線リモコン受信機を提供することにある。

本発明の利得可変増幅器は、上記課題を解決するために、制御電圧により、電流源にゲイン調整用電流を供給して、アンプのバイアス電流を低減する利得可変増幅器において、上記アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜く電流引き抜き手段が設けられていることを特徴としている。

上記の発明によれば、利得可変増幅器の出力段に、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜く電流引き抜き手段を設置することにより、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減が可能である。

したがって、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得る利得可変増幅器を提供することができる。

また、本発明のキャリア検出回路システムは、上記課題を解決するために、アンプ回路、フィルタ回路、キャリア検出回路、及び前記利得可変増幅器を含み、上記キャリア検出回路の出力レベルを検出し、上記利得可変増幅器を介して上記アンプ回路のゲイン調整を行うことを特徴としている。

上記の発明によれば、ゲイン調整されるアンプ回路の正及び負の各出力にゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜く電流引き抜き手段を設置することにより、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減が可能である。

したがって、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得るキャリア検出回路システムを提供することができる。

また、本発明のキャリア検出回路システムは、上記記載のキャリア検出回路システムにおいて、前記アンプ回路は、ゲイン調整を行うための第１段目アンプ及び第２段目アンプの２段のアンプを直列に備えていると共に、前記電流引き抜き手段は、第１段目アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜き、その出力を第２段目アンプに入力し、第２段目アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜くことを特徴としている。

上記の発明によれば、ゲイン調整を行うための２段のアンプを備え、第１段目アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜き、その出力を第２段目アンプに入力し、第２段目アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜くことにより、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減が可能である。

また、本発明では、ゲイン調整を行うための２段のアンプを備えているので、ゲイン調整の範囲の拡大も可能である。

また、本発明の赤外線リモコン受信機は、上記記載の利得可変増幅器を用いたことを特徴としている。

また、本発明の赤外線リモコン受信機は、上記記載のキャリア検出回路システムを用いたことを特徴としている。

したがって、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得る利得可変増幅器又はキャリア検出回路システムを用いた赤外線リモコン受信機を提供することができる。

本発明によれば、ゲイン調整される上記アンプの正及び負の各出力に、ゲイン調整用電流の１/２からなる電流源が接続されているので、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得る利得可変増幅器、キャリア検出回路システム、及びそれらを用いた赤外線リモコン受信機を提供することができるという効果を奏する。

本発明の一実施形態について図１ないし図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。

本実施の形態の赤外線リモコン受信機１０は、図１に示すように、フォトダイオードチップＦＤ、アンプ１・２・３、フィルタ回路としてのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４、キャリア検出回路５、
積分回路６、及びヒステリシスコンパレータ７等を有している。上記アンプ１・２・３、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４、キャリア検出回路５、積分回路６、及びヒステリシスコンパレータ７等は、集積化された受信チップからなっている。

上記赤外線リモコン受信機１０では、フォトダイオードチップＦＤから入力される光電流信号Ｉｉｎを、上記集積化された受信チップにて復調して出力し、その出力は図示しない電子機器を制御するマイコン等に接続される。

上記光電流信号Ｉｉｎは、３０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ程度の決められたキャリアで変調されたＡＳＫ（Amplitude Shift Keying：振幅偏移キーイング）信号である。

上記受信チップでは、入力された光電流信号Ｉｉｎをアンプ１・２・３にて増幅し、キャリアの周波数に合わせたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４にてキャリア成分を取り出し、検波回路であるキャリア検出回路５にてキャリアを検出し、積分回路６にてキャリアのある時間を積分し、ヒステリシスコンパレータ７にてキャリアの有無を判別してディジタル出力する。なお、上記において、キャリア検出回路５の出力レベルを検出してＡＧＣ（Auto Gain Control：自動利得制御）回路３０を介してアンプ２のゲイン調整を行う。

ここで、本実施の形態では、同図に示すように、上記アンプ２とＡＧＣ回路３０とによって、制御電圧によりアンプのバイアス電流を可変する利得可変増幅器としての利得可変増幅回路１１が構成されている。

上記のアンプ２は、具体的には、図２に示すように、ＡＭＰ回路部２０として表される。このＡＭＰ回路部２０は、トランジスタＱＮ１・ＱＮ２及び出力抵抗Ｒ・Ｒを備えている。

上記利得可変増幅回路１１では、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃが０の場合、つまりＡＧＣ回路３０がＯＦＦの場合は、ＡＭＰ回路部２０の出力電圧Ｖｏ１・Ｖｏ２は、トランジスタＱＮ１・ＱＮ２のコンダクタンスｇｍ及び出力抵抗Ｒにより決定し、
Ｖｏ１＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１−Ｒ＊ｇｍ/２＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１−Ｒ＊Ｉ１/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（１１）
Ｖｏ２＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１＋Ｒ＊ｇｍ/２＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１＋Ｒ＊Ｉ１/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（１２）
ｇｍ＝（Ｉ１/２）/Ｖｔ ・・・・・（１３）
（ここで、Ｖｔ＝ｋＴ/ｑｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷）
よって、差動電圧利得Ａｖは、
Ａｖ＝（Ｖｏ１−Ｖｏ２）/（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝−Ｒ＊Ｉ１/（２Ｖｔ） ・・・・（１４）
となる。

一方、キャリア検出回路５からのキャリア検出回路出力Ｄｅｔである制御電圧Ｖｄｅｔにより、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃを発生し、ＡＧＣ回路３０がＯＮした場合、
Ｖｏ１＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）＋Ｒ＊（１/２）＊（Ｉａｇｃ）
−Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１）−Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/（４Ｖｔ）＊
（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（１５）
Ｖｏ２＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）＋Ｒ＊（１/２）＊（Ｉａｇｃ）
＋Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/（４Ｖｔ）＊（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝Ｖｃｃ−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１）＋Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/（４Ｖｔ）＊
（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） ・・・・・（１６）
よって、差動電圧利得Ａｖは、
Ａｖ＝（Ｖｏ１−Ｖｏ２）/（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）
＝−Ｒ＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）/（２Ｖｔ） ・・・・（１７）
となる。

これにより、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃにより、ＡＭＰ回路部２０のバイアス電流（Ｉ１−Ｉａｇｃ）を制御することによって、利得可変することが可能である。

また、本実施の形態では、図６に示す従来の受信チップで問題となった、式（５）（６）の第２項におけるＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃの成分をキャンセルできるため、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃにノイズが重畳された場合にそのノイズの影響を低減することが可能となる。

すなわち、式（１５）、式（１６）では、第３項として、「＋Ｒ＊（１/２）＊（Ｉａｇｃ）」が付加されている。この結果、式（１５）、式（１６）における第２項における「−Ｒ＊（１/２）＊（Ｉ１−Ｉａｇｃ）」に、上記に第３項を加えることにより、「Ｒ＊（１/２）＊Ｉ１」だけが残る。この値にはＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃが出現しないので、ＡＭＰ回路部２０の出力電圧Ｖｏ１・Ｖｏ２は、ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃに影響されないものとなる。

このように、ＡＭＰ回路部２０の出力電圧Ｖｏ１・Ｖｏ２に「１/２＊Ｉａｇｃ」を付加するＡＧＣ回路３０の構成について、以下に説明する。

本実施の形態のＡＧＣ回路３０は、同図に示すように、定電流Ｉ２、トランジスタＱＰ２・ＱＰ３・ＧＮ３・ＱＮ４、及び出力抵抗ＲＥによりトランスコンダクタンスアンプを構成し、キャリア検出回路出力Ｄｅｔである制御電圧Ｖｄｅｔに応じた電流、すなわち、１/２＊Ｉａｇｃを出力する。また、トランジスタＱＮ５〜ＱＮ８はカレントミラー回路を構成し、（１/２）＊Ｉａｇｃの電流をトランジスタＱＮ７・ＱＮ８のコレクタに出力する。さらに、トランジスタＱＰ３・ＱＰ４はカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱＰ４のエミッタサイズをトランジスタＱＰ３のエミッタサイズの２倍とすることにより、トランジスタＱＰ４にＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃの電流を出力する。
これを、式で示すと、以下のようになる。

（１/２）＊Ｉａｇｃ＝ｇｍ＊（Ｖｄｅｔ−Ｖｒｅｆ）
ここで、ｇｍ＝１/（２＊ＲＥ＋４Ｖｔ/Ｉ２）
（ただし、ｇｍ：トランスコンダクタンス、Ｖｔ＝ｋＴ/ｑ、ｋ：ボルツマン定数、 Ｔ：絶対温度、ｑ：電子の素電荷である。）
この結果、電圧（Ｖｄｅｔ）に応じて次式の電流が出力され、オートゲインコントロールを行う。

（１/２）＊Ｉａｇｃ＝（Ｖｄｅｔ−Ｖｒｅｆ）/（２＊ＲＥ＋４Ｖｔ/Ｉ２）
次に、上述の説明では、ＡＭＰ回路部２０とＡＧＣ回路３０とからなる利得可変増幅回路１１としての説明を行ったが、これに対して、図３に示すように、この利得可変増幅回路１１にキャリア検出回路５を加えてキャリア検出回路システム４０として構成することが可能である。

すなわち、このキャリア検出回路システム４０でも、同様に、アンプ２の出力段にＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃ/２からなるノイズキャンセル用の電流源を設けるようになっている。

これにより、キャリア検出回路５の出力に重畳したノイズの影響を低減可能であり、キャリア検出回路システム４０の特性を向上できる。

一方、上述の説明では、アンプ２は、１個であったが、必ずしもこれに限らず、図４に示すように、上記のキャリア検出回路システム４０とは異なる、２段のアンプ２ａ・２ｂの両方にゲインコントロールを行う利得可変増幅回路１２とキャリア検出回路５とを備えたキャリア検出回路システム５０とすることができる。

この方式の場合、アンプ１段で１５〜２０ｄＢの利得調整が可能なため、２段のアンプ２ａ・２ｂによって、３０〜４０ｄＢのゲインコントロールが可能となる。その場合も、各アンプ出力段に（１/２）ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃ１、（１/２）ＡＧＣ回路出力電流Ｉａｇｃ２からなるノイズキャンセル用の電流源を設けることにより、ノイズの影響を低減できる。

具体的な利得可変増幅回路１２は、図５に示すようになる。また、このようなキャリア検出回路システム５０を備えた赤外線リモコン受信機１５は、図６に示すようになる。

このように、本実施の形態の利得可変増幅回路１１では、キャリア検出回路出力Ｄｅｔである制御電圧Ｖｄｅｔによりアンプ２又はＡＭＰ回路部２０のバイアス電流を可変する。そして、ゲイン調整される上記アンプ２又はＡＭＰ回路部２０の正及び負の各出力電圧Ｖｏ１・Ｖｏ２に、ゲイン調整用電流の１/２からなるＡＧＣ回路出力電流（１/２）Ｉａｇｃが接続されている。

したがって、ゲイン調整用電流つまり制御電圧Ｖｄｅｔに重畳するノイズの低減が可能である。

この結果、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得る利得可変増幅回路１１を提供することができる。

また、本実施の形態のキャリア検出回路システム４０では、アンプ２又はＡＭＰ回路部２０、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４、キャリア検出回路５、及び利得可変増幅回路１１を含み、上記キャリア検出回路５の出力レベルであるキャリア検出回路出力Ｄｅｔを検出し、利得可変増幅回路１１を介して上記アンプ回路のゲイン調整を行う。そして、ゲイン調整されるアンプ２又はＡＭＰ回路部２０の正及び負の各出力にゲイン調整用電流の１／２からなる定電流であるＡＧＣ回路出力電流（１/２）Ｉａｇｃが接続されている。

したがって、ゲイン調整用電流つまりキャリア検出回路出力Ｄｅｔに重畳するノイズの低減が可能である。

この結果、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得るキャリア検出回路システム４０を提供することができる。

また、本実施の形態のキャリア検出回路システム５０では、利得可変増幅回路１２のアンプ２又はＡＭＰ回路部２０は、ゲイン調整を行うための２段のアンプ２ａ・２ｂ又はＡＭＰ回路２０ａ・２０ｂを備えていると共に、ゲイン調整される各アンプ２ａ・２ｂ又はＡＭＰ回路２０ａ・２０ｂの正及び負の各出力にゲイン調整用電流の１／２からなる定電流であるＡＧＣ回路出力電流（１/２）Ｉａｇｃが接続されている。

したがって、ゲイン調整用電流つまりキャリア検出回路出力Ｄｅｔに重畳するノイズの低減が可能である。

この結果、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得るキャリア検出回路システム５０を提供することができる。

また、本実施の形態では、ゲイン調整を行うための２段のアンプ２ａ・２ｂ又はＡＭＰ回路２０ａ・２０ｂを備えているので、ゲイン調整の範囲の拡大も可能である。

ところで、コンデンサを集積回路に内蔵しているキャリア検出回路５を使用するキャリア検出回路システム４０・５０においては、コンデンサの容量が小さいので、充放電回路のトランジスタのインピーダンスが上がり、ノイズの影響が大きくなるといった問題がある。

そこで、本実施の形態のキャリア検出回路システム４０・５０では、コンデンサを集積回路に内蔵しているキャリア検出回路５を用いる場合に、ゲイン調整されるアンプの正及び負の各出力にゲイン調整用電流の１／２からなる定電流であるＡＧＣ回路出力電流（１/２）Ｉａｇｃが接続されている。

したがって、コンデンサを集積回路に内蔵しているキャリア検出回路５を使用する場合において、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減が可能となり、その効果が大きい。

また、本実施の形態の赤外線リモコン受信機１０・１５は、上記の利得可変増幅回路１１を用いている。

また、本実施の形態の赤外線リモコン受信機１０・１５は、上記のキャリア検出回路システム４０・５０を用いている。

したがって、ゲイン調整用電流に重畳するノイズの低減を可能とし得る利得可変増幅回路１１又はキャリア検出回路システム４０・５０を用いた赤外線リモコン受信機１０・１５を提供することができる。

本発明は、赤外線リモコン用受信機等の光半導体装置として好適に実施される利得可変増幅器、キャリア検出回路システム、及びそれらを用いた赤外線リモコン受信機に適用することができる。

本発明における赤外線リモコン受信機の実施の一形態を示すブロック図である。 上記赤外線リモコン受信機における利得可変増幅回路の構成を示すブロック図である。 上記赤外線リモコン受信機におけるキャリア検出回路システムの構成を示すブロック図 アンプを２段にしたキャリア検出回路システムの構成を示すブロック図である。 上記アンプを２段にした利得可変増幅回路の構成を示すブロック図である。 上記アンプを２段にした赤外線リモコン受信機の構成を示すブロック図である。 従来の赤外線リモコン受信機の受信システムを示すブロック図である。 （ａ）〜（ｄ）は、上記赤外線リモコン受信機における各出力信号を示す波形図である。 上記赤外線リモコン受信機の利得可変増幅回路の構成を示すブロック図である。 上記赤外線リモコン受信機におけるキャリア検出回路システムの構成を示すブロック図である。 上記赤外線リモコン受信機におけるコンデンサ外付タイプのキャリア検出回路の構成を示す回路図である。 上記赤外線リモコン受信機におけるコンデンサ内蔵タイプのキャリア検出回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

２ アンプ
２ａ アンプ
２ｂ アンプ
４ バンドパスフィルタ〔ＢＰＦ〕（フィルタ回路）
５ キャリア検出回路
１０ 赤外線リモコン受信機
１１ 利得可変増幅回路（利得可変増幅器）
１２ 利得可変増幅回路（利得可変増幅器）
１５ 赤外線リモコン受信機
２０ ＡＭＰ回路部
２０ａ ＡＭＰ回路
２０ｂ ＡＭＰ回路
３０ ＡＧＣ回路
４０ キャリア検出回路システム
５０ キャリア検出回路システム
Ｖｏ１ ＡＭＰ回路部の出力電圧
Ｖｏ２ ＡＭＰ回路部の出力電圧
Ｉ１−Ｉａｇｃ ＡＭＰ回路部のバイアス電流

Claims (5)

1. 制御電圧により、電流源にゲイン調整用電流を供給して、アンプのバイアス電流を低減する利得可変増幅器において、
   上記アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜く電流引き抜き手段が設けられていること特徴とする利得可変増幅器。
2. アンプ回路、フィルタ回路、キャリア検出回路、及び請求項１記載の利得可変増幅器を含み、上記キャリア検出回路の出力レベルを検出し、上記利得可変増幅器を介して上記アンプ回路のゲイン調整を行うことを特徴とするキャリア検出回路システム。
3. 前記アンプ回路は、ゲイン調整を行うための第１段目アンプ及び第２段目アンプの２段のアンプを直列に備えていると共に、
   前記電流引き抜き手段は、第１段目アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜き、その出力を第２段目アンプに入力し、第２段目アンプの正及び負の各出力から、ゲイン調整用電流の１／２からなる電流を引き抜くことを特徴とする請求項２記載のキャリア検出回路システム。
4. 請求項１記載の利得可変増幅器を用いたことを特徴とする赤外線リモコン受信機。
5. 請求項２又は３記載のキャリア検出回路システムを用いたことを特徴とする赤外線リモコン受信機。

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