JP4627746B2 - 位相検出回路及びこれを用いたレゾルバ／デジタル変換器並びに制御システム - Google Patents

Description

本発明はレゾルバ／デジタル変換器に係り、特に、小型・低コストで耐ノイズ性を備えたレゾルバ／デジタル変換器に関する。

サーボ制御系では、回転角を検出しフィードバック制御を実施するために、回転角度センサが必要である。また、ブラシレスモータ制御においては、モータの回転角に応じてモータのコイルに電流を通電させる必要があるために、サーボ制御系に限らず回転角度センサが必要である。回転角度センサとして、従来からレゾルバが、その単純な構成に起因する堅牢さ，耐環境性から広く用いられている。

レゾルバからの信号に基づき回転角に変換し、デジタルデータとしてマイクロコンピュータ等に入力するためのレゾルバ／デジタル変換器が開発されている。

特開２０００−３５３９５７号公報 特開平９−１２６８０９号公報 特開平７−１３１９７２号公報 特開平９−１３３７１８号公報 特開平９−１４５７５７号公報 特開２００５−３５３０号公報

上記従来技術のうち、特許文献１による方法は、ＩＣ化する際の小型化，低コスト化の観点でさらなる考慮が望ましい。該従来技術では、マルチプライヤ（制御偏差演算部）
２００で演算するため、正確なＳＩＮ及びＣＯＳの値を求めなければならない。このため、ＳＩＮＲＯＭ６０，ＣＯＳＲＯＭ６１に詳細な数表を格納しなければならず、また、数表を小さくするために補間するにしても、補間に多くの演算量が必要となり、演算時間が長くなるか、高速動作可能な回路が必要となる。また、マルチプライヤ(制御偏差演算部)２００の主要部に乗算型Ｄ／Ａ変換器５１，５２を必要としている点も回路規模が大きくなる要因である。従って、特許文献１の方法では、小型，低コストのレゾルバ／デジタル変換器を提供することができない。

また、特許文献２による方法は、特許文献１による方法と比べて回路規模が小さくなり、ＩＣ化する最の小型化，低コスト化が可能となる利点がある。しかし、特許文献２の方法では、ノイズの影響を受けやすいため、レゾルバ／デジタル変換動作の耐ノイズ性について、さらなる考慮が望ましい。

該従来技術では、信号Ｙ１，Ｙ２の位相を求めるのにゼロクロス検出器１７，１８で検出したゼロクロス点でカウンタ１２の値をラッチ回路１９，２０でラッチしているため、ゼロクロスの時点でノイズが信号に混入した場合には位相を求める動作、ひいてはレゾルバ／デジタル変換動作に大きな影響を与え、変換した回転角に誤差を生じる可能性がある。また、レゾルバ信号の中心電圧、すなわちバイアス値が変動した場合にはゼロクロス点がずれるため変換した回転角に誤差を生じる可能性がある。

位相検出器に関しては、特許文献３乃至６に開示されているような従来技術がある。これらに開示されている技術では、２つの波形発生回路が必要であり、かつ、サイン波を発生しなければならないため、波形発生回路の回路規模が大きくなるという課題がある。また、特許文献１も同じ原理を利用して回転角を推定しているため、同様な課題を有している。

本発明の位相検出回路の代表的な一つは、入力信号と参照信号とを乗算して第１信号を出力する乗算器と、第１信号を積分して第２信号を出力する積分回路と、第２信号に基づいて位相情報を推定する位相推定回路と、位相情報に基づいて参照信号を生成する参照信号生成回路とを有する位相検出回路であって、位相情報は、位相検出回路の出力信号であることを特徴とする。

好ましくは、本発明の位相検出回路は、入力信号の波形全体の情報に基づいて、位相情報を求めるものである。

また、本発明のデジタル／レゾルバ変換器の代表的な一つは、回転検出器から得た回転検出信号sinθ・ｆ(ｔ)及びcosθ・ｆ(ｔ)（但し、ｆ(ｔ)は励磁成分）に基づいてデジタル角度出力（φ）を得るようにしたアナログ信号のデジタル変換を行うものであって、回転検出信号sinθ・ｆ(ｔ)及びcosθ・ｆ(ｔ)をマルチプライヤに導入し、デジタル角度出力（φ）から得られるsinφ 及びcosφ と相互演算することにより第１出力信号sin(θ−φ)・ｆ(ｔ)を求め、第１出力信号sin(θ−φ)・ｆ(ｔ)を同期検波して励磁成分ｆ(ｔ)を除去することにより第２出力信号sin(θ−φ) を制御偏差εとして求め、制御偏差εの正負判定により前記デジタル角度出力（φ）を求めるものであり、sinφ及びcosφは、ΔΣ変調信号である。

本発明を採用すれば、小型・低コストで、耐ノイズ性を有し、レゾルバ信号の中心電圧、すなわちバイアス値の変動の影響を受けにくいレゾルバ／デジタル変換器を提供することができる。

以下、図を参照しながら、本発明の実施例について詳細に説明する。

図１は本発明の全体を示す構成図である。励磁回路２００は励磁信号２３０をレゾルバ１００に出力する。レゾルバ１００のＳＩＮ出力１１０，ＣＯＳ出力１２０はレゾルバ／デジタル変換器１０に入力される。移相回路３００でＳＩＮ出力１１０の位相を９０°遅れさせ、減算回路４００でＣＯＳ出力１２０と減算される。位相検出回路５００は、減算結果の位相を検出して回転角θの推定値φを出力する。

ここで、レゾルバ１００のＳＩＮ出力１１０，ＣＯＳ出力１２０は、それぞれ、
sinθsinωｔ，cosθsinωｔ（θ：レゾルバの回転角（電気角），ω：レゾルバ励磁信号の角速度（２πｆ，ｆ：レゾルバ励磁信号の周波数），ｔ：時刻）と表される。

ＳＩＮ出力１１０を移相回路３００で位相を９０°進めた信号は、sinθcosωｔとなる。続いて、減算回路で減算すると、
cosθsinωｔ−sinθcosωｔ＝sin（ωｔ−θ）
となる。従って、位相検出回路５００で減算結果の位相を検出すれば回転角θの推定値φを求めることができる。

また、ＳＩＮ出力１１０を移相回路３００で位相を９０°遅延させた信号は、
−sinθcosωtとなり、符号を反転させて演算し、位相を検出すれば同様に回転角θの推定値φを求めることができる。

図２は位相検出回路５００の実施例である。乗算器５１０により参照信号５４６と入力信号ｉｎは掛け合わされ、積分回路５２０に入力された後、位相推定回路５３０に入力される。位相推定回路５３０で推定された位相差φはθの推定値として出力されるとともに、参照信号生成回路５４０に入力され、参照信号生成回路５４０は図３に示すように励磁信号２３０よりφだけ位相のずれた参照信号５４６を出力する。

乗算器５１０により参照信号５４６と入力信号ｉｎとを乗じ、積分回路５２０で積分することにより入力信号ｉｎと参照信号５４６との相関関数値を求めることが出来る。本方式は図４に示すように、入力信号ｉｎと参照信号５４６とが同一周波数の場合、その位相差により相関関数値が変化し、位相が一致した場合に相関関数値が最大となる性質を利用したものである。即ち、相関関数値が最大となるφを位相推定回路５３０で探索しながら収束させれば、その値が求めるべき位相θの推定値である。また、ノイズ成分は参照信号あるいは励磁信号と周期が異なるため、相関関数はほぼ０となり収束動作に影響を及ぼさないため、ノイズによる位相検出結果φへの影響は激減させることができる。同様に、レゾルバ信号の中心電圧、即ちバイアス電圧のずれも直流成分で参照信号あるいは励磁信号と周期が異なるため、相関関数はほぼ０となり、収束動作に影響を及ぼさない。このため、レゾルバ信号の中心電圧、即ちバイアス電圧のずれによる位相検出結果φへの影響は激減させることができる。

また、入力信号はサイン波であるが、参照信号５４６は必ずしもサイン波である必要はなく、図５に示すように矩形波でもよい。また、図６に示すような１２０°の幅の矩形波でもよい。

図７に図２〜図４に示す実施例における参照信号が図５に示すように矩形波である場合のθとφの位相差が−９０°，０°，９０°の時の各信号を示す。図の左の実線がそれぞれの位相差のときの入力信号、破線が参照信号５４６、図中央が乗算器５１０出力、図右が相関値（積分回路５２０出力）である。

参照信号５４６を矩形波とした場合の、サイン波である場合との耐ノイズ性の差異は以下に示すとおり僅かであるのに対して、参照信号生成回路５４０，乗算器５１０は大幅に簡略化でき、回路の小型化，コスト低減につながる。

参照信号５４６を１２０°の幅の矩形波とした場合には、矩形波とした場合と比べて、参照信号生成回路５４０，乗算器５１０が僅かに複雑になるが、それに伴って僅かながら耐ノイズ性が向上する。

以下、参照信号をサイン波とした場合と矩形波とした場合、そして１２０°の幅の矩形波とした場合の耐ノイズ性、即ちＳ／Ｎ改善効果を比較する。

入力信号のＳ／Ｎをｋとし、簡単のために信号の振幅を１、雑音の振幅を１／ｋとする。このときの相関関数値に含まれるＳ／Ｎを見積もる。
（１）参照信号がサイン波の場合
ノイズを含まない目的とする信号成分即ち、同期信号成分の積分値（ｎ周期分）は次式で示される。

これに対するノイズ成分即ち、非同期成分積分値（ｎ周期分）は、統計的にランダムと仮定すると次式で示される。

式（１）を式（２）で割ることにより、以下の通りＳ／Ｎは求められる。

従って、Ｓ／Ｎの改善効果は１.７７２／ＳＱＲＴ(ｎ)である。
（２）参照信号が矩形波の場合
ノイズを含まない目的とする信号成分即ち、同期信号成分の積分値（ｎ周期分）は同様にして次式で示される。

これに対するノイズ成分即ち、非同期成分積分値（ｎ周期分）は同様に次式で示される。

式（４）を式（５）で割ることにより、以下の通りＳ／Ｎは求められる。

従って、Ｓ／Ｎの改善効果は１.５９６／ＳＱＲＴ(ｎ)である。
（３）参照信号が幅１２０°の矩形波の場合
ノイズを含まない目的とする信号成分即ち、同期信号成分の積分値（ｎ周期分）は同様にして次式で示される。

これに対するノイズ成分即ち、非同期成分積分値（ｎ周期分）は同様に次式で示される。

式（７）を式（８）で割ることにより、以下の通りＳ／Ｎは求められる。

従って、Ｓ／Ｎの改善効果は１.６９２／ＳＱＲＴ(ｎ)である。

以上を鑑みると、参照信号にサイン波を用いた場合のＳ／Ｎの改善効果は矩形波に比べて１.１１倍，＋０.９ｄＢに過ぎない。従って、回路の簡単化及びコスト低減を考慮すると、矩形波を用いることがより望ましい。

同じ周期の信号の相関を採ること、即ち同期検波によるＳ／Ｎの向上は周波数領域での考察でも説明することができる。入力信号と参照信号とを掛け合わせるという操作は、周波数領域で見るとヘテロダインによる周波数変換と考えることができる。入力信号の内、参照信号と同じ周波数成分が差のヘテロダイン（同じ周波数同士なので特にホモダインと呼ぶこともある。）されて直流成分となる。積分回路を通す過程がこの直流成分のみを取り出す操作に相当する。従って、参照信号が高調波を含まないサイン波の場合には、励磁信号の基本波に相当する信号及びノイズ成分が直流成分に変換されるが、参照信号に高調波成分を含む場合には、励磁信号の高調波に相当する周波数のノイズ成分も直流成分に変換されるため、Ｓ／Ｎの面で不利になる。

以上の考察に従うと、参照信号に矩形波を用いた場合のＳ／Ｎの劣化は、入力信号のうち目的信号の高調波成分に相当するノイズの影響で、このノイズ成分と矩形波の高調波成分との相関成分が相関器の出力に含まれるからである。したがって、入力信号に適切なフィルタを挿入し、目的信号の高調波成分に相当する成分を除去すれば、Ｓ／Ｎの劣化を抑えることができる。たとえば、目的信号（励磁信号）の周波数を２０ｋＨｚとすると、矩形波の周波数も２０ｋＨｚとなる。上下対称な矩形波は偶数次の高調波成分は持たず、奇数次の高調波成分のみを持つ。従って、最も支配的な、つまり周波数が最も低く、エネルギが最も大きい高調波成分は３倍高調波、即ち、６０ｋＨｚとなる。従って、６０ｋＨｚ以上の成分を除去するフィルタを入力信号に挿入すれば、参照信号を矩形波としたことによるＳ／Ｎの劣化は防ぐことができる。

また、参照信号に幅１２０°の矩形波を用いた場合、わずかな回路規模の増加と引き換えに、Ｓ／Ｎの改善効果は矩形波に比べて１.０６倍，＋０.５ｄＢ向上する。

この幅１２０°の矩形波は３次高調波を持たない特徴があり、最も支配的な−周波数が最も低く、エネルギが最も大きい−高調波成分は５次高調波即ち、１００ｋＨｚとなる。従って１００ｋＨｚ以上の成分を除去するフィルタを入力信号に挿入すれば、参照信号を矩形波としたことによるＳ／Ｎの劣化は防ぐことができる。つまり、参照信号に矩形波を用いた場合よりもより遮断周波数が２倍程度高く、より簡単なフィルタでＳ／Ｎの劣化を防ぐことができる。

積分回路５２０は全ての周波数領域で積分動作をする完全型積分回路では過去の履歴の影響を受けるため、リセット機能を必要とする。特定の周波数以上の領域で積分動作をする不完全型積分回路、即ち低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）を用いれば過去の履歴の影響は時間の経過と共に軽減されるためリセット機能を必要とせず、回路の簡略化につながるので望ましい。また、乗算回路５１０の出力は励磁信号２３０の２倍の周波数成分が特に強く含まれるため、励磁信号２３０の２倍の周波数を減衰させるノッチフィルタを使用するのが特に有効である。

また、Ａ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換した後、デジタル回路によリ信号処理をする際には、上記周波数成分を減衰させるために櫛型フィルタ（移動平均フィルタ）を使用するのが特に有効でかつ実現が容易である。サンプリング周波数をｆｓとすると、ｍサンプリング分の移動平均をとる櫛型フィルタ（移動平均フィルタ）はｆｓ／ｍの整数倍の周波数にゲインが鋭く低下する部分（ノッチ）を有する。従って、ｆｓが励磁信号２３０の周波数のｎ倍のとき、ｎ／ｍ＝２のときに励磁信号２３０の２倍の周波数に最も周波数の低いノッチがある周波数特性を実現することができる。

図８は、参照信号５４６が＋１，−１の２値である場合の乗算器５１０の実施例である。入力信号ｉｎは反転増幅器５１１に入力され、スイッチ５１２はｒｅｆ端子に入力された参照信号５４６により、入力信号ｉｎと反転増幅器５１１の出力とを切り替えて端子
ｏｕｔに出力する。ここでスイッチ５１２は参照信号５４６が＋１の場合には入力信号
ｉｎを端子ｏｕｔに出力し、参照信号５４６が−１の時には反転増幅器５１１の出力を端子ｏｕｔに出力する。以上の動作により、入力信号ｉｎと参照信号５４６とを乗じた値を端子ｏｕｔに出力することができる。

図９は、参照信号５４６が図６に示す幅１２０°の矩形波即ち、＋１，０，−１の３値である場合の乗算器５１０の実施例である。入力信号ｉｎは反転増幅器５１１に入力され、スイッチ５１２はｒｅｆ端子に入力された参照信号５４６により、入力信号ｉｎと反転増幅器５１１の出力、そして０に相当する信号レベルとを切り替えて端子ｏｕｔに出力する。ここでスイッチ５１２は参照信号５４６が＋１の場合には入力信号ｉｎを端子ｏｕｔに出力し、参照信号５４６が−１の時には反転増幅器５１１の出力を端子ｏｕｔに出力し、参照信号５４６が−１の時には０に相当する信号レベルを出力する。以上の動作により、入力信号ｉｎと参照信号５４６とを乗じた値を端子ｏｕｔに出力することができる。

図１０は参照信号５４６が＋１，−１の２値である場合の乗算器５１０の更に詳細な実施例である。演算増幅器ＯｐＡｍｐ、及び抵抗器Ｒ１，Ｒ２は反転増幅器５１１を構成している。なおＶｂは信号の中心電圧、即ちバイアス電圧である。インバータｉｎｖ，アナログスイッチＳＷ１，ＳＷ２はスイッチ５１２を構成している。ｒｅｆ端子に入力された参照信号５４６がＨ(＋１)の場合にはＳＷ１がＯＮ、ＳＷ２がＯＦＦとなり入力信号ｉｎを反転せずに端子ｏｕｔに出力する。参照信号５４６がＬ(−１)の場合にはＳＷ１がOFF、ＳＷ２がＯＮとなり入力信号ｉｎを反転増幅器５１１を介して反転して端子ｏｕｔに出力する。

図１１は参照信号５４６が図６に示す幅１２０°の矩形波即ち、＋１，０，−１の３値である場合の乗算器５１０の更に詳細な実施例である。ｒｅｆ端子に入力された参照信号５４６が＋１の場合にはＳＷ１がＯＮ、ＳＷ２がＯＦＦ、ＳＷ３がＯＦＦとなり入力信号ｉｎを反転せずに端子ｏｕｔに出力する。参照信号５４６が−１の場合にはＳＷ１がOFF、ＳＷ２がＯＮ、ＳＷ３がＯＦＦとなり入力信号ｉｎを反転増幅器５１１を介して反転して端子ｏｕｔに出力する。参照信号５４６が０の場合にはＳＷ１がＯＦＦ、ＳＷ２がOFF、ＳＷ３がＯＮとなり信号の中心電圧、即ちバイアスＶｂを端子ｏｕｔに出力する。

図１２は励磁回路２００と参照信号生成回路５４０の実施例である。カウンタ２１０はクロックにより一定時間ごとにカウント値２１１を増加させ、カウント値２１１が励磁信号２３０の１周期に相当する値になったときにカウント値２１１がリセットされて、再び０からカウントを開始する。励磁回路２００ではカウンタ２１０のカウント値２１１に基づいて、波形生成回路２２０で励磁信号２３０を生成する。励磁信号２３０はsinωｔ と時間ｔの関数であるので、時間ｔを表すカウント値２１１に基づいてsinωｔ の値の励磁信号２３０を生成する。低域通過フィルタを通ることにより量子化ノイズは除去することができるので、sinωｔ の値の分解能はさほど要求されない。また波形生成回路２２０にΔΣ型のＡ／Ｄ変換器を用いれば、ノイズシェーピングにより量子化ノイズをより高い周波数領域に分布させることが可能であるので、量子化ノイズの影響をさらに軽減させることができる。

参照信号生成回路５４０でも同様にカウンタ５４２のカウント値に基づいて、波形生成回路５４５で参照信号５４６を生成する。カウンタ５４２は、比較回路５４１によりカウンタ２１０のカウント値２１１がφに相当する値となったときにリセットが掛けられる。従って、カウンタ５４２はカウンタ２１０よりもφだけ遅れて動作することになり、参照信号５４６は励磁信号２３０に対してφだけ遅れた位相となる。

図１３，図１４に参照信号生成回路５４０の動作例を示す。参照信号５４６が励磁信号２３０より遅れている場合の動作例を図１３に示す。図１３では励磁信号２３０を生成するためのカウンタ２１０のカウント値２１１が位相φに相当する値のときに参照信号546を生成するためのカウンタ５４２をリセットする。以上の動作により、カウンタ５４２をカウンタ２１０よりも位相φに相当する時間だけ遅らせて動作させることができ、参照信号５４６を励磁信号２３０よりも位相φだけ遅らせることが可能である。

参照信号５４６が励磁信号２３０より進んでいる場合の動作例を図１４に示す。図１４では励磁信号２３０を生成するためのカウンタ２１０のカウント値２１１が励磁信号230の１周期に相当する値よりも位相φに相当するだけ小さいときに参照信号５４６を生成するためのカウンタ５４２をリセットする。以上の動作により、カウンタ５４２をカウンタ２１０よりも位相φに相当する時間だけ進ませて動作させることができ、参照信号５４６を励磁信号２３０よりも位相φだけ進ませることが可能である。

図１５は参照信号生成回路５４０の第２の実施例である。参照信号生成回路５４０ではカウンタ２１０のカウント値２１１から減算機能５４４でφだけ減算したカウント値543に基づいて、波形生成回路５４５で参照信号５４６を生成する。従って、カウンタ５４２はカウンタ２１０よりもφだけ遅れて動作することになり、参照信号５４６は励磁信号
２３０に対してφだけ遅れた位相となる。図１２の実施例ではカウンタ５４２は、比較回路５４１によりカウンタ２１０のカウント値２１１がφに相当する値となったときにリセットが掛けられるため、励磁信号２３０の１周期ごとにしか参照信号５４６の位相差は更新されないのに比べ、本実施例ではφを更新すれば参照信号５４６の位相差が即時に更新される。つまり、φのフィードバックループの無駄時間遅れを減らし、フィードバックループの応答性を向上させることができる。

なお、図４に示すように参照信号５４６と入力信号ｉｎとの位相差が０の時に相関関数値が最大となる場合、位相差が０でない場合にφの値を増加すべきか、減少させるべきか、方向性が相関関数値から判断できない。そのため位相推定回路５３０で相関関数値が最大となるφを探索するのに、山登り法，最急降下（上昇）法等の比較的複雑なアルゴリズムによる必要がある。

それに対して、図１６に示すように参照信号生成回路５４０の生成する参照信号に予め９０°の位相オフセットを持たせておくと、参照信号５４６と入力信号ｉｎとの位相差と相関関数値の関係は図１７に示すようになる。参照信号５４６と入力信号ｉｎとの位相差が０の時に相関関数値が０となり、位相差（θ−φ）が正の場合には相関関数値が正となり、位相差（θ−φ）が負の場合には相関関数値が負となる。つまり、位相差が０でない場合にφの値を増加すべきか、減少させるべきか相関関数値の正負から判断でき、相関関数値が正の場合にはφを増加させ、相関関数値が負の場合にはφを減少させれば、位相差が０に近づけられることがわかる。従って、相関関数値の極性に応じて位相推定回路530でφの値を増減させる動作を繰り返せば、位相差が一致するまで収束動作をする。

図１８に図１６，図１７に示す実施例におけるθとφの位相差が−９０°,０°,９０°の時の各信号を示す。図の左の実線がそれぞれの位相差のときの入力信号、破線が参照信号５４６、図中央が乗算器５１０出力、図右が相関値（積分回路５２０出力）である。

図１９，図２０は図１６〜図１８に示す位相差対相関関数値の関係を実現するための位相検出回路５００の実施例である。図１９では位相推定回路５３０の出力したφから減算回路５３１でπ／２だけ減算して参照信号生成回路５４０に入力することにより９０°の位相オフセットを実現している。また図２０に示すように位相推定回路５３０で予めオフセットを持たせた値φ−π／２を出力させ、加算回路５３２でオフセットを除いた値φを位相検出回路５００の出力とする方法も考えられる。

図１９，図２０の回路では位相推定回路５３０は積分回路５２０出力が正であれば位相の推定値φを増加させ、負であれば減じる動作、つまり積分回路５２０出力を積分する動作をすればよい。また、回転運動のときにフィードバックによる制御偏差をなくすためには位相推定回路５３０を２重積分型に、加速運動のときにフィードバックによる制御偏差をなくすためには位相推定回路５３０を３重積分型にすればよい。また位相推定回路530に適宜非線形要素を含ませることによりフィードバックによる収束動作が改善する。

以上述べた実施例においても、ノイズ成分は参照信号あるいは励磁信号と周期が異なるため、相関関数はほぼ０となり収束動作に影響を及ぼさないため、ノイズによる位相検出結果φへの影響は激減させることができる。同様に、レゾルバ信号の中心電圧、即ちバイアス電圧のずれも直流成分で参照信号あるいは励磁信号と周期が異なるため、相関関数はほぼ０となり収束動作に影響を及ぼさないため、ノイズによる位相検出結果φへの影響は激減させることができる。

図２１〜図２４は異常検出機能を有する位相検出回路５００の実施例である。図２１〜図２４は共に積分回路５２０の出力を比較回路５５０で予め定められたしきい値と比較し、所定の範囲内である場合には正常とし、所定の範囲を逸脱している場合には異常と判断して、異常検出信号１１をＯＮにする実施例である。

図２１の実施例では正常時には積分回路５２０の出力は所定の値をとるため、異常を検出するためのしきい値は該所定の値を中心として一定の幅で上下に設定すればよい。本実施例によれば、参照信号５４６の位相が入力信号に追従できているかをチェックするため、位相検出回路５００の動作が正常かどうか、レゾルバ１００からの信号１１０，１２０の相対的な振幅比などの関係が正常かどうかを検出することができる。たとえば、レゾルバ１００の巻線のレアショートによる信号の異常などを検出することができる。

さらに積分回路５２０の出力はレゾルバ１００からの信号１１０，１２０の振幅が反映されるため、レゾルバ１００からの信号１１０，１２０の絶対的な振幅が正常かどうかを検出することができる。例えば励磁回路２００の異常による励磁信号２３０の振幅変動などを検出することができる。

図２２，図２３の実施例では正常時には積分回路５２０の出力は０となるため、異常を検出するためのしきい値は０を中心として一定の幅で上下に設定すればよい。本実施例によれば、参照信号５４６の位相が入力信号に追従できているかをチェックするため、位相検出回路５００の動作が正常かどうか、レゾルバ１００からの信号１１０，１２０の相対的な振幅比が正常かどうかを検出することができる。たとえば、レゾルバ１００の巻線のレアショートによる信号の異常などを検出することができる。

さらに積分回路５２０の出力はレゾルバ１００からの信号１１０，１２０に混入するノイズ成分などの本来含まれるべきでない信号成分の振幅が反映されるため、レゾルバ100からの信号１１０，１２０のＳ／Ｎの悪化を検出することができる。

さらに図２４に示すように図２１と図２２を組み合わせれば、レゾルバ１００からの信号１１０，１２０の絶対的な振幅とレゾルバ１００からの信号１１０，１２０のＳ／Ｎの両方についての異常を検出することができる。本実施例では、回転角度の推定値φを推定するのに図１９に示す参照信号の位相を位相推定回路５３０で推定する推定値φから90°ずらして相関をとるループを用いている。これにより、相関関数値の符号が位相推定回路５３０で推定する推定値φの修正の方向を表すために位相推定回路５３０を簡単にすることができる。

これに対して、図示していないが回転角度の推定値φを推定するのに図２に示す参照信号の位相を位相推定回路５３０で推定する推定値φとするループを用いることも可能である。ただしこの場合には、相関関数値の符号が位相推定回路５３０で推定する推定値φの修正の方向をあらわさないため、位相推定回路５３０では位相推定回路５３０で相関関数値が最大となるφを探索するのに、山登り法，最急降下（上昇）法などの比較的複雑なアルゴリズムによる必要があるため構成が複雑になる。

なお、図示していないが、図２１と図２３を組み合わせることも可能であることはいうまでもない。この場合にも回転角度の推定値φを推定するのに図１９に示す参照信号の位相を位相推定回路５３０で推定する推定値φから９０°ずらして相関をとるループを用いる方法と、図２に示す参照信号の位相を位相推定回路５３０で推定する推定値φとするループを用いる方法とがある。この場合も同様に前者の方法の方が位相推定回路５３０を簡単にすることができる。

レゾルバ信号（ＳＩＮ信号）とレゾルバ信号（ＣＯＳ信号）とをそれぞれ横軸，縦軸にしてプロットすると、レゾルバが正常なときにはプロットの軌跡は真円上になり、異常なときには真円からずれる。ここで、図２１，図２４に示すように９０°のオフセットを持たせずに得た相関値は図２５に示すようにレゾルバ信号（ＳＩＮ信号）とレゾルバ信号
（ＣＯＳ信号）をそれぞれ横軸，縦軸にしてプロットしたときの原点からの距離を表す。従って、相関値が所定の値からずれたことを検出することにより、プロットの軌跡が真円からずれたこと、即ちレゾルバの異常を検出することができる。

また、図２６に示すように、所定の範囲を一定時間以上継続して逸脱している場合には異常と判断することにより、一時的なノイズなどの影響による誤検出を防ぐことも可能である。またさらに図２６に示すように、検出のための範囲を多段階とし、それぞれの段階ごとに異常と判断する逸脱継続時間を定めることも可能である。図２６では検出のための範囲として範囲１，範囲２を設定し、それぞれの範囲ごとの異常と判断する逸脱継続時間をＴ１，Ｔ２を設定している。図２６のイベント１では範囲１を時間Ｔ１以上逸脱した場合に異常として検出し、イベント２では範囲２を時間Ｔ２以上逸脱した場合に異常として検出している。広い範囲ほど対応する異常と判断する逸脱継続時間を短く設定するのが望ましく、図２６の実施例にあるようにＴ１＜Ｔ２とするのが望ましい。また図２６では範囲１，範囲２と２段階の範囲を有する実施例を示したが、さらに多い段階とすることも可能であることは当然のことである。

以上、図２１〜図２４に示す実施例によれば、レゾルバ及び、レゾルバ／デジタル変換器の異常を検出することが可能となる。異常を検出した場合のシステムの動作は用途により異なるが、多くの場合には図示しないメインリレーまたはモータへを駆動する各相の出力に直列に挿入されたリレーをオフにし、モータ駆動電流を遮断してフェイルセーフ動作をする。

また、さらにこのときに所定の機械的ばね機構により、モータの出力軸の回転角を所定の角度にすることが多い。例えば、電子制御スロットルではモータの出力軸の回転角をエンジンが１２００rpm 程度の回転数になるスロットル開度になるようにする。また電動ブレーキでは、モータの出力軸の回転角を全くブレーキがかかっていない状態にする。一方電動パワーステアリングではメインリレーまたはモータへを駆動する各相の出力に直列に挿入されたリレーをオフにしてモータを不動作状態にして、手動操作可能としてフェイルセーフ性を確保すればよい。電気駆動自動車においては、メインリレーまたはモータへを駆動する各相の出力に直列に挿入されたリレーをオフにしてモータを不動作状態にして惰性走行させればよい。

また、推定角度出力φの初期値と実際の角度θとの差が１８０°付近の場合には、信号波形の周期性から相関値が小さい値にあるため、フィードバックゲインが小さくなり収束に時間がかかる。このときには相関値は−１.０ にあるので、このときには図２７に示すように推定角度出力φの初期値を角度θ±９０°の範囲に強制的に設定すれば収束動作を速めることができる。図２７では相関値が−１.０ 近くにあることを比較回路５５０−３で検出し、位相推定回路５３０での推定角度出力φの初期値を角度θ±９０°の範囲に設定することで収束動作を速める。

図２８〜図３０は本発明の提供する位相検出回路５００を用いたレゾルバ／デジタル変換器１０の実施例である。

図２８は、特許文献２にあるように、レゾルバのＳＩＮ信号の位相を遅らせた信号と、レゾルバのＣＯＳ信号との和と差をとって位相変動誤差を除去するレゾルバ／デジタル変換器の方式に本発明を適用した実施例である。レゾルバ信号の和と差を採るために、減算回路４００に加えて加算回路４５０を備え、位相検出回路５００−１，５００−２で減算回路４００，加算回路４５０の出力の位相を検出し、平均値回路４６０でそれらの平均をとることで位相変動誤差を算出し、減算回路４１０で位相検出回路５００−１の出力から減算することにより位相変動誤差をキャンセルする。

この位相検出回路５００−１，５００−２に本発明の図２，図１９，図２０にあるような位相検出回路５００を用いれば、回路規模が小さく、かつ耐ノイズ性の優れたレゾルバ／デジタル変換器１０を実現することができる。また図２１〜図２４にあるような位相検出回路５００を用いれば、異常検出機能を備えたレゾルバ／デジタル変換器１０を実現することができる。

またさらに、図２９のように平均値回路４６０の出力である位相変動誤差を比較回路
６００で予め定められたしきい値と比較してこれを上回るときには異常として検出することも可能である。

また、図３０は、移相回路を２分して、移相回路の故障により９０°以上の位相誤差が一気に生じないようにしたレゾルバ／デジタル変換器の方式に本発明を適用した実施例である。

移相回路３００−１，３００−２で、レゾルバ１００のＳＩＮ信号１１０，ＣＯＳ信号１２０の位相をずらし、望ましくは両者の位相差を９０°として、減算回路４００，加算回路４５０に入力し、位相検出回路５００−１，５００−２で減算回路４００，加算回路４５０の出力の位相を検出し、平均値回路４６０でそれらの平均をとることで位相変動誤差を算出し、減算回路４１０で位相検出回路５００−１の出力から減算することにより位相変動誤差をキャンセルする。またさらに平均値回路４６０の出力である位相変動誤差を比較回路６００で予め定められたしきい値と比較してこれを上回るときには異常として検出する。

この位相検出回路５００−１，５００−２に本発明の図２，図１９，図２０にあるような位相検出回路５００を用いれば、回路規模が小さく、かつ耐ノイズ性の優れたレゾルバ／デジタル変換器１０を実現することができる。また図２１〜図２４にあるような位相検出回路５００を用いれば、異常検出機能を備えたレゾルバ／デジタル変換器１０を実現することができる。

図３１は特許文献１の方式に本発明の提供する乗算器を適用した実施例である。
ＳＩＮＲＯＭ６０，ＣＯＳＲＯＭ６１に基づいて生成するcosφ，sinφの波形をΔΣ型波形生成回路で生成する。cosφ，sinφの波形をΔΣ変調（オーバーサンプリング）で表すと、アナログ信号をＮ値の値を持つ高い周波数のパルス列となる。例えば、＋１，−１の２値、または＋１,０,−１の３値のパルス列となる。以上のようにしてΔΣ変調により
cosφ，sinφの波形が２値または３値で表されるようになると、入力されたレゾルバ信号とcosφ，sinφとの乗算を図７または図９に示す乗算器５１０（図３１では５１０−１，５１０−２）で実現でき、特許文献１のように乗算型Ｄ／Ａ変換器５１，５２を用いる必要がなく、回路規模を大幅に小さくすることができる。

図３２は、特許文献１のレゾルバ／デジタル変換器の初段に本発明の提供する乗算器
５１０−１，５１０−２と積分回路１１−１，１１−２を挿入し、いわゆる同期検波を施した実施例である。特許文献１の方法では回路の最終段まで励磁信号の周波数で操作しなければならないが、本実施例では乗算器５１０−１，５１０−２と積分回路１１−１，
１１−２のあとはレゾルバ信号のエンベロープのみの低い周波数成分のみの信号となる。従って、積分回路１１−１，１１−２の動作は低速化できるので、デジタル化すれば回路規模を削減することができる。

図３３は、本発明の提供するレゾルバ／デジタル変換器１０をモータ制御器１及びモータ制御システムに適用した実施例である。励磁回路２００から出力された励磁信号２３０はレゾルバ１００に入力される。レゾルバ１００はモータ６００と回転軸を共有し、モータの回転角θに応じた信号を出力し、レゾルバ／デジタル変換器１０に入力される。レゾルバ／デジタル変換器１０は入力された信号に基づき、回転角θを推定しその推定値φを出力する。マイクロプロセッシングユニット（ＭＰＵ）２０は推定値φを元にして、適切な位相の３相交流を生成するための指令をインバータ３０に出し、インバータ３０はマイクロプロセッシングユニット２０からの指令に基づき３相交流を出力してモータ６００を駆動する。マイクロプロセッシングユニット２０内での制御はベクトル制御である場合が多く、マイクロプロセッシングユニット２０からの３相交流を生成するための指令は各相の出力のデューティを示すＰＷＭ（パルス幅変調）波であることが多い。

さらに、本発明の提供するレゾルバ／デジタル変換器１０からの異常検出信号１１を用いてフェイルセーフな動作を実現するための実施例を図３４に示す。異常検出信号１１をＭＰＵ２０に入力し、異常発生時にはインバータ３０への駆動信号を停止することも可能である。さらに異常検出信号１１を論理回路４０に入力し、異常発生時にはインバータ
３０への駆動信号を停止することも可能である。

またインバータ３０への電源線に挿入されたスイッチまたはリレー５０を制御し、異常発生時にはスイッチまたはリレー５０を遮断してインバータ３０への電源供給を停止することも可能である。

またさらに、インバータ３０の駆動出力線に挿入されたスイッチまたはリレー６０を制御し、異常発生時にはスイッチまたはリレー６０を遮断してモータ６００への駆動出力を停止することも可能である。以上述べた手段のうちすくなくとも１つ、または２以上の手段を組み合わせることにより、レゾルバ１００またはレゾルバ／デジタル変換器１０で異常が発生した場合にはモータ６００の動作を停止させ、制御対象をフェイルセーフな状態にすることができる。

また、図示していないが、レゾルバ／デジタル変換器１０を複数個、冗長に持つことによりレゾルバ／デジタル変換器１０自身の異常を検出することが可能となる。さらに冗長に持たせたレゾルバ／デジタル変換器１０は異なる方式のものを組み合わせると、デザインダイバーシティ（設計多様化）により方式上の弱点を補うことができ、さらに安全性の高い制御システムを実現することができる。

図３５は、本発明の提供するレゾルバ／デジタル変換器１０を電動パワーステアリングに適用した実施例である。図３３のモータ制御器１及びモータ制御システムに加えて、モータ６００の出力軸には減速機構４を介して、ステアリングホィール２，トルクセンサ３，舵取り機構５が機械的に結合されている。運転者の操作力はトルクセンサ３で検出され操作力に応じたアシストトルクをモータ６００が出力するようにモータ制御器１が制御する。

以上、電動パワーステアリングの実施例を示したが、舵取り機構５の替わりにモータ
６００の出力軸に減速機構４を介してブレーキを動作させる機構を結合させれば電動ブレーキ装置を実現することができる。

以上、本明細書では、レゾルバが励磁巻線とレゾルバ信号巻線とを有し、鉄心の回転に伴ってレゾルバ信号巻線の信号振幅が変化するバリアブルリラクタンス型レゾルバの場合を図示したが、鉄心の回転に伴ってレゾルバ巻線のインダクタンスが変化し、ブリッジ回路により信号の電圧変化として取り出すバリアブルインダクタンス型レゾルバの場合でも同様に適用が可能である。

本発明の全体を示す構成図。 位相検出回路５００の実施例。 励磁信号２３０と参照信号生成回路５４０の位相関係の実施例。 位相差と相関関数値の実施例。 参照信号５４６を矩形波とした実施例。 参照信号５４６を幅１２０°の矩形波とした実施例。 入力信号，参照信号，乗算器出力，相関値波形の実施例。 参照信号５４６が２値の場合の乗算器５１０の実施例。 参照信号５４６が３値の場合の乗算器５１０の実施例。 乗算器５１０のさらに詳細な実施例。 乗算器５１０のさらに詳細な実施例。 励磁回路２００と参照信号生成回路５４０の実施例。 参照信号生成回路５４０の動作例。 参照信号生成回路５４０の動作例。 励磁回路２００と参照信号生成回路５４０の実施例。 励磁信号２３０と参照信号生成回路５４０の位相関係の実施例。 位相差と相関関数値の実施例。 入力信号，参照信号，乗算器出力，相関値波形の実施例。 位相検出回路５００の実施例。 位相検出回路５００の実施例。 異常検出機能を有する位相検出回路５００の実施例。 異常検出機能を有する位相検出回路５００の実施例。 異常検出機能を有する位相検出回路５００の実施例。 異常検出機能を有する位相検出回路５００の実施例。 入力信号の軌跡（リサージュ図形）の実施例。 異常検出機能の動作例。 異常検出機能を有する位相検出回路５００の実施例。 本発明を適用したレゾルバ／デジタル変換器の実施例。 本発明を適用したレゾルバ／デジタル変換器の実施例。 本発明を適用したレゾルバ／デジタル変換器の実施例。 本発明を適用したレゾルバ／デジタル変換器の実施例。 本発明を適用したレゾルバ／デジタル変換器の実施例。 本発明を適用したモータ制御器及びシステムの実施例。 本発明を適用したモータ制御器及びシステムの実施例。 本発明を適用した電動パワーステアリングの実施例。

符号の説明

１…モータ制御器、２…ステアリングホィール、３…トルクセンサ、４…減速機構、５…舵取り機構、１０…レゾルバ／デジタル変換器、２０…マイクロプロセッシングユニット、１００…レゾルバ、２００…励磁回路、３００…移相回路、４００…減算回路、500…位相検出回路、５１０…乗算器、５２０…積分回路、５３０…位相推定回路、５４０…参照信号生成回路、５５０…比較回路。

Claims (18)

1. 入力信号と第１参照信号とを乗算して第１信号を出力する第１乗算器と、
   前記第１信号を積分して第２信号を出力する第１積分回路と、
   前記第２信号に基づいて位相情報を推定する位相推定回路と、
   前記位相情報に基づいて前記第１参照信号を生成する第１参照信号生成回路と、を有する位相検出回路であって、
   前記位相情報は、前記位相検出回路の出力信号であることを特徴とする位相検出回路。
2. 請求項１記載の位相検出回路において、
   前記位相検出回路は、前記入力信号の波形全体の情報に基づいて、前記位相情報を求めることを特徴とする位相検出回路。
3. 請求項１記載の位相検出回路において、
   前記第１参照信号生成回路により生成される前記第１参照信号は、離散的値を有することを特徴とする位相検出回路。
4. 請求項３記載の位相検出回路において、
   前記第１参照信号生成回路により生成される前記第１参照信号は、２値の値を有することを特徴とする位相検出回路。
5. 請求項３記載の位相検出回路において、
   前記第１参照信号生成回路により生成される前記第１参照信号は、３値の値を有することを特徴とする位相検出回路。
6. 請求項５記載の位相検出回路において、
   前記第１参照信号生成回路により生成される前記第１参照信号は、位相角の幅１２０°の第１範囲において＋１、それに続く位相角の幅６０°の第２範囲において０、それに続く位相角の幅１２０°の第３範囲において−１、それに続く位相角の幅６０°の第４範囲において０であることを特徴とする位相検出回路。
7. 請求項１記載の位相検出回路において、
   前記位相推定回路により出力される前記位相情報の位相と前記第１参照信号の位相との間には、９０°の位相差があることを特徴とする位相検出回路。
8. 請求項７記載の位相検出回路において、
   前記位相推定回路は、前記第１積分回路から出力される前記第２信号の極性によって、前記位相情報を増減させることを特徴とする位相検出回路。
9. 請求項１記載の位相検出回路において、
   前記位相検出回路は、さらに第１比較回路を備え、
   前記第１比較回路は、所定値と前記第１積分回路から出力された前記第２信号の値とを比較して、該第２信号の値が所定範囲を逸脱した場合に、異常状態であると判定することを特徴とする位相検出回路。
10. 請求項９記載の位相検出回路において、
    前記第１比較回路は、前記第２信号の値が予め定められた継続時間以上の間、所定範囲を逸脱した場合に、異常状態であると判定することを特徴とする位相検出回路。
11. 請求項１０記載の位相検出回路において、
    前記所定範囲は複数設定されており、
    前記予め定められた継続時間は、複数設定された前記所定範囲ごとに定められていることを特徴とする位相検出回路。
12. 請求項９記載の位相検出回路において、
    さらに、前記位相情報に基づいて第２参照信号を生成する第２参照信号生成回路と、
    前記入力信号と前記第２参照信号とを乗算して第３信号を出力する第２乗算器と、
    前記第３信号を積分して第４信号を出力する第２積分回路と、
    前記第４信号が所定の範囲にあるか否かを比較し、該第４信号が所定の範囲を逸脱している場合に異常状態であると判定する第２比較回路とを有することを特徴とする位相検出回路。
13. 請求項１２記載の位相検出回路において、
    前記第１参照信号生成回路により出力された前記第１参照信号の位相と前記位相推定回路により出力された前記位相情報が示す位相との間には、９０°の差があることを特徴とする位相検出回路。
14. 請求項１３記載の位相検出回路において、
    前記第２積分回路の出力値が負である場合に、前記位相推定回路が出力する前記位相情
    報を９０°増加させることを特徴とする位相検出回路。
15. レゾルバから少なくとも２つの信号を入力し、
    移相回路と、減算回路と、位相検出回路とを有し、
    前記レゾルバからの一方の信号を前記移相回路に入力して位相をずらして、
    前記移相回路の出力と、前記レゾルバからの他方の信号とを前記減算回路で減算し、
    前記減算回路の出力を前記位相検出回路に入力し、該位相検出回路で位相を検出して、
    前記レゾルバの回転角情報として出力するレゾルバ／デジタル変換器であって、
    前記位相検出回路は、請求項１記載の位相検出回路であることを特徴とするレゾルバ／デジタル変換器。
16. レゾルバと、励磁回路と、モータと、レゾルバ／デジタル変換器と、インバータを有し、
    前記励磁回路は、前記レゾルバに励磁信号を出力し、
    前記モータは前記レゾルバと回転軸で接続され、
    前記レゾルバ／デジタル変換器は、前記レゾルバからの信号を受け、該レゾルバの回転角情報を出力し、
    前記インバータは、前記モータを駆動する制御システムであって、
    前記レゾルバ／デジタル変換器は、請求項１５記載のレゾルバ／デジタル変換器であることを特徴とする制御システム。
17. 請求項１６記載の制御システムにおいて、
    前記制御システムは、前記レゾルバ／デジタル変換器を複数有することを特徴とする制御システム。
18. 請求項１６記載の制御システムと、ステアリングホィールと、トルクセンサと、舵取り機構とを有し、
    前記モータは、前記舵取り機構に機械的に接続されていることを特徴とする電動パワーステアリング。

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