JP4515501B2 - 直交周波数分割多元方式を用いる通信システムにおけるパイロット信号を送受信する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多元方式を使用する通信システムに関し、特に、基地局及びセクターを識別するためのパイロット信号を送受信する装置及び方法に関する。

次世代の通信システムである第４世代（４th Generation；以下、４Ｇと称する。）通信システムにおいては、高速な伝送速度を支援し、且つ様々なサービス品質（Quality of Service；以下、ＱｏＳと称する。）を有するサービスをユーザーに提供するための研究が盛んに行われてきている。特に、現在、４Ｇ通信システムにおいては、無線近距離通信ネットワーク（Local Area Network；以下、ＬＡＮと称する。）システム及び無線都市地域ネットワーク（Metropolitan Area Network；以下、ＭＡＮと称する。）システムなどの広帯域無線接続（ＢＷＡ：Broadband Wireless Access）通信システムに移動性とＱｏＳを保証し、且つ高速サービスを支援するための研究が盛んに行われてきている。

４Ｇ通信システムにおいて、有線／無線チャンネルでデータの高速伝送に有用な方式として直交周波数分割多元（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤＭと称する。）方式が盛んに研究されており、上ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリアを用いてデータを伝送する方式として、直列にて入力されるシンボル列を並列に変換し、それらを相互直交性を有する多数のサブキャリアに変調して伝送する、多重搬送波変調（ＭＣＭ：Multi Carrier Modulation）方式の一種である。

上記４Ｇ通信システムが高速、高品質の無線マルチメディアサービスを提供するためには、広帯域のスペクトル資源が必要となる。しかしながら、広帯域のスペクトル資源を用いる場合には、多重経路伝播による無線伝送路上におけるフェージングの影響が深刻化し、伝送帯域内においても周波数選択的なフェージングによる影響が発生する。このため、高速な無線マルチメディアサービスのためには、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access；以下、ＣＤＭＡと称する。）方式に比べて周波数選択的なフェージングに強いＯＦＤＭ方式の方が一層大きなゲインを有するため、上記４Ｇ通信システムに積極的に活用されているのが現状である。

以下、上記ＯＦＤＭ方式を用いる通信システム（以下、ＯＦＤＭ通信システムと称する。）の送信器と受信器の動作を簡略に説明する。

上記ＯＦＤＭ通信システムの送信器において、入力データは、スクランブラー、エンコーダー、インターリーバを介してサブキャリア信号に変調される。このとき、上記送信器は、種々の可変データレートを提供するが、上記データレートによって異なるコーディングレートと、インタリーブサイズ及び変調方式を有する。通常、上記エンコーダーは、１／２、３／４などのコーディングレートを用い、バーストエラーを防ぐためのインターリーバのサイズは、ＯＦＤＭシンボル当たりのコーディングされたビット数（ＮＣＢＰＳ：Number of Coded Bits per Symbol）によって決められる。上記変調方式としては、データレートに応じてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式と、８ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式と、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式と、６４ＱＡＭ方式などを用いる。

一方、上記した構成により所定数のサブキャリア信号に変調された信号は、所定数のパイロットサブキャリア信号と加算され、また逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform、以下、ＩＦＦＴと称する。）器においてＩＦＦＴが施されて、１個のＯＦＤＭシンボルとして生成される。上記ＯＦＤＭシンボルに多重経路チャンネル環境でのシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）を除去するための保護区間信号が挿入され、上記保護区間信号の挿入されたＯＦＤＭシンボルは、シンボル波形生成器を介して最終的に無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）処理器へ入力される。上記無線周波数処理器では、入力された信号を無線周波数処理してエアー（air）上へ送信する。

ここで、上記保護区間は、以前のＯＦＤＭシンボル時間で送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間で送信される現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉（interference）を除去するために挿入される。また、上記保護区間は、時間領域でのＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプル（sample）をコピーし、上記コピーされたサンプルを有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix）”方式、及び時間領域でのＯＦＤＭシンボルの最初の一定のサンプル（sample）をコピーし、上記コピーされたサンプルを有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックポストフィックス（Cyclic Postfix）”方式のうちのいずれか１つの方式にて挿入される。

上述したように、送信器に対応するＯＦＤＭ通信システムの受信器においては、上記送信器において行われたものとは逆の過程を遂行し、また、同期化過程も遂行される。まず、受信されたＯＦＤＭシンボルに対して、所定のトレーニングシンボルを用いて周波数オフセット及びシンボルオフセットを推定する過程を行う必要がある。その後、保護区間を除去したデータシンボルが高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴと称する。）器を介して所定数のパイロットサブキャリア信号が加算された所定数のサブキャリア信号に復元される。

また、実際の無線チャンネル上における経路遅延の現象を克服するために、等化器は、受信されたチャンネル信号に対するチャンネル状態を推定して、受信されたチャンネル信号から実際の無線チャンネル上における信号歪みを除去する。上記等化器を通ることでチャンネル推定されたデータは、ビット列に変換されてデインターリーバを経た後、エラー訂正のためのデコーダとディスクランブラーを通って最終データとして出力される。

一方、上述したように、ＯＦＤＭ通信システムにおける送信器、すなわち基地局（ＢＳ：Base Station）は、受信器、すなわち端末機へパイロットサブキャリア信号を送信する。上記基地局は、データサブキャリア信号を送信すると同時に、上記パイロットサブキャリア信号を送信する。ここで、上記パイロットサブキャリア信号を送信する理由は、同期獲得、チャンネル推定、及び基地局識別のためである。すなわち、上記パイロットサブキャリア信号が送信される時点は、送信器と受信器との間であらかじめ定義される。結果的に、上記パイロットサブキャリア信号は、基準信号（reference signal）として動作する。

以下、上記パイロットサブキャリア信号を用いて、端末機が、端末機自身の属している基地局を識別する動作について説明する。

まず、基地局は、上記パイロットサブキャリア信号が特定のパターン、すなわちパイロットパターンを有しつつも、上記データサブキャリア信号に比べて比較的高い送信電力にて、セル境界まで到達できるように送信する。ここで、上記基地局が上記パイロットサブキャリア信号を、特定の１パイロットパターンを有しつつも、比較的高い送信電力にてセル境界まで到達できるように送信する理由は、下記の通りである。

まず、上記端末機は、セルに入ったときに、当該端末機が現在属している基地局に関するいかなる情報ももっていない。上記端末機が、端末機自身の属している基地局を検出するためには、上記パイロットサブキャリア信号のみを使用しなければならない。従って、上記基地局は、上記パイロットサブキャリア信号を比較的高い送信電力にて特定の１パイロットパターンを有するように送信し、その結果、上記端末機が、端末機自身の属している基地局を検出可能にする。

一方、上記パイロットパターンとは、基地局から送信するパイロットサブキャリア信号が生成するパターンのことである。すなわち、上記パイロットパターンは、上記パイロットサブキャリア信号のスロープと、上記パイロットサブキャリア信号が送信され始める開始点により生成される。このため、上記ＯＦＤＭ通信システムは、該ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局の各々を識別するために、上記基地局のそれぞれが相異なるパイロットパターンを有するように設計しなければならない。また、上記パイロットパターンは、コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮して生成しなければならない。以下、上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間について説明する。

上記コヒーレンス帯域幅は、周波数領域においてチャンネルが不変であると仮定可能な最大帯域幅を示す。上記コヒーレンス時間は、時間領域においてチャンネルが不変(flat)であると仮定可能な最大時間を示す。このように、上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間内においては、チャンネルが不変であると仮定することができるため、上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間の間に、単一のパイロットサブキャリア信号のみを送信するとしても、同期獲得、チャンネル推定、及び基地局識別などを行うのには十分である。

このように、１つのパイロットサブキャリア信号の送信は、データサブキャリア信号の送信を最大にすることができ、システム全体の性能を向上させることができる。結果的に、パイロットサブキャリア信号を送信する最大周波数間隔は、コヒーレンス帯域幅であり、上記パイロットチャンネル信号を送信する最大時間間隔、すなわち、最大ＯＦＤＭシンボル時間間隔は、コヒーレンス時間である。

一方、上記ＯＦＤＭ通信システムに含まれた基地局の数は、上記ＯＦＤＭ通信システムの大きさに従って可変的であるが、一般的に、上記ＯＦＤＭ通信システムの大きさが大きくなるほど増加する。従って、上記基地局の各々を識別するためには、相異なるスロープと相異なる開始点を有するパイロットパターンの数が上記基地局の数だけ存在しなければならない。しかしながら、上記ＯＦＤＭ通信システムの時間−周波数領域において、パイロットサブキャリア信号を送信するためには、上述のように、コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮する必要があり、該コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮する場合、上記相異なるスロープと相異なる開始点とを有するパイロットパターンの数は制限される。上記コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間を考慮することなく、パイロットパターンを生成する場合、相異なる基地局を示すパイロットパターン内のパイロットサブキャリア信号が混在してしまい、パイロットパターンを用いて基地局を識別することができなくなる。

図１は、従来のＯＦＤＭ通信システムにおいて、１つのパイロットサブチャンネルを使用する場合のパイロットパターンに基づくパイロットサブキャリアの送信時点を示す図である。

図１を参照すると、パイロットパターンにて生成可能なスロープとその数は、すなわちパイロットサブキャリア信号の送信によるスロープとその数は、コヒーレンス帯域幅１００とコヒーレンス時間１１０によって制限される。図１において、上記コヒーレンス帯域幅１００が６であり、コヒーレンス時間１１０が１であるときに、パイロットパターンのスロープが整数であるとすれば、上記条件下において発生可能なパイロットパターンのスロープは、ｓ＝０（１０１）からｓ＝５（１０６）までの６個となる。すなわち、上記条件下において発生可能なパイロットパターンのスロープは、０から５までの整数のうちのいずれか１つの整数値となる。

このように、発生可能なパイロットパターンのスロープが６個である、ということは、上記条件を満足するＯＦＤＭ通信システムにおいて、上記パイロットパターンを用いて識別可能な基地局の数が６個であることを意味する。そして、図１における斜線が引かれた円１０７は、コヒーレンス帯域幅１００だけ離隔しているパイロットサブキャリア信号を示す。結果的に、上記パイロットパターンのスロープは、コヒーレンス帯域幅１００によって制限される。

要するに、上述のように、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、該ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局を識別するために用いられるパイロットパターンが、コヒーレンス帯域幅とコヒーレンス時間に制限されながら生成されるため、その生成可能なパターン数に制限がある。このため、上記ＯＦＤＭ通信システムを構成する基地局の数が増えた場合、生成可能なパターン数の制限によって識別可能な基地局の数に制限が生じる、という不都合がある。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、基地局及びセクターの識別のためのパイロット信号を送受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、相互間の干渉を極力抑えるパイロット信号を送受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、可変長を有するパイロット信号を送受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明のもう一つの目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ブロックコードを使用してパイロット信号を送受信する装置及び方法を提供することにある。

本発明のそれ以上の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、基地局の識別のためのパイロット信号を１本以上の送信アンテナを介して送受信する装置及び方法を提供するところにある。

このような目的を達成するために、本発明の第１の見地によると、１個以上のセクターと１本以上の送信アンテナとを有する複数のセルを含む通信システムにおいて、上記セルと上記セクターとを識別するための基準信号を１本以上の送信アンテナを介して送信する方法であって、上記複数のセルの各々は、セル識別子の各々により識別されて、上記複数のセクターの各々は、セクター識別子の各々により識別され、上記セル識別子及び上記セクター識別子を受信すると、上記セル識別子及び上記セクター識別子に基づいてブロックコード及びウォルシュコードを使用して第１のパートシーケンスを生成するステップと、予め設定されているシーケンスのうち、上記セル識別子及び上記セクター識別子に基づいて第２のパートシーケンスを選択するステップと、上記第１のパートシーケンスと上記第２のパートシーケンスとを使用して周波数領域基準信号を生成するステップと、上記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換した後に、予め設定されている基準信号送信区間で上記時間領域基準信号を送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第２の見地によると、１個以上のセクターと１本以上の送信アンテナとを有する複数のセルを含み、全体の周波数帯域がＮ個の副搬送波帯域に分割される通信システムにおいて、上記セルと上記セクターとを識別するための基準信号を１本以上の送信アンテナを介して送信する装置であって、上記複数のセルの各々は、セル識別子の各々により識別されて、上記複数のセクターの各々は、セクター識別子の各々により識別され、上記セル識別子及び上記セクター識別子を受信すると、上記セル識別子及び上記セクター識別子に基づいてブロックコード及びウォルシュコードを使用して第１のパートシーケンスを生成し、上記第１のパートシーケンスと、予め設定されているシーケンスのうち、上記セル識別子及び上記セクター識別子に従って選択された第２のパートシーケンスとを使用して、周波数領域基準信号を生成する基準信号生成器と、上記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換した後に、予め設定されている基準信号送信区間で上記時間領域基準信号を送信する送信器とを具備することを特徴とする。

本発明の第３の見地によると、１個以上のセクターと１本以上の送信アンテナとを有する複数のセルを含み、全体の周波数帯域がＮ個の副搬送波帯域に分割される通信システムにおいて、上記セルと上記セクターとを識別するための基準信号を１本以上の送信アンテナを介して送信する方法であって、上記複数のセルの各々は、セル識別子の各々により識別され、上記セル識別子を受信すると、上記セル識別子に相応するブロックコードを生成するステップと、上記複数のセクターの各々は、セクター識別子の各々により識別され、上記セクター識別子を受信すると、予め設定されているウォルシュコードのうち、上記セクター識別子に相応するウォルシュコードを選択し、上記選択されたウォルシュコードを予め設定されている回数だけ反復するステップと、上記ブロックコードをインターリービングし、上記インターリービングされたブロックコードと上記反復されたウォルシュコードとを排他的論理和演算を遂行することによって、第１のパートシーケンスを生成するステップと、予め設定されているシーケンスのうち、上記セル識別子及び上記セクター識別子に相応する第２のパートシーケンスを選択するステップと、上記第１のパートシーケンスと第２のパートシーケンスとを使用して、周波数領域基準信号を生成するステップと、上記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換した後に、予め設定されている基準信号送信区間で上記時間領域基準信号を送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の第４の見地によると、１個以上のセクターと１本以上の送信アンテナとを有する複数のセルを含み、全体の周波数帯域がＮ個の副搬送波帯域に分割される通信システムにおいて、上記セルと上記セクターとを識別するための基準信号を１本以上の送信アンテナを介して送信する装置であって、上記複数のセルの各々は、セル識別子の各々により識別され、上記セル識別子を受信すると、上記セル識別子に相応するブロックコードを生成するブロックコードエンコーダと、上記複数のセクターの各々は、セクター識別子の各々により識別され、上記セクター識別子を受信すると、予め設定されているウォルシュコードのうち、上記セクター識別子に相応するウォルシュコードを選択し、上記選択されたウォルシュコードを予め設定されている回数だけ反復するウォルシュコード反復器と、上記ブロックコードをインターリービングするインターリーバーと、上記インターリービングされたブロックコードと上記反復されたウォルシュコードとを排他的論理和演算を遂行することによって、第１のパートシーケンスを生成する加算器と、上記第１のパートシーケンスと、予め設定されているシーケンスのうち、上記セル識別子及び上記セクター識別子に従って選択された第２のパートシーケンスとを使用して、周波数領域基準信号を生成する結合器と、上記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換した後に、予め設定されている基準信号送信区間で上記時間領域基準信号を送信する送信器とを具備することを特徴とする。

本発明の第５の見地によると、少なくとも１個以上の送信アンテナを有する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、基地局識別のためのパイロットシンボルを生成する方法であって、上記パイロットシンボルは、セル識別特性が優秀な第１のシーケンスとパイロットシンボル全体のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を低減させる第２のシーケンスとから構成されることを特徴とする。

本発明は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ブロックコードとウォルシュコードとを使用して、セルＩＤ及びセクターＩＤを識別するためのパイロットシンボルを提供することにより、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて識別可能なセルＩＤ及びセクターＩＤの数を増加させることが可能である、という利点を有する。また、ブロックコード及びウォルシュコードだけではなく、ＰＡＰＲ低減シーケンスを用いてパイロットシンボルを生成することにより、パイロットシンボルのＰＡＰＲ特性を向上させることができる、という利点を有する。さらに、本発明は、ＯＦＤＭ通信システムが、多重入力多重出力方式を使用し、ブロックコード及びウォルシュコードを用いて送信アンテナ及びセルＩＤを識別するためのセクターの識別を不要にすることが可能なパイロット信号の送受信方式を提供することにより、識別可能なセルＩＤ及び送信アンテナの数を増加させることができる、という利点を有する。

以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。

下記に、本発明に関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明が本発明の要旨を不明にすると判断された場合に、その詳細な説明を省略する。

本発明は、直交周波数分割多元（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤＭと称する。）方式を用いる通信システム（以下、ＯＦＤＭ通信システムと称する。）において、基地局（ＢＳ：Base Station）及びセクターの識別のためのパイロット信号を１本以上のアンテナを介して送受信する方式を提案する。特に、本発明は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、上記基地局及びセクターの識別を保証しながらも、それら間の相互干渉を極力抑えることができるパイロット信号を送受信する方式を提案する。

図２は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおけるパイロット発生器の内部構成を示す図である。

図２を参照すると、上記パイロット発生器は、ブロックコードエンコーダ（block code encoder）２０１と、インターリーバ２０３と、ウォルシュコード反復器（Walsh code repeater）２０５と、加算器２０７と、結合器２０９とを含む。

まず、セル識別子（Identifier；以下、ＩＤと称する。）は、セル、すなわち、基地局（ＢＳ）を識別するためのＩＤであって、上記セルＩＤは、ブロックコードエンコーダ２０１へ入力される。また、ブロックコードエンコーダ２０１は、上記セルＩＤを受信すると、あらかじめ貯蔵されている生成行列（geenerator matrix）から上記セルＩＤに対応するコードワード（codeword）、すなわちブロックコードを生成した後に、インターリーバ２０３へ出力する。上記生成行列は、上記セルＩＤに対応するブロックコードの各々が相互間に明確に識別されることができるように生成される。

インターリーバ２０３は、ブロックコードエンコーダ２０１から出力された信号をインターリービング方式を用いてインターリービングして加算器２０７へ入力する。ここで、上記インターリーバ２０３がブロックコードエンコーダ２０１から出力された信号をインターリービングする理由は、特定のパターンがブロックコードエンコーダ２０１で生成されるブロックコードで頻繁に反復される場合に、パイロット信号のピーク対平均電力比（Peak to Average Power Ratio；以下、ＰＡＰＲと称する。）が増加するためである。すなわち、インターリーバ２０３は、ブロックコードエンコーダ２０１で生成されるすべてのブロックコードをインターリービングすることによって、上記パイロット信号のＰＡＰＲ特性を向上させることができる。

セクターＩＤは、セクターを識別するためのＩＤであって、該セクターＩＤは、ウォルシュコード反復器２０５へ入力される。ウォルシュコード反復器２０５は、上記セクターＩＤを受信すると、上記セクターＩＤに対応するウォルシュコードをあらかじめ設定された回数だけ繰り返して加算器２０７へ出力する。

本発明の実施形態においては、上記ＯＦＤＭ通信システムのパイロット信号、例えば、パイロットシンボルの長さがＮ_Ｐであり、ブロックコードエンコーダ２０１で生成されたブロックコードの長さがＮ_Ｇであり、上記ウォルシュコードの長さがＮ_Ｗである仮定する。この場合、上記ウォルシュコード反復器２０５は、上記セクターＩＤに対応するウォルシュコードをＮ_G／Ｎ_Ｗ回繰り返して出力する。ここで、上記ウォルシュコード反復器２０５から出力される信号の長さは、インタリーバ２０３から出力される信号の長さＮ_Ｇと同一である。

加算器２０７は、インターリーバ２０３から出力される信号とウォルシュコード反復器２０５から出力される信号とを排他的論理和（ＸＯＲ：exclusive ＯＲ）演算して結合器２０９へ出力する。

一方、ＰＡＰＲ低減シーケンスは、上記ＯＦＤＭ通信システムにおいて、パイロットシンボルのＰＡＰＲを低減させるシーケンスであって、上記ＰＡＰＲ低減シーケンスの長さは、Ｎ_Ｒである。ここで、上記ＰＡＰＲ低減シーケンスは、上記セルＩＤ及びセクターＩＤに対応してあらかじめ決定されており、上記ＰＡＰＲ低減シーケンスについては、下記で具体的に説明するので、その詳細な説明を省略するものとする。上記長さＮ_Ｒを有するＰＡＰＲ低減シーケンスは、結合器２０９へ入力され、結合器２０９は、加算器２０７から出力される信号と上記ＰＡＰＲシーケンスとを該当サブキャリアに割り当てることによって、パイロットシンボルを生成する。ここで、結合器２０９から出力されるパイロットシンボルの長さは、Ｎ_Ｐ＝Ｎ_Ｇ＋Ｎ_Ｒとなる。

図３は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信器の内部構成を示す図である。

図３を参照すると、上記送信器は、変調器３０１と、パイロット発生器３０３と、変調器３０５と、選択器３０７と、直列／並列変換器３０９と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴと称する。）器３１１と、並列／直列変換器３１３と、保護区間挿入器３１５と、デジタル／アナログ変換器３１７と、無線周波数（Radio Frequency；以下、ＲＦと称する。）処理器３１９と、を含む。

まず、送信される情報データビットが発生すると、該情報データビットは、変調器３０１へ入力される。変調器３０１は、上記情報データビットを所定の変調方式に従って変調シンボルに変調した後、選択器３０７へ出力する。ここで、変調器３０１は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式及び１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式のうちの１つを変調方式として使用することができる。

また、パイロット信号、すなわち、パイロットシンボルを送信するために、上記パイロットシンボルを送信するセルのセルＩＤと、セクターのセクターＩＤと、上記セルＩＤ及びセクターＩＤに対応する所定のＰＡＰＲ低減シーケンスとが、パイロット発生器３０３へ入力される。パイロット発生器３０３は、受信されたセルＩＤと、セクターＩＤと、ＰＡＰＲ低減シーケンスとを使用してパイロットシンボルを生成した後、変調器３０５へ出力する。ここで、パイロット発生器３０３の内部構成は、図２に示された。変調器３０５は、パイロット発生器３０３から出力される信号を所定の変調方式に従って変調シンボルに変調した後に、選択器３０７へ出力する。ここで、変調器３０５は、上記変調方式としては、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）方式などを使用することができる。

選択器３０７は、上記送信器が現在のデータシンボルを送信すべきデータシンボル送信区間の間に、変調器３０１の出力信号を直列／並列変換器３０９へ出力し、上記送信器が現在のパイロットシンボルを送信すべきパイロットシンボル送信区間の間に、変調器３０５の出力信号を直列／並列変換器３０９へ出力する。直列／並列変換器３０９は、選択器３０７から出力された直列変調シンボルを並列変換した後、ＩＦＦＴ器３１１へ出力する。ＩＦＦＴ器３１１は、直列／並列変換器３０９の出力信号に対してＮ−ポイントＩＦＦＴを遂行した後、並列／直列変換器３１３へ出力する。

並列／直列変換器３１３は、ＩＦＦＴ器３１１の出力信号を直列変換した後に、保護区間挿入器３１５へ出力する。上記保護区間挿入器３１５は、並列／直列変換器３１３の出力信号に保護区間信号を挿入した後に、デジタル／アナログ変換器３１７へ出力する。ここで、上記保護区間は、以前のＯＦＤＭシンボル時間で送信された以前のＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間で送信される現在のＯＦＤＭシンボルとの間の干渉（interference）を除去するために挿入される。また、上記保護区間は、時間領域でのＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプル（sample）をコピーし、上記コピーされたサンプルを有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix）”方式、及び時間領域でのＯＦＤＭシンボルの最初の一定のサンプル（sample）をコピーし、上記コピーされたサンプルを有効なＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックポストフィックス（Cyclic Postfix）”方式のうちのいずれか１つの方式にて挿入される。結果的に、保護区間挿入器３１５の出力信号が１個のＯＦＤＭシンボルとなる。

デジタル／アナログ変換器３１７は、保護区間挿入器３１５の出力信号をアナログ変換した後に、無線周波数（ＲＦ）処理器３１９へ出力する。ここで、フィルタと前処理器（front-end unit）とを含むＲＦ処理器３１９は、デジタル／アナログ変換器３１７の出力信号をＲＦ処理して、アンテナを介して出力する。

図４は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムの受信器の内部構成を示す図である。

図４を参照すると、上記受信器は、ＲＦ処理器４０１と、アナログ／デジタル変換器４０３と、保護区間除去器４０５と、直列／並列変換器４０７と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴと称する。）器４０９と、並列／直列変換器４１１と、選択器４１３と、復調器４１５及び４１７と、セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９とを含む。

まず、上記ＯＦＤＭ通信システムの送信器が送信した信号は、上記受信器のアンテナを介して受信される。上記受信された信号は、多重経路チャンネルにより伝搬されて雑音成分を含む。上記アンテナを介して受信された信号は、ＲＦ処理器４０１へ入力され、ＲＦ処理器４０１は、上記アンテナを介して受信された信号を中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号にダウン変換した後、アナログ／デジタル変換器４０３へ出力する。アナログ／デジタル変換器４０３は、ＲＦ処理器４０１から出力されたアナログ信号をデジタル変換した後、保護区間除去器４０５へ出力する。

保護区間除去器４０５は、アナログ／デジタル変換器４０３の出力信号から保護区間信号を除去した後、直列／並列変換器４０７へ出力する。直列／並列変換器４０７は、保護区間除去器４０５から出力された直列信号を並列変換した後、ＦＦＴ器４０９へ出力する。ＦＦＴ器４０９は、直列／並列変換器４０７から出力された信号に対してＮ−ポイントＦＦＴを行った後、並列／直列変換器４１１へ出力する。

並列／直列変換器４１１は、ＦＦＴ器４０９から出力された並列信号を直列変換した後、選択器４１３へ出力する。選択器４１３は、上記受信器が現在のデータシンボルを受信すべきデータシンボル受信区間の間に、ＦＦＴ器４０９の出力信号を復調器４１５へ出力し、上記受信器が現在のパイロットシンボルを受信すべきパイロットシンボル受信区間の間に、ＦＦＴ器４０９の出力信号を復調器４１７へ出力する。復調器４１５は、ＦＦＴ器４０９の出力信号を、上記送信器で使用される変調方式に対応する復調方式を使用して、データ、すなわち、情報データビットに復調する。

一方、復調器４１７は、ＦＦＴ器４０９の出力信号を、上記送信器で使用される変調方式に対応する復調方式を使用して、パイロット信号に復調した後、セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９へ出力する。セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９は、復調器４１７から出力されたパイロット信号に相当するセルＩＤ及びセクターＩＤを検出する。ここで、上記パイロット信号は、セルＩＤ及びセクターＩＤに従って生成される信号であり、上記送信器と上記受信器との間であらかじめ定義される。

図５は、図４のセルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９の内部構成を示す図である。

図５を参照すると、セルＩＤ／セクターＩＤ検出器４１９は、パイロット抽出器５０１と、ウォルシュコード反復器５０３と、加算器５０５と、デインターリーバ５０７と、相関器５０９（correlator）と、比較選択器５１１と、を含む。

まず、復調器４１７の出力信号は、パイロット抽出器５０１へ入力され、パイロット抽出器５０１は、復調器４１７の出力信号からＰＡＰＲ低減シーケンスを除去することによって、Ｎ_Ｇ個のシンボルを抽出した後、加算器５０５へ出力する。また、ウォルシュコード反復器５０３は、上記受信器が区別可能なすべてのセクターＩＤに相当するウォルシュコードを繰り返して出力し、上記すべてのセクターＩＤに相当するウォルシュコードのうちの１つのウォルシュコードを順次に選択した後、上記選択されたウォルシュコードを加算器５０５へ繰り返し出力する。

加算器５０５は、パイロット抽出器５０１の出力信号とウォルシュコード反復器５０３の出力信号とを排他的論理和演算した後、デインターリーバ５０７へ出力する。デインターリーバ５０７は、上記送信器のパイロット発生器内部のインターリーバ、すなわち、図２のインターリーバ２０３に適用されたインターリービング方式に相当するデインターリービング方式を用いて、加算器５０５の出力信号をデインターリービングした後、相関器５０９へ出力する。相関器５０９は、デインターリーバ５０７の出力信号を上記受信器が区別可能なすべてのセルＩＤに対応するブロックコードの各々と、すべてのセクターＩＤに対応するウォルシュコードとに対して相関値を算出した後、比較選択器５１１へ出力する。

比較選択器５１１は、相関器５０９の出力信号を受信し、相関器５０９から出力された上記すべてのセルＩＤに対応するブロックコード、及びすべてのセクターＩＤに対応するウォルシュコードに対する相関値のうち最大値を有する相関値を選択し、該選択された最大相関値に該当するセルＩＤ及びセクターＩＤを出力する。

図６は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信器の動作過程を示すフローチャートである。

図６では、上記送信器のパイロット信号送信動作のみを説明し、データ信号送信動作については、本発明と直接的な関連性がないので、その詳細な説明を省略する。

図６を参照すると、まず、ステップ６１１で、上記送信器は、当該送信器のセルＩＤと、セクターＩＤと、ＰＡＰＲ低減シーケンスとを用いてパイロットシンボルを生成した後、ステップ６１３へ進行する。上記パイロットシンボルを生成する動作については、図２を参照して説明したので、その詳細な説明を省略する。ステップ６１３で、上記送信器は、上記生成されたパイロットシンボルを所定の変調方式、例えば、ＢＰＳＫ方式に従って変調シンボルに変調する。

ステップ６１５で、上記送信器は、上記変調されたパイロットシンボルをパイロットシンボル区間の間に送信した後、動作過程を終了する。もちろん、図６には別途に示していないが、上記パイロットシンボルを送信する過程において、周波数オフセットを考慮することもできる。すなわち、上記パイロットシンボルの開始点をセル及びセクターごとに異ならせることができ、複数の送信アンテナを使用するシステムは、相互に異なる周波数オフセットを有する送信アンテナを介して、上記パイロットシンボルを送信することもできる。

図７は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける受信器の動作過程を示すフローチャートである。

図７では、上記受信器のパイロット信号受信動作のみ説明し、データ信号受信動作については、本発明と直接的な関連性がないので、その詳細な説明を省略する。

図７を参照すると、まず、ステップ７１１で、上記受信器は、上記パイロットシンボル区間で上記パイロットシンボルを受信した後、ステップ７１３へ進行する。ここで、図７には別途に示していないが、上述したように、上記送信器が周波数オフセットを考慮してパイロットシンボルを送信した場合において、上記受信器は、上記周波数オフセットに従ってシンボル開始点を決めた後に、上記パイロットシンボルを受信する。ステップ７１３で、上記受信器は、上記パイロットシンボルを、上記受信器に対応する送信器で適用された変調方式に対応する復調方式を使用して復調した後、ステップ７１５へ進行する。ステップ７１５で、上記受信器は、区別可能なすべてのセルＩＤに対応するブロックコードと、すべてのセクターＩＤに対応するウォルシュコードとに対して相関値を算出した後、そのうち最大相関値を有するセルＩＤ及びセクターＩＤを、上記送信器のセルＩＤ及びセクターＩＤとして検出した後、動作過程を終了する。

図８は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＦＦＴ動作の間のサブキャリアとパイロットシンボルとのマッピング関係を概略的に示す図である。

図８では、上記ＯＦＤＭ通信システムで用いられる全体のサブキャリアの数が１２８個であり、上記１２８個のサブキャリアのうち実際に用いられるサブキャリアの数が１０８個である場合、すなわち、−５４番のサブキャリアから−１番のサブキャリアまでの５４個のサブキャリアと、１番のサブキャリアから５４番のサブキャリアまでの５４個のサブキャリア、すなわち、総計で１０８個のサブキャリアが使用されると仮定する。図８において、ＩＦＦＴ器の入力端の番号、すなわち、‘ｋ’は、上記ＯＦＤＭ通信システムのサブキャリアのインデックスを示す。また、０番のサブキャリアは、ＤＣ成分を示すために、上記０番のサブキャリアには、ヌルデータを挿入する。

また、上記実際に用いられる１０８個のサブキャリアと上記０番のサブキャリアとを除外したサブキャリア、すなわち−５５番のサブキャリアから−６４番のサブキャリアまでのサブキャリア及び５５番のサブキャリアから６３番のサブキャリアまでのサブキャリアにヌルデータが挿入される。

ここで、−５５番のサブキャリアから−６４番のサブキャリアまでのサブキャリア、及び５５番のサブキャリアから６３番のサブキャリアまでのサブキャリアにヌルデータが挿入される理由は、上記−５５番のサブキャリアから−６４番のサブキャリアまでのサブキャリア、及び５５番のサブキャリアから６３番のサブキャリアまでのサブキャリアが、時間領域での保護区間領域、すなわち周波数領域での隣接周波数帯域を用いる他のシステムとの干渉を防止するための保護帯域（guard band）に相当するためである。

従って、周波数領域パイロットシンボルを受信すると、上記ＩＦＦＴ器は、上記受信された周波数領域パイロットシンボルを該当サブキャリアにマッピングした後に、ＩＦＦＴを遂行し、時間領域パイロットシンボルとして出力する。

図９は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける時間領域でのパイロットシンボルの構成を示す図である。

図９を参照すると、上記パイロットシンボルは、ｐ_ｃ、すなわちＮ_ＦＦＴ／２の長さを有するシンボルが２回反復される構成を有し、ＯＦＤＭ通信システムの特性に従って、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）方式により挿入された保護区間信号が、上記反復されたシンボルの前段（head）に付加される。ここで、図８を参照して説明するように、上記ＯＦＤＭ通信システムで使用されるＩＦＦＴ器／ＦＦＴ器のポイント数が１２８個であるので、上記パイロットシンボルの長さｐ_ｃは、６４となる。

図１０は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける周波数領域でのパイロットシンボルの構成を示す図である。

図１０を参照すると、まず、保護帯域１００１及び１００７を除外したサブキャリア区間は、大きく、相関区間１００３と、ＰＡＰＲ区間１００５とに分けられる。相関区間１００３は、相関値が大きいシーケンス、すなわちブロックコードとウォルシュコードとを組み合わせることにより構成され、ＰＡＰＲ区間１００５は、相関区間１００３に含まれているシーケンスの各々に対するＰＡＰＲ低減シーケンスで構成される。図１０に示すように、上記パイロットシンボルは、第１のパートシーケンス、すなわち相関区間１００３に該当するシーケンスと、第２のパートシーケンス、すなわちＰＡＰＲ区間１００５に該当するシーケンスとから構成される。ここで、相関区間１００３に挿入されたシーケンス、すなわち図２の加算器２０７から出力されたシーケンスは、“相関シーケンス（correlation sequence）”と称する。図５を参照して説明した相関値の計算は、相関区間１００３に対してのみなされる。

図１０において、Ｃは、長さ４８を有するブロックコードを示し、

は、長さ４８を有するインターリービング方式を示し、長さ４８を有するブロックコードは、

に従ってインターリービングされる。また、Ｗ（ ）は、ウォルシュコードマスキングを示す。

上記パイロットシンボルは、下記（式１）で表される周波数領域シーケンスによって生成される。

上記（式１）において、ＩＤ_ｃｅｌｌは、セルＩＤを示し、‘ｓ’は、セクターＩＤを示し、‘ｋ’は、サブキャリアのインデックスを示し、Ｎ_ｕｓｅｄは、上記ＯＦＤＭ通信システムで実際使用されるサブキャリアの個数、すなわち、ＤＣ成分と保護区間成分とを除外したサブキャリアの個数を示す。

また、本発明の実施形態では、すべての基地局とセクターに対するパイロットシンボルが同一の周波数オフセットを使用すると仮定する。上記（式１）に示すように、周波数領域シーケンス

は、上記（式１）に従って、偶数インデックスを有するサブキャリアにのみ割り当てられ、奇数インデックスを有するサブキャリアには、無条件に０の値が割り当てられるので、ＩＦＦＴ演算を行う間に、時間領域において同一のシーケンスが２回反復される形態を有する。

また、上記（式１）において、

は、パイロットシンボルの送信電力レベルが、上記パイロットシンボル区間以外の他の区間、すなわちデータシンボル区間の間に送信されるデータシンボルの送信電力レベルと同一の送信電力レベルとなるように設定される加重値であり、

は、下記（式２）のように定義される。

上記（式２）において、

は、Ｍ／９より大きくない最大整数を示し、Ｒ（ｒ）は、（式３）のように示すことができる。

上記（式３）において、

は、セクターＩＤがｓに該当する長さ８のウォルシュコードの反復を示す。任意の１０進数ｋ（１≦ｋ≦１２７）がｂ_６ｂ_５ｂ_４ｂ_３ｂ_２ｂ_１ｂ_０の２進数で表現され、ｂ_６がＭＳＢ（Most Significant Bit）であり、ｂ_０がＬＳＢ（Least Significant Bit）である場合に、ｂ_ｋは、行ベクトル（row vector）を示し、ｂ_ｋ＝｛ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３ｂ_４ｂ_５ｂ_６｝である。また、（式３）において、

は、ブロックコード生成行列Ｇのｕ番目の列ベクトル（column vector）を示す。上記ブロックコード生成行列Ｇは、(式４)のように示される。

（式４）において、ｂ_ｋｇ_ｕは、（１×７）行ベクトル及び（７×１）列ベクトルの行列積（matrix product）を示し、上記行列積は、スカラー値（scalar value）で表現される。このとき使用される演算は、モジュロ２加算及び乗算である。さらに、（式４）において、Π（ｒ）（０≦ｒ≦４７）は、図２ににおけるインターリーバー２０３のインターリービング方式を示し、上記インターリービング方式は、下記表１に示される。

上記インターリービング方式Π（ｒ）は、上記長さ４８であるブロックコードを構成する４８個のエレメント（element）の各々の位置を表１に示すような順序通りに変更（permutation）する。

また、上記（式２）において、シーケンス

の値は、上記パイロットシンボルのＰＡＰＲを最小にするＰＡＰＲ低減シーケンスとして決定される。上記セルＩＤ及びセクターＩＤに対応するＰＡＰＲ低減シーケンスと、上記セルＩＤ及びセクターＩＤと上記ＰＡＰＲ低減シーケンスに対応するパイロットシンボルのＰＡＰＲとは、下記表２に示される。

一方、上述したパイロット信号の送受信方式は、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）方式を使用し、セクターの識別を要求しないＯＦＤＭ通信システムにも適用されることができる。ここで、上記セクターの識別が不要であることから、上述のパイロット信号の送受信方式とは異なる代替案のパイロット信号の送受信方式は、上記セクターＩＤに従って別々に生成されるウォルシュコードを使用する代わりに、同一のウォルシュコード、例えばａｌｌ−１ウォルシュコードを使用する。ここで、上記ａｌｌ−１ウォルシュコードとは、該当ウォルシュコードを構成するエレメントがすべて１であるウォルシュコードを意味する。

また、上記ＯＦＤＭ通信システムの送信器、例えば、基地局がＮ_ｔ個の送信アンテナＴｘ．ＡＮＴを使用する場合に、上記Ｎ_ｔ個の送信アンテナの各々を介して送信されるパイロットシンボルは、下記（式５）のように表現される。

上記（式５）において、‘ｎ’は、送信アンテナＩＤを示し、‘ｋ’は、サブキャリアインデックスを示す。また、上記（式５）における

は、下記（式６）のように定義される。

上記（式６）において、シーケンスＲ（ｒ）及びＴ（ｋ）は、上記送信アンテナの数Ｎ_ｔと上記ＯＦＤＭ通信システムで用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算に対するポイントの数Ｎ_ＦＦＴに基づいて異なって定義される。従って、

も、上記送信アンテナの数Ｎ_ｔと上記ＯＦＤＭ通信システムで用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算に対するポイントの数Ｎ_ＦＦＴに基づいて異なって定義される。

ここで、上記送信アンテナの数Ｎ_ｔと上記ＯＦＤＭ通信システムで用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算に対するポイントの数Ｎ_ＦＦＴに基づくＲ（ｒ）、Ｔ（ｋ）、及び

について説明すると、次の通りである。

一番目に、上記送信アンテナの個数が４個であり（Ｎ_ｔ＝４）、上記ＯＦＤＭ通信システムで用いられるＩＦＦＴ／ＦＦＴ演算に対するポイントの数が１２８個である（Ｎ_ＦＦＴ＝１２８）場合に、上記Ｒ（ｒ）は、下記式７に示す通りである。

上記（式７）において、ブロックコード生成行列Ｇは、下記式８のように示される。

上記（式７）の場合において、上記インターリービング方式は、下記表３のように定義される。

上記（式６）において、Ｔ（ｋ）は、下記表４に示す通りであり、

は、下記表５に示すような１６進数で定義される。

なお、本発明の詳細な説明においては、具体的な実施形態を挙げて説明したが、本発明の範囲から逸脱しない範囲内であれば、種々な変形が可能であることは言うまでもない。よって、本発明の範囲は、上述した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲とその均等物によって定められるべきである。

従来のＯＦＤＭ通信システムにおけるパイロットパターンで生成可能なすべてのスロープを概略的に示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおけるパイロット発生器の内部構成を示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信器の内部構成を示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける受信器の内部構成を示す図である。 図４のセルＩＤ／セクターＩＤ検出器の内部構成を示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信器の動作過程を示すフローチャートである。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける受信器の動作過程を示すフローチャートである。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおけるＩＦＦＴ動作の間のサブキャリアとパイロットシンボルとのマッピング関係を概略的に示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける時間領域でのパイロットシンボルの構成を示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける周波数領域でのパイロットシンボルの構成を示す図である。

符号の説明

１００ コヒーレンス帯域幅
１１０ コヒーレンス時間
２０１ ブロックコードエンコーダ
２０３ インターリーバ
２０５ ウォルシュコード反復器
２０７ 加算器
２０９ 結合器
３０１ 変調器
３０３ パイロット発生器
３０５ 変調器
３０７ 選択器
３０９ 直列／並列変換器
３１１ 逆高速フーリエ変換器
３１３ 並列／直列変換器
３１５ 保護区間挿入器
３１７ デジタル／アナログ変換器
３１９ 無線周波数処理器
４０１ ＲＦ処理器
４０３ アナログ／デジタル変換器
４０５ 保護区間除去器
４０７ 直列／並列変換器
４０９ 高速フーリエ変換器
４１１ 並列／直列変換器
４１３ 選択器
４１５、４１７ 復調器
４１９ セルＩＤ／セクターＩＤ検出器
５０１ パイロット抽出器
５０３ ウォルシュコード反復器
５０５ 加算器
５０７ デインターリーバ
５０９ 相関器
５１１ 比較選択器

Claims (18)

1. １個以上のセクターと１本以上の送信アンテナとを有する複数のセルを含み、全体の周波数帯域がＮ個の副搬送波帯域に分割される通信システムにおいて、前記セルと前記セクターとを識別するための基準信号を１本以上の送信アンテナを介して送信する方法であって、
   前記複数のセルの各々は、セル識別子の各々により識別され、前記セル識別子を受信すると、前記セル識別子に相応するブロックコードを生成するステップと、
   前記複数のセクターの各々は、セクター識別子の各々により識別され、前記セクター識別子を受信すると、予め設定されているウォルシュコードのうち、前記セクター識別子に相応するウォルシュコードを選択し、前記選択されたウォルシュコードを予め設定されている回数だけ反復するステップと、
   前記ブロックコードをインターリービングし、前記インターリービングされたブロックコードと前記反復されたウォルシュコードとを排他的論理和演算を遂行することによって、第１のパートシーケンスを生成するステップと、
   予め設定されているシーケンスのうち、前記セル識別子及び前記セクター識別子に相応する第２のパートシーケンスを選択するステップと、
   前記第１のパートシーケンスと第２のパートシーケンスとを使用して、周波数領域基準信号を生成するステップと、
   前記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換した後に、予め設定されている基準信号送信区間で前記時間領域基準信号を送信するステップとを具備し、
   前記第２のパートシーケンスは、パイロットシンボルのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を最小化するピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減シーケンスとして定義付けられ、
   前記ブロックコードの生成マトリックスは、下記式で示され、
   

   

   前記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換するステップは、
   前記Ｎ個の副搬送波のうち、ＤＣ成分と前記副搬送波との間の干渉除去成分に対応する副搬送波にヌルデータを挿入し、前記Ｎ個の副搬送波のうち、前記ヌルデータが挿入された副搬送波以外のＭ個の副搬送波の各々に、前記周波数領域基準信号を構成するエレメントの各々を挿入した後に逆高速フーリエ変換を遂行し、
   前記周波数領域基準信号は、下記式で定義され、
   

   

   

   は、前記周波数領域基準信号を示し、ＩＤ_ｃｅｌｌは、前記セル識別子を示し、‘ｎ’は、送信アンテナ識別子を示し、‘ｋ’は、サブキャリアインデックスを示し、Ｎ_ｕｓｅｄは、使用中である副搬送波の数であり、ｍは０から
   

   

   までの整数であり、
   

   

   は、セル識別子‘ｍ’に対応する予め定められた１６進法の値であり、Ｎ_ｔは、送信アンテナの数であり、Ｎ_ＦＦＴは、直行周波数分割多元（ＯＦＤＭ）通信システムで使用される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）／高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックのポイントの数である
   ことを特徴とする方法。
2. 前記セクターの数が１個である場合、前記ウォルシュコードは、ａｌｌ−１ウォルシュコードであることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換するステップは、
   前記Ｎ個の副搬送波のうち、ＤＣ成分と前記副搬送波との間の干渉除去成分に対応する副搬送波にヌルデータを挿入し、前記Ｎ個の副搬送波のうち、前記ヌルデータが挿入された副搬送波以外のＭ個の副搬送波の各々に、前記周波数領域基準信号を構成するエレメントの各々を挿入した後に逆高速フーリエ変換を遂行することを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 前記第２のパートシーケンスは、前記基準信号のＰＡＰＲが最小化されるように設定されるシーケンスであることを特徴とする請求項１記載の方法。
5. 前記
   

   

   は、下記のような形態を有することを特徴とする請求項１記載の方法。
   

   

   ここで、Ｒ（ｒ）は、
   

   

   のように定義され、
   Ｔ（ｓ）は、セル識別子‘ｍ’に対応するパイロットシンボルのＰＡＰＲを最小化する予め定められたピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減シーケンスであり、ｍは、０から
   

   

   の整数であり、ｂ_ｋは行ベクトルであってｂ_ｋ＝｛ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３ｂ_４ｂ_５ｂ_６｝であり、
   特定１０進数の数である‘ｋ’（１≦ｋ≦１２７）は、ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３ｂ_４ｂ_５ｂ_６の２進数の数として表され、ｂ_６が最上位ビット（ＭＳＢ）であって、ｂ_０が、最下位ビット（ＬＳＢ）であって、
   ｇ_ｕが、予め定められたブロックコード生成マトリックスのｕ^ｔｈ列ベクトルを表し、
   Π（ｒ）が、予め定められたインターリービング式である。
6. 前記送信アンテナの数が４個であり、前記通信システムで使用される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）／高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算に対するポイントの数が１２８個である場合に、前記Π（ｒ）は、下記のように定義されることを特徴とする請求項５記載の方法。
   

   
7. 前記Ｔ（ｋ）は、下記のように表現され、
   

   

   前記
   

   

   は、次のように１６進数で表現されることを特徴とする請求項６記載の方法。
   

   
8. １個以上のセクターと１本以上の送信アンテナとを有する複数のセルを含み、全体の周波数帯域がＮ個の副搬送波帯域に分割される通信システムにおいて、前記セルと前記セクターとを識別するための基準信号を１本以上の送信アンテナを介して送信する装置であって、
   前記複数のセルの各々は、セル識別子の各々により識別され、前記セル識別子を受信すると、前記セル識別子に相応するブロックコードを生成するブロックコードエンコーダと、
   前記複数のセクターの各々は、セクター識別子の各々により識別され、前記セクター識別子を受信すると、予め設定されているウォルシュコードのうち、前記セクター識別子に相応するウォルシュコードを選択し、前記選択されたウォルシュコードを予め設定されている回数だけ反復するウォルシュコード反復器と、
   前記ブロックコードをインターリービングするインターリーバーと、
   前記インターリービングされたブロックコードと前記反復されたウォルシュコードとを排他的論理和演算を遂行することによって、第１のパートシーケンスを生成する加算器と
   前記第１のパートシーケンスと、予め設定されているシーケンスのうち、前記セル識別子及び前記セクター識別子に従って選択された第２のパートシーケンスとを使用して、周波数領域基準信号を生成する結合器と、
   前記周波数領域基準信号を逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を通して時間領域基準信号に変換した後に、予め設定されている基準信号送信区間で前記時間領域基準信号を送信する送信器とを具備し、
   前記第２のパートシーケンスは、パイロットシンボルのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を最小化するピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減シーケンスとして定義付けられ、
   前記ブロックコードの生成マトリックスは、下記式で示され、
   

   

   前記周波数領域基準信号は、下記式で定義され、
   

   

   

   は、前記周波数領域基準信号を示し、ＩＤ_ｃｅｌｌは、前記セル識別子を示し、‘ｎ’は、送信アンテナ識別子を示し、‘ｋ’は、サブキャリアインデックスを示し、Ｎ_ｕｓｅｄは、使用中である副搬送波の数であり、ｍは０から
   

   

   までの整数であり、
   

   

   は、セル識別子‘ｍ’に対応する予め定められた１６進法の値であり、Ｎ_ｔは、送信アンテナの数であり、Ｎ_ＩＦＦＴは、直行周波数分割多元（ＯＦＤＭ）通信システムで使用される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）／高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックのポイントの数である
   ことを特徴とする装置。
9. 前記セクターの数が１個である場合、前記ウォルシュコードは、ａｌｌ−１ウォルシュコードであることを特徴とする請求項８記載の装置。
10. 前記送信器は、
    前記Ｎ個の副搬送波のうち、ＤＣ成分と前記副搬送波との間の干渉除去成分に対応する副搬送波にヌルデータを挿入し、前記Ｎ個の副搬送波のうち、前記ヌルデータが挿入された副搬送波以外のＭ個の副搬送波の各々に、前記周波数領域基準信号を構成するエレメントの各々を挿入した後に逆高速フーリエ変換を遂行する逆高速フーリエ変換器と、
    前記逆高速フーリエ変換された信号を無線周波数処理して送信する無線周波数処理器とを具備することを特徴とする請求項８記載の装置。
11. 前記
    

    

    は、下記のような形態を有することを特徴とする請求項８記載の装置。
    

    

    ここで、Ｒ（ｒ）は、
    

    

    のように定義され、
    Ｔ（ｓ）は、セル識別子‘ｍ’に対応するパイロットシンボルのＰＡＰＲを最小化する予め定められたピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減シーケンスであり、ｍは、０から
    

    

    の整数であり、ｂ_ｋは行ベクトルであってｂ_ｋ＝｛ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３ｂ_４ｂ_５ｂ_６｝であり、
    特定１０進数の数である‘ｋ’（１≦ｋ≦１２７）は、ｂ_０ｂ_１ｂ_２ｂ_３ｂ_４ｂ_５ｂ_６の２進数の数として表され、ｂ_６が最上位ビット（ＭＳＢ）であって、ｂ_０が、最下位ビット（ＬＳＢ）であって、
    ｇ_ｕが、予め定められたブロックコード生成マトリックスのｕ^ｔｈ列ベクトルを表し、
    Π（ｒ）が、予め定められたインターリービング式である。
12. 前記送信アンテナの数が４個であり、前記通信システムで使用される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）／高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算に対するポイントの数が１２８個である場合に、前記Π（ｒ）は、下記のように定義されることを特徴とする請求項１１記載の装置。
    

    
13. 前記Ｔ（ｋ）は、下記のように表現され、
    

    

    前記
    

    

    は、次のように１６進数で表現されることを特徴とする請求項１２記載の装置。
    

    
14. 少なくとも１個以上の送信アンテナを有する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて、基地局識別のためのパイロットシンボルを生成する方法であって、
    前記パイロットシンボルは、セル識別特性が優秀な第１のシーケンスとパイロットシンボル全体のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を低減させる第２のシーケンスとから構成され、
    パイロットシンボルは、前記第１のシーケンス及び前記第２のシーケンスが反映された次の数式によって決定され、
    

    

    Ｒ（ｒ）は、次のように定義されることを特徴とする方法。
    

    

    ここで、Ｒ（ｒ）は、前記第１のシーケンスを示し、Ｔ（−）は、前記第２のシーケンスを示す。
15. 前記第１のシーケンスは、前記基地局が端末機へ送信する情報をブロック符号化して生成されることを特徴とする請求項１４記載の方法。
16. 前記第２のシーケンスは、前記第１のシーケンスを考慮して、あらかじめ定められた参照テーブルから生成されることを特徴とする請求項１４記載の方法。
17. 前記基地局が端末機へ送信する情報は、セル識別子であることを特徴とする請求項１５記載の方法。
18. Ｎｔ個の送信アンテナの各々から独立して送信される前記基地局識別のためのパイロットシンボルは、次の数式によって決定されることを特徴とする請求項１４記載の方法。
    

    

    ここで、
    

    

    は、前記周波数領域基準信号を示し、ＩＤ_ｃｅｌｌは、前記セル識別子を示し、‘ｎ’は、送信アンテナ識別子を示し、‘ｋ’は、サブキャリアインデックスを示し、Ｎ_ｕｓｅｄは、使用中である副搬送波の数であり、ｍは０から
    

    

    までの整数であり、
    

    

    は、セル識別子‘ｍ’に対応する予め定められた１６進法の値であり、Ｎ_ｔは、送信アンテナの数であり、Ｎ_ＦＦＴは、直行周波数分割多元（ＯＦＤＭ）通信システムで使用される逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）／高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックのポイントの数である。

Images