JP4768366B2 - 同期機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、角度センサレスの同期機について、回転子が回転した状態から始動制御することができる制御装置に関する。

従来技術の技術として、電車車両用の換気装置に同期電動機が用いられることがある。この換気装置は、車両に供給される電力によって、同期電動機を回転制御し、車内を換気する。無電区間であるセクションを車両が通過するときには、車両に電力が供給されず、換気装置は、瞬時停電状態となる。

セクション通過後には、換気装置は、再び電力が供給され、同期電動機の回転制御を再開する。このとき換気装置は、同期電動機の回転子が回転した状態で回転制御を開始することになる。換気装置は、回転制御を開始するにあたって、同期電動機のロータの角度および角速度を、推定する必要がある。回転子の角度および角速度の推定が正確でないと、インバータ電圧の大きさと位相とが、電動機の誘起電圧の大きさと位相とに対応せず、同期電動機およびインバータ回路に過電流が流れたり、過電圧が発生したりするおそれがある。この場合、換気装置に多大な負荷がかかり、装置が損傷するおそれがある。

上記の問題を解決する方法として、従来、次の対策がとられている。（１）同期電動機の誘起電圧を検出する電圧センサを用いる。（２）初期電流を流し、それによりオブザーバを用いて推定する（特許文献１参照）。（３）電流および電圧容量の大きな部品を用いる。（４）回転子の回転が停止してから制御を開始する。

特開２００４−４０８３７号公報

上述した各方法には、次のような問題点がある。（１）電圧センサを用いることでコスト増およびメンテナンス性の低下を招く。（２）オブザーバによる推定が完了するまでの初期段階に発生する過電流を抑制することができない。（３）容量の大きな部品を用いることで装置の大形化、重量化およびコスト増を招く。（４）回転子の回転が停止してから制御を開始すると、所定回転速度に回転するまでに時間を費やす。

なお、このような問題は、回転した状態で同期機の始動制御を開始する同期機の制御装置全般に生じる。たとえば同期発電機を用いた風力発電装置におけるコンバータ制御なども同様の問題が生じる。したがって本発明の目的は、回転子が回転した状態から始動制御を開始するときに、過電流が発生することを防ぐことができる同期機の制御装置を提供することである。

本発明は、インバータ回路から交流電力を与えることによって同期電動機を回転駆動する同期電動機の制御装置であって、
同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
制御部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路におけるデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期電動機の制御装置である。

また本発明は、推定部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とで推定方法を異ならせることを特徴とする。

また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期電動機を流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする。

また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする。

また本発明は、同期発電機から与えられる交流電力を、コンバータ回路によって整流する同期発電機の制御装置であって、
同期発電機を流れる電流に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置に、コンバータ回路の動作が追従するように、コンバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
制御部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期発電機の制御装置である。

また本発明は、推定部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とで、推定方法を異ならせることを特徴とする。

また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期発電機から流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする。

また本発明は、粗推定期間において、
制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする。

また本発明は、インバータ回路から交流電力を与えることによって同期電動機を回転駆動する同期電動機の制御方法であって、
同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
推定結果に基づいて、インバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期電動機の制御方法である。

また本発明は、同期発電機から与えられる交流電力を、コンバータ回路によって整流する同期発電機の制御方法であって、
同期発電機を流れる電流実測値に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
推定結果に基づいて、コンバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期発電機の制御方法である。

請求項１記載の本発明によれば、回転子の磁極が回転した状態で、磁極の角速度および角度位置の推定結果に基づいて、磁極が予め定める角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える。なお、磁極の角速度および角度位置の推定は、時間が経過するにつれて、その推定精度が高くなる。言い換えると、推定を開始しはじめた初期期間では、推定精度が低い。

本発明では、推定部によって推定を開始したときに、インバータ回路におけるデッドタイムが広く設定される。これによって推定開始の初期期間では、インバータ回路から同期電動機に流れる電流が少なくなる。ここで、デッドタイムとは、インバータ回路に含まれるスイッチング素子のうち、直列に接続されるスイッチング素子がともにオフとなる期間である。そして初期期間が終了して通常推定期間に移行すると、デッドタイムを狭める。

このように初期期間に同期電動機に流れる電流を少なくすることによって、磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、インバータ回路および同期電動機に流れる電流が過電流となることを抑制することができる。また通常推定期間では、推定開始から時間が経過して推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めてインバータ回路から同期電動機に流れる電流を大きくしても、インバータ回路および同期電動機に流れる電流が過電流となることが防がれる。また初期期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期電動機に与える電流が小さくても、制御部によって同期電動機が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機のトルクを効率よく発生させることができる。

また本発明によれば、磁極の角速度および角度位置を推定することによって、磁極の角速度および角度位置を実測するためのセンサを必要とせず、構造を簡略化することができ、大幅なコストダウンを見込めるとともにメンテナンス性を向上することができる。また推定を開始した初期期間における推定精度が低くても、過電流となることを防ぐことができるので、インバータ回路および同期電動機に過大な負荷がかかることを無くすることができ、それらを構成する各素子が損傷することを防ぐことができる。また回転子が停止するまで待たずに、インバータ回路の制御を開始することができるので、時間的ロスをなくすことができる。

また請求項２記載の本発明によれば、デッドタイムが異なることによって、誘起電圧が一定であってもインバータ回路から同期電動機に流れる電流が異なる。本発明では、通常推定期間と粗推定期間とで、推定部の推定方法を異ならせることによって、粗推定期間および通常推定期間での電流値からそれぞれ精度良く磁極の角速度および角度位置を推定することができ、推定精度を向上することができる。たとえば、粗推定期間と通常推定期間とで推定に用いる制御モデルを変更することによって、推定精度を向上することができる。

また請求項３記載の本発明によれば、磁極の角速度と角度位置とが推定可能となる電流値が設定電流値として設定されることで、デッドタイムと磁極の角速度および角度位置とを一対一で対応させることができる。これによって推定部は、デッドタイムを求めるだけで、磁極の角速度と角度位置とを容易に推定することができる。また、同期電動機を流れる電流値を指令値として設定し、指令値に達するときのデッドタイムに基づいて磁極の角速度および角度位置を推定することによって、インバータ回路から同期電動機を流れる電流が指令値を超えることを防ぎ、過電流を確実に抑えることができる。

また請求項４記載の本発明によれば、デッドタイムを広げた状態から時間経過とともに狭まるようにデッドタイムを変化させる。これによって電流値に基づいてデッドタイムを変化させるフィードバック制御を設定する必要がない。たとえば、粗推定期間の終わりのデッドタイムが、通常推定期間に設定されるデッドタイムとほぼ同じとなるように設定することによって、粗推定期間から通常推定期間へ滑らかに移行させることができる。

また請求項５記載の本発明によれば、回転子の磁極が回転した状態で、磁極の角速度および角度位置を推定し、推定結果にコンバータ回路の動作が追従するように、コンバータ回路にゲート信号を与える。なお、磁極の角速度および角度位置の推定は、時間が経過するにつれて、その推定精度が高くなる。言い換えると、推定を開始しはじめた初期期間では、推定精度が低い。

本発明では、推定部によって推定を開始したときに、コンバータ回路におけるデッドタイムが広く設定される。これによって推定開始の初期期間では、コンバータ回路から同期発電機に流れる電流が少なくなる。ここで、デッドタイムとは、コンバータ回路に含まれるスイッチング素子のうち、直列に接続されるスイッチング素子がともにオフとなる期間である。そして初期期間が終了して通常推定期間に移行すると、デッドタイムを狭める。

このように初期期間に同期発電機に流れる電流を少なくすることによって、磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、コンバータ回路および同期発電機に流れる電流が過電流となることを抑制することができる。また通常推定期間では、推定開始から時間が経過して推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めてコンバータ回路から同期発電機に流れる電流を大きくしても、コンバータ回路および同期発電機に流れる電流が過電流となることが防がれる。また初期期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期発電機から与えられる電流が小さくても、制御部によって交流電力を効率よく直流電力に変換することができる。

また本発明によれば、磁極の角速度および角度位置を推定することによって、磁極の角速度および角度位置を実測するためのセンサを必要とせず、構造を簡略化することができ、大幅なコストダウンを見込めるとともにメンテナンス性を向上することができる。また推定開始からの初期期間における推定精度が低くても、過電流となることを防ぐことができるので、コンバータ回路および同期発電機に過大な負荷がかかることを無くすることができ、それらを構成する各素子が損傷することを防ぐことができる。また回転子が停止するまで待たずに、コンバータ回路の制御を開始することができるので、時間的ロスをなくすことができる。

また請求項６記載の本発明によれば、デッドタイムが異なることによって、誘起電圧が一定であっても同期発電機からコンバータ回路に流れる電流が異なる。本発明では、粗推定期間と通常推定期間とで、推定部の推定方法を異ならせることによって、粗推定期間および通常推定期間での電流値からそれぞれ精度良く磁極の角速度および角度位置を推定することができ、推定精度を向上することができる。たとえば、粗推定期間と通常推定期間とで推定に用いる制御モデルを変更することによって、推定精度を向上することができる。

また請求項７記載の本発明によれば、磁極の角速度と角度位置とが推定可能となる電流値が設定電流値として設定されることで、デッドタイムと磁極の角速度および角度位置とを一対一で対応させることができる。これによって推定部は、デッドタイムを求めるだけで、磁極の角速度と角度位置とを容易に推定することができる。また、同期発電機を流れる電流値を指令値として設定し、指令値に達するときのデッドタイムに基づいて磁極の角速度および角度位置を推定することによって、同期発電機からコンバータ回路に流れる電流が指令値を超えることがなく、過電流を確実に抑えることができる。

また請求項８記載の本発明によれば、デッドタイムを広げた状態から時間経過とともに狭まるようにデッドタイムを変化させる。これによって電流値に基づいてデッドタイムを変化させるフィードバック制御を設定する必要がない。たとえば、粗推定期間の終わりのデッドタイムが、通常推定期間に設定されるデッドタイムとほぼ同じとなるように設定することによって、粗推定期間から通常推定期間へ滑らかに移行させることができる。

また請求項９記載の本発明によれば、推定を開始した初期期間において、インバータ回路のデッドタイムを広くすることによって、インバータ回路から同期電動機へ流れる電流を小さく抑えた状態で、磁極の角速度および角度位置を推定し、推定した角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定める角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える。これによって初期期間における磁極の角速度および角度位置との推定が正確でなくても、インバータ回路および同期電動機に流れる電流が過電流となることを防ぐことができる。

また請求項１０記載の本発明によれば、推定を開始した初期期間において、コンバータ回路のデッドタイムを広くすることによって、同期発電機からコンバータ回路へ流れる電流を小さく抑えた状態で、磁極の角速度および角度位置を推定し、推定結果に、コンバータ回路の動作を追従させることができる。これによって粗推定期間における磁極の角速度および角度位置との推定が正確でなくても、コンバータ回路および同期発電機に流れる電流が過電流となることを防ぐことができる。

図１は、本発明の実施の第１形態である電動機駆動制御システム２０を示すブロック図である。本実施の形態では、電動機駆動制御システム２０は、同期電動機２１を用いて電車車両を換気する換気装置に用いられる。この場合、車両がセクションを通過するときには車両に電力が供給されず、制御システム２０は、瞬時停電状態となる。そしてセクション通過後には、制御システム２０は、再び電力が供給され、同期電動機の回転制御を再開する。このとき制御システム２０は、同期電動機の回転子が回転した状態で、同期電動機の回転制御を開始することになる。

制御システム２０は、同期電動機２１の回転子の磁極の角速度および角度位置を推定して、推定した磁極の角速度および角度位置に基づいて、回転子が所望の角速度で回転するように、同期電動機２１に与える交流電圧を調整する。

電動機駆動制御システム２０は、同期電動機２１と、ＰＷＭインバータ回路２２と、直流回路部２３と、制御装置２４とを含んで構成される。同期電動機２１は、３相同期モータであり、回転子の角速度を検出するための角度センサが存在せずに、センサレスに構成される。たとえば、同期電動機２１として円筒形ブラシレスＤＣモータが用いられる。直流回路部２３は、予め定める直流電力を生成する回路であり、電圧センサ２９が設けられる。電圧センサ２９は、直流回路部２３からインバータ回路２２に印加される電圧を示す直流母線電圧信号を制御装置２４に与える。

図２は、ＰＷＭインバータ回路２２の回路構成の一例を示す図である。ＰＷＭ（Pulse
Width Modulation、パルス幅変調）インバータ回路２２は、たとえば三相のブリッジ回路によって実現される。インバータ回路２２は、直流回路部２３から与えられる直流電力を、３相の交流電力に変換して同期電動機２１に与える。インバータ回路２２は、３つの出力端子２５ａ，２５ｂ，２５ｃを有し、それらが接続経路２７ａ，２７ｂ，２７ｃを介して、同期電動機２１の３つの端子２６ａ，２６ｂ，２６ｃにそれぞれ接続される。

インバータ回路２２は、交流電流を各接続経路２７ａ〜２７ｃにそれぞれ流すための複数のスイッチング素子Ｔｒが設けられる。スイッチング素子Ｔｒは、制御装置２４からゲート信号が与えられることによって、オンオフ状態が切換る。スイッチング素子Ｔｒは、オン状態でスイッチング素子Ｔｒの両端の端子間を導通状態とし、オフ状態でスイッチング素子Ｔｒの両端の端子間を遮断状態とする。本実施の形態では、各スイッチング素子Ｔｒは、トランジスタによって実現される。各スイッチング素子Ｔｒには、逆並列にダイオードＤがそれぞれ接続される。

制御装置２４は、パルス幅変調したゲート信号を各スイッチング素子Ｔｒに与えることによって、１２０度ずつ位相がずれた正弦波形の交流電流を各接続経路２７ａ〜２７ｃに流すことができる。このような交流電流を各接続経路２７ａ〜２７ｃに流すことによって、同期電動機２１の回転子を回転駆動する。制御装置２４は、ゲート信号を調整することで同期電動機２１の回転子の速度を変更することができる。

インバータ回路２２と同期電動機２１とを接続する３つの接続経路２７ａ〜２７ｃのうちの２つの接続経路２７ａ，２７ｃには、電流センサ２８ａ，２８ｃが介在される。第１の電流センサ２８ａは、３つのうち１つの接続経路２７ａを流れる電流を実測し、実測値を第１電流センサ信号として制御装置２４に与える。第２の電流センサ２８ｃは、３つのうち他の１つの接続経路２７ｃを流れる電流を実測し、実測値を第２電流センサ信号として制御装置２４に与える。このように各電流センサ２８ａ，２８ｃは、インバータ回路２２から同期電動機２１に流れる電流を実測し、実測した実測値を電流センサ信号として制御装置２４に与える。

制御装置２４は、電圧センサ２９から与えられる直流母線電圧センサ信号と、電流センサ２８から与えられる各電流センサ信号とを取得する。制御装置２４は、取得した電流センサ信号に基づいて、同期電動機２１を流れる電流実測値を判断する。また制御装置２４は、制御装置２４を駆動するための電源装置からの電源供給が停止したあとに電源供給が開始されると、セクション通過を判断し、回転子の磁極の角速度および角度位置の推定開始を判断する。このほか、他の装置から制御開始指令に基づいて、推定開始のタイミングを判断してもよい。

制御装置２４は、同期電動機２１を流れる電流実測値に基づいて、同期電動機２１の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、インバータ回路２２の各スイッチング素子Ｔｒにゲート信号をそれぞれ与える制御部とを有する。

制御部は、推定部による磁極の角速度と角度位置との推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、推定部による推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とを判断する。本実施の形態では、制御部は、推定部による推定を開始してから予め定める時間が経過するまで粗推定期間として判断し、予め定める時間が経過した後、通常推定期間の開始を判断する。また本実施の形態では、制御部は、通常推定期間において、推定部の推定結果に基づいて、インバータ回路２２を介して同期電動機２１を制御する。

また粗推定期間は、推定を開始した直後の初期期間を含む。制御部は、粗推定期間におけるデッドタイムｄｎが、通常推定期間におけるデッドタイムｄｗよりも広く、すなわち長くなるように、インバータ回路２２の各スイッチング素子Ｔｒにゲート信号を与える。ここで、デッドタイムｄとは、インバータ回路２２に含まれるスイッチング素子Ｔｒのうち、交流変換に寄与するスイッチング素子Ｔｒが全てオフ状態となる期間であり、直列に接続されるスイッチング素子Ｔｒがともにオフとなる期間である。

以下、理解を容易にするために、インバータ回路２２を単相のフルブリッジ回路２２Ａとして説明する。図３は、インバータ回路２２の一部を、単相のフルブリッジ回路２２Ａとして示す回路図である。フルブリッジ回路２２Ａは、直流回路部２３からの直流電圧が印加される２つの入力端子４１，４２に並列に接続される第１入力経路４３と第２入力経路４４とが形成される。第１入力経路４３および第２入力経路４４には、２つのスイッチング素子Ｔｒ_１Ｕ，Ｔｒ_１Ｌ；Ｔｒ_２Ｕ，Ｔｒ_２Ｌが直列に並んでそれぞれ介在される。また第１入力経路４３の２つのスイッチング素子Ｔｒ_１Ｕ，Ｔｒ_１Ｌの間の経路部分９０が第１出力経路９２を介して第１出力端子２５ａに連なり、第２入力経路４４の２つのスイッチング素子Ｔｒ_２Ｕ，Ｔｒ_２Ｌの間の経路部分９１が第２出力経路９３を介して第２出力端子２５ｂに連なる。

第１出力端子２５ａと第２出力端子２５ｂとは、連結経路４６によって連結される。連結経路４６は、抵抗ＲおよびインダクタＬが直列に接続される。この連結経路４６は、同期電動機２１の３つの端子２６ａ〜２６ｃのうちの２つの端子間を結ぶ経路に相当する。したがって同期電動機２１の回転子が回転することで、連結経路４６には、誘起電圧Ｅｍが発生する。

２つの入力端子４１，４２のうち、直流回路部２３から印加される電圧に起因して、電位が高いほうの入力端子を第１入力端子４１とし、電位が低いほうの入力端子を第２入力端子４２とする。各スイッチング素子Ｔｒは、オン状態では、各入力経路４３，４４を第１入力端子４１側から第２入力端子４２側に電流が流れることを許容する。また各スイッチング素子Ｔｒに逆並列にそれぞれ接続される各ダイオードＤは、第２入力端子４２側から第１入力端子４１側に電流が流れることを許容する。

第１入力経路４３の２つのスイッチング素子Ｔｒ_１Ｕ，Ｔｒ_１Ｌのうちの第１入力端子４１寄りとなるスイッチング素子をＴｒ_１Ｕとし、第２入力端子４２寄りとなるスイッチング素子をＴｒ_１Ｌとする。また第２入力経路４４の２つのスイッチング素子Ｔｒ_２Ｕ，Ｔｒ_２Ｌのうちの第１入力端子４１寄りとなるスイッチング素子をＴｒ_２Ｕとし、第２入力端子４２寄りとなるスイッチング素子をＴｒ_２Ｌとする。

制御装置２４が、Ｔｒ_１ＵとＴｒ_２Ｌとをオン状態とし、Ｔｒ_２ＵとＴｒ_１Ｌとをオフ状態とすることによって、連結経路４６を電流が、図３の矢符に示す第１方向に流れる。また制御装置２４が、Ｔｒ_１ＵとＴｒ_２Ｌとをオフ状態とし、Ｔｒ_２ＵとＴｒ_１Ｌとをオン状態とすることによって、連結経路４６を電流が、第１方向と反対となる第２方向に流れる。このように制御装置２４が各スッチング素子Ｔｒのオンオフ状態を切換えて、連結経路４６を流れる電流の方向を交互に切換えることで、交流電流を連結経路４６に流すことができる。この場合、デッドタイムｄは、Ｔｒ_１Ｕと、Ｔｒ_１Ｌと、Ｔｒ_２Ｕと、Ｔｒ_２Ｌとが全てオフ状態となる期間を意味する。

図４は、通常推定期間における各スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。

直列に接続される２つのスイッチング素子Ｔｒが同時にオン状態となると、直流電源部２３が短絡して非常に大きな電流が流れ、スイッチング素子Ｔｒが破壊するおそれがある。このような状態を避けるために、通常推定期間において、直列に接続される２つのスイッチング素子Ｔｒ_１Ｕ，Ｔｒ_１Ｌ；Ｔｒ_２Ｕ，Ｔｒ_２Ｌが同時にオン状態にならないようにしたうえで、可及的に狭くなるようにデッドタイムｄｎが設定される。このようなデッドタイムｄｎは、スイッチング素子Ｔｒの性能に起因して決定される。

具体的には、図４に示すように、各スイッチング素子Ｔｒは、交流電流を流すために、ＰＷＭキャリア周期Ｗ０ごとに切換動作を繰返す。ＰＷＭキャリア周期Ｗ０のうちで、Ｔｒ_１ＵおよびＴｒ_２Ｌがともにオン状態となる第１オン期間Ｗ１と、Ｔｒ_２ＵおよびＴｒ_１Ｌがともにオン状態となる第２オン期間Ｗ２とがそれぞれ設定される。そして第１オン期間Ｗ１が終了してから第２オン期間Ｗ２が開始するまでの期間ｄｎ１と、第２オン期間Ｗ２が終了してから第１オン期間Ｗ１が開始するまでの期間ｄｎ２とがそれぞれデッドタイムｄｎとなる。たとえばＰＷＭキャリア周波数が８ｋＨｚ、すなわちＰＷＭキャリア周期Ｗ０が１２５μ秒の場合、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎ１，ｄｎ２は、たとえば５μ秒に設定される。

このような通常推定期間における各スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態は、一例である。したがって上述する各スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態とは異なるオンオフ状態が、通常推定期間に行われてもよい。たとえば後述する粗推定期間のように通常推定期間においても、Ｔｒ_１ＵおよびＴｒ_２Ｕがオン状態となる期間Ｗ１１と、Ｔｒ_１ＬおよびＴｒ_２Ｌがオン状態となる期間Ｗ１２とを設定することに対応して、Ｔｒ_１ＵおよびＴｒ_１Ｌが一対、Ｔｒ_２ＵおよびＴｒ_２Ｌが一対となってオンオフ状態が切換る場合もある。

図５は、粗推定期間における各スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。本実施の形態では、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗが、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎよりも広く設定される。

具体的には、図５に示すように、各スイッチング素子Ｔｒは、ＰＷＭキャリア周期Ｗ０ごとに切換動作を繰返す。ＰＷＭキャリア周期Ｗ０のうちで、Ｔｒ_１ＵおよびＴｒ_２Ｕがともにオン状態となる第１オン期間Ｗ１１と、Ｔｒ_１ＬおよびＴｒ_２Ｌがともにオン状態となる第２オン期間Ｗ１２とがそれぞれ設定される。そして第１オン期間Ｗ１１が終了してから第２オン期間Ｗ１２が開始するまでの期間ｄｗ１と、第２オン期間Ｗ１２が終了してから第１オン期間Ｗ１１が開始するまでの期間ｄｗ２とが、それぞれデッドタイムｄｗとなる。たとえば粗推定期間におけるデッドタイムｄｗは、ＰＷＭ周期の１／２未満に設定され、一例としてＰＷＭキャリア周波数が８ｋＨｚ、すなわちＰＷＭキャリア周期Ｗ０が１２５μ秒の場合、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗ１，ｄｗ２は、たとえば５７μ秒に設定される。

このように制御装置２４は、インバータ回路２２Ａに与えるゲート信号を調整して、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗを、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎよりも広くする。言い換えると、制御装置２４は、粗推定期間のうちの各オン期間Ｗ１１，Ｗ１２の合計期間（Ｗ１１＋Ｗ１２）を、通常推定期間のうちの各オン期間Ｗ１，Ｗ２の合計期間（Ｗ１＋Ｗ２）よりも狭くする。これによって粗推定期間では、同期電動機２１から見た電源インピーダンスが等価的に高くなり、連結経路４６に流れる電流を少なくすることができる。このことは、３相のブリッジ回路２２であって、同期電動機２１のインバータ回路２２にも適用することができる。

このようにして粗推定期間に同期電動機２１に流れる電流を少なくすることによって、粗推定期間での磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、インバータ回路２２に生じる過電流を抑制することができる。また通常推定期間では、粗推定期間での推定値を用いて、磁極の角速度と角度位置との推定を行う。これによって推定精度が高くなっているので、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎを狭めてインバータ回路２２から同期電動機２１に流れうる電流が大きくなっても、インバータ回路２２に過電流が生じることを防ぐことができる。また初期期間からの推定結果を利用して通常推定期間での推定精度を高めて、その推定結果に基づいてインバータ回路２２を制御することで、同期電動機２１に与える電流が小さくても、同期電動機２１が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち効率よくトルクを発生させることができる。

図６は、粗推定期間におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態、誘起電圧Ｅｍ、線間電圧Ｅａおよび線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。誘起電圧Ｅｍは、同期電動機２１の回転子の角変位によって発生する電圧である。線間電圧Ｅａは、インバータ回路２２Ａにおいて、２つの出力端子２５ａ，２５ｂの間の電圧である。線間電流ｉａは、連結経路４６を流れる電流であって、電流センサ２８ａによって検出可能である。線間電流ｉａは、電流が連結経路４６を図３の矢符に示す第１方向に流れる場合を、正の値とする。また誘起電圧Ｅｍは、デッドタイムｄｗにおいて、電流が、図３の矢符に示す第１方向とは反対の第２方向に連結経路４６を流れる場合を、正の値とする。

図６において、スイッチング素子ＴｒおよびダイオードＤによる電圧効果がゼロであると仮定する。またＰＷＭキャリア周期Ｗ０が極めて短いので、１つのＰＷＭキャリア周期Ｗ０の間における誘起電圧Ｅｍが一定であると仮定する。また図６には、誘起電圧Ｅｍが負の値である場合を示す。この場合、線間電流ｉａは、デッドタイムｄｗにおいて連結経路４６を図３の矢符に示す第１方向に流れる。

本実施の形態では、制御装置２４は、粗推定期間において、１つのＰＷＭキャリア周期Ｗ０あたりにＴｒ_１Ｕ，Ｔｒ_２Ｕがオン状態となり、かつＴｒ_１Ｌ，Ｔｒ_２Ｌがオフ状態となる第１オン期間Ｗ１１と、Ｔｒ_１Ｕ，Ｔｒ_２Ｕがオフ状態となり、かつＴｒ_１Ｌ，Ｔｒ_２Ｌがオン状態となる第２オン期間Ｗ１２との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。言い換えると、インバータ回路２２のＰＷＭ変調率をゼロに調整する。また第１オン期間Ｗ１１が終了してから第２オン期間Ｗ１２が開始するまでの期間である第１デッドタイムｄｗ１と、第２オン期間Ｗ１２が終了してから第１オン期間Ｗ１１が開始するまでの期間である第２デッドタイムｄｗ２との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。

各オン期間Ｗ１１，Ｗ１２における線間電圧Ｅａの値は、誘起電圧Ｅｍの正負が反転した値と等しくなる。したがって誘起電圧Ｅｍの値を−Ｖ_Ｅｍとすると、オン期間Ｗ１１，Ｗ１２の線間電圧Ｅａの値は、Ｖ_ＥＭとなる。また連結経路４６にインダクタＬが設けられ、インバータ回路２２にダイオードＤが設けられるので、各デッドタイムｄｗ１，ｄｗ２における線間電圧Ｅａの値は、インバータ回路２２の２つの入力端子４１，４２間の電圧である電源電圧Ｅの値Ｖ_ＰＮの正負が反転した値（−Ｖ_ＰＮ）と、誘起電圧Ｅｍの正負が反転した値（Ｖ_Ｅｍ）とを加算した値（−Ｖ_ＰＮ＋Ｖ_Ｅｍ）となる。

このように線間電圧Ｅａは、誘起電圧Ｅｍと、電源電圧Ｅと、スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態によってその電圧値が決定される。また線間電流ｉａは、線間電圧Ｅａによって、その電流値が決定される。

線間電流ｉａは、線間経路４６に抵抗ＲおよびインダクタＬが存在するので、４つの状態Ｘ１〜Ｘ４を繰返す。まず第１オン期間Ｗ１１で、第１状態Ｘ１として連結経路４６を第１方向に流れる電流が増加して、線間電流ｉａが時間経過とともに増加する。次に第１デッドタイムｄｗ１で、第２状態Ｘ２として連結経路４６を第１方向に流れる電流が減少して、線間電流ｉａが時間経過とともに減少する。

次に、第２オン期間Ｗ１２で、第３状態Ｘ３として連結経路４６を第１方向に流れる電流が増加して、線間電流ｉａが時間経過とともに増加する。次に第２デッドタイムｄｗ２で、第４状態Ｘ４として連結経路４６を第１方向に流れる線間電流ｉａが減少して、線間電流ｉａが時間経過とともに減少する。表１に各状態Ｘ１〜Ｘ４におけるスイッチング素子Ｔｒと線間電流ｉａの状態とをそれぞれ示す。表１において、線間電流ｉａの増加とは、第１方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第１方向に流れる電流の減少を意味する。

線間電流ｉａは、スイッチング素子Ｔｒの各オン期間Ｗ１１，Ｗ１２が短ければ、線間電流ｉａが小さくなる。言い換えると、線間電流ｉａは、スイッチング素子Ｔｒのデッドタイムｄｗ１，ｄｗ２が長ければ、線間電流ｉａが小さくなる。また線間電圧Ｅａは、誘起電圧Ｅｍに対応して変化するので、線間電圧Ｅａに対応して変化する線間電流ｉａも、誘起電圧Ｅｍに対応して変化する。

本実施の形態では、デッドタイムｄｗなどの設定可能な設定値が適切に設定されることで、誘起電圧Ｅｍの値（−Ｖ_Ｅｍ）が負の値である場合、線間電流ｉａの平均電流値が、誘起電圧Ｅｍの値の大きさに対応した正の値を維持するように調整される。また誘起電圧Ｅｍの値（Ｖ_Ｅｍ）が正の値である場合、線間電流ｉａの平均電流値が、誘起電圧Ｅｍの値の大きさに対応した負の値を維持するように調整される。

このように線間電流ｉａと誘起電圧Ｅｍとは一対一の関係を有するので、線間電流ｉａを実測することによって、誘起電圧Ｅｍを求めることができる。具体的には、線間電流ｉａの値をＩａとし、誘起電圧Ｅｍの値をＥｍとすると、誘起電圧Ｅｍの値は、以下に示す関係式を満たす。
Ｅｍ＝ｆ（Ｉａ） …（１）

なお、（１）式において、ｆ（Ｉａ）は、線間電流ｉａの値の関数である。この関数は、実験によって求まる近似式や理論式などによって予め求めることができる。このような（１）式に従うことによって、線間電流ｉａから誘起電圧Ｅｍを求めることができる。

さらに誘起電圧Ｅｍと磁極の角速度ωとは、以下に示す関係式を満たすので、誘起電圧Ｅｍから磁極の角速度ωを推定することができる。
Ｅｍ＝Ｋｅ・ω …（２）

なお、（２）式において、Ｅｍは誘起電圧を、ωは磁極の角速度を、Ｋｅは定数を表わす。また、（２）式によって求められる磁極の角速度ωを積分することによって磁極の角度位置を推定することができる。

図７は、粗推定期間におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態、誘起電圧Ｅｍ、線間電圧Ｅａおよび線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。図７は、図６に示す場合に比べて誘起電圧Ｅｍが正の値Ｖ_Ｅｍとなる。この場合、線間電流ｉａは、負の値となる。すなわちデッドタイムｄｗにおいて、電流は、連結経路４６を第２方向に流れる。

この場合、各オン期間Ｗ１１，Ｗ１２における線間電圧Ｅａの値は、誘起電圧Ｅｍの正負が反転した値と等しくなる。したがって誘起電圧Ｅｍの値をＶ_Ｅｍとすると、オン期間Ｗ１１，Ｗ１２の線間電圧Ｅａの値は、−Ｖ_ＥＭとなる。また各デッドタイムｄｗ１，ｄｗ２における線間電圧Ｅａの値は、電源電圧Ｅの値Ｖ_ＰＮと、誘起電圧Ｅｍの正負が反転した値（−Ｖ_Ｅｍ）とを加算した値（Ｖ_ＰＮ−Ｖ_Ｅｍ）となる。この場合のスイッチング素子Ｔｒと線間電流ｉａの状態とを表２に示す。表２において電流の増加とは、第２方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第２方向に流れる電流の減少を意味する。

このように、誘起電圧Ｅｍの正負にかかわらずに、上述した（１）式および（２）式を用いることによって、線間電流ｉａから磁極の角速度ωを求めることができる。また線間電流ｉａがゼロの場合には、線間電圧Ｅａもゼロとなる。

また本実施の形態では、誘起電圧Ｅｍが正の値Ｖ_Ｅｍの場合には線間電流ｉａが負の値に維持され、誘起電圧Ｅｍが負の値（−Ｖ_Ｅｍ）の場合には線間電流ｉａが正の値に維持されるように、デッドタイムｄｗが設定されることによって、誘起電圧Ｅｍを容易にかつ精度よく求めることができる。

図８は、デッドタイムｄｎが狭い場合におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態、誘起電圧Ｅｍ、線間電圧Ｅａおよび線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。比較例として図８に示すように、各デッドタイムｄｎ１，ｄｎ２が狭い場合には、スイッチング素子がオン状態となる期間Ｗ１，Ｗ２が長くなるので、線間電流ｉａが大きくなる。この場合、線間電流Ｉａが、予め設定される許容電流の値Ｉｍａｘを超えてしまうおそれがある。

これに対して、本実施の形態では、図６、図７に示すように、デッドタイムｄｗを広くすることによって、磁極の角速度、ひいては誘起電圧Ｅｍの推定が正確でなくとも、線間電流ｉａが過電流になることを防ぐことができ、インバータ回路２２および同期電動機２１が損傷することを防ぐことができる。

なお、粗推定期間を終えて通常推定期間に移行すると、精度良く磁極の角速度および角度位置を推定することができているので、誘起電圧Ｅｍに基づいたインバータ電圧を与えることができる。したがって通常推定期間において、デッドタイムｄを狭くしても、線間電圧Ｅａが大きくなることを防ぐことができ、線間電流ｉａが過電流になることを防ぐことができる。また粗推定期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めて、その推定結果に基づいてインバータ回路２２を制御することで、同期電動機２１に与える電流が小さくても、同期電動機２１が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機２１のトルクを効率よく発生させることができる。またこのような効果は、インバータ回路の回路構成にかかわずに達成することができる。したがって図２に示す三相のブリッジ回路２２であっても、同様の効果を得ることができる。またスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態は、他に選択が可能である。

図９は、第１実施形態の変形例での粗推定期間におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態および線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。この変形例でも、スイッチング素子ＴｒおよびダイオードＤによる電圧効果がゼロであると仮定する。また１つのＰＷＭキャリア周期Ｗ０の間における誘起電圧Ｅｍが一定であると仮定する。

本実施の形態では、１つのＰＷＭキャリア周期Ｗ０あたりにＴｒ_１Ｕ，Ｔｒ_２Ｌがオン状態となり、かつＴｒ_１Ｌ，Ｔｒ_２Ｕがオフ状態となる第１オン期間Ｗ２１と、Ｔｒ_１Ｕ，Ｔｒ_２Ｌがオフ状態となり、かつＴｒ_１Ｌ，Ｔｒ_２Ｕがオン状態となる第２オン期間Ｗ２２との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。すなわちインバータ回路２２のＰＷＭ変調率をゼロに調整する。

また第１オン期間Ｗ１１が終了してから第２オン期間Ｗ１２が開始するまでの期間である第１デッドタイムｄｗ１１と、第２オン期間Ｗ１２が終了してから第１オン期間Ｗ１１が開始するまでの期間である第２デッドタイムｄｗ１２との大きさが一致するようにゲート信号を調整する。

本実施の形態でも、粗推定期間のうちの定常状態において、誘起電圧Ｅｍが正の値の場合には線間電流ｉａが負の値に維持され、誘起電圧Ｅｍが負の値の場合には線間電流ｉａが正の値に維持されるように、デッドタイムｄｗが設定される。

図９（３）に示すように、誘起電圧Ｅｍが負の値（Ｖ_Ｅｍ＜０）の場合、線間電流ｉａは、まず第１オン期間Ｗ１１で、第１状態Ｘ１１として線間電流ｉａが時間経過とともに増加する。次に第１デッドタイムｄｗ２１および第２オン期間ｗ２１で、第２状態Ｘ１２として線間電流ｉａが時間経過とともに減少する。第２状態Ｘ１２では、時間が経過するとともに、線間電流ｉａは、一定値に近づく。そして線間電流ｉａは、第１状態Ｘ１１と第２状態Ｘ１２とを順番に繰返し、正の値を維持する。ここで、線間電流ｉａの増加とは、第１方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第１方向に流れる電流の減少を意味する。

また図９（４）に示すように、誘起電圧Ｅｍが正の値（Ｖ_Ｅｍ＞０）の場合、線間電流ｉａは、まず第１オン期間Ｗ１１および第１デッドタイムｄｗ１１で、第１状態Ｘ２１として線間電流ｉａが時間経過とともに減少する。第１状態Ｘ２１では、時間が経過するとともに、線間電流ｉａは、一定値に近づく。次に第２オン期間ｗ２１で、第２状態Ｘ２２として線間電流ｉａが時間経過とともに増加する。次に第２デッドタイムｄｗ１２で、第３状態Ｘ２３として線間電流ｉａが時間経過とともに減少する。そして線間電流ｉａは、第１状態Ｘ２１〜第３状態Ｘ２３を順番に繰返し、負の値を維持する。ここで、線間電流ｉａの増加とは、第２方向に流れる電流の増加を意味し、電流の減少とは、第２方向に流れる電流の減少を意味する。

このような変形例に示すスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態であっても、前述した方法と同様にして、線間電流ｉａから磁極の角速度ωを推定することができる。また通常推定期間に比べて、各デッドタイムｄｗ１１，ｄｗ１２を広げることで、線間電流ｉａが過電流になることを防ぐことができ、インバータ回路２２および同期電動機２１が損傷することを防ぐことができる。

また初期期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期電動機２１に与える電流が小さくても、同期電動機２１が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機２１のトルクを効率よく発生させることができる。なお、図６〜図９では、電流の流れる方向が誘起電圧の正負に応じて一定に維持されるとしたがこれに限定されない。

図１０は、デッドタイムｄと誘起電圧Ｅｍと線間電流ｉａとの関係を示すグラフである。インバータ回路２２から同期電動機２１に出力される平均出力電圧が予め定められる値である場合、デッドタイムｄと誘起電圧Ｅｍと線間電流ｉａとは、相対関係がある。具体的には、デッドタイムｄが一定の場合には、誘起電圧Ｅｍが大きくなるとともに線間電流ｉａが大きくなる。また誘起電圧Ｅｍが一定の場合には、デッドタイムｄが広くなるとともに線間電流ｉａが小さくなる。

したがってデッドタイムｄを広くすることによって、線間電流ｉａを抑えることができるが、デッドタイムｄを過度に広くすると誘起電圧Ｅｍの値が大きいときに線間電流ｉａを流すことができず、磁極の角速度を測定することができない。またデッドタイムｄを狭くすると、誘起電圧Ｅｍの値が大きいときに線間電流ｉａが過電流となる。

したがって誘起電圧Ｅｍの発生可能範囲が予め予想可能な場合には、その予想に基づいてデッドタイムｄを決定することによって、線間電流ｉａが過電流となることを防いで、磁極の角速度を測定することができる。たとえば同期電動機２１の発生誘起電圧範囲が既知である場合、その発生可能範囲において適切なデッドタイムｄを粗推定期間におけるデッドタイムｄｗとしてもよい。また制御装置２４は、フライング制御開始前の実測値または推測値から、粗推定時における誘起電圧Ｅｍの発生可能範囲を求められる場合、求めた発生可能範囲に基づいて、図１０に示すような関係に従って、線間電流ｉａが過電流となることを防いで磁極の角速度を測定可能なデッドタイムｄｗを決定してもよい。

たとえば図１０に示すような関係が成り立ち、線間電流ｉａの絶対値が３０Ａを超えると過電流となる場合、粗推定時における誘起電圧Ｅｍが５２〜６０Ｖの範囲で発生することが予想されると、制御装置２４は、デッドタイムｄを３０μ秒（３×１０^−５秒）に設定する。これによって、線間電流ｉａの電流値を−３０Ａを超えて０Ａ未満にすることができ、磁極の角速度を測定可能でかつ過電流となることを防ぐことができる。

また本発明の第１実施形態では、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗが一定値であるとしたが、より確実に過電流を防ぐために、第２の実施形態として、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗを可変とし、連結経路４６から目的とする電流が流れるように、デッドタイムｄｗを変化させてもよい。以下に第２の実施形態について説明する。

第２の実施形態では、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗの初期値を、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎよりも広く設定する。たとえばフィールドプログラマブルゲートアレイ（Field Programmable Gate Array、ＦＰＧＡ）を用いることによって、粗推定期間中にデッドタイムを変化させることができる。ＦＰＧＡを用いてデッドタイムｄを可変にすることによって、ハードウェアによるデットタイムｄの変更を可能とすることができる。これによってソフトウェアによってデッドタイムを変更する場合に比べて、制御装置２４の安定性を向上することができる。

図１１は、デッドタイムｄを可変とした場合を説明するためのグラフである。インバータ回路２２から同期電動機２１に出力される平均出力電圧が予め定められる値である場合、デッドタイムｄと誘起電圧Ｅｍと線間電流ｉａとは、相関関係がある。具体的には、線間電流ｉａの電流値が予め定める値となるときに、デッドタイムｄと誘起電圧Ｅｍとが比例関係となる。

図１１に示すように線間電流ｉａの電流値がゼロとなる場合には、誘起電圧をＥｍとし、デッドタイムをｄとすると、以下に示す関係式を満たす。
Ｅｍ＝Ｋ_１・ｄ …（３）

なお、（３）式において、Ｋ_１は、予め定められる定数であり、図１１では、１．７×１０^６［Ｖ／秒］に設定される。これによってある任意の時点での誘起電圧Ｅｍが、その時点のデッドタイムｄのＫ_１倍よりも大きければ線間電流ｉａが流れ、デッドタイムｄのＫ_１倍よりも小さければ線間電流ｉａが流れない。

線間電流ｉａが流れないと測定することができないので、粗推定期間では、過電流となることがない線間電流ｉａが流れるようにした状態で、粗推定を行う。本実施の形態では、線間電流ｉａの電流値が予め定める設定電流値となるようにして粗推定を行う。図１１に示すように線間電流ｉａの電流値が設定電流値となる場合には、以下に示す関係を満たす。
Ｅｍ＝Ｋ_１・ｄ＋Ｋ_２ …（４）

なお、（４）式において、Ｋ_２は、予め定められる定数である。図１１において設定電流値が−３０Ａである場合には、Ｋ_２は、１０［Ｖ］に設定される。

本実施の形態では、粗推定期間の最初の期間におけるデッドタイムを初期デッドタイムｄ０として設定し、初期デッドタイムｄ０から予め定める設定電流値の線間電流ｉａが流れるまで、デッドタイムｄを徐々に狭くする。なお、初期デッドタイムｄ０は、想定される最大の誘起電圧Ｅｍが発生しても過電流が発生せず、ＰＷＭ周期の１／２以下に設定され、たとえば５×１０^−５秒（５０μ秒）として設定される。また、初期デッドタイムｄ０は、少なくとも通常推定期間におけるデッドタイムｄｗよりは広く設定される。また、設定電流値は、０を超えて許容電流値範囲内に設定され、たとえば絶対値として３０Ａとして設定される。

実際の誘起電圧Ｅｍが５０Ｖである場合、図１１に示すように、デッドタイムｄを初期デッドタイムｄ０となる５×１０^−５秒から徐々に狭くし、約２．９×１０^−５秒まで狭くすると電流が流れはじめ、約２．３×１０^−５秒となると線間電流ｉａの電流値が−３０Ａとなる。このようにして線間電流ｉａの電流値が−３０Ａとなる時のデッドタイムが求まると、（４）式に、そのデッドタイムｄを代入することで、誘起電圧Ｅｍが５０Ｖであると推定することができる。また推定した誘起電圧Ｅｍに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを求めることができる。

なお、誘起電圧Ｅｍが正の場合について説明したが、誘起電圧Ｅｍが負の場合についてのグラフは、図１１のグラフをＹ軸に線対称に配置したグラフとなり、以下に示す関係を満たす。
−Ｅｍ＝−Ｋ_１・ｄ−Ｋ_２ …（５）

本実施の形態では、粗推定期間においてデッドタイムを徐々に変化させるにあたって、制御装置２４が、線間電流ｉａの電流値に基づいて、デッドタイムｄを能動的に変化させる。そして設定される線間電流ｉａの電流値に達したあとでは、デッドタイムが一定となるように調整する。制御装置２４は、デッドタイムが一定となるように調整して所定期間経過すると、そのときに推定される磁極の角速度および角度位置の精度が高いことを判断して、通常推定期間に移行してもよい。

図１２は、本発明の第２実施形態の制御装置２４の粗推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。図１２に示す本実施の形態では、粗推定期間においてデッドタイムｄを能動的に変化させる。その他の構成については、第１実施形態の制御装置２４と同様であるので、同様である構成については説明を省略する。

制御装置２４は、２つの電流センサ２８ａ，２８ｂからそれぞれ与えられる線間電流ｉａから、磁極と同じ速度で回転する回転座標系上の磁極が発生する磁束に平行なｄ軸電流と、これより（π／２）位相が進んだｑ軸電流とに変換する。そして制御装置２４は、粗推定期間において、ｑ軸電流に基づいて、デッドタイムを操作する。なお、ｑ軸電流は、電流センサによる実効値を用いることもある。

具体的には、制御装置２４は、実際に測定された電流から求められるｑ軸電流実測値Ｉ_δｒを入力値とし、予め定めるｑ軸電流指令値Ｉ_δを目標値とする。またｑ軸電流指令値Ｉ_γｒは、線間電流ｉａの設定電流値となる−３０Ａに設定される。また初期デッドタイムｄ０も予め定められる値が設定される。

制御装置２４は、インバータ回路を制御するための制御部７０として、第１減算器６０と、第１演算器６１と、第１加算器６２とを有する。第１減算器６０は、ｑ軸電流指令値Ｉ_δと、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとを取得して、ｑ軸電流指令値Ｉ_δからｑ軸電流実測値Ｉ_δｒを減算し、その演算結果を第１演算器６１に与える。第１演算器６１は、第１減算器６０の演算結果を予め定める演算式に従って演算処理し、デッドタイムを変化させるための操作量を演算する。本実施の形態では、第１演算器６１は、第１減算器６０の演算結果に予め定める比例ゲインＫ_ｑｐを乗算した比例値と、第１減算器６０の演算結果を積分した積分値に予め定める積分ゲインＫ_ｑｉを乗算した積分値とを求める。

第１加算器６２は、初期デッドタイムｄ０と、第１演算器６１で演算された比例値と積分値とを取得して、それらを加算し、その演算結果を新たなデッドタイムとして設定する。そして設定したデッドタイムとなるようにゲート信号をインバータ回路２２に与えて、インバータ回路２２を制御する。

これによってｑ軸電流指令値Ｉ_δとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとが一致しないと、デッドタイムを変化させ、時間経過とともにｑ軸電流実測値Ｉ_δｒをｑ軸電流指令値Ｉ_δに一致させることができるデッドタイムにすることができる。なお、第１演算器６１で積分演算を含ませることで、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとｑ軸電流指令値Ｉ_δとの間に定常偏差が生じることを防いで、より正確にｑ軸電流指令値Ｉ_δとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとを一致させることができるデッドタイムを演算することができる。

図１１に示したように、ｑ軸電流指令値Ｉ_δの電流が流れるときのデッドタイムを求めることで、誘起電圧Ｅｍを求めることができる。制御装置２４は、磁極の角速度と角度位置とを推定するための推定部７１として、スケール変換器６７と、第２減算器６４と、第２演算器６５と、第２加算器６６と、積分器６８とを有する。

スケール変換器６７は、制御部７０によって演算されるデッドタイムを取得し、取得したデッドタイムに、予め定めるスケール変換係数Ｋ_ｗｔを乗算する。このスケール変換係数Ｋ_ｗｔは、デッドタイムから磁極の角速度を演算するための係数であり、上述した（４）式または（５）式と、（２）式とに基づいて、求めることができる。スケール変換部６７は、演算結果を、磁極の角速度推定値として出力する。

第２減算器６４は、ｄ軸電流指令値Ｉ_γと、ｄ軸電流実測値Ｉ_γｒとを取得して、ｄ軸電流指令値Ｉ_γからｄ軸電流実測値Ｉ_γｒを減算し、その演算結果を第２演算器６５に与える。たとえばｄ軸電流指令値Ｉ_γは、０Ａに設定される。第２演算器６５は、第２減算器６４の演算結果を予め定める演算式に従って演算処理し、磁極の角度を推定するための演算量を演算する。本実施の形態では、第２演算器６５は、第２減算器６４の演算結果に予め定める比例ゲインＫ_ｄｐを乗算した比例値と、第２減算器６４の演算結果を積分した積分値に予め定める積分ゲインＫ_ｄｉを乗算した積分値と、を加算した演算結果を第２加算器６６に与える。

積分器６８は、スケール変換部６７から与えられる磁極の角速度推定値を取得し、その推定値を積分し、第２加算器６６に与える。第２加算器６６は、第２演算器６５から与えられる演算結果と、積分器６８から与えられる演算結果とを加算し、磁極の角度推定値として出力する。

このようにして、制御装置２４は、粗推定期間における磁極の角速度と角度位置とを推定することができる。なお、上述した制御部７０および推定部７１の各ブロックによる動作は、ハードウェア的に実現してもソフトウェア的に実現してもよい。ソフトウェア的に実現する場合、制御装置２４が図１２のブロック図に相当する制御プログラムを実行することによって各ブロックに相当する動作が実現される。また、上述したブロック構成は、実施の形態の一例である。したがって各演算器の一部が異なったり、加算器および減算器の加減算が異なったりしても、本実施の形態に含まれる。

図１３は、制御装置２４の通常推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。制御装置２４は、粗推定期間と通常推定期間とで推定方法を異ならせる。通常推定期間においては、デッドタイムｄｎを予め定められる値に固定する。なお、通常推定期間における磁極の角速度と角度の推定と、インバータ回路２２の制御については、周知の推定方法および制御方法を用いることができる。

本実施の形態では、制御装置２４は、磁極の角速度と角度位置を推定するための推定部７２と、インバータ回路２２を制御するための制御部７３とを有する。推定部７２は、ｄ軸電流実測値Ｉ_γｒとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとを演算するｄｑ変換器８０と、同期電動機２１のモデルを表わすモデル演算式を有するモデル器８１と、第３減算器８３と、モデル器８１の出力に基づいて磁極の角速度、角度位置、誘起電圧を推定する推定アルゴリズムを有する推定器８２とを含む。

ｄｑ変換器８０は、電流センサから与えられる電流値Ｉｕ，Ｉｖと、推定部８２によって推定される磁極の角度位置θｍとに基づいて、ｄ軸電流実測値Ｉ_γｒとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとを演算し、演算結果をモデル器８１に与える。

モデル器８１は、ｄｑ変換器８０からｄ軸電流実測値Ｉ_γｒとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとが与えられるとともに、制御部７３からｄ軸電圧操作値Ｖ_γとｑ軸電圧操作値Ｖ_δとが与えられる。また推定器８２によって推定された誘起電圧Ｅｍが与えられる。

モデル器８１は、与えられたそれらの情報をモデル演算式に代入してモデル演算式を解く。そして同期電動機２１に流れるであろう電流値である、ｄ軸モデル実電流値Ｉ_Ｍγとｑ軸モデル実電流値Ｉ_Ｍδとを演算し、演算結果を第３減算器８３に与える。第３減算器８３は、モデル器８１からｄ軸モデル実電流値Ｉ_Ｍγとｑ軸モデル実電流値Ｉ_Ｍδとが与えられるとともに、ｄｑ変換器８０からｄ軸電流実測値Ｉ_γｒとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとが与えられ、それらの偏差を演算する。具体的には、ｄ軸電流実測値Ｉ_γｒからｄ軸モデル実電流値Ｉ_Ｍγを減算して、ｄ軸電流誤差ΔＩ_γを求め、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒからｑ軸モデル実電流値Ｉ_Ｍδを減算して、ｑ軸電流誤差ΔＩ_δを求める。第３減算器８３は、演算結果を推定器８２に与える。

推定器８２は、第３減算器８３から各電流誤差ΔＩ_γ，ΔＩ_δが与えられ、各電流誤差ΔＩ_γ，ΔＩ_δと、予め定められる推定アルゴリズムとに基づいて、誘起電圧Ｅｍと、磁極の角度位置θｍと、磁極の角速度ωｍとを推定する。推定器８２は、推定した誘起電圧Ｅｍをモデル器８１に与える。また推定した磁極の角度位置θｍを、ｄｑ変換器８０と、逆ｄｑ変換器８７とに与える。また推定した磁極の角速度ωｍを制御部７３に与える。

制御部７３は、第４減算器８４と、速度制御器８５と、電流制御器８６と、逆ｄｑ変換器８７と、ＰＷＭパルス発生器８８とを有する。第４減算器８４は、予め設定される速度指令値ωｒと推定角速度ωｍとを取得する。そして、速度指令値ωｒから推定角速度ωｍを減算し、演算結果を速度制御器８５に与える。速度制御器８５は、第４減算器８４から与えられる演算結果に基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉ_δを演算し、電流制御器８６に演算結果を与える。

電流制御器８６は、速度制御器８５から与えられたｑ軸電流指令値Ｉ_δが与えられるとともに、トルクおよび速度などに応じて設定されるｄ軸電流指令値Ｉ_γが与えられる。そしてこれらの情報から、ｄ軸電圧操作値Ｖ_γとｑ軸電圧操作値Ｖ_δを演算する。そして演算結果をモデル器８１と逆ｄｐ変換器８７とに与える。逆ｄｐ変換器８７は、与えられる各電圧操作値Ｖ_γ，Ｖ_δを、３相の電圧操作値に変換し、ＰＷＭパルス発生器８８に与える。ＰＷＭパルス発生器８８は、逆変換器８７から与えられた３相の電圧操作値を、パルス幅変調し、ゲート信号としてＰＷＭインバータ回路２２に与える。

このように通常推定期間において、制御装置２４が、速度指令ωｒに基づくことによって、同期電動機２１の回転子を所定の回転速度で回転させることができる。また制御装置２４は、ｄ軸電流指令値Ｉ_γに基づいて電流制御を行うことで、ｄ軸成分の電流を同期電動機２１に与えることができる。これによって弱め界磁制御を行うことができる。すなわち回転子が高速回転することに起因して誘起電圧Ｅｍが増大した場合に、同期電動機２１の発生トルクの低下を抑えることができる。なお、本実施形態では、磁極の角速度および角度を推定する推定部７２、いわゆるオブザーバを有する。したがってエンコーダおよびレゾルバなどの磁極の角速度を測定するセンサを必要としない。これによって電動機駆動制御システム２０を安価に構成することができるとともに、構造を簡単化することができ、メンテナンス性を向上することができる。

また、粗推定期間から通常推定期間に移行するときに、粗推定期間で推定された磁極の角速度および角度位置を、通常推定期間における推定値の初期値とする。具体的には、速度制御器８５に与えられる推定角速度ωｍ、ｄｑ変換器８０および逆ｄｑ変換器８７に与えられる推定角度θｍ、モデル器８１に与えられる誘起電圧Ｅｍに与えられる。また推定部７２および制御部７３の有する複数の積分器のうちのいくつかに、初期値として適切に与えられる。

図１４は、制御装置２４の動作を示すフローチャートである。制御装置２４は、ステップｓ０では、電圧センサ２９などから電源が投入されたことを判断すると、ステップｓ１に進み、ＰＷＭインバータ回路２２の制御動作を開始する。

ステップｓ１では、制御装置２４を初期化し、ステップｓ２に進む。ステップｓ２では、上述した粗推定期間における推定方法で磁極の角速度と角度位置との推定を開始する。具体的には、デッドタイムを初期デッドタイムから徐々に狭めながら、線間電流ｉａの電流値を設定電流ｉａとなるように調整し、ステップｓ３に進む。

ステップｓ３では、線間電流ｉａが設定電流値に調整されて、デッドタイムｄが一定となったことを判断すると、そのときの磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを記憶し、ステップｓ４に進む。ステップｓ４では、ステップｓ３で記憶した磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを、通常推定期間の開始時における推定値の初期値として代入する。そして通常推定期間における推定方法で磁極の角速度と角度位置とを推定しながら、予め設定される速度で磁極が角変位するように、ＰＷＭインバータ回路２２にゲート信号を与える。そして終了指令が与えられると、ステップｓ５に進み、動作を終了する。

図１５は、デッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。まず推定が開始されると、粗推定期間となり、次に通常推定期間となる。

制御開始時には、デッドタイムは、初期デッドタイムｄ０であり、時間経過とともに狭くなり、誘起電圧Ｅｍに依存する一定値に調整される。線間電流ｉａは、初期デッドタイムが広い値に設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなってから電流が流れ始める。電流が流れたあとは、時間経過とともに電流値の絶対値が増加する。磁極の角速度および角度位置の推定は、デッドタイムの変化とともに変化する。

線間電流ｉａの電流値が予め定める設定電流値に達すると、磁極の角速度および角度位置の推定が精度良く行われたことになる。デッドタイムは、線間電流ｉａの電流値が予め定める設定電流値に達したあとは、一定値となる。デッドタイムが予め定める時間一定であることを制御装置２４が判断すると、通常推定期間に移行する。

通常推定期間に移行すると、デッドタイムを通常推定期間におけるデッドタイムに調整する。また粗推定期間で推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間の推定を開始する。また同期電動機の制御に起因して線間電流ｉａの大きさを変化させる。

以上のように、第２の実施形態によれば、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎよりも、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗを広くする。これによって推定開始の初期期間において、インバータ回路２２から同期電動機２１に流れる電流を少なくすることができる。これによってインバータ回路２２の推定を開始した初期期間において、磁極の角速度および角度位置の推定精度が低い場合であって、インバータ回路２２の出力電圧と同期電動機によって発生する誘起電圧との位相がずれている場合、誘起電圧が大きい場合でも、インバータ回路２２から同期電動機２１に流れる電流が過電流となることを防ぐことができる。また通常推定期間では、粗推定期間において推定された磁極の角速度および角度位置を、通常推定期間における推定に関する初期値として代入することで、推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めて同期電動機２１に流れる電流を大きくしても、インバータ回路２２および同期電動機２１に流れる電流が、過電流となることを防ぐことができる。これによって通常推定期間においてセンサレス制御を開始しても、同期電動機２１をショックレスにかつ滑らかに回転させることができる。また粗推定期間からの推定結果を利用することによって、通常推定期間での推定精度を高めることができ、同期電動機２１に与える電流が小さくても、同期電動機２１が発生可能なトルクを大きくすることができる。すなわち同期電動機２１のトルクを効率よく発生させることができる。

このように本実施形態によれば、磁極の角度位置を測定するためのセンサを用いる必要がないので、電動機駆動制御システム２０の構造を簡単化することができ、大幅なコストダウンが見込めるとともに、メンテナンス性を向上することができる。また、同期電動機が用いられる環境条件として、粉塵、振動、温度などの条件が厳しく、センサを用いることができない場合でも、センサレスで同期電動機を制御可能とすることができる。

また推定を開始した初期期間における推定精度が低くても、過電流となることを防ぐことができるので、インバータ回路２２および同期電動機２１に過大な負荷がかかることをなくすことができ、それらが損傷することを防いで、電動機駆動制御システム２０の寿命を延ばすことができる。また回転子が停止するまで待たずに、インバータ回路２２の制御を開始することができるので、時間的ロスをなくすことができる。またデッドタイムを変化させることによって、能動的に電流を絞ることができ、制御装置２４によって設定される推定方法、フィードバック周期などの影響にかかわらずに、確実に過電流を防ぐことができる。これによって広い範囲で本実施形態を適用することができる。

また粗推定期間と通常推定期間とでは、デッドタイムが異なることで、インバータ回路２２から流れる電流も異なる。本実施形態では、図１２および図１３に示すように、通常推定期間と粗推定期間とで、推定部の推定方法を異ならせることによって、粗推定期間および通常推定期間での電流値から、磁極の角速度および角度位置をそれぞれ精度良く推定することができ、推定精度を向上することができる。具体的には、粗推定期間と通常推定期間とで推定に用いるインバータ回路２２のモデルを変更することによって、推定精度を向上することができる。また、図１２および図１３に示す制御装置２４の制御ブロック構成を模式的に示すものであって、制御装置２４の一部を示すものである。したがって制御装置２４は、図１２および図１３の構成が全てではなく、他の構成を有していてもよい。たとえば図１２および図１３に示す制御ブロックは、制御装置２４のうちの記憶手段に記憶される動作プログラムを制御装置２４のうちの演算手段が実行することによってそれぞれ実現することができる。

図６に示すように本発明の第１実施形態として、通常推定期間のデッドタイムよりも、粗推定期間においてデッドタイムを広くした固定のデッドタイムを用いたときに、測定される電流値に基づいて誘起電圧を推定してもよい。しかしながら、粗推定期間においてデッドタイムが一定の場合には、誘起電圧Ｅｍが大きければ過電流となり、誘起電圧Ｅｍが小さければ電流が流れないおそれがある。

これに対して本発明の第２実施形態では、粗推定期間においてデッドタイムを、初期デッドタイムｄ０から徐々に狭める。この場合、電流値が徐々に変化し設定電流値に達する。これによって過電流となる前に、磁極の角速度および角度位置を推定可能となるような電流値の電流を流すことができ、過電流とならずに、確実に推定を行うことができる。また、デッドタイムを操作量とすることによって、設定電流値に達するデッドタイムを短時間で設定することができ、粗推定期間を短縮することができる。これによって通常推定期間に素早く移行することができる。

また図１１に示すように、本実施形態では、インバータ回路２２の出力平均電圧をゼロとした状態で、予め定める設定電流値が流れた場合のデッドタイムに基づいて誘起電圧を推定する。そして、図１２に示すブロック構成に従い、誘起電圧Ｅｍから磁極の角速度および角度位置を推定する。これによってデッドタイムの変化にかかわらず、磁極の角速度および角度位置を容易に推定することができる。また、電流実測値を電流指令値となるようにデッドタイムを制御することで、インバータ回路２２から同期電動機に流れる電流値が指令値を超えることを防ぎ、過電流を確実に抑えることができる。

このような本実施の形態の電動機駆動制御システム２０は、同期電動機の回転子が高速で回転する分野に好適に適用することができ、たとえば電車車両に搭載される空調換気装置に好適に適用することができ、車両がセクション通過して電力が再供給された場合に、負荷なく、素早く同期電動機の制御を再開することができる。

図１６は、制御装置２４の他の動作を示すフローチャートである。制御装置２４は、推定開始時の磁極の角速度が、予め定める始動速度以下の場合には、始動速度に達するように、同期電動機を始動制御する場合がある。この場合は、ステップｓ１０〜ステップｓ１３において、図１４に示すステップｓ０〜ステップｓ３と同様の動作を行い、ステップｓ１３で粗推定が完了したことを判断すると、ステップｓ１４に進む。ステップｓ１４では、制御装置２４は、推定した磁極の角速度が、予め定める始動速度以上であるか否かを判断する。制御装置２４が、推定した磁極の角速度が始動速度未満であると判断した場合には、ステップｓ１５に進む。また推定した磁極の角速度が始動速度以上であると判断すると、ステップｓ１６に進む。

ステップｓ１５では、予め定められる始動シーケンスに従って、インバータ装置２２を制御して同期電動機を回転させ、ステップｓ１６に進む。ステップｓ１６においても、ステップｓ１３で推定した磁極の角速度、角度位置、誘起電圧を、始動シーケンスにおける初期値として代入する。そして磁極の角速度が、始動速度以上となると、そのときの磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを記憶し、ステップｓ１６に進む。

ステップｓ１６では、その前のステップで記憶した磁極の角速度と角度位置と誘起電圧とを、通常推定期間の開始時における推定値の初期値として代入する。そして通常推定期間における推定方法で磁極の角速度と角度位置とを推定しながら、予め設定される速度で磁極が角変位するように、ＰＷＭインバータ２２にゲート信号を与える。そして終了指令が与えられると、ステップｓ１７に進み、動作を終了する。

このような動作を行う場合であっても、上述と同様の効果を得ることができる。また粗推定期間における推定値を初期値として、始動シーケンスを行うことで、始動シーケンス動作時においても、過電流が生じることを抑えることができる。また始動時において、同期電動機２１をショックレスにかつ滑らかに回転させることができる。始動シーケンスとして、たとえば所定速度に達するまで、インバータの出力電圧、周波数を一定とする方法がある。

図１７は、本発明の第３実施形態における制御装置２４の粗推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。第３実施形態は、第２実施形態の構成と類似する構成を有する。第３の実施形態のうち、第２実施形態の構成に相当する構成については、説明を省略し、同様の参照符号を付する。第２の実施形態では、ｑ電流実測値Ｉ_δｒに従ってデッドタイムを変化させたが、第３の実施形態では、デッドタイムは、ｑ電流実測値Ｉ_δｒにかかわらず、初期デッドタイムｄ０から時間経過とともに狭くなるように設定する。したがってデッドタイムｄの変化は、時間の関数ｆ（ｔ）によって決定される。また粗推定期間におけるデッドタイムｄｎを時間とともに狭くさせて、粗推定期間におけるデッドタイムが通常推定期間におけるデッドタイムｄｗと等しくなると、デッドタイムの変化を停止させる。

制御装置２４の制御部７０は、インバータ回路２２の推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とを判断する。

制御部７０は、インバータ回路２２の推定を開始したときの初期デッドタイムｄ０が、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎよりも広くする。そして粗推定期間における時間経過とともにデッドタイムｄｗが狭くなるように変化させる。なお、本実施形態では、制御部は、粗推定期間の終了直前におけるデッドタイムｄｗを、通常推定期間のデッドタイムｄｎとほぼ等しくする。

また制御部７０は、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒに基づいて、インバータ回路２２のＰＷＭ変調率を変化させる。推定部７１は、制御部７０から出力されるＰＷＭ変調率に基づいて、磁極の角速度を推定する。また推定した磁極の角速度とｄ軸電流実測値Ｉ_γｒとに基づいて、磁極の角度位置を推定する。たとえば通常推定期間のデッドタイムｄｗに到達したときの、ＰＷＭ変調率と誘起電圧との関係式を既に取得しており、この関係式に変調率を代入することで誘起電圧を推定する。

具体的には、制御装置２４は、第２の実施形態と同様に、第１減算器６０と、第１演算器６１と、第１加算器６２とを有する。第２の実施形態と異なるのは、第１演算器６１がインバータ回路２２のＰＷＭ電圧変調率およびインバータ周波数を変化させるための操作量を演算することである。また第１加算器６２は、第１減算器６０の演算結果に予め定める比例ゲインＫ_ｑｐを乗算した比例値と、第１減算器６０の演算結果を積分した積分値に予め定める積分ゲインＫ_ｑｉを乗算した積分値とを求める。

第１加算器６２は、第１演算器６１で演算された比例値と積分値とを取得して、それらを加算し、その演算結果を新たなＰＷＭ変調率として設定する。そして制御装置２４は、演算したデッドタイムおよびＰＷＭ変調率となるように、インバータ回路２２を制御する。なお変調率は、大略的に誘起電圧Ｅｍに依存した値となるので、変調率から磁極の角速度および角度位置とを求めることができる。制御装置２４は、第２の実施形態と同様に、推定部７１として、スケール変換器６７と、第２減算器６４と、第２演算器６５と、第２加算器６６と、積分器６８とを有する。

スケール変換器６７が、制御部７０によって演算されるＰＷＭ変調率を取得し、取得したＰＷＭ変調率に予め定めるスケール変換係数Ｋ_ＷＶを乗算する。このスケール変換係数は、変調率から磁極の角速度を演算するための係数である。スケール変換部６７は、演算結果を、磁極の角速度推定値として出力する。なお、第２減算器６４と、第２演算器６５と、第２加算器６６と、積分器６８とについては、第２の実施形態と同様であるので説明を省略する。また本実施の形態では、ＰＷＭ変調率を変化させて、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒをｑ軸電流指令値Ｉ_δに近づけ、そのときのＰＷＭ変調率に基づいて誘起電圧Ｅｍを求めた。このほか、ＰＷＭ変調率以外のパラメータを変更させて、ｑ軸電流指令値Ｉ_δに達したときのパラメータ値に基づいて誘起電圧Ｅｍを求めることができる。このパラメータは、線間電流ｉａが予め定める設定電流値において、誘起電圧Ｅｍと一対一で対応するパラメータであり、制御装置２４によって制御可能なパラメータとなる。

図１８は、デッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。まず制御動作が開始されると、粗推定期間となり、次に通常推定期間となる。

制御開始時には、デッドタイムは、初期デッドタイムｄ０であり、時間経過とともに狭くなり、通常推定期間のデッドタイムｄｎと同じになるとその変化を停止する。線間電流ｉａは、初期デッドタイムｄ０が広く設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなると、電流が流れ始める。そして電流実測値が予め定める電流指令値に収束するように、ＰＷＭ電圧変調率と、インバータ周波数と、推定角度とが調整される。たとえば図１８では、電流指令値はゼロに設定される。磁極の角速度および角度位置の推定は、ＰＷＭ変調率の変化とともに変化する。

このような実施形態においても、推定時間が長くなるにつれて、磁極の角速度および角度位置の推定の精度が向上し、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗが通常推定期間におけるデッドタイムｄｎに達した状態では、磁極の角速度と角度位置の推定が正確に行われることになる。制御装置２４は、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎと等しくなってから、予め定める時間が経過したと判断すると、通常推定期間に移行し、同期電動機２１の制御を開始する。同期電動機２１の制御を開始する場合、粗推定期間に推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間の推定を開始する。また同期電動機の制御に起因して線間電流ｉａの大きさが変化する。たとえば粗推定期間は、同期電動機の回転周期の１／４以内に設定される。

以上のように、第３の実施の形態によれば、第２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、粗推定期間におけるデッドタイムｄｗの変化を、電流実測値にかかわらずに行わせることによって、デッドタイムｄを能動的に変化させる必要がなく、デッドタイムｄの設定を容易に行うことができる。また、粗推定期間が終わる直前には、デッドタイムｄｗは、通常推定期間のデッドタイムｄｎと等しく設定されるので、粗推定期間から通常推定期間に移行しても、デッドタイムｄの変化によるショックをなくすことができる。したがって通常推定期間においてセンサレス制御を開始しても、同期電動機２１をショックレスにかつ滑らかに回転させることができる。

また、粗推定期間のうちで、デッドタイムｄを変化させる変化期間と、通常推定期間と等しいデッドタイムｄｎとする定常期間を設ける。定常期間を設けることで、変調率とデッドタイムとがともに変化する場合であっても、粗推定期間の終わりには、磁極の角速度と角度位置とを精度良く推定することができる。

図１９は、本発明の第４実施形態である発電制御システム１２０を示すブロック図である。本発明の第４実施形態の発電制御システム１２０は、同期発電機１２１を用いて直流電力を生成し、たとえば風力発電機などに用いられる。この場合、同期発電機１２１の回転子に風によって回転する風車が接続される。制御システム１２０は、同期発電機１２１の回転子が回転した状態で、同期発電機１２１から発電される電力の整流制御を開始することになる。

制御システム１２０は、同期発電機１２１の回転子の磁極の角速度および角度位置を推定して、推定した磁極の角速度および角度位置に追従するように、整流装置であるＰＷＭコンバータ回路１２２の動作を調整する。発電制御システム１２０は、同期発電機１２１と、ＰＷＭコンバータ回路１２２と、負荷回路部１２３と、制御装置１２４とを含んで構成される。

同期発電１２１は、３相同期発電機であり、回転子の角度位置を検出するための角度センサが設けられないセンサレスに構成される。負荷回路１２３は、ＰＷＭコンバータ回路１２２によって整流された直流電力が与えられ、電圧センサ１２９が設けられる。電圧センサ１２９は、コンバータ回路１２２から負荷回路１２３へ印加される直流母線電圧信号を制御装置１２４に与える。

ＰＷＭコンバータ回路１２２は、同期発電機１２２で発生された交流電力を直流電力に整流し、たとえば三相のブリッジ回路から成る。コンバータ回路１２２の構成は、図２に示すインバータ回路２２とほぼ同様であり、説明を省略する。またコンバータ回路１２２と同期発電機１２２とを接続する３つの接続経路１２７のうちの２つには、電流センサ１２８が介在される。各電流センサ１２８は、電流の実測値を制御装置１２４に与える。

制御装置１２４は、電圧センサ１２９から与えられる直流母線電圧センサ信号と、電流センサ１２８から与えられる各電流センサ信号とを取得する。制御装置１２４は、取得した電流センサ信号に基づいて、同期発電機１２１を流れる電流実測値を判断する。また制御装置１２４は、他の装置から制御開始指令に基づいて、推定開始のタイミングを判断する。

制御装置１２４は、同期発電機２１を流れる電流実測値に基づいて、同期発電機１２１の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、コンバータ回路１２２の各スイッチング素子Ｔｒにゲート信号をそれぞれ与える制御部とを有する。

本実施の形態では、このような発電システムにおいても適用することができる。制御部は、推定部による磁極の角速度と角度位置との推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、推定部による推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とを判断する。制御部は、粗推定期間におけるデッドタイムが、通常推定期間におけるデッドタイムよりも広くなるように、コンバータ回路１２２の各スイッチング素子Ｔｒにゲート信号を与える。また本実施の形態では、制御部は、通常推定期間において、推定部の推定結果に基づいて、コンバータ回路１２２を介して同期電動機２１の制御を開始する。

図２０は、第４実施形態におけるデッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。第４実施形態では、制御装置１２４の構成は、第２の実施の形態に類似する。

制御装置１２４は、図１２および図１３に相当する制御ブロックを有し、粗推定期間におけるデッドタイムを、通常推定期間におけるデッドタイムよりも広くする。制御装置１２４は、粗推定期間において、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒがｑ軸電流指令値Ｉ_δとなるように、デッドタイムを徐々に狭める。そして変化させたデッドタイムに基づいて、同期発電機１２１の回転子の磁極の角速度を推定する。また推定した角速度とｄ軸電流実測値Ｉ_δとに基づいて、磁極の角度位置を推定する。

図２０に示すように、制御開始時には、デッドタイムは、初期デッドタイムｄ０であり、ｑ軸電流指令値Ｉ_δとｑ軸電流実測値Ｉ_δｒとの偏差に基づいて狭くなり、誘起電圧Ｅｍに依存する一定値に調整される。線間電流ｉａは、初期デッドタイムｄ０が広い値に設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなってから電流が流れ始める。電流が流れたあとは、時間経過とともに電流値の絶対値が増加する。磁極の角速度および角度位置は、デッドタイムの変化にともなって推定される。

線間電流ｉａの電流値が予め定める設定電流値に達したあと、デッドタイムは、一定値となる。この場合、磁極の角速度および角度位置の推定が精度良く行われたことになる。デッドタイムが予め定める時間一定であることを制御装置１２４が判断すると、通常推定期間に移行する。

通常推定期間に移行すると、デッドタイムｄを通常推定期間におけるデッドタイムｄｎに調整する。また粗推定期間で推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間における磁極の角速度および角度位置の推定を開始する。そして磁極の角速度および角度位置に追従した動作が行われるように、コンバータ回路１２２を制御する。

図２１は、本発明の第５実施形態におけるデッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。本発明の第５実施形態では、制御装置１２４の構成は、第３の実施の形態に類似する。

制御装置１２４は、図１３および図１７に相当する制御ブロックを有し、粗推定期間のうちの初期デッドタイムｄ０を通常推定期間におけるデッドタイムｄｎよりも広くする。制御装置１２４は、粗推定期間を開始してから、時間経過とともにデッドタイムｄを徐々に狭める。また粗推定期間において、ｑ軸電流実測値Ｉ_δｒがｑ軸電流指令値Ｉ_δとなるように、ＰＷＭの電圧変調率を調整する。そして変化させた変調率に基づいて、同期発電機１２１の回転子の磁極の角速度を推定する。また推定した角速度とｄ軸電流実測値Ｉ_δｒとに基づいて、磁極の角度位置を推定する。

図２１に示すように、制御開始時には、デッドタイムｄは、初期デッドタイムｄ０であり、時関経過に基づいて狭くなり、通常推定期間におけるデッドタイムｄｎと等しくなるよう調整される。線間電流ｉａは、初期デッドタイムｄ０が広い値に設定されるので、電流値がゼロまたは非常に小さい状態から始まる。そして時間が経過して、ある程度デッドタイムが狭くなってから電流が流れ始める。電流が流れたあとは、時間経過とともに電流値の絶対値が増加する。電流値は、デッドタイムの増加とともに変化するが、ＰＷＭ変調率が調整されることによって、予め定める値に調整される。磁極の角速度および角度位置の推定は、ＰＷＭ変調率の変化にともなって推定される。

粗推定期間においてデッドタイムｄｗが通常推定期間のデッドタイムｄｎと等しくなってから、予め定める期間経過すると、磁極の角速度および角度位置の推定が精度良く行われたことになる。デッドタイムと等しくなってから予め定める期間が経過したことを制御装置１２４が判断すると、通常推定期間に移行する。

通常推定期間に移行すると、デッドタイムｄを通常推定期間におけるデッドタイムｄｎに調整する。また粗推定期間で推定した磁極の角速度および角度位置を初期値として、通常推定期間における磁極の角速度および角度位置の推定を開始する。そして磁極の角速度および角度位置に追従した動作が行われるように、コンバータ回路１２２を制御する。

第４実施形態および第５実施形態によれば、制御開始の初期期間では、コンバータ回路１２２から同期発電機１２１に流れる電流が少なくなり、初期期間における磁極の角速度と角度位置との推定が正確でなくとも、コンバータ回路１２２および同期発電機１２１が過電流となることを抑制することができる。また通常推定期間では、制御開始から時間が経過して推定精度が高くなっているので、デッドタイムを狭めてコンバータ回路１２２から同期発電機１２１に流れる電流を大きくしても、コンバータ回路１２２および同期発電機１２１が過電流となることが防がれる。これによって、上述した第１〜第３実施形態と同様の効果を得ることができる。

上述した本発明の各実施形態は、本発明の例示に過ぎず、発明の範囲内において構成を変更することができる。たとえば粗推定期間においてデッドタイムを広くすればよく、粗推定期間と通常推定期間とで推定方法が同じであってもよい。また第２〜第５実施形態では、粗推定期間においてデッドタイムｄｗを広い状態から狭い状態に変化させるようにしたが、一定の値であってもよい。この場合の粗推定期間におけるデッドタイムは、少なくとも通常推定期間のデッドタイムよりも広く設定される。また粗推定期間と通常推定期間とで推定方法を異ならせる場合も、上述した方法に限定されない。

また制御部は、推定部による推定を開始してから予め定める時間が経過すると、通常推定期間の開始を判断するとしたが、これに限らず、予め定める条件が成立したことによって、通常推定期間の開始を判断してもよい。たとえば粗推定期間において、磁極の角速度および角度位置の推定に用いられる物理量、たとえば同期電動機または同期発電機を流れる電流値、デッドタイム、電圧変調率などが予め定める一定期間以上、安定すると通常推定期間の開始を判断してもよい。また推定値と実測値との偏差が予め定める範囲内に達した場合に、通常推定期間の開始を判断してもよい。

また第１実施形態において、粗推定期間においてデッドタイムが短くなっていればよく、誘起電圧Ｅｍが正負のいずれかである場合に、線間電流ｉａが正負のいずれかとなるようにデッドタイムが調整されなくてもよい。また第１オン期間Ｗ１１と第２オン期間Ｗ１２とが異なる場合、第１デッドタイムｄｗ１と第２デッドタイムｄｗ２とが同じに設定されなくてもよい。

また、上述した電子回路およびブロック図は、本発明の一例示であり、同様の効果を得ることができるならば適宜変更してもよい。ＰＷＭインバータ／コンバータ回路として、フルブリッジ型としたが、ハーフブリッジ型でも同様に実現でき、いわゆる自励インバータ／コンバータ回路であればよい。また図１２および図１７に示す演算器６１，６５の演算内容は、これに限定されず、他の構成であってもよい。また本実施形態では、車両の換気装置、風力発電装置に適用した例について示したが、回転した状態で同期機の制御を開始する制御装置全般に適用することができる。なお、同期機とは、同期電動機および同期発電機を含む。また本実施の形態では、制御部は、通常推定期間においインバータ／コンバータ回路を介して同期機の制御を開始するとしたが、粗推定期間においても、推定部の推定結果に基づいて、インバータ／コンバータ回路を介して同期機の制御を行ってもよい。

また上述する同期機の回転子の角速度および角度位置の推定方法および同期機の制御方法、同期機の制御に用いられるインバータ／コンバータ回路を制御する制御方法についても、本発明に含まれる。またこれらの方法を制御装置に実行させるプログラムおよびプログラムが記憶された記憶媒体についても本発明に含まれる。

本発明の実施の第１形態である電動機駆動制御システム２０を示すブロック図である。 ＰＷＭインバータ回路２２の回路構成の一例を示す図である。 インバータ回路２２の一部を、単相のフルブリッジ回路２２Ａとして示す回路図である。 通常推定期間における各スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。 粗推定期間における各スイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。 粗推定期間におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態、誘起電圧Ｅｍ、線間電圧Ｅａおよび線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。 粗推定期間におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態、誘起電圧Ｅｍ、線間電圧Ｅａおよび線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。 デッドタイムｄｎが狭い場合におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態、線間電圧Ｅａおよび線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。 第１実施形態の変形例での粗推定期間におけるスイッチング素子Ｔｒのオンオフ状態および線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。 デッドタイムｄと誘起電圧Ｅｍと線間電流ｉａとの関係を示すグラフである。 デッドタイムｄを可変とした場合を説明するためのグラフである。 本発明の第２実施形態の制御装置２４の粗推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。 制御装置２４の通常推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。 制御装置２４の動作を示すフローチャートである。 デッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。 制御装置２４の他の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態における制御装置２４の粗推定期間における制御ブロック構成を示すブロック図である。 デッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。 本発明の第４実施形態である発電制御システム１２０を示すブロック図である。 第４実施形態におけるデッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。

本発明の第５実施形態におけるデッドタイムｄ、磁極の角速度ω、磁極の角度位置θ、線間電流ｉａの時間変化を示すタイミングチャートである。

符号の説明

２０ 電動機駆動制御システム
２１ 同期電動機
２２ インバータ回路
２４ 制御装置
７０，７３ 制御部
７１，７２ 推定部
１２０ 発電制御システム
１２１ 同期発電機
１２２ コンバータ回路

Claims (10)

1. インバータ回路から交流電力を与えることによって同期電動機を回転駆動する同期電動機の制御装置であって、
   同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
   推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置とに基づいて、磁極の角速度が予め定められる角速度となるように、インバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
   制御部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路におけるデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 推定部は、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とで推定方法を異ならせることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
3. 粗推定期間において、
   制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期電動機を流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
   推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする請求項２記載の同期電動機の制御装置。
4. 粗推定期間において、
   制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする請求項１または２記載の同期電動機の制御装置。
5. 同期発電機から与えられる交流電力を、コンバータ回路によって整流する同期発電機の制御装置であって、
   同期発電機を流れる電流に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定する推定部と、
   推定部によって推定された磁極の角速度と角度位置に、コンバータ回路の動作が追従するように、コンバータ回路にゲート信号を与える制御部とを有し、
   制御部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定部が推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くすることを特徴とする同期発電機の制御装置。
6. 推定部は、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立するまでの粗推定期間と、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間とで、推定方法を異ならせることを特徴とする請求項５記載の同期発電機の制御装置。
7. 粗推定期間において、
   制御部は、デッドタイムを広げた状態から、同期発電機から流れる電流が予め定める設定電流値となるように、デッドタイムを調整し、
   推定部は、デッドタイムに基づいて、磁極の角速度と角度位置とを推定することを特徴とする請求項６記載の同期発電機の制御装置。
8. 粗推定期間において、
   制御部は、デッドタイムを広げた状態から、デッドタイムが時間経過とともに狭まるように変化させることを特徴とする請求項５または６記載の同期発電機の制御装置。
9. インバータ回路から交流電力を与えることによって同期電動機を回転駆動する同期電動機の制御方法であって、
   同期電動機を流れる電流に基づいて、同期電動機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのインバータ回路におけるデッドタイムを、同期電動機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのインバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
   推定結果に基づいて、インバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期電動機の制御方法。
10. 同期発電機から与えられる交流電力を、コンバータ回路によって整流する同期発電機の制御方法であって、
    同期発電機を流れる電流実測値に基づいて、同期発電機の回転子の磁極の角速度と角度位置とを推定し、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始したときのコンバータ回路におけるデッドタイムを、同期発電機の回転子が回転した状態で推定を開始してから予め定める条件が成立した後の通常推定期間でのコンバータ回路のデッドタイムよりも広くし、
    推定結果に基づいて、コンバータ回路にゲート信号を与えることを特徴とする同期発電機の制御方法。

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