JP4429338B2 - モータ制御装置、電流検出ユニット - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、１シャント電流検出方式を採用したモータ制御装置に関する。また、本発明は、電流検出ユニット、インバータ制御装置及び系統連系装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の電流を検出するために、通常、２つの電流センサ（カレントトランス等）が用いられるが、２つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。

このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の電流を検出する方式が提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献１に記載されている。

図３７に、１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ（ＰＷＭインバータ）２０２は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、制御部２０３から与えられた三相電圧指令値に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源２０４からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ２０１に供給され、モータ２０１が駆動制御される。

インバータ２０２内の各下アームと直流電源２０４とを結ぶ線路を母線２１３という。電流センサ２０５は、母線２１３に流れる母線電流を表す信号を制御部２０３に伝達する。制御部２０３は、電流センサ２０５の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、電圧レベルが最大となる相（最大相）の相電流と最小となる相（最小相）の相電流、即ち、２相分の電流を検出する。

各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって２相分の電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると２相分の電流が検出できなくなる。尚、この２相分の電流が検出できなくなることについての説明を含む１シャント電流検出方式の説明は、図３〜図５を参照しつつ後にも行われる。

これに鑑み、下記特許文献２では、１シャント電流検出方式において、２相分の電流が検出できない期間には、過去の電流情報から３相電流を推定するようにしている。より具体的には、過去の３相電流を変換して得たｄ軸ｑ軸電流を３相に逆変換することにより、３相電流を推定している。

過去の３相電流だけに基づいて推定を行う場合、定常状態では或る程度の推定精度が見込めるものの、過渡状態においては、モータに印加した電圧の影響が推定に反映されないため良好な推定を見込めない。仮に、検出可能な１相分の電流情報を用いて残りの相の電流を推定したとしても、該１相分の電流情報に印加電圧の影響は反映されきれず、良好な推定はなされ難い。

また、上記特許文献２のように電流の推定を行う方式を採用すると、検出ではなく推定を行うが故に、ベクトル制御に用いる電流値に多少なりとも誤差が含まれることになる。この誤差は、モータの滑らかな駆動にとって好ましいものではない。

そこで、１シャント電流検出方式において、２相分の電流が検出できなくなるような期間には、３相のゲート信号に基づいてインバータ内の各アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を補正するという手法が提案されている（例えば、下記特許文献３参照）。

この補正にも対応する、一般的な電圧指令値（パルス幅）の補正例を図３８に示す。図３８において、横軸は時間を表し、２２０ｕ、２２０ｖ及び２２０ｗは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電圧レベルを表している。各相の電圧レベルは各相に対する電圧指令値（パルス幅）に従うため、両者は等価と考えることができる。図３８に示す如く、電圧の「最大相と中間相」及び「最小相と中間相」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値（パルス幅）が補正される。これにより、２相分の電流が検出できないほど各相電圧が接近することがなくなり、安定的に２相分の電流を検出することが可能となる。

しかしながら、特許文献３に記載の手法では、３相分の電圧指令値（パルス幅）の関係から補正量を決定する必要があり、特に、印加電圧が低い時には３相全てに対して補正が必要となる場合が生じて補正処理が煩雑となる。

尚、下記特許文献１には、２相分の電流が検出できなくなることに対する対策手法は記載されていない。また、下記非特許文献１には、系統連系用の三相式インバータに対する制御技術が開示されている。

特許第２７１２４７０号公報 特開２００４−６４９０３号公報 特開２００３−１８９６７０号公報 山田、他２名，「電流制御形正弦波電圧連系三相インバータ（Current Controlled Type Sinusoidal Voltage Interconnecting Three-Phase Inverter）」，平成１９年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成１９年３月，第４分冊，４−０７６，ｐ．１１５

上述の如く、１シャント電流検出方式を採用した際、図３８に示すような補正は有効ではあるが、同時に、より簡素な処理にて、モータ電流の検出可能状態を維持するための所望の補正を実現する技術が切望されている。また、モータ制御に関わる従来技術について説明したが、その従来技術が抱える問題と同様の問題が、系統連系システムなどに対しても生じうる。

そこで本発明は、１シャント電流検出方式を採用した場合において、簡素な処理にて、モータ電流の検出可能状態を維持するための所望の補正を実現可能とするモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。また本発明は、１シャント電流検出方式に対応する電流検出方式を採用し、インバータ出力電流の検出可能状態を維持するための所望の補正を実現可能とする電流検出ユニット、インバータ制御装置及び系統連系装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段を備え、検出された前記検出電流から前記モータに流れるモータ電流を検出し、該モータ電流に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御するモータ制御装置において、前記モータ電流に基づいて前記モータへの印加電圧が追従すべき電圧のベクトルを表す電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段と、を備え、補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記モータを制御することを特徴とする。

例えば、前記電圧指令ベクトルは、回転座標上の電圧指令ベクトルであり、前記電圧指令ベクトル補正手段は、その回転座標上の電圧指令ベクトルを三相の固定座標上の三相電圧指令値に変換する過程において、前記回転座標上の電圧指令ベクトルを補正し、当該モータ制御装置は、補正後の前記電圧指令ベクトルに対応する前記三相電圧指令を前記インバータに供給することにより、前記モータを制御する。

より具体的には例えば、前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルである。

これにより、電圧指令ベクトルの座標軸成分を補正するという簡素な処理によって、所望の補正を実現可能となる。

つまり例えば、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分の大きさに基づいて補正の要否を判断し、補正が必要な場合、前記座標軸成分を補正することによって、前記電圧指令ベクトルを補正する。

また例えば、当該モータ制御装置は、作成された前記電圧指令ベクトルに基づいて前記検出電流として流れる電流の相を判断し、その判断結果に従って前記モータ電流を検出する。

電圧指令ベクトルに基づく上記の判断の手法として、より具体的には以下のような手法が考えられる。例えば、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に基づいて前記検出電流として流れる電流の相を判断する。

これに代えて例えば、前記ａｂ座標における前記電圧指令ベクトルの座標軸成分と、前記ａｂ座標の座標軸と所定の固定軸との位相差に応じた変数と、に基づいて前記検出電流として流れる電流の相を判断する。

そして例えば、当該モータ制御装置は、補正後の前記電圧指令ベクトルから三相電圧指令値を作成する三相電圧指令値作成手段を更に備え、前記判断結果と前記三相電圧指令値に基づいて前記検出電流を検出するタイミングを決定し、そのタイミングにて検出された前記検出電流から前記モータ電流を検出し、前記三相電圧指令値を前記インバータに供給することにより、前記モータを制御する。

また例えば、作成された前記電圧指令ベクトルの大きさに基づいて前記検出電流を検出するタイミングを決定し、そのタイミングにて検出された前記検出電流から前記モータ電流を検出するようにしてもよい。

また例えば、前記ａｂ座標における前記電圧指令ベクトルの座標軸成分に基づいて前記検出電流を検出するタイミングを決定し、そのタイミングにて検出された前記検出電流から前記モータ電流を検出するようにしてもよい。

また、上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

また、上記目的を実現するために本発明に係る電流検出ユニットは、三相式のインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段を備え、検出された前記検出電流から前記インバータの三相電流を検出する電流検出ユニットにおいて、 前記インバータの三相電圧が追従すべき電圧のベクトルを表す電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段と、を備え、補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記インバータは制御されることを特徴とする。

例えば、前記電流検出ユニットにおいて、前記電圧指令ベクトルは、回転座標上の電圧指令ベクトルであり、前記電圧指令ベクトル補正手段は、その回転座標上の電圧指令ベクトルを三相の固定座標上の三相電圧指令値に変換する過程において、前記回転座標上の電圧指令ベクトルを補正し、補正後の前記電圧指令ベクトルに対応する前記三相電圧指令値が前記インバータに供給されることによって、前記インバータは制御される。

より具体的には例えば、前記電流検出ユニットにおいて、前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルである。

これにより、電圧指令ベクトルの座標軸成分を補正するという簡素な処理によって、所望の補正を実現可能となる。

つまり例えば、前記電流検出ユニットにおいて、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分の大きさに基づいて補正の要否を判断し、補正が必要な場合、前記座標軸成分を補正することによって、前記電圧指令ベクトルを補正する。

また、本発明に係るインバータ制御装置は、上記の電流検出ユニットを備え、検出した前記三相電流に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置であって、前記電圧指令ベクトル作成手段は、前記三相電流に基づいて前記電圧指令ベクトルを作成することを特徴とする。

そして例えば、前記インバータ制御装置は、前記インバータの出力電圧の位相を基準として前記三相電流を有効電流と無効電流に変換する電流変換手段を更に備え、前記電圧指令ベクトル作成手段は、前記有効電流及び前記無効電流に基づいて前記電圧指令ベクトルを作成する。

また、本発明に係る系統連系装置は、上記のインバータ制御装置及びインバータを備え、前記直流電源からの直流電圧を前記インバータによって三相の交流電圧に変換し、外部の三相交流電力系統に連系しつつ前記交流電圧に基づく交流電力を負荷に供給することを特徴とする。

本発明によれば、１シャント電流検出方式を採用した場合において、簡素な処理にて所望の補正が実現可能となる。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

＜＜第１実施形態＞＞
まず、本発明の第１実施形態について説明する。後に、第１実施形態における第１〜第５実施例を説明するが、まず、それらの各実施例に共通する事項及び各実施例にて参照される事項について説明する。図１は、第１実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。

図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御部３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。図１のモータ駆動システムは、１シャント電流検出方式を採用している。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御部３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。そして、インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えば、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流（検出電流）の電流値を表す信号を制御部３に伝達する。制御部３は、電流センサ５の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成及び出力する。尚、電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

ここで、図２〜図６を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ（図１参照）。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

図２は、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図２において、１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗは、夫々、モータ１に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ１に正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。尚、図２の各相電圧は理想的な正弦波となっているが、本実施形態において、実際には該正弦波に歪みが加えられる（詳細は後述）。

図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ２は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図３に、この通電パターンを表として示す。図３の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。

通電パターンには、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、
Ｗ相の上アームがオン且つＵ及びＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、
Ｖ相の上アームがオン且つＵ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、
Ｖ及びＷ相の上アームがオン且つＵ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、
Ｕ相の上アームがオン且つＶ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、
Ｕ及びＷ相の上アームがオン且つＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、
Ｕ及びＶ相の上アームがオン且つＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」と、
がある（上アーム及び下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。

図４に、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４は、図２に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図４は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大であって且つＷ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図４に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相となっている。図４において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図２に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図４に示すキャリア信号の三角波を図２上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。

図５（ａ）〜（ｄ）を更に参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図５は、図４の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０と呼ぶ。タイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ及び８ｗ）はオンとされる。この場合、図５（ａ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図５（ｂ）に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｗ相の下アーム９ｗがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図５（ｃ）に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｕ相の上アーム８ｕがオン且つＶ相及びＷ相の下アーム９ｖ及び９ｗがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図５（ｄ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図５（ｄ）、（ｃ）、（ｂ）及び（ａ）に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、夫々、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。図３の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図３の表の８行目に対応する通電パターン「ＨＨＬ」においては、母線電流としてＷ相電流（極性は負）が流れる。

尚、キャリア周期からタイミングＴ１とＴ６との間の期間を除いた期間は最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ２とＴ５との間の期間を除いた期間は中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ３とＴ４との間の期間を除いた期間は最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。

Ｕ相が最大相且つＷ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図６に、この組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wで表した場合において、
ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w、が成立する状態を第１モード、
ｖ_v＞ｖ_u＞ｖ_w、が成立する状態を第２モード、
ｖ_v＞ｖ_w＞ｖ_u、が成立する状態を第３モード、
ｖ_w＞ｖ_v＞ｖ_u、が成立する状態を第４モード、
ｖ_w＞ｖ_u＞ｖ_v、が成立する状態を第５モード、
ｖ_u＞ｖ_w＞ｖ_v、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶ。図４及び図５に示した例は、第１モードに対応している。また、図６には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*は、具体的には、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第１モードにおいては、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。

制御部３に設けられたカウンタ（不図示）は、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第１モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第１モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＶより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるＵ相電流（極性は正）を検出することができる。

同様に考えて、図６に示す如く、第２モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第２モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングの母線電流からＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＵより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングの母線電流からＶ相電流（極性は正）を検出することができる。第３〜第６モードについても同様である。

また、タイミングＴ１−Ｔ２間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ１とＴ２の中間タイミング）をＳＴ１にて表し、タイミングＴ２−Ｔ３間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ２とＴ３の中間タイミング）をＳＴ２にて表す。

尚、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）としてのカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｕＶ及びＣｎｔＷによって、各相に対するＰＷＭ信号のパルス幅（及びデューティ）は特定される。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、図４を参照して理解されるように、例えば最大相と中間相の電圧レベルが接近するとタイミングＴ２−Ｔ３間及びＴ４−Ｔ５間の時間長さが短くなる。母線電流は図１の電流センサ５からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換することによって検出されるが、この時間長さが極端に短いと、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなって、最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、最小相の相電流を検出できなくなる。２相分の電流を実測できなければ、３相分の相電流を再現することはできず、モータ１をベクトル制御することはできない。

本実施形態（後述する各実施例）では、このような２相分の電流を実測できなくなると考えられる期間において、モータ１への印加電圧を表す電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）を補正して各相電圧間の電圧レベル差を所定値以上に保ち、これによって上記の不具合を解消する。

この補正手法の詳細な説明の前に、各種の状態量（状態変数）の説明及び定義等を行う。図７は、モータ１の解析モデル図である。図７には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、それらを、単に、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとる。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。

また、モータ１にベクトル制御を行うに際して回転子位置検出用の位置センサを用いない場合は、真のｄ軸及びｑ軸が不明であるため、制御上の推定軸が定義される。ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、ｑ軸に対応する制御上の推定軸をδ軸とする。δ軸は、γ軸から電気角で９０度進んだ軸である（図７において不図示）。通常、ベクトル制御は、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸と一致するように実施される。ｄ軸とｑ軸は、実軸の回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をｄｑ座標とよぶ。γ軸とδ軸は、制御上の回転座標系（推定回転座標系）の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をγδ座標とよぶ。

ｄ軸（及びｑ軸）は回転しており、その回転速度（電気角速度）を実モータ速度ωと呼ぶ。γ軸（及びδ軸）も回転しており、その回転速度（電気角速度）を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄｑ座標において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ座標において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ―θ_eで表される。

また、インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧をＶ_aにて表し、インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流をＩ_aにて表す。そして、
モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表し、
モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qで表す。

また、後の各実施例でも参照されるが、γ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qに対する指令値（電圧指令値）を、夫々、γ軸電圧指令値ｖγ^*、δ軸電圧指令値ｖδ^*、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*にて表す。ｖγ^*、ｖδ^*、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、モータ駆動システム内において算出され、夫々、ｖγ、ｖδ、ｖ_d及びｖ_qが追従すべき電圧（電圧値）を表す。

また更に、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qに対する指令値（電流指令値）を、夫々、γ軸電流指令値ｉγ^*、δ軸電流指令値ｉδ^*、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*にて表す。ｉγ^*、ｉδ^*、ｉ_d ^*及びｉ_q ^*は、モータ駆動システム内において算出され、夫々、ｉγ、ｉδ、ｉ_d及びｉ_qが追従すべき電流（電流値）を表す。

［補正手法について］
以下に、本実施形態の特徴的な機能である、電圧ベクトルの補正手法について説明する。

図８に、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。符号１１０が付されたベクトルが、電圧ベクトルである。ｑ軸から見た電圧ベクトル１１０の位相をεにて表す。Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル１１０の位相は、（θ＋ε＋π／２）にて表される。

電圧ベクトル１１０は、モータ１に印加される電圧をベクトルとして捉えたものであり、例えばｄｑ座標に着目した場合、電圧ベクトル１１０のｄ軸成分及びｑ軸成分は、それぞれｖ_d及びｖ_qである。実際には、モータ駆動システム内においてｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*が算出され、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって電圧ベクトル１１０が表される。このため、電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルとも読み替えられる。

Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域１１１は、２相分の電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＶ相軸近傍に位置することになる。

このように、２相分の電流が検出不可能な領域１１１は、Ｕ相軸を基準として電気角で６０度ごとに存在し、電圧ベクトル１１０が、その領域１１１に位置すると２相分の電流が検出できない。従って、電圧ベクトルが領域１１１内にある場合に、電圧ベクトルが領域１１１外のベクトルとなるように電圧ベクトルを補正してやればよい。

この補正を実行するべく、今、２相分の電流を検出不可能な領域１１１の特性に着目して、電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標を考える。この座標を、ａｂ座標と呼ぶ（尚、ｄｑ座標やγδ座標は連続的に回転する座標である）。ａｂ座標は、互いに直交するａ軸とｂ軸を座標軸としている。図９に、ａ軸がとり得る６つの軸を示す。ａ軸は、電圧ベクトル１１０の位相（θ＋ε＋π／２）に応じて、ａ₁軸〜ａ₆軸の何れかとなる。ａ₁軸、ａ₃軸及びａ₅軸は、それぞれＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸に一致し、ａ₂軸、ａ₄軸及びａ₆軸は、それぞれａ₁軸とａ₃軸の中間軸、ａ₃軸とａ₅軸の中間軸及びａ₅軸とａ₁軸の中間軸である。尚、符号１３１が付された円については後述する。

電圧ベクトル１１０が、符号１２１が付された範囲に位置する場合、即ち、
１１π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜０、又は、０≦（θ＋ε＋π／２）＜π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₁軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２２が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜π／２、が成立する場合、ａ軸はａ₂軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２３が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／２≦（θ＋ε＋π／２）＜５π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₃軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２４が付された範囲に位置する場合、即ち、
５π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜７π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₄軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２５が付された範囲に位置する場合、即ち、
７π／６≦（θ＋ε＋π／２）＜３π／２、が成立する場合、ａ軸はａ₅軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２６が付された範囲に位置する場合、即ち、
３π／２≦（θ＋ε＋π／２）＜１１π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₆軸となる。
例えば、電圧ベクトル１１０が図９に示す位置にある場合、ａ軸はａ₄軸となる。

このように、ａ軸は、電圧ベクトルの回転に伴って、６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸も、ａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転する。ａ軸及びｂ軸は６０度ごとに量子化されて６０度ごとに回転する座標軸である、とも表現できる。このため、ａ軸は、常に、２相分の電流を検出不可能な領域の中心に位置することになる。本補正手法では、ｄｑ座標上の電圧ベクトルをａｂ座標上に変換し、そのａｂ座標上に変換された電圧ベクトルのａ軸成分及びｂ軸成分を参照して、必要に応じてそれらを補正する（例えば、補正によってｂ軸成分を大きくする）。

この補正処理のより具体的な実現方法について説明する。ａ₁軸〜ａ₆軸の内、電圧ベクトル１１０が最も近い軸の位相は、Ｕ相軸を基準として、「（ｎ＋２）π／３」にて表される。ここで、ｎは、（θ＋ε）をπ／３で割った時に得られる商である。便宜上、図１０に示す如く、θを、上記の位相（ｎ＋２）π／３と、その位相（ｎ＋２）π／３とθとの差分位相θ_Dと、に分解する。これらの位相の関係は、式（１−１）及び式（１−２）にて表される。

ｄｑ座標を差分位相θ_Dだけ座標変換することにより、電圧ベクトル１１０をａｂ座標上における電圧ベクトルとして捉える。ａｂ座標上で考え、電圧ベクトル１１０のａ軸成分及びｂ軸成分をａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bとすると、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qとａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bは、下記式（１−３）の座標変換式を満たす。

差分位相θ_Dは、以下のように算出できる。下記式（１−４）を用いて算出されるεに合致するｎ（即ち、（θ＋ε）をπ／３で割った時に得られる商）を、θを参照して求める。その求めたｎとθを上記式（１−２）に代入すれば、差分位相θ_Dが得られる。

そして、式（１−３）に従って算出されたａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bを参照して補正処理を行う。図１１に、この補正処理の手順を示すフローチャートを示す。ステップＳ１では、式（１−３）に従う座標変換が行われる。続くステップＳ２において、ｖ_a及びｖ_bに対する補正処理が行われる。

ステップＳ２では、まず、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさ（絶対値）が所定の閾値Δ（但し、Δ＞０）より小さいか否かを判断する。即ち、下記式（１−５）が満たされるか否かを判断する。そして、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさが閾値Δより小さい場合であって且つｂ軸電圧ｖ_bが正である場合は、ｖ_bがΔとなるように補正する。ｂ軸電圧ｖ_bの大きさが閾値Δより小さい場合であって且つｂ軸電圧ｖ_bが負である場合は、ｖ_bが（−Δ）となるように補正する。ｂ軸電圧ｖ_bの大きさが閾値Δ以上の場合、ｖ_bに対して補正は施されない。

また、ステップＳ２において、ａ軸電圧ｖ_aが下記式（１−６）を満たすか否かも判断する。そして、式（１−６）を満たす場合、ｖ_aが式（１−６）の右辺と等しくなるようにｖ_aを補正する。ｖ_aが下記式（１−６）を満たさない場合、ｖ_aに対して補正は施されない。尚、式（１−６）によって、電圧ベクトル１１０が図９の円１３１の内部に含まれるかを判断している。電圧ベクトル１１０が円１３１の内部に含まれる状態は、三相の相電圧が互いに接近している状態に対応しており、この状態においては、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさに関わらず２相分の電流は検出できない。

図１２に、ステップＳ２による補正処理の前後の、ａｂ座標上における電圧ベクトル（１１０）の軌跡を示す。図１２（ａ）は、ａｂ座標上における補正前の電圧ベクトル軌跡を表し、図１２（ｂ）は、ａｂ座標上における補正後の電圧ベクトル軌跡を表す。図１２（ａ）及び（ｂ）は、ｂ軸電圧ｖ_bが補正される場合を例示している。図１２（ａ）及び（ｂ）の夫々に、各タイミングの電圧を表すプロットが多数記されている。図１２（ａ）に対応する補正前の電圧ベクトルは、２相分の電流を検出不可能なａ軸近傍にも位置しうるが、図１２（ｂ）に対応する補正後の電圧ベクトルは、ｖ_bに対する補正によってａ軸近傍に位置することがない。

ステップＳ２による補正処理の後、ステップＳ３に移行し、補正後の電圧ベクトル１１０を「位相（ｎ＋２）π／３」だけ座標変換する。即ち、ａｂ座標上における補正後の電圧ベクトル１１０を、αβ座標上の電圧ベクトル１１０に変換する。αβ座標（αβ固定座標）は、α軸とα軸に直交するβ軸とを座標軸に選んだ固定座標である。図１３に示す如く、α軸はＵ相軸と一致している。電圧ベクトル１１０のα軸成分及びβ軸成分をα軸電圧ｖα及びβ軸電圧ｖβとすると、α軸電圧ｖα及びβ軸電圧ｖβと補正後のａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bは、下記式（１−７）の座標変換式を満たす。

また、補正後のａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bを、下記式（１−８）に従ってＵ相電圧ｖ_u及びＶ相電圧ｖ_vに変換することもできる。また、Ｗ相電圧ｖ_wは、下記式（１−９）に従って算出される。

上記の補正処理を経た電圧ベクトルのαβ座標上の軌跡を図１４に示す。この補正処理により、固定座標であるαβ座標において、電圧ベクトルが位置しない領域が電気角６０度ごとに存在するようになる。また、上記の補正処理を経て得られるｖα及びｖβの電圧波形を、横軸を時間にとり、図１５（ａ）に示す。また、上記の補正処理を経て得られるｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの電圧波形を、横軸を時間にとり、図１５（ｂ）に示す。図１５（ｂ）において、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｕはｖ_uの軌跡を、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｖはｖ_vの軌跡を、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｗはｖ_wの軌跡を表す。図１５（ｂ）からも分かるように、上記の補正処理によって各相電圧間の電圧差が所定値以上、確保されている。

このように、本補正手法では、ｄｑ座標から固定座標（例えば、αβ座標）へ座標変換する際、ａｂ座標を介して２段階の座標変換を行うようにする。そして、補正のしやすいａｂ座標上において電圧ベクトルに対する補正処理を実行することで、必要な補正を、簡素に且つ確実に実現する。ａｂ座標において、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の座標軸成分ｖ_a及びｖ_bを独立して補正するだけで済むため、補正内容が簡素である。特に印加電圧が低い時には３相全てに対して補正が必要となるが、このような場合にも補正量の決定が容易である。

尚、この２段階の座標変換と、ｄｑ座標とαβ座標との座標変換（通常の１段階の座標変換）とが等価であること、即ち下記式（１−１０）が成立することは、上記式（１−２）より明らかである。

また、ステップＳ２でのｂ軸電圧ｖ_bに対する補正処理において、過去の補正を考慮して補正を行うようにしてもよい。この過去の補正を考慮した、ｖ_bに対する補正処理を、図１６を参照して説明する。図１６は、この補正処理の手順を示すフローチャートである。

モータ駆動システム内において、ｖ_bの値は所定のサンプリング周期Ｔ_sにて逐次更新されていく。ｖ_bをサンプリング周期Ｔ_sにて離散化して考え、各サンプリング周期Ｔ_sにおけるｖ_bをｖ_b（ｋ）、ｖ_b（ｋ−１）、ｖ_b（ｋ−２）、・・・と表記する。また、変数Δｂを定義し、各サンプリング周期Ｔ_sにおける変数ΔｂをΔｂ（ｋ）、Δｂ（ｋ−１）、Δｂ（ｋ−２）、・・・と表記する。

カッコ“（ ）”内に表記される記号（ｋまたは（ｋ−１）など）は、サンプリング周期Ｔ_sで離散化した場合のサンプリングタイミングを表している。ｋは自然数であり、（ｋ）は、（ｋ−１）の次に訪れるサンプリングタイミングを表す。ｖ_b（ｋ）及びΔｂ（ｋ）は、ｋ番目のサンプリングタイミングにおけるｖ_b及びΔｂであり、ｖ_b（ｋ−１）及びΔｂ（ｋ−１）は、（ｋ−１）番目のサンプリングタイミングにおけるｖ_b及びΔｂである。尚、サンプリング周期Ｔ_Sは、キャリア信号のキャリア周期（図４参照）の整数倍とされる。キャリア周期が１／（１０×１０³）［秒］の場合、Ｔ_Sは、例えば、１／（１０×１０³）、１／（５×１０³）又は１／（２．５×１０³）［秒］とされる。

図１６は、ｋ番目のサンプリングタイミングに着目したフローチャートである。まず、ステップＳ１１において、今回の補正前のｖ_b（ｋ）から前回の補正を考慮した変数Δｂ（ｋ−１）を差し引いた値を変数ｖ_bbに代入する。そして、ステップＳ１２において、変数ｖ_bbが正であるかを判断する。変数ｖ_bbが正である場合はステップＳ１３に移行し、変数ｖ_bbが負（或いはゼロ）である場合はステップＳ２３に移行する。

ステップＳ１３では、変数ｖ_bbと上記の閾値Δ（式（１−５）など参照）を比較し、不等式「ｖ_bb＜Δ」が成立する場合はステップＳ１４に移行する一方、該不等式が不成立の場合はステップＳ１６に移行する。ステップＳ１４に移行した場合は、閾値ΔからステップＳ１１で算出した変数ｖ_bbを差し引いた値を変数Δｂ（ｋ）に代入し、続くステップＳ１５において、閾値Δをｖ_b（ｋ）に代入する。他方、ステップＳ１６に移行した場合は、変数Δｂ（ｋ）にゼロを代入し、続くステップＳ１７において変数ｖ_bbをｖ_b（ｋ）に代入する。ステップＳ１５又はＳ１７の処理を終えると図１６の処理は終了する。

ステップＳ２３では、変数ｖ_bbと（−Δ）を比較し、不等式「ｖ_bb＞−Δ」が成立する場合はステップＳ２４に移行する一方、該不等式が不成立の場合はステップＳ２６に移行する。ステップＳ２４に移行した場合は、（−Δ）からステップＳ１１で算出した変数ｖ_bbを差し引いた値を変数Δｂ（ｋ）に代入し、続くステップＳ２５において、（−Δ）をｖ_b（ｋ）に代入する。他方、ステップＳ２６に移行した場合は、変数Δｂ（ｋ）にゼロを代入し、続くステップＳ２７において変数ｖ_bbをｖ_b（ｋ）に代入する。ステップＳ２５又はＳ２７の処理を終えると図１６の処理は終了する。

図１６のステップＳ１５、Ｓ１７、Ｓ２５又はＳ２７の処理を経て得られたｖ_b（ｋ）は、今回の補正後のｂ軸電圧ｖ_bとして取り扱われる（但し、実際の補正が施されない場合もある）。ステップＳ１４、Ｓ１６、Ｓ２４又はＳ２６の処理を経て得られた変数Δｂ（ｋ）は、（ｋ＋１）番目のサンプリングタイミングにおけるｖ_bの補正処理に利用される。

図８等の電圧ベクトル１１０が領域１１１外に位置するようにｖ_bに対して補正を行うことにより、図１５（ｂ）に示す如く各相電圧が不連続となってしまう。図１７に、この不連続部分における電圧（例えばｖ_u）の様子を示す。この不連続性は、モータ１の滑らかな駆動にとって望ましいものではない。

補正が必要な期間において（即ち、式（１−５）が満たされる期間において）、上述のステップＳ２（図１１参照）の如く、単純に、ｖ_bが正ならｖ_bにΔを代入し且つｖ_bが負ならｖ_bに（−Δ）を代入する手法を採用すれば、その不連続性は比較的大きくなるが、図１６に示すような過去の補正を考慮した補正処理を実施することによって、ｖ_bがΔと（−Δ）との間を行ったりきたりする。この結果、例えば図１８に示すように、電圧の不連続部分で電圧（例えばｖ_u）がＰＷＭ変調されるかのように変動することになり、電圧の不連続性が緩和される。

以下に、上述の補正処理（補正手法）を適用した実施例として、第１〜第５実施例を例示する。尚、或る実施例（例えば第１実施例）に記載した事項は、矛盾なき限り、他の実施例にも適用される。

＜＜第１実施例＞＞
まず、第１実施例について説明する。図１９は、第１実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図１９において、図１と同一の部分には同一の符号を付す。

図１９のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御部３を形成する「電流検出部２１、座標変換器２２、電圧演算部２３、電圧ベクトル補正部２４、座標変換器２５、位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を備えている。

位置センサ２７は、ロータリエンコーダ等であり、モータ１の回転子６の実回転子位置θ（位相）に応じた信号を位置検出部２８に送る。位置検出部２８は、位置センサ２７の出力信号に基づいて実回転子位置θを検出する。微分器２９は、その実回転子位置θを微分することにより、実モータ速度ωを算出して出力する。

上述の如く、電流センサ５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。母線電流をｉ_dcにて表す。電流検出部２１は、座標変換器２５が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して、何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に電流センサ５の出力信号をサンプリングするタイミングＳＴ１及びＳＴ２（図６参照）を決定し、そのタイミングにおいて得た母線電流の電流値からＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを算出及び出力する。この際、必要に応じて、ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いる（ｉ_wはＷ相電流を表す）。

座標変換器２２は、実回転子位置θに基づいてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vをｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qに変換して出力する。

電圧演算部２３には、外部から、モータ１（回転子６）を所望の速度で回転させるための指令値としてモータ速度指令値ω^*が与えられる。また、電圧演算部２３には、微分器２９から実モータ速度ωが与えられ、座標変換器２２からｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qが与えられる。電圧演算部２３は、速度誤差（ω^*−ω）に基づいて、ｑ軸電流ｉ_qが追従すべきｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を算出する。例えば、比例積分制御によって（ω^*−ω）がゼロに収束するようにｉ_q ^*を算出する。更に、電圧演算部２３は、ｉ_q ^*を参照して、ｄ軸電流ｉ_dが追従すべきｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を算出する。例えば、最大トルク制御を実現するためのｉ_d ^*を算出する。そして、電圧演算部２３は、電流誤差（ｉ_d ^*−ｉ_d）及び（ｉ_q ^*−ｉ_q）がゼロに収束するように比例積分制御を行って、ｄ軸電圧ｖ_dが追従すべきｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧ｖ_qが追従すべきｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出及び出力する。

電圧ベクトル補正部２４は、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθに基づき、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*を座標変換を介して補正しつつα軸電圧ｖαが追従すべきα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧ｖβが追従すべきβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出して出力する。座標変換器２５は、実回転子位置θに基づいてｖα^*及びｖβ^*を三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に変換し、該三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、該三相電圧指令値に従って、上述の如く三相交流電流をモータ１に供給する。

図２０に、電流検出部２１の内部ブロック図を示す。電流検出部２１の動作の説明に、図６も参照される。電流検出部２１は、タイミング生成部４１と、ＡＤ変換器４２と、相判断部４３と、を有する。図６を参照して説明したように、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。タイミング生成部４１は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づき、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷの大小関係を判断して現時点が第１〜第６モードの何れに属するかを特定すると共に、特定されたモードを考慮して母線電流を検出すべきタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。例えば、「ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ」である場合、現時点は第１モードに属すると判断し、設定値ＣｎｔＷとＣｎｔＶの間に対応するタイミングをＳＴ１、設定値ＣｎｔＶとＣｎｔＵの間に対応するタイミングをＳＴ２と定める。

以下、現時点が属するモードを表す情報を、「モード情報」と呼ぶ。

ＡＤ変換器４２は、タイミングＳＴ１とＳＴ２の夫々において電流センサ５の出力信号（アナログ出力信号）をサンプリングすることにより、タイミングＳＴ１とＳＴ２の夫々における母線電流ｉ_dcの電流値をデジタル値として検出及び出力する。相判断部４３は、タイミング生成部４１にて特定されたモード情報を参照して、ＡＤ変換器４２の出力信号からｉ_u及びｉ_vを算出する。例えば、モード情報が第１モードを表す場合、タイミングＳＴ１及びＳＴ２にて検出される母線電流は、それぞれ、（−ｉ_w）及びｉ_uである。ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いれば、ｉ_u及びｉ_vを算出可能である。

図２１に、電圧ベクトル補正部２４の内部ブロック図を示す。電圧ベクトル補正部２４は、座標回転部５１及び５３と、成分補正部５２と、を有する。電圧ベクトル補正部２４では、上記式（１−３）及び（１−４）におけるｖ_d及びｖ_qとしてｖ_d ^*及びｖ_q ^*が用いられる。

座標回転部５１は、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθに基づき、上記式（１−３）に従って、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。つまり、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*によって表される、ｄｑ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖ_a及びｖ_aによって表される、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルに変換する（これらの電圧指令ベクトルは、図８の電圧ベクトル１１０に相当する）。

式（１−３）に基づく演算を実施する上で差分位相θ_Dが必要となるが、差分位相θ_Dは、式（１−４）を参照して上述した手法を用いて算出される。また、差分位相θ_Dを算出する際に座標回転部５１にて求められたｎは、座標回転部５３での演算に利用される。

成分補正部５２は、図１１のステップＳ２における補正処理又は図１６に示す補正処理をｖ_a及びｖ_bに対して施し、補正後のｖ_a及びｖ_bを、夫々ｖ_ac及びｖ_bcとして出力する。但し、補正が不要の場合は、ｖ_ac＝ｖ_a且つｖ_bc＝ｖ_b、となる。

座標回転部５３は、上記式（１−７）に従って、補正後のａ軸電圧及びｂ軸電圧（即ちｖ_ac及びｖ_bc）をｖα^*及びｖβ^*に変換する。つまり、ｖ_ac及びｖ_bcによって表される、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖα^*及びｖβ^*によって表される、αβ座標（αβ固定座標）上の２相の電圧指令ベクトルに変換する。この際、式（１−７）におけるｖ_a、ｖ_b、ｖα及びｖβとして、それぞれｖ_ac、ｖ_bc、ｖα^*及びｖβ^*が用いられる。

第１実施例では、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の大小関係に基づいて現時点が属するモードを特定することにより、タイミングＳＴ１及びＳＴ２において母線電流として母線１３（図１参照）に流れる電流の相を判断する。そして、その判断結果（即ち、モード情報）に従って、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*からタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。

＜＜第２実施例＞＞
次に、第２実施例について説明する。図２２は、第２実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図２２において、図１及び図１９と同一の部分には同一の符号を付す。

図２２のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御部３を形成する「電流検出部２１ａ、座標変換器２２、電圧演算部２３、電圧ベクトル補正部２４ａ、座標変換器２５、位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を備えている。

図２２のモータ駆動システムは、図１９のモータ駆動システムにおける電流検出部２１及び電圧ベクトル補正部２４が電流検出部２１ａ及び電圧ベクトル補正部２４ａに置換されている点において図１９のモータ駆動システムと相違しており、その他の点において両モータ駆動システムは同様である。相違点に関して詳細に説明する。尚、第１実施例に記載した事項を第２実施例に適用する場合、符号２１と２１ａの相違と符号２４と２４ａの相違は、適宜、無視される。

図２３に、電圧ベクトル補正部２４ａの内部ブロック図を示す。電圧ベクトル補正部２４ａは、座標回転部５１ａ及び５３と、成分補正部５２と、を有する。電圧ベクトル補正部２４ａでは、上記式（１−３）及び（１−４）におけるｖ_d及びｖ_qとしてｖ_d ^*及びｖ_q ^*が用いられる。

座標回転部５１ａは、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθに基づき、上記式（１−３）に従って、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。式（１−３）に基づく演算を実施する上で差分位相θ_Dが必要となるが、差分位相θ_Dは、式（１−４）を参照して上述した手法を用いて算出される。また、差分位相θ_Dを算出する際に座標回転部５１ａにて求められたｎは、座標回転部５３での演算に利用される。

更に、座標回転部５１ａは、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*に基づいて求めたεをも参照して現時点が属するモードを特定し、モード情報を作成する。図２４に、座標回転部５１ａの処理内容をブロック図として示す。図２５に、座標回転部５１ａによるモード特定手法を説明するための表を示す。図６を参照して説明したように、例えば、第１モードにおいては「ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w」が成立する。一方、図８を参照して説明したように、Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の位相は（θ＋ε＋π／２）によって表され、「０＜（θ＋ε＋π／２）＜π／３」が成立する場合に、「ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w」が成立する。

これを考慮し、座標回転部５１ａは、θ及びεを参照し、「０＜（θ＋ε＋π／２）＜π／３」が成立する場合は、現時点が第１モードに属すると判断する。同様に考えて、現時点は、
「π／３＜（θ＋ε＋π／２）＜２π／３」が成立する場合、第２モードに属し、
「２π／３＜（θ＋ε＋π／２）＜π」が成立する場合、第３モードに属し、
「π＜（θ＋ε＋π／２）＜４π／３」が成立する場合、第４モードに属し、
「４π／３＜（θ＋ε＋π／２）＜５π／３」が成立する場合、第５モードに属し、
「５π／３＜（θ＋ε＋π／２）＜２π」が成立する場合、第６モードに属すると判断する。

図２３における成分補正部５２及び座標回転部５３は、図２１におけるそれらと同じものである。

図２６に、電流検出部２１ａの内部ブロック図を示す。電流検出部２１ａは、タイミング生成部４１ａと、ＡＤ変換器４２と、相判断部４３と、を有する。タイミング生成部４１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づき、電圧ベクトル補正部２４ａにて作成されたモード情報を考慮して母線電流を検出すべきタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。電圧ベクトル補正部２４ａからモード情報が与えられるため、第１実施例（図２０）のタイミング生成部４１と異なり、タイミング生成部４１ａにてモードを特定するための判断を行う必要はない。

図２６におけるＡＤ変換器４２及び相判断部４３は、図２０におけるそれらと同じのものである。但し、図２６の相判断部４３に対し、モード情報は、電圧ベクトル補正部２４ａから与えられる。

第２実施例では、Ｕ相軸を基準とした電圧指令ベクトルの位相（θ＋ε＋π／２）に基づいて現時点が属するモードを特定することにより、タイミングＳＴ１及びＳＴ２において母線電流として母線１３（図１参照）に流れる電流の相を判断する。そして、その判断結果（即ち、モード情報）に従って、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*からタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。

＜＜第３実施例＞＞
次に、第３実施例について説明する。第３実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図は、第２実施例（図２２）におけるそれと同様である。但し、第３実施例における電圧ベクトル補正部は、第２実施例におけるそれと異なる。第３実施例における電圧ベクトル補正部２４ｂの内部ブロック図を図２７に示す。第３実施例では、図２２の電圧ベクトル補正部２４ａが電圧ベクトル補正部２４ｂにて置き換えられる。電圧ベクトル補正部２４ｂは、図２６の電流検出部２１ａと組み合わせて用いられる。

電圧ベクトル補正部２４ｂは、座標回転部５１及び５３と、成分補正部５２と、モード判断部５４と、を有する。電圧ベクトル補正部２４ｂでは、上記式（１−３）及び（１−４）におけるｖ_d及びｖ_qとしてｖ_d ^*及びｖ_q ^*が用いられる。

座標回転部５１及び５３並びに成分補正部５２は、図２１におけるそれらと同じものである。座標回転部５１にて算出されたｎ及びｖ_bは、モード判断部５４に送られる。

モード判断部５４は、ｖ_b及びｎに基づいて現時点が属するモードを特定してモード情報を作成し、該モード情報を電流検出部２１ａ（図２２）に送る。図２８に、モード判断部５４によるモード特定手法を説明するための表を示す。

図６を参照して説明したように、例えば、第１モードにおいては「ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w」が成立する。一方、「３π／２＜（θ＋ε）＜１１π／６」が成立する場合に、「ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w」が成立する。また、「３π／２＜（θ＋ε）＜５π／３」が成立する場合は、ｎ＝４且つｖ_b＞０であり、「５π／３＜（θ＋ε）＜１１π／６」が成立する場合は、ｎ＝５且つｖ_b＜０である。

このような関係を考慮し、モード判断部５４は、ｖ_bの極性とｎの値に基づいて現時点が属するモードを特定する。具体的には、現時点は、
ｎ＝４且つｖ_b＞０の場合或いはｎ＝５且つｖ_b＜０の場合、第１モードに属し、
ｎ＝５且つｖ_b＞０の場合或いはｎ＝０且つｖ_b＜０の場合、第２モードに属し、
ｎ＝０且つｖ_b＞０の場合或いはｎ＝１且つｖ_b＜０の場合、第３モードに属し、
ｎ＝１且つｖ_b＞０の場合或いはｎ＝２且つｖ_b＜０の場合、第４モードに属し、
ｎ＝２且つｖ_b＞０の場合或いはｎ＝３且つｖ_b＜０の場合、第５モードに属し、
ｎ＝３且つｖ_b＞０の場合或いはｎ＝４且つｖ_b＜０の場合、第６モードに属すると判断する。

第３実施例では、ａｂ座標上における２相の電圧指令ベクトルの座標軸成分であるｖ_bと、ａｂ座標の座標軸（ａ軸）とＵ相軸との位相差を電気角６０度を単位として表した変数ｎと、に基づいて現時点が属するモードを特定し、これによってタイミングＳＴ１及びＳＴ２において母線電流として母線１３（図１参照）に流れる電流の相を判断する。そして、その判断結果（即ち、モード情報）に従って、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*からタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。

＜＜第４実施例＞＞
次に、第４実施例について説明する。第４実施例では２相変調を用いる。このため、３相変調を前提として上述してきた内容の一部（図４に示すＰＷＭ信号など）は、第４実施例において、適宜変更して解釈される。今、ｄｑ座標、ａｂ座標又はαβ座標における電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の大きさをＶ_a2とし、その電圧ベクトルを３相電圧に変換した時の１相の電圧の振幅をＶ_a3とすると、下記式（２−１）が成り立つ。

また、３相の電圧の内の２相の電圧が交差するとき、交差している２相の電圧が「＋（１／２）・Ｖ_a3」であって且つ交差しない残りの１相の電圧が「−Ｖ_a3」であるか、或いは、交差している２相の電圧が「−（１／２）・Ｖ_a3」であって且つ交差しない残りの１相の電圧が「＋Ｖ_a3」である。このため、２相の電圧が交差するとき、交差する２相の電圧と残りの１相の電圧との電圧差の絶対値は、（３／２）・Ｖ_a3、である。

２相変調は、３相の電圧の最小相の電圧だけ各相の電圧（指令電圧）をシフトする変調方式であり、２相変調を行うと、最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅は常にゼロとなる（即ち、最小相に対する下アームが常にオンとなる）。２相変調を行う場合におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、それぞれｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'とした場合、それらと３相変調を行う場合におけるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*との関係は、下記式（２−２）、（２−３）及び（２−４）によって表される。ここで、ｍｉｎ（ｖ_u ^*,ｖ_v ^*,ｖ_w ^*）は、最小相の電圧、即ち、３相変調を行う場合におけるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の内の最小値を表す。

図２９に、横軸を時間にとり、ｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'の電圧波形を示す。図２９において、丸状のプロット群にて形成される曲線１５０ｕ、菱形状のプロット群にて形成される曲線１５０ｖ及び正方形状のプロット群にて形成される曲線１５０ｗは、夫々、ｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'の電圧波形を表す。但し、曲線１５０ｕ、１５０ｖ及び１５０ｗは、図１１のステップＳ２等に示す補正処理を実行していない場合における電圧波形を表す。尚、図２９並びに後に示す図３０及び図３１において、縦軸の長さは、キャリア信号（図４参照）の振幅に相当する。

３相変調を行う場合と同様、ｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'の内の２つの電圧が交差するタイミングでは、２相分の電流を母線電流から検出することはできない。例えば、Ｗ相が最小相である場合においてＵ相電圧とＶ相電圧が交差するタイミングＴ_Aや、最小相がＷ相からＵ相に切り替わるタイミングＴ_Bでは、２相分の電流を母線電流から検出することはできない。

最小相から見て他の２相が交差する電圧をＶ_Xとする。そうすると、上述の説明から明らかなように、Ｖ_Xは、Ｖ_a2又はＶ_a3を用いて下記（２−５）のように表される。

ここで、式（２−６）が満たされるので、式（２−５）から、式（２−７）、（２−８）及び（２−９）が導かれる。

図３０に、横軸を時間にとり、図１１のステップＳ２等に示す補正処理を実行した場合におけるｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'の電圧波形を示す。図３０において、丸状のプロット群にて形成される曲線１５１ｕ、菱形状のプロット群にて形成される曲線１５１ｖ及び正方形状のプロット群にて形成される曲線１５１ｗは、夫々、上記補正処理が施されたｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'の電圧波形を表す。図３０において、破線１５２は、電圧Ｖ_Xの電圧レベル（電圧値）を表す。

図３０にも表されているように、電圧Ｖ_Xは必ず最大相の電圧と中間相の電圧との間に存在する。従って、電圧Ｖ_Xを用いて母線電流を検出するタイミングを決定することができる。つまり、式（２−７）、（２−８）又は（２−９）から算出される電圧Ｖ_Xに相当するカウンタの設定値ＣｎｔＶ_Xを生成し、カウンタの設定値ＣｎｔＶ_Xを、母線電流から１相分の電流を検出するタイミングとして取り扱えばよい。

図４〜図６等を参照して説明したように、制御部３に設けられたカウンタは、キャリア周期ごとに、キャリア信号が最低レベルにあるタイミングを基準としてカウンタ値を０からアップカウントする。このため、各キャリア周期において、そのカウント値がＣｎｔＶ_Xに達したタイミングにて電流センサ５の出力信号をサンプリングすれば、母線電流を表す該出力信号から最大相の相電流を検出することができる。電圧Ｖ_Xは最大相の電圧と中間相の電圧との間に存在するため、カウント値がＣｎｔＶ_Xに達したタイミングは、三相変調を行う場合におけるタイミングＴ２とＴ３（図４参照）の間のタイミングに対応することになるからである。第４実施例では、カウント値がＣｎｔＶ_Xに達したタイミングをタイミングＳＴ２として取り扱う。

２相変調を行う場合、最小相の下アームが常にオン（最小相のカウンタの設定値がゼロ）とされるため、キャリア信号が最低レベルにあるタイミングは、図４のタイミングＴ１又はＴ６に相当することになる。従って、例えば、キャリア信号が最低レベルにあるタイミングにて電流センサ５の出力信号をサンプリングすれば、母線電流を表す該出力信号から最小相の相電流を検出することができる。第４実施例では、キャリア信号が最低レベルにあるタイミング、即ち、カウンタのカウント値がゼロであるタイミングをタイミングＳＴ１として取り扱う。

また、電圧Ｖ_Xの計算を簡略化するために、Ｖ_Xを下記式（２−１０）のような近似式にて算出することもできる。図３１の曲線１５３は、式（２−１０）に従って算出された電圧Ｖ_Xの電圧レベル（電圧値）を表す。図３１における曲線１５１ｕ、１５１ｖ及び１５１ｗは、図３０のそれらと同じものである。図３１に示す如く、式（２−１０）に従って電圧Ｖ_Xを算出したとしても、電圧Ｖ_Xは必ず最大相の電圧と中間相の電圧との間に存在する。従って、式（２−１０）から算出される電圧Ｖ_Xに相当するカウンタの設定値をＣｎｔＶ_Xとして設定するようにしても良い。

また、リンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）等の存在を考慮すると、電流センサ５の出力信号をサンプリングするタイミングは、なるだけ、インバータ２内のスイッチング素子のスイッチングタイミングから離れていた方がよい。このため、補正幅に対応するΔ（上記式（１−５）等参照）を考慮して、式（２−７）、（２−８）、（２−９）又は（２−１０）に基づいて決定されるＣｎｔＶ_Xに補正を加えるようにしてもよい。

上述の電圧Ｖ_Xの算出を利用した、モータ駆動システムの全体構成ブロック図を図３２に示す。図３２において、図１及び図１９と同一の部分には同一の符号を付す。

図２２のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、図１の制御部３を形成する「電流検出部２１ｃ、座標変換器２２、電圧演算部２３、電圧ベクトル補正部２４ｃ、座標変換器２５、位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を備えている。

図３２のモータ駆動システムは、図１９のモータ駆動システムにおける電流検出部２１及び電圧ベクトル補正部２４が電流検出部２１ｃ及び電圧ベクトル補正部２４ｃに置換されている点において図１９のモータ駆動システムと相違しており、その他の点において両モータ駆動システムは同様である。相違点に関して詳細に説明する。尚、第１実施例に記載した事項を第４実施例に適用する場合、符号２１と２１ｃの相違と符号２４と２４ｃの相違は、適宜、無視される。

図３２のモータ駆動システムでは２相変調が行われる。３相変調を行う場合におけるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*が式（２−２）〜式（２−４）に従ってｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'に変換され、これらのｖ_u ^'、ｖ_v ^'及びｖ_w ^'が２相変調におけるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*とされる。図３２の座標変換部２５からは、この２相変調におけるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*がインバータ２に与えられる。

図３３に、電圧ベクトル補正部２４ｃの内部ブロック図を示す。電圧ベクトル補正部２４ｃは、座標回転部５１及び５３と、成分補正部５２と、モード判断部５４と、タイミング生成部５５と、を有する。つまり、電圧ベクトル補正部２４ｃは、図２７の電圧ベクトル補正部２４ｂにタイミング生成部５５を追加したものであり、この追加を除いて、両電圧ベクトル補正部は同様のものである。

尚、本実施例では、第３実施例と同様、モード判断部５４を設けてモード情報を作成しているが、現時点が属するモードを特定するための手法として、第１又は第２実施例で説明した手法を用いるようにしてもよい。

タイミング生成部５５は、座標回転部５１からのｖ_a及びｖ_bを用い或いはｖ_aのみを用い、上記式（２−７）又は式（２−１０）に従って電圧Ｖ_Xを算出する。そして、算出した電圧Ｖ_Xに相当するカウンタの設定値ＣｎｔＶ_Xを設定する。この設定によってタイミングＳＴ２が定まり、また、上述したように、カウント値が０であるタイミングがタイミングＳＴ１とされる。

また、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*を式（２−８）におけるｖ_d及びｖ_qとして用いつつ、式（２−８）に従って電圧Ｖ_Xを算出するようにしてもよい。また、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*をαβ座標上に変換して（即ち、θだけ座標回転させて）電圧ベクトルのα軸成分及びβ軸成分を算出し、このα軸成分及びβ軸成分を式（２−９）におけるｖα及びｖβとして用いつつ、式（２−９）に従って電圧Ｖ_Xを算出するようにしてもよい。

図３４に、電流検出部２１ｃの内部ブロック図を示す。電流検出部２１ｃは、ＡＤ変換器４２及び相判断部４３から成り、図２０のタイミング生成部４１のようなタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する部位を備えていない。電流検出部２１ｃのＡＤ変換器４２は、図３３のタイミング生成部５５にて決定されたタイミングＳＴ２及びＳＴ１の夫々において、即ち、カウント値が設定値ＣｎｔＶ_Xとなるタイミングと０となるタイミングの夫々において、電流センサ５の出力信号（アナログ出力信号）をサンプリングし、これによってタイミングＳＴ１とＳＴ２の夫々における母線電流の電流値をデジタル値として検出及び出力する。相判断部４３は、タイミング生成部５５にて特定されたモード情報を参照して、ＡＤ変換器４２の出力信号からｉ_u及びｉ_vを算出する。

第４実施例では、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の大きさに基づいて、電流センサ５の出力信号をサンプリングするタイミングが決定される。また、ａｂ座標上の電圧ベクトルのａ軸成分から、該タイミングを決定することも可能である。

＜＜第５実施例＞＞
第１〜第４実施例では、回転子位置検出用の位置センサ２７が設けられたモータ駆動システムを取り扱ったが、上述した全ての内容は、位置センサ２７が設けられていない場合、即ち、所謂センサレス制御を実行する場合にも適用可能である。例として、図２２及び図３２に示すモータ駆動システムにセンサレス制御を適用した実施例を、第５実施例として説明する。図２２及び図３２に対応する、第５実施例に係るモータ駆動システムの全体ブロック図を、夫々、図３５及び図３６に示す。

図３５のモータ駆動システムは、「図２２のモータ駆動システムにおける位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を「速度推定器３０及び積分器３１」に置換した点において図２２のモータ駆動システムと相違しており、その他の点において両モータ駆動システムは同様である。図３６のモータ駆動システムは、「図３２のモータ駆動システムにおける位置センサ２７、位置検出部２８及び微分器２９」を「速度推定器３０及び積分器３１」に置換した点において図３２のモータ駆動システムと相違しており、その他の点において両モータ駆動システムは同様である。

但し、図３５及び図３６のモータ駆動システムでは、位置センサが設けられていないため、適宜、上述の説明文及び各式における「ｄ」、「ｑ」、「θ」及び「ω」は、夫々「γ」、「δ」、「θ_e」及び「ω_e」に読み替えられる。

従って、図３５又は図３６において、座標変換器２２は、推定回転子位置θ_eに基づいてｉ_u及びｉ_vをｉγ及びｉδに変換し、座標変換器２５は、推定回転子位置θ_eに基づいてｖα^*及びｖβ^*を三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に変換し、電圧演算部２３は、ｉγ及びｉδ並びにω^*及び推定モータ速度ω_eに基づいて、ｉγ及びｉδが追従すべきγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*を算出し、更にｖγ及びｖδが追従すべきγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出する。勿論、図３５又は図３６において、電圧ベクトル補正部２４ａ又は２４ｃは、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*並びにθの代わりにｖγ^*及びｖδ^*並びにθ_eを用いて、上述と同様の補正処理を行う。

速度推定器３０は、ｉγ、ｉδ、ｖγ^*及びｖδ^*の全部又は一部を用いて、推定モータ速度ω_eを算出する。ω_eの算出法として様々な手法が知られており、その何れをも用いることができる。例えば、ｉγ、ｉδ、ｖγ^*及びｖδ^*を用いてモータ１内に生じる誘起電圧を見積もることにより軸誤差Δθを算出し、軸誤差Δθがゼロに収束するように比例積分制御を行うことによりω_eを算出する。積分器３１は、ω_eを積分することによりθ_eを算出する。

各実施例では、２相分の電流を検出できない領域に電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）が位置する場合、回転座標から３相の固定座標へ座標変換する過程において、電圧ベクトルが該領域外に位置するように電圧ベクトルを補正する。これにより、確実にモータ電流（各相電流）を検出することができる。モータ１の回転の停止状態又は低速状態においても確実にモータ電流を検出できるため、停止状態からのモータ駆動が確実に行えるようになり、特に、モータにて駆動する電動車(Electric Vehicle；電動バイクを含む)等において滑らかな始動を実現できる。尚、上記特許文献２のように電流の推定を行う方式を採用すると、検出ではなく推定を行うが故に、ベクトル制御に用いる電流値に多少なりとも誤差が含まれることになる。この誤差は、滑らかな始動にとって好ましくない。

また、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の座標軸成分ｖ_a及びｖ_bを独立して補正するだけで済むため、補正内容が簡素である。特に印加電圧が低い時には３相全てに対して補正が必要となるが、このような場合にも補正量の決定が容易である。

本発明を適用したモータ駆動システムの実施例を上述したが、本発明は、様々な変形例（又は他の実施例）を含む。以下に、第１実施形態に対する変形例（又は他の実施例）又は注釈事項として、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
第４実施例を除き、インバータ２にて３相変調を用いる場合を取り扱ったが、本発明は変調方式に依存しない。例えば、インバータ２にて２相変調を行う場合、通電パターンは、図３に示した３相変調のそれと異なってくる。２相変調では、最小相の下アームが常にオンとされるため、図４におけるタイミングＴ０−Ｔ１間及びＴ６−Ｔ７間に対応する通電パターンが存在しない。しかしながら、結局、タイミングＴ１−Ｔ２間及びＴ２−Ｔ３間に対応する通電パターンにて母線電流を検出するようにすれば、最大相及び最小相の電流を検出できることに変わりはない。

尚、２相変調を行うことにより、相電圧の基本波成分の振幅を３相変調（正弦波変調）におけるそれよりも拡大することができる。これにより、最大相のパルス幅に対する制限が緩和され、該最大相のパルス幅を最大限に利用可能となる（即ち、パルスのデューティを１００％まで拡大することができる）。また、最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅は常にゼロとされるため、１相分のスイッチングロスが低減される。

［注釈２］
第１〜第５実施例に示したモータ駆動システムにおいては、補正されたａ軸電圧及びｂ軸電圧を、一旦、α軸電圧及びβ軸電圧に変換し、その後三相電圧に変換している。しかしながら、α軸電圧及びβ軸電圧への変換を省略することも可能である。

即ち、図２１等の成分補正部５２にて算出されたｖ_ac及びｖ_bcを、上記式（１−８）及び（１−９）に従って、αβ座標を介することなく、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換するようにしてもよい。この際、式（１−８）及び（１−９）におけるｖ_a及びｖ_b並びにｖ_u、ｖ_v及びｖ_wとして、ｖ_ac及びｖ_bc並びにｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*が用いられる。尚、この場合、図２１等の座標回転部５３は不要である。

［注釈３］
また、上述のモータ駆動システムを構成する各部位は、必要に応じてモータ駆動システム内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

［注釈４］
また、制御部３（図１参照）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部３を実現する場合、制御部３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって制御部３を構成しても構わない。

［注釈５］
また、例えば、制御部３は、モータ制御装置として機能する。モータ制御装置内に、図１等の電流センサ５が含まれていると考えても構わない。また例えば、図１９等の電圧演算部２３と図２１等の座標回転部５１（又は５１ａ）は、電圧指令ベクトル作成手段として機能する。また例えば、図２１等の成分補正部５２は、電圧指令ベクトル補正手段として機能する。また例えば、図１９等の座標変換器２５は、三相電圧指令値作成手段として機能する。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態では、上述の第１実施形態で述べた技術を系統連系に利用する。第１実施形態の記載内容は、適宜、第２又は後述の第３実施形態に適用されるが、第１実施形態と異なる点は、第２又は後述の第３実施形態における説明文中で記述される。

図３９は、第２実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。図３９の系統連系システムでは、太陽電池で発電した電力を三相式のインバータを用いて三相の系統に連系する。本実施形態では、電流制御系電圧連系三相インバータを組み込んだ系統連系システムを例にとる。この種の系統連系インバータでは、電流指令値に追従するように連系点に電圧を印加することによって系統との連系がなされる（例えば、上記非特許文献１を参照）。

第２及び後述の第３実施形態間の共通事項を適宜指摘しながら、図３９の各部位の接続関係等を説明する。図３９において、符号３０４は、直流電源としての太陽電池である。図３９には、太陽電池３０４の等価回路が示されている。太陽電池３０４は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。その直流電圧は、負出力端子３０４ｂを低電圧側として、正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間に生じる。平滑化コンデンサＣｄの両端子間には正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間の直流電圧が印加され、平滑化コンデンサＣｄは該直流電圧に応じた電荷を蓄える。電圧検出器３０６は、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値を検出し、検出値を制御部３０３に送る。

図３９におけるＰＷＭインバータ３０２（以下、単に「インバータ３０２」という）は、図１のインバータ２と同じ三相式のインバータであり、それの内部構成はインバータ２と同じである。

インバータ３０２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧が印加される。尚、ｕ、ｖ及びｗは、一般的に、三相式のモータにおける各相を表す記号として用いられ、第２及び後述の第３実施形態で想定されるようなシステムでは、各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗ以外の記号（例えば、ａ、ｂ及びｃ）が用いられることも多い。しかしながら、第２及び後述の第３実施形態では、説明の便宜上、インバータ３０２の各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗを用いる。

系統連系システムにおいて、直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、インバータ３０２のＵ相の出力端子である端子３１２ｕ、インバータ３０２のＶ相の出力端子である端子３１２ｖ、インバータ３０２のＷ相の出力端子である端子３１２ｗに接続される。尚、図３９では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗは、夫々、連系用リアクトル（インダクタ）及び屋内配線を介して連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗに接続される。端子３１２ｕと連系点３３０ｕとの間に介在する連系用リアクトル及び屋内配線のリアクタンス成分をＬ_Cにて表す。同様に、端子３１２ｖと連系点３３０ｖとの間におけるそれ、及び、端子３１２ｗと連系点３３０ｗとの間におけるそれもＬ_Cにて表す。尚、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗと連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗとの間に三相変圧器（トランス；不図示）を介在させ、該三相変圧器を用いて系統連系を行うようにしてもよい。この三相変圧器は、インバータ３０２側と系統側（後述の電力系統３４０側）との絶縁や変圧を目的として設けられる。

符号３４０は、三相交流電力を供給する電力系統（系統側電源）である。電力系統３４０を、３つの交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗに分解して考えることができ、交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗの夫々は、基準点３４１を基準として角周波数（角速度）ω_Sの交流電圧を出力する。但し、交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗが出力する交流電圧の位相は、互いに、電気角で１２０度ずつ異なっている。

電力系統３４０は、基準点３４１を基準とした交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗの出力電圧を、夫々、端子３４２ｕ、３４２ｖ及び３４２ｗから出力する。端子３４２ｕ、３４２ｖ及び３４２ｗは、夫々、屋外配線を介して連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗに接続される。ここで、各屋外配線における線路インピーダンスのリアクタンス成分及び抵抗成分を夫々Ｌ_S及びＲ_Sにて表す。

異なる連系点間には家電製品等の負荷が接続される。図３９に示す例では、連系点３３０ｕと３３０ｖとの間に線形負荷である負荷３３５が接続され、連系点３３０ｖと３３０ｗとの間に非線形負荷である負荷３３６が接続されている。このため、負荷３３５は、連系点３３０ｕ−３３０ｖ間電圧を駆動電圧として駆動され、負荷３３６は、連系点３３０ｖ−３３０ｗ間電圧を駆動電圧として駆動される。線形負荷とは、オームの法則に従う負荷であり、非線形負荷とは、オームの法則に従わない負荷である。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータのような整流回路を含む負荷が負荷３３６として想定される。

インバータ３０２は、制御部３０３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ３０２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３０３からインバータ３０２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。そして、インバータ３０２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。尚、第２及び後述の第３実施形態においても、第１実施形態と同様、デッドタイムの存在を無視する。

太陽電池３０４からの直流電圧は、インバータ３０２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。図３９の系統連系システムでは、直流電源としての太陽電池３０４と電力系統３４０との系統連系が行われ、電力系統３４０に連係しつつインバータ３０２からの三相交流電圧に応じた交流電力が負荷３３５及び３３６に供給される。

電流センサ３０５は、インバータ３０２の母線３１３に流れる電流を検出する。この電流を、第１実施形態と同様、第２及び及び後述の第３実施形態においても、母線電流と呼ぶ。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ３０２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて太陽電池３０４の負出力端子３０４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線３１３であり、電流センサ３０５は、母線３１３に直列に介在している。電流センサ３０５は、検出した母線電流（検出電流）の電流値を表す信号を制御部３０３に伝達する。制御部３０３は、電流センサ３０５の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成及び出力する。尚、電流センサ３０５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子３０４ｂとを接続する配線（母線３１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子３０４ａとを接続する配線に電流センサ３０５を設けるようにしてもよい。

第１実施形態におけるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、図１の中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧を意味していたが、第２及び後述の第３実施形態におけるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、夫々、或る固定電位を有する基準電位点から見た端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗの電圧を指す。例えば、第２実施形態では、基準点３４１を上記基準電位点として捉えることができる。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。更に、第２及び後述の第３実施形態において、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗを介して流れる電流を、夫々、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wと呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ。また、相電流において、端子３１２ｕ、３１２ｖ又は３１２ｗから流れ出す方向の電流の極性を正とする。

第２及び後述の第３実施形態における各相電圧は、第１実施形態における各相電圧と同様（図２参照）、正弦波状とされ且つ各相電圧間の電圧レベルの高低関係は時間と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ３０２は与えられた三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。合計８通りの通電パターンは、第１実施形態におけるそれ（図３参照）と同じである。

また、第２及び後述の第３実施形態において、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形も、第１実施形態におけるそれら（図４参照）と同じである。キャリア信号は、各相電圧の電圧レベルと比較するために制御部３０３（第１又は第３実施形態では制御部３又は５０３）内で生成される周期的な三角波信号であり、その周期をキャリア周期という。また、第２及び後述の第３実施形態において、第１実施形態と同じように、最大相、中間相及び最小相を定義する。最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、第１実施形態と同様に６通り存在し（図６参照）、第２及び後述の第３実施形態において、それらの６通りの組み合わせを第１実施形態と同様に第１〜第６モードにて分類する。

ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づくインバータ３０２の各アームに対するスイッチング動作は、第１実施形態と同様である。即ち、インバータ３０２は、第１実施形態のインバータ２と同様、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって表される各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較し、その比較結果に基づいて各アームのオン／オフを制御する。図４に示すような状況を想定した場合、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。

また、第２及び後述の第３実施形態において、第１実施形態と同様、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ１とＴ２の中間タイミング）をＳＴ１にて表し、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ２とＴ３の中間タイミング）をＳＴ２にて表す。

第２実施形態では、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗを介してインバータ３０２から出力される電流を、総称して「連系電流」と呼ぶ。Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wは、夫々、連系電流のＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分に相当する。

図４０に、制御部３０３の内部ブロック図を含む、第２実施形態に係る系統連系システムの全体構成図を示す。制御部３０３は、符号３５１〜３５６で参照される各部位を含む。制御部３０３では、母線電流から各相電流を検出し、検出した３相の相電流を有効電流及び無効電流に変換することにより（即ち、連系電流をＰ−Ｑ変換することにより）、瞬時有効電流ｉＰ及び瞬時無効電流ｉＱを算出する。そして、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値が所望値に保たれるように且つ瞬時無効電流ｉＱがゼロとなるように電圧指令ベクトルが作成される。各相電流の検出を常時可能とするために、電圧指令ベクトルは、第１実施形態と同様にしてａｂ座標上で補正され、補正後の電圧指令ベクトルから三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）が生成される。

図４０に示される各部位の動作を詳説する前に、制御部３０３内で参照される複数の軸の関係について説明する。図４１は、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、の関係を表す空間ベクトル図である。第１実施形態と同様、Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。Ｐ軸の回転における角周波数（角速度）は、各交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗが出力する交流電圧の角周波数ω_Sと同じとする。図３９の連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗにおける各電圧の合成電圧を二次元座標面上のベクトル量として捉え、その電圧のベクトルをｅ_Cによって表す。仮に、インバータ３０２がｅ_Cと同位相の電流（ｅ_Cと向きが一致する電流ベクトルによって表される電流）を出力すれば、インバータ３０２は、有効電力のみを出力することになる（この場合、無効電力は電力系統３４０から供給されることになる）。

従って、Ｐ軸の向きは、電圧ベクトルｅ_Cの向きと同じとされる（故に、電圧ベクトルｅ_CはＰ軸上にのることになる）。そして、Ｐ軸から電気角で９０度進んだ位相にＱ軸をとり、Ｐ軸及びＱ軸を座標軸に選んだ座標をＰＱ座標と呼ぶ。また、Ｕ相軸とＰ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＰ軸の位相をω_Sｔにて表す（ｔ＝０の時、Ｕ相軸とＰ軸は一致する）。インバータ３０２の出力電圧の位相は、Ｌ_Cで表される連系用リアクトルの分だけ電圧ベクトルｅ_Cから進められる。図４１において、符号４１０が付されたベクトルが、インバータ３０２の出力電圧の電圧ベクトルである。Ｑ軸から見た電圧ベクトル４１０の位相をε_Aにて表す。図４１において、半時計回り方向を位相の進み方向と考え、ε_A＜０とする。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル４１０の位相は、（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）にて表される。

第１実施形態における電圧ベクトル１１０と同様（図８参照）、電圧ベクトル４１０は、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの合成電圧を二次元座標面上のベクトル量として捉えたものであり、電圧ベクトル４１０のＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分が、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wに相当する。また、ＰＱ座標に着目すれば、電圧ベクトル４１０をＰ軸成分とＱ軸成分に分解することができる。電圧ベクトル４１０のＰ軸成分とＱ軸成分を、それぞれＰ軸電圧ｖＰ及びＱ軸電圧ｖＱで表す。実際には、制御部３０３内においてＰ軸電圧指令値ｖＰ^*及びＱ軸電圧指令値ｖＱ^*が算出され、ｖＰ^*及びｖＱ^*によって電圧ベクトル４１０が表される。このため、符号４１０に対応する電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルとも読み替えられる。

Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域４１１は、２相分の電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル４１０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル４１０はＶ相軸近傍に位置することになる。領域４１１は、図８の領域１１１と同様、Ｕ相軸を基準として電気角で６０度ごとに存在する。このため、第１実施形態と同様の考え方にて、第１実施形態と同様の、電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標を定義することができる（尚、ＰＱ座標は連続的に回転する座標である）。具体的には、第１実施形態における図８の電圧ベクトル１１０及び電圧ベクトル１１０の位相（θ＋ε＋π／２）を、電圧ベクトル４１０及び電圧ベクトル４１０の位相（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）に読み替えた上で、第１実施形態で述べたａｂ座標の定義を本実施形態にも適用すればよい（図８及び図９参照）。この結果、ａ軸は、電圧ベクトル４１０の位相（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）に応じて、電気角６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸も、ａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転することになる。

図４０に示される各部位の動作の説明を行う。電流センサ３０５によって検出された母線電流（検出電流）の電流値を表す信号は、電流検出部３５１に伝達される。電流検出部３５１は、図１９の電流検出部２１と同様の動作を行う。即ち、電圧指令処理部３５６が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して、何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に電流センサ３０５の出力信号をサンプリングするタイミングＳＴ１及びＳＴ２（図６参照）を決定し、そのタイミングにおいて得た母線電流の電流値からＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを算出及び出力する。この際、必要に応じて、ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いる。

座標変換器３５２は、位相ω_Sｔに基づいて電流検出部３５１からのｉ_u及びｉ_vをＰＱ座標上に座標変換することにより、連系電流における有効電流及び無効電流を算出する。算出された有効電流及び無効電流は、有効電流の瞬時値及び無効電流の瞬時値を表すため、それらを、それぞれ瞬時有効電流及び瞬時無効電流と呼ぶ。また、瞬時有効電流及び瞬時無効電流を、それぞれｉＰ及びｉＱで表す。ｉＰ及びｉＱは、夫々、連系電流におけるＰ軸成分及びＱ軸成分を表している。具体的には、ｉＰ及びｉＱは、下記式（３−１）に従って算出される。

位相ω_Sｔは、インバータ３０２の出力電圧の位相に対応している。図４１を参照して説明したように、Ｕ相軸とＰ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＰ軸の位相をω_Sｔにて表すこととしているため、Ｕ相電圧ｖ_uの位相から位相ω_Sｔを定めればよい。実際には、インバータ３０２による電圧出力を行う前に端子３１２ｕに現れる交流電圧源３４０ｕからの交流電圧の角周波数及び位相を検出し、検出した角周波数及び位相に合わせてω_Sの値及びｔ＝０となる時点を定めればよい。ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wは角周波数ω_Sの正弦波電圧とされ（但し、電圧指令処理部３５６の補正処理による歪みを含む）、それらの位相は互いに電気角で１２０度ずつ異なる。

直流電圧制御部３５３には、電圧検出器３０６によって検出された平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧Ｅｄと、その両端子間電圧Ｅｄの目標値を表す直流電圧指令値Ｅｄ^*とが与えられる。直流電圧指令値Ｅｄ^*は、太陽電池３０４から最大電力を得るためのＥｄ（換言すれば、インバータ３０２の出力電力を最大とするためのＥｄ）と合致する。直流電圧制御部３５３は、比例積分制御によって（Ｅｄ−Ｅｄ^*）がゼロに収束するように有効電流指令値ｉＰ^*を算出及び出力する。また、無効電流指令値ｉＱ^*はゼロとされる。ｉＰ^*はｉＰが追従すべき目標値を表し、ｉＱ^*はｉＱが追従すべき目標値を表す。

有効電流制御部３５４は、直流電圧制御部３５３からのｉＰ^*と座標変換器３５２からのｉＰとに基づき、電流誤差（ｉＰ^*−ｉＰ）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことにより、Ｐ軸電圧ｖＰが追従すべきＰ軸電圧指令値ｖＰ^*を算出する。無効電流制御部３５５は、与えられたｉＱ^*と座標変換器３５２からのｉＱに基づき、電流誤差（ｉＱ^*−ｉＱ）がゼロに収束するように比例積分制御を行うことにより、Ｑ軸電圧ｖＱが追従すべきＱ軸電圧指令値ｖＱ^*を算出する。

電圧指令処理部３５６の機能は、図１９の電圧ベクトル補正部２４及び座標変換器２５を組み合わせた部位の機能と略同じである。図４２に、電圧指令処理部３５６の内部ブロック図を示す。図４２の電圧指令処理部３５６は、符号３６１〜３６４にて参照される各部位を備える。

座標回転部３６１は、ｖＰ^*及びｖＱ^*並びにω_Sｔに基づき、上記式（１−３）の変形式に従って、ｖＰ^*及びｖＱ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。つまり、ｖＰ^*及びｖＱ^*によって表される、ＰＱ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖ_a及びｖ_aによって表される、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルに変換する。

上記式（１−３）の変形式とは、式（１−３）におけるｖ_d及びｖ_qをｖＰ^*及びｖＱ^*に置換することによって得られる式を指す。また、図４３に示す如く、ａ₁軸〜ａ₆軸の内（図９参照）、電圧ベクトル４１０が最も近い軸の、Ｕ相軸を基準とした位相は「（ｎ＋２）π／３」にて表される。第２実施形態におけるｎは、（ω_Sｔ＋ε_A）をπ／３で割った時に得られる商である。そして、下記式（３−２）を満たすθ_Dを、座標回転部３６１による式（１−３）の変形式の演算に用いる。

式（３−２）を満たすθ_Dは、以下のように算出できる。下記式（３−３）を用いて算出されるε_Aに合致するｎ（即ち、（ω_Sｔ＋ε_A）をπ／３で割った時に得られる商）を、ω_Sｔを参照して求める。その求めたｎとω_Sｔを上記式（３−２）に代入すれば、θ_Dが得られる。また、このθ_Dを算出する際に求められたｎは、座標回転部３６３での演算に利用される。尚、Ｑ軸を基準としたε_Aの代わりに、Ｐ軸を基準としたε_A’を用いて各演算を行うようにしてもよい。ε_A’は、Ｐ軸から見た電圧ベクトル４１０の位相を表す。この場合、関係式「ε_A＝ε_A’−π／２」を用いて変数ｎの算出等が行われる。

図４２の成分補正部３６２、座標回転部３６３及び座標変換器３６４の機能は、夫々、第１実施形態における成分補正部５２、座標回転部５３及び座標変換器２５（図１９及び図２１参照）の機能と同様である。

即ち、成分補正部３６２は、図１１のステップＳ２における補正処理又は図１６に示す補正処理を、座標回転部３６１にて得られたｖ_a及びｖ_bに対して施し、補正後のｖ_a及びｖ_bを、夫々ｖ_ac及びｖ_bcとして出力する。但し、補正が不要の場合は、ｖ_ac＝ｖ_a且つｖ_bc＝ｖ_b、となる。

座標回転部３６３は、上記式（１−７）に従って、成分補正部３６２から出力された補正後のａ軸電圧及びｂ軸電圧（即ちｖ_ac及びｖ_bc）をｖα^*及びｖβ^*に変換する。つまり、ｖ_ac及びｖ_bcによって表される、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖα^*及びｖβ^*によって表される、αβ座標（αβ固定座標）上の２相の電圧指令ベクトルに変換する。この際、式（１−７）におけるｖ_a、ｖ_b、ｖα及びｖβとして、それぞれｖ_ac、ｖ_bc、ｖα^*及びｖβ^*が用いられる。尚、αβ座標は、第１実施形態で定義したそれと同じものである。但し、勿論、第２実施形態におけるｖα^*及びｖβ^*は、インバータ３０２の出力電圧に対する電圧指令ベクトルの直交２軸成分である。

座標変換器３６４は、座標回転部３６３にて得られたｖα^*及びｖβ^*を三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に変換し、該三相電圧指令値をインバータ３０２に出力する。また、この三相電圧指令値は、電流検出部３５１にも与えられる。

このように、第１実施形態で述べた補正手法を系統連系システムに適用することが可能であり、これによって第１実施形態と同様の効果を得ることが可能である。即ち例えば、補正の簡素化や補正量の決定の容易化が図られる。

尚、系統連系システムの制御部３０３によって実行される制御は、有効電流及び無効電流に対する制御と言えるが、有効電力及び無効電力に対する制御とも言える。電力系統３４０からの交流電圧は振幅が略一定の交流電圧であるがゆえ、その交流電圧と連系して有効電流及び無効電流が所望値となるように制御するということは、有効電力及び無効電力を所望値となるように制御していることに他ならないからである（電圧に有効電流を掛けたものが有効電力であり、無効電流を掛けたものが無効電力である）。従って、制御部３０３を、電流制御装置と呼ぶことができると共に電力制御装置と呼ぶこともできる。

また、インバータ３０２に対する直流電源の例として太陽電池３０４を挙げたが、太陽電池３０４の代わりに燃料電池や風力発電機等を用いるようにしてもよい。

＜＜第３実施形態＞＞
第１及び第２実施形態に係るシステムでは、検出した電流を電流制御（又は電力制御）に利用した。しかしながら、検出した電流を電流制御（又は電力制御）に用いるのではなく、保護等を目的として電流検出を行うシステムにも第１又は第２実施形態で述べた技術は適用可能である。この種のシステムを本発明の第３実施形態として説明する。

図４４は、第３実施形態に係る三相負荷駆動システムの全体構成図である。図４４において、インバータ３０２、太陽電池３０４、電流センサ３０５及び平滑化コンデンサＣｄは、第２実施形態の図３９に示すそれらと同じものであり、それらの間の接続関係も第２実施形態と同じであるとする。説明の便宜上、三相負荷駆動システムのインバータ３０２に対する直流電源を第２実施形態と同じく太陽電池３０４としているが、インバータ３０２に対する直流電源として任意の直流電源を用いることができる。

第２実施形態と異なり、三相負荷駆動システムでは、インバータ３０２の出力端子である端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗが、系統側に接続されること無く、三相負荷に接続されている。より具体的には、端子３１２ｕは負荷５４０ｕを介して基準点５４１に接続され、端子３１２ｖは負荷５４０ｖを介して基準点５４１に接続され、端子３１２ｗは負荷５４０ｗを介して基準点５４１に接続されている。

図４４の三相負荷駆動システムにおけるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、夫々、基準点５４１の電位を基準とする端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗの電圧であり、負荷５４０ｕ、５４０ｖ及び５４０ｗは、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wを駆動電圧として受ける。負荷５４０ｕ、５４０ｖ及び５４０ｗは、夫々、例えば、インダクタや抵抗素子等の負荷である。ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wは角周波数（角速度）ω_Sの正弦波電圧とされ（但し、電圧指令処理部５５３の補正処理による歪みを含む）、それらの位相は互いに電気角で１２０度ずつ異なる。尚、説明の便宜上、第２実施形態でも導入した記号「ω_S」を本実施形態でも用いているが、本実施形態におけるω_Sは、図３９の電力系統３４０の交流電圧の角周波数とは無関係であるとする。

与えられた三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づくインバータ３０２の動作は、第２実施形態におけるそれと同じである。但し、図４４の三相負荷駆動システムにおいては、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）が制御部５０３から与えられる。

制御部５０３は、符号５５１〜５５４にて参照される各部位を含む。制御部５０３内では、第２実施形態のＰ軸及びＱ軸に対応するＸ軸及びＹ軸が定義される。尚、本実施形態において記述される記号「Ｘ」は、第１実施形態の第４実施例で記述される同記号とは別のものを指す。

図４５は、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＸ軸及びＹ軸と、の関係を表す空間ベクトル図である。Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。Ｘ軸の回転における角周波数（角速度）はω_Sである。符号６１０は、本実施形態におけるインバータ３０２の出力電圧の電圧ベクトルを表す。

Ｘ軸の向きは、電圧ベクトル６１０の向きと同じとされる（故に、電圧ベクトル６１０はＸ軸上にのることになる）。そして、Ｘ軸から電気角で９０度進んだ位相にＹ軸をとり、Ｘ軸及びＹ軸を座標軸に選んだ座標をＸＹ座標と呼ぶ。また、本実施形態では、Ｕ相軸とＸ軸が一致する時点からの経過時間をｔで表し、Ｕ相軸から見たＸ軸の位相をω_Sｔにて表し（ｔ＝０の時、Ｕ相軸とＸ軸は一致する）、Ｙ軸から見た電圧ベクトル６１０の位相をε_Aにて表す。図４５において、半時計回り方向を位相の進み方向と考え、ε_A＜０とする。そうすると、Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル６１０の位相は、（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）＝ω_Sｔ、にて表される。

電圧ベクトル６１０は、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの合成電圧を二次元座標面上のベクトル量として捉えたものであり、電圧ベクトル６１０のＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分が、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wに相当する。また、ＸＹ座標に着目すれば、電圧ベクトル６１０をＸ軸成分とＹ軸成分に分解することができる。電圧ベクトル６１０のＸ軸成分とＹ軸成分を、それぞれＸ軸電圧ｖＸ及びＹ軸電圧ｖＹで表す。実際には、制御部５０３内においてＸ軸電圧指令値ｖＸ^*及びＹ軸電圧指令値ｖＹ^*が算出され、ｖＸ^*及びｖＹ^*によって電圧ベクトル６１０が表される。このため、符号６１０に対応する電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルとも読み替えられる。

図４１の領域４１１と同等の、Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍の領域は、Ｕ相軸を基準として電気角で６０度ごとに存在する。このため、第１実施形態と同様の考え方にて、第１実施形態と同様の、電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標を定義することができる（尚、ＸＹ座標は連続的に回転する座標である）。具体的には、第１実施形態における図８の電圧ベクトル１１０及び電圧ベクトル１１０の位相（θ＋ε＋π／２）を、電圧ベクトル６１０及び電圧ベクトル６１０の位相（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）に読み替えた上で、第１実施形態で述べたａｂ座標の定義を本実施形態にも適用すればよい（図８及び図９参照）。この結果、ａ軸は、電圧ベクトル６１０の位相（ω_Sｔ＋ε_A＋π／２）に応じて、電気角６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸も、ａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転することになる。尚、図４５に示されるθ_D及び（ｎ＋２）π／３は、第２実施形態と同様に定義される角度量である（図４３参照）。

図４４に示される各部位の動作の説明を行う。電流センサ３０５は、インバータ３０２の母線３１３に流れる母線電流を検出する。検出された母線電流（検出電流）の電流値を表す信号は、電流検出部５５１に伝達される。電流検出部５５１は、図１９の電流検出部２１と同様の動作を行う。即ち、電圧指令処理部５５３が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して、何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に電流センサ３０５の出力信号をサンプリングするタイミングＳＴ１及びＳＴ２（図６参照）を決定し、そのタイミングにおいて得た母線電流の電流値からＵ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wを算出及び出力する。この際、必要に応じて、ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いる。

検出電流処理部５５２は、電流検出部５５１から出力されたｉ_u、ｉ_v及びｉ_wに基づいた所定の処理を行う。例えば、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wが異常に大きくなっていないか（即ち、インバータ３０２の出力電流が過電流となっていないか）を検出し、その検出結果に応じた保護動作を行う。

電圧指令処理部５５３の機能及び内部構成は、図４２の電圧指令処理部３５６のそれらと同様であり、電圧指令処理部３５６に対する「Ｐ軸、Ｑ軸及び電圧ベクトル４１０」を「Ｘ軸、Ｙ軸及び電圧ベクトル６１０」に置き換えて構成したものが電圧指令処理部５５３となる（図４２、図４３及び図４５参照）。電圧指令処理部５５３の内部ブロック図を、図４６に示す。図４６の電圧指令処理部５５３は、符号５６１及び３６２〜３６４にて参照される各部位を備える。図４２の電圧指令処理部３５６に対して説明した手法は、電圧指令処理部５５３にも適用される。

座標回転部５６１は、与えられたｖＸ^*及びｖＸ^*並びにω_Sｔに基づき、上記式（１−３）の変形式に従って、ｖＸ^*及びｖＹ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。つまり、ｖＸ^*及びｖＹ^*によって表される、ＸＹ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖ_a及びｖ_aによって表される、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルに変換する。上記式（１−３）の変形式とは、式（１−３）におけるｖ_d及びｖ_qをｖＸ^*及びｖＹ^*に置換することによって得られる式を指す。

電圧指令処理部５５３における成分補正部３６２、座標回転部３６３及び座標変換器３６４の動作は、図４２のそれらと同様であるため重複する説明を割愛する。但し、成分補正部３６２へのｖ_a及びｖ_bは、座標回転部５６１から得られる。座標変換器３６４は、算出した三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）をインバータ３０２及び電流検出部５５１に与える。

電圧指令処理部５５３に与えられるｖＸ^*及びｖＹ^*は、夫々、Ｘ軸電圧ｖＸが追従すべきＸ軸電圧指令値及びＹ軸電圧ｖＹが追従すべきＹ軸電圧指令値を表し、それらは電圧決定部５５４から出力される。図４５に示したように、電圧ベクトル６１０はＸ軸上にあるためｖＹ^*はゼロとされ、三相負荷に供給したい所望電力値に応じた値がｖＸ^*に代入される。第１実施形態ではｄ軸とＵ相軸に一致する時点がモータの回転子位置に依存し、第２実施形態ではＰ軸とＵ相軸に一致する時点が系統側の交流電圧の位相に依存するが、第３実施形態ではそのような依存は存在しないため、ｔ＝０の時点を自由に定めることができる。ω_Sについても同様である。

このように、第１実施形態で述べた補正手法を三相負荷駆動システムに適用することが可能であり、これによって第１実施形態と同様の効果を得ることが可能である。即ち例えば、補正の簡素化や補正量の決定の容易化が図られる。

以下に、各実施形態（特に、第２及び第３実施形態）に対する変形例などを記述する。

第２及び第３実施形態において、現時点が属するモードの特定手法及びタイミングＳＴ１及びＳＴ２の決定手法（図６参照）として、第１実施形態で述べた任意の手法（即ち、第１実施形態における第１〜第３実施例に記載の手法の何れか）を用いることができる。

また、第２又は第３実施形態において、成分補正部３６２（図４２、図４６参照）にて算出されたｖ_ac及びｖ_bcを、上記式（１−８）及び（１−９）に従って、αβ座標を介することなく、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換するようにしてもよい。この際、式（１−８）及び（１−９）におけるｖ_a及びｖ_b並びにｖ_u、ｖ_v及びｖ_wとして、ｖ_ac及びｖ_bc並びにｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*が用いられる。尚、この場合、座標回転部３６３は不要となる。

また、第２又は第３実施形態において、制御部（３０３又は５０３）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部（３０３又は５０３）を実現する場合、制御部（３０３又は５０３）の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって制御部（３０３又は５０３）を構成しても構わない。

第１、第２又は第３実施形態において、上述の各種の指令値（ｖ_d ^*及びｖ_q ^*、ｖＰ^*及びｖＱ^*並びにｖＸ^*及びｖＹ^*等）やその他の状態量（ε、ε_A等）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、制御部（３、３０３又は５０３）内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

また例えば、以下のように考えることができる。

第２実施形態において、図４０の系統連系システムは電流検出ユニットを備え、この電流検出ユニットは、電流検出部３５１、有効電流制御部３５４、無効電流制御部３５５及び電圧指令処理部３５６を含み、更に電流センサ３０５をも含みうる。そして例えば、図４０の有効電流制御部３５４及び無効電流制御部３５５と図４２の座標回転部３６１は、電圧指令ベクトル作成手段として機能し、図４２の成分補正部３６２は、電圧指令ベクトル補正手段として機能する。また例えば、第２実施形態に係る制御部３０３は、インバータ制御装置（又は電流制御装置若しくは電力制御装置）として機能し、そのインバータ制御装置に電流検出ユニットは内包される。また例えば、図４０の系統連系システムは系統連系装置を含み、該系統連系装置はインバータ３０２及び制御部３０３を含む。該系統連系装置が、更に、直流電源としての太陽電池３０４、電流センサ３０５、電圧検出器３０６及び平滑化コンデンサＣｄの一部又は全部を含むと考えることもできる。

第３実施形態において、図４４の三相負荷駆動システムは電流検出ユニットを備え、この電流検出ユニットは、電流検出部５５１、電圧決定部５５４及び電圧指令処理部５５３を含み、更に電流センサ３０５をも含みうる。そして例えば、図４４の電圧決定部５５４と図４６の座標回転部５６１は、電圧指令ベクトル作成手段として機能し、図４６の成分補正部３６２は、電圧指令ベクトル補正手段として機能する。第３実施形態に係る制御部５０３をインバータ制御装置と捉えることも可能であるが、該インバータ制御装置は、電流検出部５５１の検出結果に基づいて電圧指令ベクトルを作成するわけではない。

電流検出ユニットは、第１実施形態におけるモータ駆動システムにも内在していると考えることが可能である。第１実施形態に係る電流検出ユニットは、図１９等に示される電流検出部２１、２１ａ又は２１ｃと、図１９等に示される電圧演算部２３と、図１９等に示される電圧ベクトル補正部２４、２４ａ、２４ｂ又は２４ｃと、を含み、更に電流センサ５及び／又は図１９等に示される座標変換器２５を含みうる。

尚、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量（状態変数）などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。

また、本明細書等において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１−７）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているα、β、γ及びδ（等）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。特に、冷蔵庫用の圧縮機、車載用空気調和機、電動車などに好適である。この他にも、様々な系統連系システムや三相負荷駆動システムに好適である。

本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。 図１のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。 図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。 図４の各タイミングにおける、図１の電機子巻線周辺の等価回路図である。 図１のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明の第１実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるｄ軸及びｑ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 本発明にて定義されるａ軸を説明するための図である。 図９のａ軸との関係を考慮して回転子の位相（θ）を分解した様子を示す図である。 本発明に係る電圧ベクトルの補正処理の手順を表すフローチャートである。 図１１の補正処理の前後の、ａｂ座標上における電圧ベクトルの軌跡を示す図である。 Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、α軸及びβ軸と、の関係を示す図である。 図１１の補正処理を経て得られる電圧ベクトルのαβ座標上の軌跡を示す図である。 図１１の補正処理を経て得られるα軸電圧及びβ軸電圧の電圧波形と、図１１の補正処理を経て得られるＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の電圧波形と、を示す図である。 図１１のステップＳ２の変形例の処理手順を表すフローチャートである。 図１６に示す処理の意義を説明するための図である。 図１６に示す処理の意義を説明するための図である。 本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図１９の電流検出部の内部ブロック図である。 図１９の電圧ベクトル補正部の内部ブロック図である。 本発明の第２実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図２２の電圧ベクトル補正部の内部ブロック図である。 図２３の座標回転部の処理内容を示すブロック図である。 図２３の座標回転部によるモード特定手法を説明するための表を示す図である。 図２２の電流検出部の内部ブロック図である。 本発明の第３実施例に係り、図２２の電圧ベクトル補正部として利用可能な電圧ベクトル補正部の内部ブロック図である。 図２７のモード判断部によるモード特定手法を説明するための表を示す図である。 ２相変調に適用した場合における各相電圧の電圧波形を示す図であり、本発明の第４実施例の原理を説明するための図である。 ２相変調に適用した場合における各相電圧の電圧波形を示す図であり、本発明の第４実施例の原理を説明するための図である。 ２相変調に適用した場合における各相電圧の電圧波形を示す図であり、本発明の第４実施例の原理を説明するための図である。 本発明の第４実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図３２の電圧ベクトル補正部の内部ブロック図である。 図３２の電流検出部の内部ブロック図である。 本発明の第５実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 本発明の第５実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 １シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 従来技術に係り、１シャント電流検出方式を採用した場合における電圧指令値（パルス幅）の補正例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る系統連系システムの全体構成図である。 制御部の内部ブロック図を含む、図３９の系統連系システムの全体構成図を示す。 本発明の第２実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 図４０の電圧指令処理部の内部ブロック図である。 本発明の第２実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＰ軸及びＱ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 本発明の第３実施形態に係る三相負荷駆動システムの全体構成図である。 本発明の第３実施形態に係り、固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、回転軸であるＸ軸及びＹ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 図４４の電圧指令処理部の内部ブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３ 制御部
４ 直流電源
５ 電流センサ
６ 回転子
７ 固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ 電機子巻線
２１、２１ａ、２１ｃ 電流検出部
２３ 電圧演算部
２４、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ 電圧ベクトル補正部
３０２ インバータ
３０３、５０３ 制御部
３０４ 太陽電池
３０５ 電流センサ

Claims (14)

1. 三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段を備え、
   検出された前記検出電流から前記モータに流れるモータ電流を検出し、該モータ電流に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御するモータ制御装置において、
   前記モータ電流に基づいて前記モータへの印加電圧が追従すべき電圧のベクトルであって、前記三相の各相電圧の合成電圧のベクトルからなる電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、
   作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段と、を備え、
   補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記モータを制御し、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、該電圧指令ベクトル補正手段によって補正された後の前記電圧指令ベクトルが、前記モータ電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるように補正する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電圧指令ベクトルは、回転座標上の電圧指令ベクトルであり、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、その回転座標上の電圧指令ベクトルを三相の固定座標上の三相電圧指令値に変換する過程において、前記回転座標上の電圧指令ベクトルを補正し、
   当該モータ制御装置は、補正後の前記電圧指令ベクトルに対応する前記三相電圧指令値を前記インバータに供給することにより、前記モータを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分の大きさに基づいて補正の要否を判断し、補正が必要な場合、前記座標軸成分を補正することによって、前記電圧指令ベクトルを補正する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 作成された前記電圧指令ベクトルに基づいて前記検出電流として流れる電流の相を判断し、その判断結果に従って前記モータ電流を検出し、
   前記電圧指令ベクトル補正手段によって補正された後の前記電圧指令ベクトルから三相電圧指令値を作成する三相電圧指令値作成手段を更に備え、
   前記判断結果と前記三相電圧指令値に基づいて前記検出電流を検出するタイミングを決定し、そのタイミングにて検出された前記検出電流から前記モータ電流を検出し、
   前記三相電圧指令値を前記インバータに供給することにより、前記モータを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
6. 作成された前記電圧指令ベクトルの大きさに基づいて前記検出電流を検出するタイミングを決定し、そのタイミングにて検出された前記検出電流から前記モータ電流を検出することを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載のモータ制御装置。
7. 三相式のモータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項６の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
8. 三相式のインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段を備え、
   検出された前記検出電流から前記インバータの三相電流を検出する電流検出ユニットにおいて、
   前記インバータの三相電圧が追従すべき電圧のベクトルであって、前記三相の各相電圧の合成電圧のベクトルからなる電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、
   作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段と、を備え、
   補正後の前記電圧指令ベクトルに従って前記インバータは制御され、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、この電圧指令ベクトル補正手段によって補正された後の前記電圧指令ベクトルが、前記モータ電流が検出不可能な領域外のベクトルとなるように補正する
   ことを特徴とする電流検出ユニット。
9. 前記電圧指令ベクトルは、回転座標上の電圧指令ベクトルであり、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、その回転座標上の電圧指令ベクトルを三相の固定座標上の三相電圧指令値に変換する過程において、前記回転座標上の電圧指令ベクトルを補正し、
   補正後の前記電圧指令ベクトルに対応する前記三相電圧指令値が前記インバータに供給されることによって、前記インバータは制御される
   ことを特徴とする請求項８に記載の電流検出ユニット。
10. 前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルである
    ことを特徴とする請求項８または請求項９に記載の電流検出ユニット。
11. 前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分の大きさに基づいて補正の要否を判断し、補正が必要な場合、前記座標軸成分を補正することによって、前記電圧指令ベクトルを補正する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の電流検出ユニット。
12. 請求項８〜請求項１１の何れかに記載の電流検出ユニットを備え、
    検出した前記三相電流に基づいて前記インバータを制御するインバータ制御装置であって、
    前記電圧指令ベクトル作成手段は、前記三相電流に基づいて前記電圧指令ベクトルを作成する
    ことを特徴とするインバータ制御装置。
13. 前記インバータの出力電圧の位相を基準として前記三相電流を有効電流と無効電流に変換する電流変換手段を更に備え、
    前記電圧指令ベクトル作成手段は、前記有効電流及び前記無効電流に基づいて前記電圧指令ベクトルを作成する
    ことを特徴とする請求項１２に記載のインバータ制御装置。
14. 請求項１２または請求項１３に記載のインバータ制御装置及びインバータを備え、
    前記直流電源からの直流電圧を前記インバータによって三相の交流電圧に変換し、外部の三相交流電力系統に連系しつつ前記交流電圧に基づく交流電力を負荷に供給する
    ことを特徴とする系統連系装置。
    
    

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