JP4707631B2 - ポーラ変調送信装置、及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ポーラ変調送信装置及び無線通信装置に関し、より特定的には、送信電力のダイナミックレンジが広い変調方式においても、低出力まで変調精度や歪み特性を良好に維持し、かつ電力効率が良好なポーラ変調送信装置、及びそれを用いた無線通信装置に関する。

従来、包絡線変動成分を含む変調信号を増幅する高周波電力増幅器には、包絡線変動成分を線形に増幅するためにＡ級またはＡＢ級の線形増幅器が用いられていた。このような線形増幅器は、線形性には優れている反面、常時直流バイアス成分に伴う電力を消費しているために、Ｃ級ないしＥ級等の非線形増幅器に比べて電力効率が低い。このため、このような高周波電力増幅器を、電池を電源とする携帯型の無線通信装置に適用した場合、高周波電力増幅器の電力消費量が多いため、使用時間が短くなってしまうという課題があった。また、このような高周波電力増幅器を、大電力の送信装置を複数設置する無線システムの基地局装置に適用した場合においては、装置の大型化や発熱量の増大を招いてしまうという課題があった。

このような課題を解決するために、高電力効率に動作する送信装置として、ポーラ変調方式を用いた送信装置が提案されている。ポーラ変調方式とは、ベースバンド信号を振幅信号と位相信号とに分離後、振幅変調及び位相変調を独立に施すものである（例えば、図１０参照）。図１０の例では、位相信号に基づいて位相変調された高周波位相変調信号と、振幅信号とを乗算器で乗算して、高周波送信信号を生成している。ポーラ変調方式を用いた送信装置は、乗算器の役割を果たす高周波電力増幅器を非線形動作（飽和動作）させることができるので、電力効率を向上させることができる。この種のポーラ変調方式を用いた技術は、例えば、特許文献１や特許文献２に記載されている。

図１１は、ポーラ変調方式を用いた従来の送信装置５００の機能ブロックの一例を示す図である。図１１において、従来の送信装置５００は、振幅位相分離部５０１、乗算器５０２、振幅信号増幅器５０３、位相変調部５０４、可変利得増幅器５０５、高周波電力増幅器５０６、ディジタル−アナログ変換器（以降、Ｄ／Ａ変換部と記す）５０７、及びディジタル−アナログ変換器（以降、Ｄ／Ａ変換部と記す）５０８を備える。

振幅位相分離部５０１は、入力された変調用ベースバンド信号Ｓ５１を振幅信号Ｓ５２と位相信号Ｓ５３とに分離する。乗算器５０２には、振幅信号Ｓ５２と、送信電力の大きさを制御するための送信電力制御信号Ｓ５４とが入力される。乗算器５０２は、振幅信号Ｓ５２と送信電力制御信号Ｓ５４とを乗算し、送信電力制御された振幅信号Ｓ５５として出力する。振幅信号Ｓ５５は、Ｄ／Ａ変換器５０７でアナログ信号Ｓ５６に変換され、振幅信号増幅器５０３を介して、非線形動作（飽和動作）する高周波電力増幅器５０６に電源電圧Ｓ５７として供給される。

一方、位相信号Ｓ５３は、位相変調部５０４に入力される。位相変調部５０４は、位相信号Ｓ５３で搬送波信号を位相変調し、位相変調した信号を高周波位相変調信号Ｓ５８として出力する。高周波位相変調信号Ｓ５８は、可変利得増幅器５０５に入力される。可変利得増幅器５０５の利得は、制御部（図示せず）からの利得制御ディジタル信号Ｓ６１をＤ／Ａ変換したアナログ信号Ｓ６２によって制御される。可変利得増幅器５０５は、高周波位相変調信号Ｓ５８を増幅し、高周波位相変調信号Ｓ５９として出力する。高周波位相変調信号Ｓ５９は、高周波電力増幅器５０６に入力される。高周波電力増幅器５０６は、振幅信号増幅器５０３から供給された電源電圧Ｓ５７に基づいて、高周波位相変調信号Ｓ５９に対して振幅変調を施して、高周波送信信号Ｓ６０として出力する。

次に、従来の送信信装置５００の動作について、数式を用いて詳しく説明する。まず、変調用ベースバンド信号Ｓ１をＳｉ（ｔ）とすると、Ｓｉ（ｔ）は、複素数表示を用いて式（１）で表すことができる。

Ｓｉ(ｔ)＝ａ(ｔ)・ｅｘｐ［ｊφ（ｔ）］ ・・・・・ （１）
ここで、ａ（ｔ）は振幅データを、ｅｘｐ［ｊφ（ｔ）］は位相データをそれぞれ示す。振幅位相分離部５０１は、変調用ベースバンド信号Ｓｉ（ｔ）から振幅データａ（ｔ）と、位相データｅｘｐ［ｊφ（ｔ）］とを抽出する。ここで、振幅データａ（ｔ）は振幅信号Ｓ５２に、位相データｅｘｐ［ｊφ（ｔ）］は位相信号Ｓ５３にそれぞれ対応する。振幅データａ（ｔ）は、乗算器５０２で送信電力制御信号Ｓ５４が示す電力情報Ｇと乗算され、送信電力制御された振幅データＧ・ａ（ｔ）として出力される。振幅データＧ・ａ（ｔ）は、振幅信号増幅器５０３で増幅され、高周波電力増幅器５０６に電源電圧として供給される。

位相変調部５０４は、角周波数ωｃの搬送波を位相データｅｘｐ［ｊφ（ｔ）］で変調して、高周波位相変調信号Ｓ５８を生成する。ここで、高周波位相変調信号Ｓ５８をＳｃとすると、Ｓｃは式（２）で表すことができる。

Ｓｃ＝ｅｘｐ［ｊ（ωｃ×ｔ＋φ（ｔ））］ ・・・・・ （２）
そして、高周波電力増幅器５０６は、上述した振幅データＧ・ａ（ｔ）と、可変利得増幅器５０５を介して入力された高周波位相変調信号Ｓ５９とを乗算し、高周波送信信号Ｓ６０として出力する。高周波送信信号Ｓ６０をＲＦ信号Ｓｒｆとすると、ＲＦ信号Ｓｒｔは式（３）で表すことができる。

Ｓｒｆ＝Ｇ・ａ（ｔ）・ｅｘｐ［ｊ（ωｃ×ｔ＋φ（ｔ））］ ・・・・（３）
ポーラ変調方式を用いた従来の送信信装置５００は、高周波電力増幅器５０６が出力する信号の振幅（包絡線）を電源電圧で制御するため、高周波電力増幅器５０６を飽和動作させることができるので電力効率を高くすることができる。
特許第３２０７１５３号公報 特開２００１−１５６５５４号公報

しかしながら、従来のポーラ変調送信装置５００においては、以下に述べるような課題を有していた。

送信電力のダイナミックレンジは、無線通信方式によって異なるが、低出力側のダイナミックレンジの方が広くなる場合、すなわち、送信電力の最小値が小さな無線通信方式においては、振幅信号として微少な信号が要求される。従って、従来のポーラ変調送信装置５００においては、送信電力制御後の振幅信号５５に、微小信号が要求されることになる。

図１２は、送信電力の大小による振幅信号Ｓ５５の変化範囲の違いを示す図である。図１２において、横軸は、振幅信号Ｓ５５をボルト（Ｖ）単位に真数で示したものであり、送信電力の大小による振幅信号Ｓ５５の変化範囲を連続信号として矢印で表している。横軸の目盛は、振幅信号Ｓ５５をディジタル信号で表現した場合に値が離散化（量子化）されることを模式的に示している。このように、真数表現された振幅信号Ｓ５５をディジタル信号として扱った場合、送信電力が小さい場合に振幅信号Ｓ５５の変化範囲に対する量子化ノイズの割合が大きくなることがわかる。すなわち、送信電力が小さい場合、量子化ノイズによって振幅信号Ｓ５５の表現精度が悪くなり、これが送信信号の歪みを表すＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage power Ratio）や、変調精度を表すＥＶＭ（Error Vector Magnitude）を劣化させることになる。

真数表現した振幅信号Ｓ５５をディジタル信号として扱った場合の量子化ノイズがＡＣＬＲ及びＥＶＭに及ぼす影響をシミュレーションした結果を、図１３及び図１４にそれぞれ示す。図１３は、量子化ノイズがＡＣＬＲに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図である。図１４は、量子化ノイズがＥＶＭに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図である。なお、シミュレーションには、ＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM Environment）変調信号を用いた。

図１３において、ＡＣＬＲは、４００ｋＨｚ離調の結果（図１３（ａ）参照）、及び６００ｋＨｚ離調の結果（図１３（ｂ）参照）を示している。また、図１４において、ＥＶＭは、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）の標準規格におけるＲＭＳ ＥＶＭを表す。量子化のビット数は１４ビット、１２ビット、１０ビット、８ビットの４種類でシミュレーションを行った。また、量子化ノイズの影響を見るためにポーラ変調が行われる最終段の高周波電力増幅部５０６の特性は、理想的な線形特性（歪みなし）と仮定した。

図１３及び図１４に示すように、真数表現した振幅信号Ｓ５５をディジタル信号として扱った場合、送信電力が小さくなるにしたがって、ＡＣＬＲやＥＶＭが劣化することがわかる。また、同じ送信電力で比較した場合、量子化のビット数が小さいほどＡＣＬＲやＥＶＭの劣化が大きいことがわかる。

上述した説明では、振幅信号Ｓ５５をディジタル信号として扱った場合の量子化ノイズに起因するＡＣＬＲやＥＶＭの劣化について説明したが、振幅信号Ｓ５５をアナログ信号として扱った場合にも、振幅信号Ｓ５５が微小になるとＳＮ比（信号対雑音比）が劣化するので、定性的には上記と同様にＡＣＬＲやＥＶＭの劣化が見られる。

それ故に本発明の目的は、上記課題を解決するものであり、送信電力のダイナミックレンジが広い変調方式においても、低出力まで変調精度や歪み特性を良好に維持し、かつ電力効率が良好なポーラ変調送信装置を提供することである。

本発明は、ポーラ変調送信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のポーラ変調送信装置は、変調用ベースバンド信号を振幅信号と位相信号とに分離する振幅位相分離部と、振幅信号を真数／対数変換し、対数表現された振幅信号として出力する第１の真数／対数変換部と、送信電力制御信号を真数／対数変換し、対数表現された送信電力制御信号として出力する第２の真数／対数変換部と、対数表現された振幅信号に、対数表現された送信電力制御信号を加算し、送信電力制御された振幅信号として出力する加算器と、送信電力制御された振幅信号を対数／真数変換し、真数表現された振幅信号として出力する対数／真数変換部と、位相信号に基づいて高周波搬送波信号に位相変調を施して、高周波位相変調信号として出力する位相変調部と、供給される電源電圧に基づいて高周波位相変調信号に対して振幅変調を施して、高周波送信信号として出力する高周波電力増幅器と、真数表現された振幅信号を増幅し、増幅した振幅信号を電源電圧として高周波電力増幅器へ供給する振幅信号増幅器とを備える。

これによって、ポーラ変調送信装置は、送信電力が小さく振幅信号が小さい場合でも量子化ノイズやＳＮ比（信号雑音比）の悪化による振幅信号の表現精度の劣化を抑制し、ＡＣＬＲやＥＶＭの劣化を抑制することができる。また、振幅信号と送信電力制御信号とを乗算するための乗算器を備える必要がないので、回路規模を大幅に削減することができる。

好ましくは、高周波電力増幅器は、非線形増幅器として動作し、高周波位相変調信号に対して、送信電力制御信号及び振幅信号に応じた振幅変調を施す。

好ましくは、ポーラ変調送信装置は、位相変調部の後段に、制御された利得で高周波位相変調信号を増幅する可変利得増幅器をさらに備える。

好ましくは、振幅信号増幅器は、スイッチングレギュレータ、又はＤ級増幅器から構成される。これによって、振幅信号用増幅器の電力効率を向上させることができる。また、送信装置全体としても電力効率を向上させることができる。

また、ポーラ変調送信装置は、加算器と対数／真数変換部との間に、送信電力調整用の第２の加算器をさらに備えてもよい。第２の加算器は、電力制御された振幅信号に利得調整用の値を加算する。これによって、出力パワーの個体ばらつきを製造時に容易に調整したり、振幅信号の利得を調整することが可能となる。
る。

また、振幅信号増幅器は、送信電力の大きさに応じて、高周波電力増幅器に、振幅信号及び送信電力制御信号に応じた電源電圧か、あるいは所定の固定値電源電圧のいずれかを選択的に供給してもよい。振幅信号及び送信電力制御信号に応じた電源電圧が選択された場合には、高周波電力増幅器は、非線形増幅器として動作し、可変利得増幅器で増幅された高周波位相変調信号に対して、送信電力制御信号及び振幅信号に応じた振幅変調を施して、高周波送信信号として出力する。一方、所定の固定値電源電圧が選択された場合には、可変利得増幅器は、位相変調部が出力した高周波位相変調信号に対して、送信電力制御信号及び振幅信号に応じた振幅変調を施す。高周波電力増幅器は、線形増幅器として動作し、可変利得増幅器が振幅変調を施した信号を所定の固定値電源電圧に応じた一定の利得で増幅し、高周波送信信号として出力する。

これによって、ポーラ変調送信装置は、送信電力の大きさに応じて、高周波電力増幅器で振幅変調を行うか、可変利得増幅器で振幅変調を行うかを選択することができる。このため、ポーラ変調送信装置は、送信電力の範囲に係わらず、送信信号の歪み特性及び変調精度を良好に保つことができる。

好ましくは、ポーラ変調送信装置は、加算器と可変利得増幅器との間に、送信電力調整用の第３の加算器をさらに備える。第３の加算器は、送信電力制御された振幅信号に利得調整用の値を加算する。これによって、高周波電力増幅器と、可変利得増幅器との違いによる振幅信号に対する利得の差を調整することができる。また、可変利得増幅器の個体ばらつきを製造時に調整することが可能となる。

好ましくは、ポーラ変調送信装置は、対数／真数変換部の前段までのいずれかの位置に、Ｄ／Ａ変換器をさらに備える。対数／真数変換部には、Ｄ／Ａ変換器を経由したアナログ信号が入力される。これによって、対数／真数変換部は、バイポーラトランジスタのアナログ入出力の指数関数特性を利用することにより、比較的簡単に対数／真数変換を実現することができる。また、ディジタル回路において小信号で顕著となる量子化ノイズの影響を抑制することができ、振幅信号を対数表現する効果をより顕著なものにすることができる。

また、ポーラ変調送信装置は、高周波電力増幅器の前段までのいずれかの位置に接続され、少なくとも高周波電力増幅器で発生する歪みが抑圧されるように、予め高周波電力増幅器に電源電圧として供給される振幅信号を歪ませる歪み補償部をさらに備えてもよい。これによって、ポーラ変調送信装置は、より低歪みな動作を実現することができる。

また、本発明は、無線通信装置にも向けられている。無線通信装置は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。送信回路には、上述したポーラ変調送信装置が用いられる。また、無線通信装置は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。

これによって、無線通信装置は、送信回路の送信電力の制御範囲を広くでき、低出力まで変調精度や歪み特性を良好に維持できるため、広い送信電力に亘って優れたＡＣＬＲやＥＶＭの特性を実現することができる。また、送信回路の電力効率が高いため、搭載している電池電源の使用時間を延ばすことができる。

以上のように、本発明のポーラ変調送信装置においては、真数／対数変換部が、振幅信号及び送信電力制御信号を真数／対数変換し、対数表現された振幅信号及び対数表現された送信電力制御信号として出力する。これによって、ポーラ変調送信装置は、加算器で対数表現された振幅信号と、対数表現された送信電力制御信号とを加算するだけで、振幅信号に対する送信電力制御を実現することができる。また、送信装置は、振幅信号と送信電力制御信号とを乗算するための乗算器を備える必要がないので、回路規模を大幅に削減することができる。

また、ポーラ変調送信装置は、対数表現された振幅信号を扱うので、送信電力の大小に係わらず、振幅信号の変化範囲に対する量子化ノイズの割合が等しくなる。このため、ポーラ変調送信装置は、送信電力が小さく振幅信号が小さい場合であっても量子化ノイズやＳＮ比（信号雑音比）の悪化による振幅信号の表現精度の劣化を抑制し、ＡＣＬＲやＥＶＭの劣化を防ぐことができる。これによって、ポーラ変調送信装置は、送信電力のダイナミックレンジが広い変調方式においても、低出力まで変調精度や歪み特性を良好に維持し、かつ高い電力効率を実現することができる。

本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。

以下、本発明の各実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るポーラ変調送信装置１００の概略構成の一例を示すブロック図である。図１において、ポーラ変調送信装置（以下、単に送信装置と記す）１００は、振幅位相分離部１０１、加算器１０２、振幅信号増幅器１０３、位相変調部１０４、可変利得増幅器１０５、高周波電力増幅器１０６、Ｄ／Ａ変換器１０７、Ｄ／Ａ変換器１０８、真数／対数変換部１０９、真数／対数変換部１１０、及び対数／真数変換部１１１を備える。

送信装置１００は、変調用ベースバンド信号Ｓ１をポーラ変調方式を用いて変調し、高周波送信信号Ｓ１０として出力する。以下、送信装置１００の動作の詳細について説明する。変調用ベースバンド信号Ｓ１は、振幅位相分離部１０１にデジタル信号として入力される。振幅位相分離部１０１は、入力された変調用ベースバンド信号Ｓ１を振幅信号Ｓ２と位相信号Ｓ３とに分離する。

振幅信号Ｓ２は、真数／対数変換部１１０に入力される。真数／対数変換部１１０は、入力された振幅信号Ｓ２を真数／対数変換し、対数表現された振幅信号Ｓ１４として出力する。真数／対数変換部１０９には、送信電力の大きさを制御するための送信電力制御信号Ｓ４が入力される。真数／対数変換部１０９は、送信電力制御信号Ｓ４を真数／対数変換し、対数表現された送信電力制御信号Ｓ１３として出力する。真数／対数変換部１０９、１１０は、論理演算を行うデジタル回路によって真数／対数変換を実現してもよいし、入出力（真数／対数）の関係を定義したＲＯＭテーブル等を用いて真数／対数変換を実現してもよい。

送信電力制御信号Ｓ１３と、振幅信号Ｓ１４とは、加算器１０２に入力される。加算器１０２は、振幅信号Ｓ１４に、送信電力制御信号Ｓ１３を加算し、送信電力制御された振幅信号Ｓ５として出力する。振幅信号Ｓ５は、Ｄ／Ａ変換器１０７でアナログ信号Ｓ１６に変換される。なお、送信装置１００は、Ｄ／Ａ変換器１０７の後にローパスフィルタ（図示せず）を備えてもよい。

アナログ信号Ｓ１６は、対数／真数変換部１１１で対数／真数変換され、真数表現された振幅信号Ｓ６として出力される。振幅信号Ｓ６は、振幅信号増幅器１０３で電流駆動能力を増幅されて、高周波電力増幅器１０６に電源電圧Ｓ７として供給される。ここで、振幅信号増幅器１０３は、電力効率を高めるために、スイッチングレギュレータやＤ級増幅器から構成されることが好ましい。

一方、位相信号Ｓ３は、位相変調部１０４に入力される。位相変調部１０４は、位相信号Ｓ３に基づいて搬送波信号に位相変調を施して、高周波位相変調信号Ｓ８として出力する。高周波位相変調信号Ｓ８は、可変利得増幅器１０５に入力される。可変利得増幅器１０５の利得は、制御部（図示せず）からのディジタル信号Ｓ１１をＤ／Ａ変換したアナログ信号Ｓ１２によって制御される。可変利得増幅器１０５は、高周波位相変調信号Ｓ８を増幅し、高周波位相変調信号Ｓ９として出力する。

高周波位相変調信号Ｓ９は、高周波電力増幅器１０６に入力される。高周波電力増幅器１０６は、振幅信号増幅器１０３から電源電圧として供給された振幅信号Ｓ７に基づいて、高周波変調信号Ｓ９に対して振幅変調を施して、高周波送信信号Ｓ１０として出力する。

送信装置１００は、対数表現された振幅信号Ｓ１４及び対数表現された送信電力制御信号Ｓ１３を扱うので、本来なら乗算器が必要となる送信電力制御に伴う演算を加算器１０２で行うことができる。このため、送信装置１００は、乗算器を備える必要がなくなり、回路規模を大幅に縮小することができる。

また、送信電力制御された振幅信号Ｓ５は、対数表現されているので、真数表現されている場合には微小な値であっても、大きな値である場合と同じ変化範囲で表現することができる。図２は、送信電力の大小による振幅信号Ｓ５の変化範囲の違いを示す図である。図２において、横軸は、振幅信号Ｓ５をｄＢＶ単位に対数で示したものであり、送信電力の大小による振幅信号Ｓ５の変化範囲を連続信号として矢印で表している。横軸の目盛は、振幅信号Ｓ５をディジタル信号で表現した場合に値が離散化（量子化）されることを模式的に示している。

図２に示すように、対数表現された振幅信号Ｓ５をディジタル信号として扱った場合は、送信電力の大小に係わらず、振幅信号Ｓ５の変化範囲は等しくなり、振幅信号Ｓ５の変化範囲に対する量子化ノイズの割合も等しくなることがわかる。すなわち、送信電力が小さい場合も、量子化ノイズによって振幅信号Ｓ５の表現精度が悪くならず、送信信号の歪みを表すＡＣＬＲや、変調精度を表すＥＶＭの劣化を防ぐことができる。

対数表現した振幅信号Ｓ５をディジタル信号として扱った場合の量子化ノイズがＡＣＬＲ及びＥＶＭに及ぼす影響をシミュレーションした結果を、図３及び図４にそれぞれ示す。図３は、量子化ノイズがＡＣＬＲに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図である。図４は、量子化ノイズがＥＶＭに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図である。なお、シミュレーションには、ＥＤＧＥ変調信号を用いた。

図３において、ＡＣＬＲは、４００ｋＨｚ離調の結果（図３（ａ）参照）、及び６００ｋＨｚ離調の結果（図３（ｂ）参照）を示しており、ＥＶＭは３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）の標準規格におけるＲＭＳ ＥＶＭを表す。量子化のビット数は、１４ビット、１２ビット、１０ビット、８ビットの４種類でシミュレーションを行った。また、量子化ノイズの影響を見るためにポーラ変調が行われる最終段の高周波電力増幅器１０６の特性は理想的な線形特性（歪み無し）と仮定した。

図３及び図４に示すように、対数表現した振幅信号Ｓ５をディジタル信号として扱った場合は、送信電力が小さくなっても、ＡＣＬＲやＥＶＭの劣化が見られないことがわかる。６００ｋＨｚ離調でのＡＣＬＲは、量子化のビット数が大きいほど歪み量が小さくなっているが、これは歪み量の最小値が量子化ノイズによって制限されているためである。

上述した説明では、振幅信号Ｓ５をディジタル信号として扱った場合の量子化ノイズに起因するＡＣＬＲやＥＶＭの劣化について説明したが、振幅信号Ｓ５をアナログ信号として扱った場合にも、振幅信号Ｓ５が微小になるとＳＮ比（信号対雑音比）が劣化するので、定性的には上記と同様にＡＣＬＲやＥＶＭの劣化が見られる。そのため、本発明の効果は、振幅信号Ｓ５をアナログ信号として扱った場合にも同様に得られる。なお、送信装置１００は、振幅信号Ｓ５をアナログ信号として扱った場合は、Ｄ／Ａ変換器１０７を備える必要がなくなる。

また、本発明では、対数／真数変換部１１１の前段までの機能ブロック（振幅位相分離部１０１、真数／対数変換部１０９、１１０、及び加算部１０２など）がディジタル回路によって構成されることを想定しているが、これらの機能ブロックはアナログ回路によって構成されても構わない。そのため、Ｄ／Ａ変換器１０７は、図１に示した位置だけでなく、任意の位置に接続される可能性がある。

ただし、対数／真数変換部１１１には、アナログ信号が入力されることが望ましい。その理由を以下に説明する。対数／真数変換部１１１は、バイポーラトランジスタのアナログ入出力の指数関数特性を利用することにより、比較的簡単に対数／真数変換を実現できる。そのため、対数／真数変換部１１１は、アナログ回路によって構成され、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号が入力されることが望ましい。

また、送信装置１００は、送信電力制御信号Ｓ４及び振幅信号Ｓ２を真数／対数変換部１０９及び１１０で、真数／対数変換しているが、振幅位相分離部１０１や制御部（図示せず）から対数表現された振幅信号及び送信電力制御信号を直接加算器１０２に入力すれば、真数／対数変換部１０９及び１１０を備える必要がなくなり、回路規模を削減することができる。また、送信装置１００は、高周波位相変調信号Ｓ８の大きさが適切である場合には、可変利得増幅器１０５及びＤ／Ａ変換器１０８を必ずしも備えなくてもよい。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信装置１００においては、真数／対数変換部１１０、１０９が、振幅信号Ｓ２及び送信電力制御信号Ｓ４を真数／対数変換し、対数表現された振幅信号Ｓ１４及び対数表現された送信電力制御信号Ｓ１３として出力する。これによって、送信装置１００は、加算器１０２で対数表現された振幅信号Ｓ１４と、対数表現された送信電力制御信号Ｓ１３とを加算するだけで、振幅信号に対する送信電力制御を実現することができる。また、送信装置１００は、振幅信号と送信電力制御信号とを乗算するための乗算器を備える必要がないので、回路規模を大幅に削減することができる。

また、送信装置１００は、対数表現された振幅信号を扱うので、送信電力の大小に係わらず、振幅信号の変化範囲に対する量子化ノイズの割合が等しくなる。このため、送信装置１００は、送信電力が小さく振幅信号が小さい場合であっても量子化ノイズやＳＮ比（信号雑音比）の悪化による振幅信号の表現精度の劣化を抑制し、ＡＣＬＲやＥＶＭの劣化を防ぐことができる。

（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係るポーラ変調送信装置２００の概略構成の一例を示すブロック図である。図５において、ポーラ変調送信装置（以下、単に送信装置と記す）２００は、第１の実施形態に係る送信装置１００と比較して、加算器１１４、加算器１１５、スイッチ１１２、及びスイッチ１１３をさらに備える。

送信装置２００は、変調用ベースバンド信号Ｓ１をポーラ変調方式を用いて変調し、高周波送信信号Ｓ１０として送信する。以下、送信装置２００の動作の詳細について説明する。ただし、第１の実施形態と同一のブロック及び信号については、同一の参照符号を付して説明を省略する。

送信装置２００は、第１の実施形態に係る送信装置１００と異なり、送信電力が大きい場合には高周波電力増幅器１０６で振幅変調を行い、送信電力が小さい場合には可変利得増幅器１０５で振幅変調を行う。

送信電力が大きい場合は、高周波電力増幅器１０６を非線形増幅器として（非線形モードで）動作させた方が電力効率の観点から望ましい。一方、送信電力が小さく、高周波電力増幅器１０６が非線形増幅器として動作可能な範囲から外れる場合は、高周波電力増幅器１０６を線形増幅器として（線形モードで）動作させた方が望ましい。

高周波電力増幅器１０６をどちらのモードで動作させるかは、制御部（図示せず）によって、例えば、無線基地局からの送信電力制御信号や、受信信号の状態に基づく送信電力に応じて決定される。

図５において、スイッチ１１２及び１１３は、送信電力の大きさに応じて制御部から出力された切り替え信号Ｓ２１によって、端子ａ−ｃと、端子ｂ−ｃとの接続を切り替える。送信装置２００は、送信電力の大きさに基づいてスイッチ１１２及び１１３の接続を切り替えることで、送信電力が大きい場合は高周波電力増幅器１０６で振幅変調を行い、送信電力が小さい場合は可変利得増幅器１０５で振幅変調を行う。また、加算器１１４及び１１５は、加算器１０２が出力する振幅信号Ｓ５に、制御部からそれぞれ信号Ｓ１７及びＳ１８で与えられる所定の値を加える。

ここで、加算器１１４及び１１５の役割について詳しく説明する。高周波電力増幅器１０６で振幅変調を行う場合と、可変利得増幅器１０５で振幅変調を行う場合とでは、一般的に振幅信号Ｓ５に対する利得が異なるので、加算器１１４及び１１５は、必要に応じて、振幅信号Ｓ５に所定の値（一定値）を加えて、振幅信号Ｓ５に対する利得を調整する。また、加算器１１４及び１１５は、高周波電力増幅器１０６や可変利得増幅器１０５の個体ばらつきに起因する出力パワーのばらつきを調整する目的で使用することもできる。

まず、送信電力が大きく高周波電力増幅器１０６で振幅変調を行う場合は、スイッチ１１２及びスイッチ１１３は、それぞれ端子ｂと端子ｃとを接続する。可変利得増幅器１０５の利得は、制御部（図示せず）からのディジタル信号Ｓ１９をＤ／Ａ変換したアナログ信号Ｓ１２によって制御される。可変利得増幅器１０５は、高周波位相変調信号Ｓ８を増幅し、高周波位相変調信号Ｓ９として出力する。高周波電力増幅器１０６は、振幅信号増幅器１０３から電源電圧として供給された振幅信号Ｓ７で、高周波変調信号Ｓ９に対して振幅変調を施して、高周波送信信号Ｓ１０として出力する。

次に、送信電力が小さく可変利得増幅器１０５で振幅変調を行う場合は、スイッチ１１２及びスイッチ１１３は、それぞれ端子ａと端子ｃとを接続する。その結果、可変利得増幅器１０５には、スイッチ１１３を介して、振幅信号Ｓ５がＤ／Ａ変換されたアナログ信号Ｓ１２が入力される。可変利得増幅器１０５は、高周波位相変調信号Ｓ８に対して、入力されたアナログ信号Ｓ１２に応じた振幅変調を施す。すなわち、可変利得増幅器１０５は、高周波位相変調信号Ｓ８に対して、送信電力制御信号Ｓ４及び振幅信号Ｓ２に応じた振幅変調を施す。

また、振幅信号増幅器１０３には、スイッチ１１２を介して、制御部（図示せず）から固定電圧値信号Ｓ２０として、所定の固定電圧値を示す信号が入力される。固定電圧値信号Ｓ２０は、振幅信号増幅器１０３で増幅されて、高周波電力増幅器１０６に電源電圧として供給される。このため、高周波電力増幅器１０６は、線形増幅器として動作し、可変利得増幅器１０５で振幅変調された高周波位相変調信号Ｓ９を一定の利得で増幅し、高周波送信信号Ｓ１０として出力する。

ここで、一般的な可変利得増幅器の特性について説明する。一般的な可変利得増幅器では、入力−出力間の電圧利得Ｖ_out／Ｖ_inが、利得制御信号の指数関数となる。このような可変利得増幅器の回路図の一例を図６に示す。

図６において、Ｖ_inは差動入力信号、Ｖ_outは差動出力信号、Ｖ_dは（差動）利得制御信号、Ｖ_ccは電源電圧を示す。Ｒ_Eはエミッタ抵抗、Ｒ_Lは負荷抵抗である。差動入力信号Ｖ_inが入力される入力端子に接続されたトランジスタＴｒ５、Ｔｒ６は、エミッタ接地されており、コレクタに差動電流Ｇ_m・Ｖ_inが流れる。ここで、Ｇ_mは式（４）で表すことができる。

ただし、室温において、Ｖ_Tは約２６ｍＶの値を持つ。

さらに、利得制御信号Ｖ_dが入力される入力端子に接続されたトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４によって、差動電流がＶ_dに応じて分割され、負荷抵抗Ｒ_Lで電圧降下が発生する。その結果、入力−出力間の電圧利得Ｖ_out／Ｖ_inの関係は、式（５）のように表すことができる。

式（５）は、Ｖ_d／Ｖ_T＜＜−１（すなわち、入力が十分小さいとき）は、式（６）のように近似できる。

すなわち、入力−出力間の電圧利得Ｖ_out／Ｖ_inは、利得制御信号Ｖ_dの指数関数になっている。

図５に示した可変利得増幅器１０５もこの指数関数の特性を有している。そのため、可変利得増幅器１０５は、対数／真数変換機能を含んでいる。このため、送信装置２００（図５参照）は、可変利得増幅器１０５の前段に、対数／真数変換部を備える必要がなく、回路規模を大きく削減することができる。

次に、どのような場合に高周波電力増幅器１０６が非線形増幅器として動作可能な範囲を外れるのかについて説明する。図７は、高周波電力増幅器１０６の回路構成の一例を示す図である。高周波電力増幅器１０６は、非線形増幅器１２０と、非線形増幅器１２０の入力側と出力側との間に接続された寄生容量１２１とで構成することができる。

図８は、非線形増幅器として用いた場合の高周波電力増幅器１０６の電源電圧と出力電力との関係を示す図である。図８に示すように、出力電力が大きい場合は、電源電圧の二乗と出力電力とが比例するが、電源電圧を下げていくとある値以下では出力電力が下がらなくなる。この値は、非線形増幅器１２０の入力信号のレベル（可変利得増幅器１０５の出力信号のレベル）と、寄生容量１２１によって定まる入力信号からのリーク電力とによって決まる。このように、高周波電力増幅器１０６の電源電圧が極めて小さくなると、高周波電力増幅器１０６の入力からのリーク電力のために、電源電圧による線形性に優れた振幅変調が困難になることがわかる。

このような理由により、送信装置２００は、送信電力が十分に小さい場合は、高周波電力増幅器１０６の前段の可変利得増幅器１０５において線形性に優れた振幅変調を行い、高周波電力増幅器１０６を線形増幅器として使用している。

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信装置２００においては、送信電力が大きい場合には、高周波電力増幅器１０６を非線形増幅器として用いて振幅変調を行い、送信電力が小さい場合には、可変利得増幅器１０５で振幅変調を行い、高周波電力増幅器１０６を線形増幅器として用いる。これによって、送信装置２００は、送信電力の範囲に係わらず、送信信号の歪み特性及び変調精度を良好に保つことができる。

また、送信装置２００は、第１の実施形態と同様に、真数／対数変換部１１０、１０９が、振幅信号Ｓ２及び送信電力制御信号Ｓ４を真数／対数変換し、対数表現された振幅信号Ｓ１４及び対数表現された送信電力制御信号Ｓ１３として出力するので、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

なお、送信装置２００は、真数表現された振幅信号Ｓ２及び送信電力制御信号Ｓ４を真数／対数変換部１１０及び１０９で対数変換しているが、対数表現された振幅信号及び送信電力制御信号を振幅位相分離部１０１や制御部（図示せず）から直接加算器１０２に入力すれば、回路規模を削減することができる。

また、送信装置２００は、高周波電力増幅器１０６で振幅変調を行う場合でも、前段の可変利得増幅器１０５で振幅変調を行ってもかまわない。この場合、高周波電力増幅器１０６の入力電力が振幅信号Ｓ２の瞬時電力に応じて変化するので、高周波電力増幅器１０６の送信電力を小さくしたい時には高周波電力増幅器１０６の入力電力も小さくなり、高周波電力増幅器１０６のリーク電力が低減するので、高周波電力増幅器１０６の線形動作範囲を広くとることができる。

また、可変利得増幅器１０５は、上述したような入出力の関係が指数関数となるものである必要はない。可変利得増幅器１０５の入出力の関係が線形の場合は、送信装置２００は、可変利得増幅器１０５の前段に、対数−真数変換部を設ければよい。

また、上述した送信装置１００、２００は、送信電力の範囲に応じて、振幅信号Ｓ２及び送信電力制御信号Ｓ４を真数／対数変換するか否かを選択する構成であってもよい。例えば、送信装置１００、２００は、送信電力がある値よりも小さい場合だけ、振幅信号Ｓ２及び送信電力制御信号Ｓ４を真数―対数変換する構成であってもよい。

さらに、図３及び図４で示したシミュレーション結果は、ＥＤＧＥ変調信号に対するものであるが、振幅信号を対数表現すれば、ＥＤＧＥ以外の変調方式についても同様の効果を得ることが出来る。

また、上述した送信装置１００、２００は、出力信号の歪みを抑制する歪み補償部１１６をさらに備えてもよい。歪み補償部１１６は、歪みを発生させるブロック（典型的には、高周波電力増幅器１０６）の前段までのいずれかの位置に接続される。歪み補償部１１６は、少なくとも高周波電力増幅器１０６で発生する歪みが補償されるように、高周波電力増幅器１０６に電源電圧として供給される振幅信号Ｓ７を予め歪ませる。図９Ａは、歪み補償部１１６を備えた送信装置１００ａの構成の一例を示すブロック図である。図９Ａを参照して、歪み補償部１１６は、少なくとも高周波電力増幅器１０６で発生する歪みを補償するために、送信電力制御された振幅信号Ｓ５に、高周波電力増幅器１０６で発生する歪みと逆特性の歪みを与える。典型的には、歪み補償部１１６は、ＲＯＭテーブルやデジタル回路によって実現される。本発明では、振幅信号をログスケールで表現しているため、振幅信号が微少な場合でも振幅信号の量子化誤差が小さく、歪み補償をより正確に行うことができる。

（第３の実施形態）
図９Ｂは、本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の構成の一例を示すブロック図である。図９Ｂを参照して、第３の実施形態に係る無線通信装置４００は、送信回路４１０、受信回路４２０、アンテナ共用部４３０、及びアンテナ４４０を備える。送信回路４１０は、上述した第１〜２のいずれかに記載の送信装置である。アンテナ共用部４３０は、送信回路４１０から出力された送信信号をアンテナ４４０に伝達し、受信回路４２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部４３０は、アンテナ４４０から入力された受信信号を受信回路４２０に伝達し、受信信号が送信回路４１０に漏れるのを防ぐ。従って、送信信号は、送信回路４１０から出力され、アンテナ共用部４３０を介してアンテナ４４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ４４０で受信され、アンテナ共用部４３０を介して受信回路４２０で受信される。

第３の実施形態に係る無線通信装置４００は、第１〜２の実施形態に係る送信装置を用いることで、振幅信号が小さい低送信出力時においてもＡＣＬＲやＥＶＭの劣化を防ぐと共に、電力効率を向上させることができる。したがって、高品質な信号の送受信が可能であり、かつ電力効率を高めた無線通信装置を提供できる。また、送信回路４１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路４１０からアンテナ４４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。なお、無線通信装置４００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。

以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。

本発明に係る送信装置は、携帯電話や無線ＬＡＮなどの無線通信装置等に適用することができる。

本発明の第１の実施形態に係るポーラ変調送信装置１００の概略構成の一例を示すブロック図 送信電力の大小による振幅信号Ｓ５の変化範囲の違いを示す図 量子化ノイズがＡＣＬＲに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図 量子化ノイズがＥＶＭに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図 本発明の第２の実施形態に係るポーラ変調送信装置２００の概略構成の一例を示すブロック図 可変利得増幅器の回路構成の一例を示す図 高周波電力増幅器１０６の回路構成の一例を示す図 非線形増幅器として用いた場合の高周波電力増幅器１０６の電源電圧と出力電力との関係を示す図 歪み補償部１１６を備えた送信装置１００ａの構成の一例を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の構成の一例を示すブロック図 ポーラ変調方式の概要について説明する図 従来の送信装置５００の機能ブロックの一例を示す図 送信電力の大小による振幅信号Ｓ５５の変化範囲の違いを示す図 量子化ノイズがＡＣＬＲに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図 量子化ノイズがＥＶＭに及ぼす影響をシミュレーションした結果を示す図

符号の説明

１００、２００ 送信装置
１０１ 振幅位相分離部
１０２、１１４〜１１５ 加算器
１０３ 振幅信号増幅器
１０４ 位相変調部
１０５ 可変利得増幅器
１０６ 高周波電力増幅器
１０７、１０８ Ｄ／Ａ変換器
１０９、１１０ 真数−対数変換部
１１２、１１３ スイッチ
１１６ 歪み補償部
１２０ 非線形増幅器
１２１ 寄生容量
４００ 無線通信装置
４１０ 送信回路
４２０ 受信回路
４３０ アンテナ共用部
４４０ アンテナ

Claims (11)

1. ポーラ変調送信装置であって、
   変調用ベースバンド信号を振幅信号と位相信号とに分離する振幅位相分離部と、
   前記振幅信号を真数／対数変換し、対数表現された振幅信号として出力する第１の真数／対数変換部と、
   送信電力制御信号を真数／対数変換し、対数表現された送信電力制御信号として出力する第２の真数／対数変換部と、
   前記対数表現された振幅信号に、前記対数表現された送信電力制御信号を加算し、送信電力制御された振幅信号として出力する加算器と、
   前記送信電力制御された振幅信号を対数／真数変換し、真数表現された振幅信号として出力する対数／真数変換部と、
   前記位相信号に基づいて高周波搬送波信号に位相変調を施して、高周波位相変調信号として出力する位相変調部と、
   供給される電源電圧に基づいて前記高周波位相変調信号に対して振幅変調を施して、高周波送信信号として出力する高周波電力増幅器と、
   前記真数表現された振幅信号を増幅し、増幅した振幅信号を電源電圧として前記高周波電力増幅器へ供給する振幅信号増幅器とを備えることを特徴とする、ポーラ変調送信装置。
2. 前記高周波電力増幅器は、非線形増幅器として動作し、前記高周波位相変調信号に対して、前記送信電力制御信号及び前記振幅信号に応じた振幅変調を施すことを特徴とする、請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
3. 前記位相変調部の後段に、制御された利得で前記高周波位相変調信号を増幅する可変利得増幅器をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
4. 前記振幅信号増幅器は、スイッチングレギュレータ、又はＤ級増幅器から構成されることを特徴とする、請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
5. 前記加算器と前記対数／真数変換部との間に、送信電力調整用の第２の加算器をさらに備え、
   前記第２の加算器は、前記電力制御された振幅信号に利得調整用の値を加算することを特徴とする、請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
6. 前記振幅信号増幅器は、前記高周波電力増幅器に、前記振幅信号及び前記送信電力制御信号に応じた電源電圧か、あるいは所定の固定値電源電圧のいずれかを選択的に供給し、
   前記振幅信号及び前記送信電力制御信号に応じた電源電圧が選択された場合には、前記高周波電力増幅器は、非線形増幅器として動作し、前記可変利得増幅器で増幅された高周波位相変調信号に対して、前記送信電力制御信号及び前記振幅信号に応じた振幅変調を施して、高周波送信信号として出力し、
   前記所定の固定値電源電圧が選択された場合には、
   前記可変利得増幅器は、前記位相変調部が出力した高周波位相変調信号に対して、前記送信電力制御信号及び前記振幅信号に応じた振幅変調を施し、
   前記高周波電力増幅器は、線形増幅器として動作し、前記可変利得増幅器が振幅変調を施した信号を増幅し、高周波送信信号として出力することを特徴とする、請求項３に記載のポーラ変調送信装置。
7. 前記加算器と前記可変利得増幅器との間に、送信電力調整用の第３の加算器をさらに備え、
   前記第３の加算器は、前記電力制御された振幅信号に利得調整用の値を加算することを特徴とする、請求項６に記載のポーラ変調送信装置。
8. 前記対数／真数変換部の前段までのいずれかの位置に、Ｄ／Ａ変換器をさらに備え、
   前記対数／真数変換部には、前記Ｄ／Ａ変換器を経由したアナログ信号が入力されることを特徴とする、請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
9. 前記高周波電力増幅器の前段までのいずれかの位置に接続され、少なくとも前記高周波電力増幅器で発生する歪みが抑圧されるように、前記高周波電力増幅器に電源電圧として供給される振幅信号を予め歪ませる歪み補償部をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
10. 無線通信装置であって、
    送信信号を生成する送信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
    前記送信回路には、請求項１に記載のポーラ変調送信装置が用いられることを特徴とする、無線通信装置。
11. 前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項９に記載の無線通信装置。

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