JP4490969B2 - 無線周波数プラズマ処理における不安定性を防止する方法及び装置 - Google Patents

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関連出願

この特許出願は、２００３年９月２２日に出願された米国仮特許出願第６０／５０４，６９８号に基づく優先権を主張しており、この米国仮特許出願の内容全体をこの出願において援用する。

本発明は、広くは、制御システム及び方法に関し、より詳しくは、プラズマ負荷に供給される電力を制御する方法及びシステムに関する。

無線周波数又はマイクロ波（以下では、「ＲＦ」と称する）プラズマ発生装置は、半導体及び産業用プラズマ処理において広く用いられている。プラズマ処理は、基板からの材料のエッチング、基板上の材料の形成、基板表面のクリーニング、基板表面の加工などを含む広範囲な応用例をサポートする。用いられる周波数及び電力レベルは、約１０ｋＨｚから１０ＧＨｚまで、そして、数Ｗ（ワット）から１００ｋＷあるいは更にそれを超える値まで非常に大きく変動する。半導体処理の応用例では、プラズマ処理装置において現在用いられている周波数及び電力の範囲は、それよりもいくぶん狭く、それぞれ、約１０ｋＨｚから２．４５ＧＨｚ、１０Ｗから３０ｋＷの範囲である。

プラズマ処理装置は、典型的に、正確なＲＦ信号発生器、整合ネットワーク、ケーブリング、観測（metrology）装置などを必要とする。更に、プラズマに到達する実際の電力を制御するには、精密な計測（instrumentation）が要求されるが通常である。プラズマと関連する負荷のインピーダンスは、気体の種類の変動、様々な気体供給パラメータ、プラズマ密度、与えられるＲＦ電力、圧力及びそれ以外の変数に応答して、著しく変動する可能性がある。プラズマ負荷のインピーダンスが変動することにより生じる動的な電気的負荷は、プラズマ発生装置に対して、深刻な安定制御問題を生じさせうる。

半導体ツールなど、今日のプラズマ処理装置では、プロセスが不安定になり、プラズマ密度が振動したり、プラズマ全体が失われたりという状態を呈することがある。従って、ＲＦ電源が規制される方法を変更することによりこのような不安定性を回避する必要がある。

この技術分野の当業者にとっては既知である典型的なプラズマ処理ツールとＲＦ電源とを含む既知のプラズマ発生システムが、図１に示されている。ＲＦ電源１０は、フィルタ１２を通して、そして、ケーブル１３と負荷整合回路１４とを介してプロセス真空チャンバ１５の中へ、ＲＦ電力を運ぶ。ＲＦ電力は、順方向も反射されたものも、出力電力測定点１８において測定されるが、この近くで、電力はプロセス真空チャンバの中に入力される。出力電力測定部１８からのフィードバックが電源１０に送られ、制御ループを補償する。

電力規制制御回路は、一般的に、可能な限り高速で動作するように設計され、制御の安定性を最大化する。典型的な電力制御ループは、数百マイクロ秒もの高速で動作することができ、固定された負荷を視野に入れて、又は、ある範囲の可能性がある固定された負荷を念頭において設計され最適化されている。例えばプラズマ発生システムにおける制御ループの速度は、フィルタ及び整合ネットワークの遅延と、電力測定時間と、電源の内部反応速度とによって制限される。上述したように、プラズマは、制御ループの中に追加的な遅延を与え、その結果として、不安定なシステム動作が生じる可能性がある。これらの遅延は、予測が容易でなく、プロセスに依存し、一貫しない。

しかし、多くの電力規制制御の不安定性は、プラズマを電力規制制御ループの一部として有していることが原因である可能性がある。というのは、プラズマ・インピーダンスが一定ではないからである。より詳しくは、プラズマ・インピーダンスは、運ばれる電力量とプラズマ気体圧力とプラズマ気体混合物の化学的組成との関数である。更に、反応の化学と気体圧力変数とは、プラズマ密度及び温度に左右され、更には、それ自体の慣性（潜在的な時間依存性）とを有する。これらの慣性時間は、マイクロ秒からミリ秒程度の範囲にあり、拡散速度、ポンピング速度、イオン化及び化学反応速度など、様々なプロセスによって決定される。

事態を複雑にする別のファクタが、気体供給システム２０によって与えられる。そして、気体供給システム２０は、それ自体の制御ループを有していることも多い。この気体供給制御ループ２２は、一般的に、チャンバ圧力の測定値２３に基づいてチャンバ１５への気体供給を制御する。この別個の制御ループ２２は、数百ミリ秒から数千ミリ秒までの範囲で、電力制御システムの特定のシステム慣性（遅延）時間を大きくする可能性がある。従って、そのシステム又はプラズマの慣性すなわち電気的負荷（プラズマなどの）の応答時間よりも高速である又はそれに匹敵する応答時間間隔を有するフィードバック制御ループ２５だけを用いる電源は、どのようなものであっても、潜在的に不安定化する危険性がある。

図２には、図１に図解されたプラズマ処理システムのようなシステムと共に用いることができる既知の電源技術の電力部が図解されている。電源３０（例えば、ＤＣスイッチング電源）は、一定の電力出力値を、電源の出力において負荷に与えるように設計されている。ＤＣ電力３２は、例えば整流されたバスやＤＣ電源から、この技術分野の当業者に知られているように、スイッチング・トランジスタや、インダクタ及びコンデンサなどの無効要素に供給する。電源３０は、一般に、一定の電流又は一定の電圧を、その制御ループ３３の応答時間よりも高速の時間スケール（例えば、ある時間間隔）で与える。制御回路３５は、フィードバック制御ループ３３から受け取った情報に基づいて電源３０への制御信号を調整する。もちろん、電源は、また、制御ループが冷凍されている（開放されている）ときには、一定の電流又は電力を提供することができる。以下では、このような電源は、「定電流」又は「定電圧」型と称している。制御回路３５は、プラズマ電力測定回路１８からのフィードバック３３を用いて、電源３０の出力電圧又は電流を修正し、所望の電力出力を維持する。状況によっては、この結果、負荷４０（例えば、プラズマ負荷）の安定的な制御が得られる。

実際には、既知の技術の１つに、アーク型のプラズマ負荷に給電するのに用いられる「定電流」ＤＣ電源がある。より高温ではプラズマ抵抗値は低下する（「負の抵抗値」と称されることが多い）ので、一定の電流をこのようなシステムに供給することにより安定的なプラズマが得られることが知られている。このようなシステムでは、電源は、いくぶん、仮想的バラスト抵抗として機能する。

より一般的には、多くのＤＣスイッチング電源は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方法を用いる。これらは、電圧源として機能するので、フィードバック制御ループがない場合には、負抵抗のプラズマを効果的に維持することができない。更に、プラズマ・システムがＲＦ電源を用いて給電されているときには、制御の問題が悪化する。というのは、反射された電力の位相が、ケーブル（例えば、１３）やフィルタ（例えば、１２）によってシフトされ、電源から見て、正又は負の明らかなプラズマ抵抗値を保証するのが困難又は不可能になるからである。そのような問題は、例えばＲＦ領域（すなわち、１ＭＨｚ又はそれを超える範囲）などの高い周波数で動作するシステムにとっては、特に深刻である。

これらの問題を解決するために、一定の電圧又は一定の電流を単に提供する以上に、実質的に一定の電力を開放ループ・システムに提供することができることにより、プラズマの安定的な動作をプラズマの反射位相及びインピーダンスとは無関係に維持することができるような電源に対する必要性が存在している。

より詳しくは、プラズマ及び／又はそれ以外のシステム・コンポーネントによって生じる負荷インピーダンス及び抵抗値の変動にもかかわらず、プラズマ負荷などの動的負荷に対して提供される電力量を正確に制御するのに用いることができる方法及び装置が必要とされている。

本発明は、フィードフォワード・ループと、更に、オプショナルであるが、プラズマ発生器の中のプラズマなどの電気的負荷に一定の電源を与えるフィードバック・ループとを備えた電源を用いて、上述の問題を解決する。

本発明のある側面は、電力をプラズマなどの動的負荷に提供するＲＦ電源を特徴とし、入力電力を出力ＲＦ電力に変換する電力回路を備えている。この電力回路は、一般的には数マイクロ秒のオーダーの僅かな蓄積エネルギを有しており、この回路における蓄積エネルギ量が制御の安定性を妨げないようになっている。制御回路は、前記電力回路に制御信号を提供し、例えばＲＦ発生器を供給する電力コンバータのＤＣ部により、入力電力消費規制する。また、この制御回路は、入力電力の測定値をこのＲＦ電源に提供する第１の回路を備えており、前記測定値は、前記電力回路への前記制御信号を前記入力電力が実質的に一定になるような第１のレートに調整するのに用いられる。

実施例は、このＲＦ電源の出力における出力電力を測定する第２の回路を更に備えており、前記出力電力は、このＲＦ電源への前記電力制御信号を、前記第１のレートよりも小さな第２のレートに補償するのに用いられる。前記第１のレートは、ＤＣ電流をこのＲＦ電源に与えるスイッチング電源のスイッチング周波数に対応することがあり得る。更に、第１のレートを第２のレートよりも大きくするのに重み付けファクタを用いることができる。このＲＦ電源の出力を、プラズマ負荷を付勢するのに用いることができる。

実施例は、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、インバータ又はスイッチング電源のゲート駆動回路との中の少なくとも１つを含むことができる。前記入力電力は前記スイッチング電源のそれぞれのサイクルに対して測定され得る。また、前記出力電力信号は、異なるレートで測定される、例えば、前記スイッチング電源のそれぞれのサイクルに対しては測定されないこともありうる。実施例によっては、前記制御信号は、前記スイッチング電源のそれぞれのサイクルに対して更新されたり、更新されないこともある。

前記入力電力測定値は、それぞれのサイクルの間に前記スイッチング電源の入力端子を流れる電荷全体を測定することによって決定されうる。前記第１のレートは１サイクルに１回前記電力制御信号を調整し、前記第２のレートは前記電気的負荷の応答時間よりも低速でありうる。前記第２のレートは、前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも低速でもありうる。

本発明の別の特徴によると、電力を可変インピーダンス負荷に提供するＲＦ電源であって、このＲＦ電源に制御信号を提供し、このＲＦ電源からの電力出力レベルを規制する制御回路と、入力電力の測定値をこのＲＦ電源に提供する第１の回路であって、前記測定値は、前記制御信号を実質的に一定な入力電力を維持するような第１のレートに調整するのに用いられる第１の回路とを有するＲＦ電源が得られる。このＲＦ電源は、このＲＦ電源の出力における出力電力を測定する第２の回路を更に備えており、前記出力電力は、このＲＦ電源への前記電力制御信号を、前記第１のレートよりも小さな第２のレートに補償するのに用いることができる。実施例によっては、前記入力電力が一定でもありうる。

第１のレートを第２のレートよりも大きくするのに、重み付けファクタを用いることができ、このＲＦ電源の出力を用いて、プラズマ負荷を付勢することができる。このＲＦ電源において、前記ＲＦ発生器と前記負荷との間に整合回路を用いることができる。この電源は、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、インバータ又はスイッチング電源のゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に含む場合がある。前記入力電力は、前記電源のそれぞれのサイクルに対して測定されうるし、前記出力電力信号は、前記電源のそれぞれのサイクルに対して測定されないこともある。前記制御信号は、前記電源のそれぞれのサイクルに対して更新されるが、実施例によっては、前記制御信号は前記電源のそれぞれのサイクルに対して更新されない。

本発明によるＲＦ電源は、電力をプラズマ負荷に与えることができる。更に、前記制御信号は、この電源のパルス幅変調を制御することができ、パルス幅変調の量はサイクルごとをベースにして決定されうる。ある実施例では、前記第１のレートは１サイクルに１回前記制御信号を調整し、前記第２のレートは前記電気的負荷の応答時間よりも低速でありうる。また、前記第２のレートは、前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも低速でありうる。

本発明の別の特徴によると、電源と、ＡＣスイッチング電源とを備えたＲＦプラズマ発生器が得られる。このスイッチング電源は、前記電源から電力を受け取るＡＣスイッチング電源であって、制御信号を前記電源に供給して前記電源からの電力出力レベルを規制する制御回路と、入力電力の測定値を前記電源に提供する第１の回路であって、前記測定値は、前記電源への前記制御信号を、実質的に一定な入力電力を維持するような第１のレートに調整するのに用いられる、第１の回路を有する。更に、このスイッチング電源は、前記電源の出力における出力電力を測定する第２の回路であって、前記出力電力は、前記電源への前記電力制御信号を、前記第１のレートよりも小さな第２のレートに補償する、第２の回路を含みうる。前記スイッチング電源の出力は、電力をＲＦ発生部に供給することができる。前記第１のレートは前記スイッチング電源のスイッチング周波数に対応する。

このＲＦプラズマ発生器では、第１のレートを第２のレートよりも大きくするのに重み付けファクタが用いられることができ、前記ＲＦ発生部の出力がプラズマ負荷を付勢することができる。前記ＲＦ発生部と前記負荷との間に整合回路を更に用いることができる。前記スイッチング電源は、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、インバータ又はスイッチング電源のゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に備えうる。前記入力電力は、電源のそれぞれのサイクルに対して測定されることがあり、別の実施例では、出力電力は電源のそれぞれのサイクルに対して測定されない。前記制御信号は、前記スイッチング電源のそれぞれのサイクルに対して更新されることがあり、実施例によっては、更新されない。

前記入力電力は、それぞれのサイクルの間に前記スイッチング電源の入力端子を流れる電荷全体を測定することによって決定され、前記電気的負荷はプラズマ発生システムを備えていることがある。前記制御信号は、前記スイッチング電源のパルス幅変調を制御することができ、パルス幅変調の量はサイクルごとをベースにして決定される。ある実施例では、前記第１のレートは１サイクルに１回前記制御信号を調整し、前記第２のレートは前記電気的負荷の応答時間よりも低速でありうる。

本発明の更に別の特徴によると、可変インピーダンス負荷への電力を規制する方法が得られ、この方法は、制御信号をスイッチング電源に提供してＲＦ発生器からの電力出力レベルを規制する制御回路を提供するステップと、前記スイッチング電源の入力側において測定された第１の電力に基づいて、前記スイッチング電源への前記制御信号を第１のレートに調整するステップと、前記ＲＦ発生器の出力側で測定された第２の電力に基づいて、前記スイッチング電源への前記制御信号を第１のレートよりも小さな第２のレートに補償するステップと、を含む。前記第１のレートは前記スイッチング電源のスイッチング周波数に対応することがあり得る。

第１のレートを第２のレートよりも大きくするのに重み付けファクタを用いることができ、前記ＲＦ発生器の出力がプラズマ負荷を付勢することができる。前記ＲＦ発生器と前記負荷との間に整合回路を用いることができる。この方法の前記電源は、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、ゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に備え得る。前記入力電力は前記スイッチング電源のそれぞれのサイクルに対して測定され、実施例によっては、前記出力電力信号は前記電源のそれぞれのサイクルに対して測定されない。前記第１の電力は、それぞれのサイクルの間に前記スイッチング電源の入力端子を流れる電荷全体を測定することによって決定される。前記制御信号は、前記スイッチング電源のそれぞれのサイクルに対して更新され、実施例によっては、更新されない。

この方法では、前記電気的負荷はプラズマ発生システムを備え、前記制御信号は前記電源のパルス幅変調を制御することができる。パルス幅変調の量は、サイクルごとをベースにして決定されうる。ある実施例では、前記第１のレートは１サイクルに１回前記制御信号を調整し、前記第２のレートは前記電気的負荷の応答時間よりも低速である。前記第２のレートは、前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも低速でありうる。

以上の議論は、本発明に関する以下の詳細な説明を添付の図面を参照して読むことにより容易に理解できるはずである。

図３には、上述した課題を解決するのに用いることができる本発明の実施例が図解されている。プラズマなどの電気的負荷に一定量の電力を提供することの結果として、システムの安定的な動作を生じさせることができる。しかし、不運にも、上述したフィードバック・システムは、プラズマ発生システムの動的動作条件に十分なほどに迅速には応答しない。フィードバック・ループ３３の応答時間がインピーダンス摂動や動的プラズマ負荷のそれ以外の進行中の変動よりも速い場合でも、そのようなシステムは、変動する入力信号を補償しない。

図３の電源３０は、出力電力の代わりに入力電力を制御し、スイッチング電源に関する現時点で利用可能な技術を用いて達成可能であり高効率で低い蓄積エネルギを利用することにより、これらの問題点を克服する。この技術を用いて、本発明は、プラズマ負荷の過渡状態とは無関係に、数マイクロ秒のオーダーでありうる蓄積エネルギを供給電力で除算したよりも低速である時間スケール・ベースで、一定の電力を供給する。これを達成するために、図３の電源３０は、電源３０を与えるＤＣ電力３０における高速入力測定値５２を用いる。入力電力測定値５２は、情報を制御回路３５に提供する高速フィードフォワード制御ループ５３を与える。この制御回路は、実際の回路（例えば、回路ボード上の）、アナログ・コントローラ、この技術分野の当業者に知られている様々なデジタル制御システムの中の任意のもの、又は以上の組合せであり得る。この技術を用いて、本発明は、電源３０に与えられる電力量を正確に制御することにより、この電源とプラズマとの間の相互作用を制御する。結果的に、負荷に送られる電力を正確に制御することにあるのであるが、その理由は、動的なプラズマ・パラメータは、電源によって提供される電流又は電圧波形に対して、非常に短い時間区間（例えば、数マイクロ秒）での平均値を取った場合には、与えられる電力量に対して程には、左右されないからである。

従って、本発明は、数マイクロ秒のオーダーの時間間隔など非常に高速な時間スケールでほぼ一定の電力をプラズマ負荷の中に与えることができる電源トポロジを含む。ある実施例では、この時間間隔は、その継続時間が、プラズマ又は気体供給応答の動的応答時間に近づくのに十分なほど長いこともあり得る。しかし、すべての実施例において、電源出力は、プラズマ・インピーダンスの変化やそれ以外の負荷変動とは無関係に、電力に対する蓄積エネルギの比率によって設定される時間スケールにおいて、定常量に維持される。

フィードバック制御３３だけでは、本発明の正確で一貫した電力出力を達成するように、負荷及び電力入力の変化に対して十分に高速に応答することができない。一般的に、安定性を維持するには、フィードバック制御の応答速度は、すべての可能性があるプラズマ応答及び気体供給応答よりもはるかに高速であるかはるかに低速でなければならない。本発明の正確な電力出力制御を達成するには、システムの安定化が高速な時間スケールで提供されなければならないだけでなく、制御回路３５の制御信号３８が、出力電力測定値にほんの弱く（すなわち、ゆっくりと）左右されるだけであることが許容されうる。従って、本発明は、制御信号３８を電源に補償する際に、低速な応答フィードバック制御ループだけを用いる。このような電源の更なる利点は、プラズマの点火と形成とが容易かつ安定的であるということである。

本発明の結果を達成するため、ＤＣ電源３２は、電源３０の電力部に接続される。好ましくは、このシステムは、可能な限り僅かな電力を消費するように設計されており、従って、ほとんど、無効（reactive）又はスイッチング・デバイスを組み入れている。システムにおける蓄積エネルギを最小化する、従って、制御システムのすべての遅延時間又は時定数を減少させる又はほぼ取り去ることが望ましい。この設計原理は、本発明の原理を組み入れスイッチング・モード（例えば、クラスＤ又はクラスＦの）で動作しうるＤＣスイッチング電源と、より低周波数のＲＦ発生器との両者にとって好ましい。ＲＦトランジスタがほとんど線形な動作をするより高い周波数では、この設計の重要性はより小さくなる。しかし、電源３０の電力部におけるエネルギ損失を最小化することは常に好ましい。

図３に示された実施例では、電力モジュールへの入力電力は、入力測定部５２を介して測定される。入力電力測定部５２は、電源の前に配置することができるが、どの入力フィルタ・キャパシタ（図示せず）よりも下流に配置すべきである。あるいは、入力電力測定部５２は、この技術分野の当業者には既知であるように、入力電流、電圧及び（又は）電力の測定値が提供されている限り、電源３０の内部のいずれかの箇所に配置することができる。入力電力測定手段５２はこの情報を制御回路３５に送り、制御回路３５は、入力電力測定値３２を実質的に一定の値に維持するように、電力制御信号３８を調整する。電力モジュールの効率が高くなるように設計されているので、この規制方法の結果、負荷４０への電力出力はほぼ一定となる。

電源３０は、出力フィルタにおいて少量の蓄積エネルギと電力部の無効コンポーネントとを含むことがあり、これは、瞬時に変更することはできない。上述したように、システムの設計により、これらのコンポーネントに蓄積されたエネルギの量を最小化し、それによって、これらのコンポーネントにおける現在のエネルギ量は、数マイクロ秒を超えない程度の間このシステムに給電するのに十分である。このように蓄積されているエネルギが僅かであるということは、遅れ時間を減少させるのに有用である。蓄積されているエネルギは、プラズマの中に蓄積されているエネルギ量と比較して小さいために、システムの制御に対して著しい悪影響を与えることはなく、プラズマが失われたり、不安定になったり、著しく変動することがない。ＲＦ電力は、従って、非常に僅かな遅れ時間で入力電力を追跡（トラッキング）する。蓄積された電力量が増加するにつれて、プラズマの安定性制御が問題となる蓋然性もまた増加するのである。

実施例には、また、フィードバック制御ループ３３が含まれる。負荷４０に対する正確な電力出力制御を維持するためには、フィードバック制御ループ３３は、制御回路３５の制御方程式に対し僅かにゆっくりとした効果だけしか与えないように調整されていなければならない。フィードバック制御ループ３３の応答が低速であることにより、負荷のインスタンスの変化が制御ループを不安定化させないことが保証される。

図４は、本発明のある実施例を表す電源の部分図を図解している。降圧型のスイッチング・レギュレータ７２を用いて、ＲＦ発生器７５に供給することが可能である。ＲＦ発生器への入力電力は、制御回路３５へのエラー信号を提供する入力測定部５２と積分器７３とコンパレータ７４とを用いて、測定される。上部にあるスイッチ７６は、能動的に駆動されるトランジスタである。下部のスイッチ７７は、例えばダイオードなど受動的であり得るが、トランジスタでもよい。降圧型コンバータ７２の動作周波数が固定されている場合には、電力入力は、それぞれのサイクルで上部のスイッチ７６を通過する電荷量に比例する。従って、電流トランスデューサ（例えば５８）と積分器７３とを用いて、それぞれのサイクルで提供された仕事量が決定される。スイッチング・サイクルの終わりは、仕事量が所望の値に到達したときに、トリガすることができる。固定された周波数動作の間には、これは、単位時間ごとに提供された仕事量、すなわち、提供されている電力量を示す。この測定値は、電源への迅速な入力電力測定値として便利に用いることができ、それに基づいて、フィードフォワード制御ループ５３が決定される。

更に、共振インバータ・トポロジの場合のようにＤＣ部のスイッチング周波数が一定でないときには、周期ごとに積分された電荷の所望の値は、それがその入力端子を介して電源３０に一定の値で入力される入力電力を維持するように用いられるように、入力電圧とスイッチング周波数との両方の関数として決定することができる。そのようなフィードフォワード規制は、パルスごとに実行することができ、レギュレータを１周期だけ遅らせる（すなわち、電源の１サイクル）。そのような測定値の時間間隔は、従って、例えば、１又は２マイクロ秒の程度の長さであり得る。周波数変化を補償する１つの方法は、１サイクルごとの積分された電荷情報を、一定ではなく傾斜した基準値を用いているコンパレータに送ることである。コンパレータのトリップ点には、積分された電荷がサイクルの開始時から経過した時間に比例するときに到達される。この技術を用いると、サイクルごとのベースで、一定の電力を維持することができる。

以上の説明に基づけば、別の実施例が、この技術分野の当業者には明らかになるだろう。例えば、実施例にはブースト・レギュレータが含まれ、そのために、一定の入力電力によりインダクタ電流が一定に維持されることが要求される。更に、他のＰＷＭスイッチング・トポロジや、共振インバータなど周波数制御されたトポロジを用いることができる。これらには、同様な態様で制御されパルスごとのベースで一定の入力電力を維持する孤立トランスフォーマが含まれる場合もある。

図５には、本発明の詳細な実施例が図解されており、追加的な詳細やオプショナルなコンポーネントが含まれている。ＤＣ電源３２は、電力を、ＤＣスイッチング電源などのＤＣ電力部３０に提供する。入力電流測定部５２は、電源３０の入力側に配置されているように図解されているが、例えば電力部３０とコンバータ９１との間などの出力側に配置することもできる。図４を参照して説明したように、５２からの入力測定信号は、積分器７３を通過して設定点コンパレータ７４に至るようにルーティングすることができる。

異なるコンパレータ７４の機能を含むような実施例も存在する。例えば、入力測定信号５２からの入力電力は、電力設定点と比較して、計算されたフィードフォワード・エラーを決定することができ、そして、このエラーは、制御回路３５が用いることができる。このエラーは、制御信号３８を電源に調整するのに用いられる。他の実施例では、当業者に既知の制御原理及び技術に従って、入力信号が例えばアルゴリズムや値の所定の表と比較されることによりコンパレータからの出力結果が所定の機能によって決定される。この入力電力規制は、電源の各サイクルごとに１回程度の頻度を含む非常に高速で動作することができる。

また、制御回路３５は、出力電力測定部１８からフィードバック電力信号を受け取ることができる。このフィードバック信号は、電力出力設定点と比較することができ、計算されたフィードバック・エラーが決定され、このフィードバック・エラーと計算されたフィードフォワード・エラーとは、制御回路３５によって加算することができ、制御信号３８が決定される。フィードバック・エラー計算のための電力出力設定点は、フィードフォワード・エラー計算のための電力出力設定点と同一であることもあるし、異なることもある。いずれの場合にも、フィードフォワード及びフィードバック信号の重み付けは、様々な技術を用いて実行することができる。

多くの従来型の制御システムとは異なり、フィードフォワード制御ループ５３は、フィードバック制御ループ（例えば、フィードバック制御ループ３３）よりも、出力信号（例えば、制御信号３８）に対してより多くの効果を有するように重み付けがなされるべきである。この結果は、測定値サンプリングとサンプリングされたフィードフォワード信号の結果、例えば、電源のそれぞれのサイクルをより頻繁に（より高速なレートで）用い、更に、すべてのサイクル、１０番目のサイクル又は１００番目のサイクルなどの第２のより低速なレートでフィードバック・ループの結果を用いることによって、達成することができる。この技術を用いることで、制御信号は、フィードフォワード・ループの寄与をフィードバック・ループよりもより頻繁に反映することになり、従って、フィードフォワード測定値が制御結果３８において効果を有する。

フィードフォワード測定値５２をフィードバック測定値１８よりも重視する別の技術として、それぞれのループを同じ周波数でサンプリングするが、フィードフォワード信号又はエラー結果を増加させる及び／又はフィードバック信号又はエラー結果を減少させる重み付け乗数を組み入れることがある。このようにすることで、フィードバック・ループからのエラー結果は、両方のループが同じ周波数でサンプリングされる場合であっても、制御信号３８を決定する際に、常に、フィードフォワード・ループからのエラーよりも小さな効果を有するようにすることができる。このような態様で、フィードフォワード測定信号５２とフィードバック電力出力信号とが同じ周波数でサンプリングされる場合であっても、重み付けファクタは、調整されたフィードフォワード・ループのレートを補償用のフィードバック制御ループのレートよりも大きくすることが可能である。ある実施例では、フィードバック制御ループ１８は、制御信号３８に対しての効果がゼロになるまで、重み付けをすることができる。上述した異なるタイプの重み付け結果を達成する他の技術は、この技術分野の当業者には明らかであって、例えば、平均化、計時された平均値の使用、様々なサンプリング技術、統計的な技術などがある。これらの方法の結果、制御回路３５は、ほとんどが入力信号に基づいて、そしてまたフィードバック電力信号１８にも基づいて、制御信号３８を電源に出力する。

制御信号３８への電源３０の応答は、フィードフォワード又はフィードバック制御ループのいずれよりも高速である。制御信号３８は、パルス幅変調技術（一定周波数の電源に対して）を用いて、周波数変調を用いて、それらの組合せを用いて、又は、それ以外の既知のＤＣスイッチング電源制御技術を用いて、電源３０を規制することができる。

ＤＣ電力部３０は、一般に、バック（降圧型）コンバータ又は整流器と組み合わされた共振コンバータなど、コンバータ部９１に供給を与える。もちろん、それ以外のコンバータ・トポロジを用いることもできる。本発明の実施例には、中間的なＲＦ電力発生器（後述する）を用いることなく降圧型コンバータからのプラズマ負荷を供給することを含む。もう一度図５を参照すると、コンバータの出力は、オプションであるが、出力フィルタ９２を通過し、その後に、ＲＦ発生器７５に与えることもできる。ＲＦ発生器７５の出力は、出力電力測定装置１８を通過して、プラズマ・チャンバの中のプラズマなどの電気的負荷４０に至る場合もある。オプションであるが、整合ネットワーク９６を、ＲＦ発生器７５と負荷４０との間に配置することもできる。

入力測定部５２は、ＤＣ電源部３０の供給側にあるように図解されているが、他の位置に配置することもできる。例えば、このフィードフォワード測定信号は、電源３０とコンバータ９１との間に取ることができるし、更に下流において、コンバータ９１と出力フィルタ９２との間に取ることもできる（出力フィルタが存在する場合）。

同様に、フィードバック電力測定部１８は、他の位置に配置することもできる。例えば、最良の電力測定読取値は、フィードバック電力測定装置１８が負荷のすぐ上流部、すなわち、整合ネットワーク（存在する場合）と負荷との間に配置ときに、得られる。しかし、本発明の実施例は、出力フィルタ９２（存在する場合）とＲＦ発生器７５との間、又は、更に、コンバータ部９２と出力フィルタ９２との間に機能的に配置されたフィードバック信号測定部を有する場合を含む。もちろん、これらの様々な入力及び出力信号測定位置の異なる組合せを用いることもできる。

入力測定部５２との関係で上述したように、適切な電力出力測定技術には、電圧及び／又は電流測定を含まれる。しかし、出力電力測定部は、フォワードと反映された電力とを測定する既知の方法と技術とを用いて、本発明の目的を達成することができる。

本発明の技術は、図５に図解されている実施例よりも広範囲の応用可能性を有する。図５ではＤＣスイッチング電源３０の入力側にあるフィードフォワード測定部とＲＦ発生器の出力にある電力出力測定部１８とが示されているが、本発明は、他の態様で用いることも可能である。例えば、ある実施例では、ＤＣスイッチング電源３０の入口にあるフィードフォワード測定部５２と、電源３０の出口例えばコンバータ９１の後にある出力電力測定部１８とを含む。別の実施例では、ＲＦ発生器への供給は、ＤＣスイッチング電源によって提供されることは必要ない。そのような実施例では、入力測定５２は、ＲＦ発生器への入力においてなされ、電力出力測定部１８はＲＦ発生器７５の出口に配置することができる。上述したようにこれらの実施例は本発明の範囲に属するが、本発明は、高周波電源特にＲＦ電源（すなわち１ＭＨｚから１０ＧＨｚ）を用いたシステムに対するプラズマ安定性問題を解決するのに特に有用である。

以上で、本発明は、特定の好適実施例を参照して特に示され説明されたが、冒頭の特許請求の範囲によって定義される本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、形態及び詳細における様々な変更がかのうであることは、この技術分野の当業者に明らかである。

既知のＲＦプラズマ処理ツールのブロック図を図解している。 既知の電源のブロック図の図解である。 本発明の制御上の特徴を組み入れた電源を図解している。 フィードフォワード降圧型レギュレータを含む本発明の実施例である。 本発明の様々な特徴を図解する電源システムの図解である。

Claims (57)

1. 電力を動的負荷に提供するＲＦ電源であって、
   蓄積エネルギを最小化する小さな時定数を有しており、入力電力を出力ＲＦ電力に変換する電力回路と、
   前記電力回路に制御信号を提供し、前記ＲＦ電源による入力電力消費を規制する制御回路と、
   前記入力電力の測定値を前記ＲＦ電源に提供する第１の回路であって、前記測定値は、前記入力電力が実質的に一定になるように、前記電力回路への前記制御信号を第１の時間間隔で調整するのに用いられる、第１の回路と、
   前記ＲＦ電源の出力における出力電力を測定する第２の回路であって、前記出力電力は、前記電力回路への前記制御信号を第２の時間間隔で補償するのに用いられ、前記第１の時間間隔が前記第２の時間間隔よりも小さい、第２の回路と、
   を備えることを特徴とするＲＦ電源。
2. 請求項１記載のＲＦ電源において、前記第１の時間間隔は、ＤＣ電流を前記ＲＦ電源に与えるスイッチング電源のスイッチング周波数に対応することを特徴とするＲＦ電源。
3. 請求項１記載のＲＦ電源において、第１の時間間隔を第２の時間間隔よりも小さくするのに重み付けファクタが用いられることを特徴とするＲＦ電源。
4. 請求項１記載のＲＦ電源において、前記ＲＦ電源の出力がプラズマ負荷を付勢することを特徴とするＲＦ電源。
5. 請求項１記載のＲＦ電源において、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、インバータ又はスイッチング電源のゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に備えていることを特徴とするＲＦ電源。
6. 請求項２記載のＲＦ電源において、前記入力電力は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して測定されることを特徴とするＲＦ電源。
7. 請求項６記載のＲＦ電源において、前記出力電力信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては測定されないことを特徴とするＲＦ電源。
8. 請求項５記載のＲＦ電源において、前記制御信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して更新されることを特徴とするＲＦ電源。
9. 請求項５記載のＲＦ電源において、前記制御信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては更新されないことを特徴とするＲＦ電源。
10. 請求項２記載のＲＦ電源において、前記入力電力測定値は、それぞれのスイッチング・サイクルの間に前記スイッチング電源の入力端子を流れる電荷全体を測定することによって決定されることを特徴とするＲＦ電源。
11. 請求項１記載のＲＦ電源において、前記第１の時間間隔は１変換サイクルに１回前記電力制御信号を調整し、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷の応答時間よりも大であることを特徴とするＲＦ電源。
12. 請求項１１記載のＲＦ電源において、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも大であることを特徴とするＲＦ電源。
13. 電力を可変インピーダンス負荷に提供するＲＦ電源であって、
    前記ＲＦ電源に制御信号を提供し、前記ＲＦ電源からの電力出力レベルを規制する制御回路と、
    入力電力の測定値を前記ＲＦ電源に提供する第１の回路であって、前記測定値は、実質的に一定の入力電力を維持するために、前記制御信号を第１の時間間隔で調整するのに用いられる、第1の回路と、
    前記ＲＦ電源の出力における出力電力を測定する第２の回路であって、前記出力電力は、前記ＲＦ電源への前記制御信号を第２の時間間隔で補償するために用いられ、前記第１の時間間隔が前記第２の時間間隔よりも小さい、第２の回路と、
    を備えることを特徴とするＲＦ電源。
14. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記入力電力は一定であることを特徴とするＲＦ電源。
15. 請求項１３記載のＲＦ電源において、第１の時間間隔を第２の時間間隔よりも小さくするのに重み付けファクタが用いられることを特徴とするＲＦ電源。
16. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記ＲＦ電源の出力がプラズマ負荷を付勢することを特徴とするＲＦ電源。
17. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記ＲＦ発生器と前記負荷との間に整合回路を更に備えていることを特徴とするＲＦ電源。
18. 請求項１３記載のＲＦ電源において、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、インバータ又はスイッチング電源のゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に備えていることを特徴とするＲＦ電源。
19. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記入力電力は前記電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して測定されることを特徴とするＲＦ電源。
20. 請求項１９記載のＲＦ電源において、前記出力電力信号は前記電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては測定されないことを特徴とするＲＦ電源。
21. 請求項１８記載のＲＦ電源において、前記制御信号は前記電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して更新されることを特徴とするＲＦ電源。
22. 請求項１８記載のＲＦ電源において、前記制御信号は前記電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては更新されないことを特徴とするＲＦ電源。
23. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記電気的負荷はプラズマ発生システムを備えていることを特徴とするＲＦ電源。
24. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記制御信号は前記電源のパルス幅変調を制御することを特徴とするＲＦ電源。
25. 請求項２４記載のＲＦ電源において、パルス幅変調の量はスイッチング・サイクルごとをベースにして決定されることを特徴とするＲＦ電源。
26. 請求項１３記載のＲＦ電源において、前記第１の時間間隔は１スイッチング・サイクルに１回前記制御信号を調整し、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷の応答時間よりも大であることを特徴とするＲＦ電源。
27. 請求項２６記載のＲＦ電源において、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも大であることを特徴とするＲＦ電源。
28. ＲＦプラズマ発生器であって、
    電源と、
    前記電源から電力を受け取るＡＣスイッチング電源であって、
    制御信号を前記電源に供給して前記電源からの電力出力レベルを規制する制御回路と、
    入力電力の測定値を前記電源に提供する第１の回路であって、前記測定値は、実質的に一定の入力電力を維持するために、前記電源への前記制御信号を第１の時間間隔で調整するのに用いられる、第1の回路と、
    前記電源の出力における出力電力を測定する第２の回路であって、前記出力電力は、前記電源への前記制御信号を第２の時間間隔で補償するのに用いられ、前記第１の時間間隔が前記第２の時間間隔よりも小さい、第２の回路と、
    を含むＡＣスイッチング電源と、
    を備えており、前記スイッチング電源の出力は、電力をＲＦ発生部に供給することを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
29. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記第１の時間間隔は前記スイッチング電源のスイッチング周波数に対応することを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
30. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、第１の時間間隔を第２の時間間隔よりも小さくするのに重み付けファクタが用いられることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
31. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記ＲＦ発生部の出力がプラズマ負荷を付勢することを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
32. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記ＲＦ発生部と前記負荷との間に整合回路を更に備えていることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
33. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記スイッチング電源は、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、インバータ又はスイッチング電源のゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に備えていることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
34. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記制御信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して更新されることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
35. 請求項３４記載のＲＦプラズマ発生器において、前記制御信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては更新されないことを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
36. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記入力電力は、それぞれのスイッチング・サイクルの間に前記スイッチング電源の入力端子を流れる電荷全体を測定することによって決定されることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
37. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記電気的負荷はプラズマ発生システムを備えていることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
38. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記制御信号は前記スイッチング電源のパルス幅変調を制御することを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
39. 請求項３８記載のＲＦプラズマ発生器において、パルス幅変調の量はスイッチング・サイクルごとをベースにして決定されることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
40. 請求項２８記載のＲＦプラズマ発生器において、前記第１の時間間隔は１スイッチング・サイクルに１回前記制御信号を調整し、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷の応答時間よりも大であることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
41. 請求項４０記載のＲＦプラズマ発生器において、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも大であることを特徴とするＲＦプラズマ発生器。
42. 可変インピーダンス負荷への電力を規制する方法であって、
    制御信号をスイッチング電源に提供してＲＦ発生器からの電力出力レベルを規制する制御回路を提供するステップと、
    前記スイッチング電源の入力側において測定された第１の電力に基づいて、前記スイッチング電源への前記制御信号を第１の時間間隔で調整するステップと、
    前記ＲＦ発生器の出力側で測定された第２の電力に基づいて、前記スイッチング電源にへの前記制御信号を第２の時間間隔で補償するステップであって、前記第１の時間間隔は前記第２の時間間隔よりも小さい、ステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
43. 請求項４２記載の方法において、前記第１の時間間隔は前記スイッチング電源のスイッチング周波数に対応することを特徴とする方法。
44. 請求項４２記載の方法において、第１の時間間隔を第２の時間間隔よりも小さくするのに重み付けファクタが用いられることを特徴とする方法。
45. 請求項４２記載の方法において、前記ＲＦ発生器の出力がプラズマ負荷を付勢することを特徴とするＲＦ方法。
46. 請求項４２記載の方法において、前記ＲＦ発生器と前記負荷との間に整合回路を備えていることを特徴とする方法。
47. 請求項４２記載の方法において、前記電源は、共振インバータと、降圧型スイッチング・レギュレータと、ブースト・レギュレータと、ＤＣスイッチング電力と、ゲート駆動回路との中の少なくとも１つを更に備えていることを特徴とする方法。
48. 請求項４２記載の方法において、前記入力電力は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して測定されることを特徴とする方法。
49. 請求項４８記載の方法において、前記出力電力信号は前記電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては測定されないことを特徴とする方法。
50. 請求項４２記載の方法において、前記第１の電力は、それぞれのスイッチング・サイクルの間に前記スイッチング電源の入力端子を流れる電荷全体を測定することによって決定されることを特徴とする方法。
51. 請求項４２記載の方法において、前記制御信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対して更新されることを特徴とする方法。
52. 請求項５１記載の方法において、前記制御信号は前記スイッチング電源のそれぞれのスイッチング・サイクルに対しては更新されないことを特徴とする方法。
53. 請求項４２記載の方法において、前記電気的負荷はプラズマ発生システムを備えていることを特徴とする方法。
54. 請求項４２記載の方法において、前記制御信号は前記電源のパルス幅変調を制御することを特徴とする方法。
55. 請求項５４記載の方法において、パルス幅変調の量はスイッチング・サイクルごとをベースにして決定されることを特徴とする方法。
56. 請求項４２記載の方法において、前記第１の時間間隔は１スイッチング・サイクルに１回前記制御信号を調整し、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷の応答時間よりも大であることを特徴とする方法。
57. 請求項５６記載の方法において、前記第２の時間間隔は前記電気的負荷を供給する気体供給システムの応答時間よりも大であることを特徴とする方法。

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