JP4803695B2

JP4803695B2 - 位相及び振幅のデジタル変調を行う回路とその方法

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Publication number: JP4803695B2
Application number: JP2002513084A
Authority: JP
Inventors: サドウィー，ジェローム; ブーランジェ，シリル; ラロリー，ジャン−クロード; ラピエール，リュック
Original assignee: Centre National dEtudes Spatiales CNES
Current assignee: Centre National dEtudes Spatiales CNES
Priority date: 2000-07-13
Filing date: 2001-07-09
Publication date: 2011-10-26
Anticipated expiration: 2021-07-09
Also published as: FR2811826A1; ES2219576T3; WO2002007303A1; DE60102709D1; US20040021523A1; FR2811826B1; WO2002007303A8; ATE264019T1; EP1316142B1; EP1316142A1; JP2004504748A; DE60102709T2; US6831526B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、−特に超高周波の領域（無視できない伝播現象を伴う周波数領域）のものでもありうる−高周波数の周期的搬送波信号のデジタル変調方法に関するもので、一般的にはより低い周波数（つまり搬送波信号のものよりも低い周波数）のデジタル変調信号によるものであり、−特に位相シフトによる−その実施に用いる変調回路は、少なくとも一つの変調セルを含み、該セルは、デジタル変調信号の少なくとも一部−特に一つの成分−を表す、二つのデジタル制御信号を受信するためのものである。本発明は、そのような方法の実施に適合した変調電子回路にも及ぶものである。
【０００２】
【従来の技術】
国際公開第９８／３８７３０号パンフレットには、分布構造の位相シフトによる電子変調回路について記載されており、該電子変調回路は、ｎの位相差セルをもつ一つの分布線と、位相差セルのそれぞれから伸び、また、それぞれ一つのスイッチング／変調回路を含む、複数のｎ本の並列分路と、スイッチング／変調回路から発せられる信号の位相の和を求める手段とを含む。求められる位相状態の数は、分路の本数よりも多くてもよいが、それは、それらの分路が、スイッチング／変調回路として変調セルを含み、該セルが、最も基本的な実施形態において、二つの相補的デジタル信号を受信する（ＢＰＳＫまたはＭＤＰ２と呼ばれる）、二つの位相状態での位相シフトによる変調セルである場合である。
【０００３】
ＢＯＶＥＤＡｅｔａｌ．：“Ａ０．７−３ GHｚＧａＡｓＱＰＳＫ／ＱＡＭＤＩＲＥＣＴＭＯＤＵＬＡＴＯＲ”ＩＥＥＥＪＯＵＲＮＡＬＯＦＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥＣＩＲＣＵＩＴＳ，Ｖｏｌ．２８，ｎ゜１２，１９９３年１２月１日，１３４０−１３４９にもまた、ＢＰＳＫデジタル変調セルの他の応用例が記載されているが、それは位相及び／または振幅の変調を実現するためのものである。
【０００４】
例えば、Ａ．ＰＲＩＭＥＲＯＳＥｅｔａｌ．“ＨｉｇｈＢｉｔＲａｔｅＦｏｕｒ，ＰｈａｓｅＭＭＩＣＲｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒａｎｄＭｏｄｕｌａｔｏｒ”ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＧＡＡＳ９２ＥｕｒｏｐｅａｎＧａｌｌｉｕｍＡｒｓｅｎｉｄｅａｎｄｒｅｌａｔｅｄＩＩＩ−ＶＣｏｍｐｏｕｎｄｓＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｍｐｏｓｉｕｍ，２７−２９，Ａｐｒｉｌ１９９２，ＮＯＯＲＤＷＪＩＫのような刊行物に記載されている、二つの位相状態ＢＰＳＫデジタルの変調セルの既知のすべての応用例において、ＢＰＳＫセルに印加するデジタル制御信号は、原則として二つの相補的状態の信号Ｉ，その共役複素数Ｉである。
【０００５】
従って、フレネル平面の諸点（位相及び／または振幅の状態）は、このような方法において、アドレス指定されることが可能であり、また、既知のデジタル変調回路は、例えば国際公開第９８／３８７３０号パンフレットの場合には、２ⁿのような数値に限定される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、同等の原価、同等の容積、同等の重量、そして同量のエネルギー消費のために変調性能を改善すべく、同じ構造の回路のフレネル平面の諸点（位相及び／または振幅の状態）の数を増やすことができるようにする必要があるように思われる。
【０００７】
それゆえ本発明は、この必要性を簡便かつ経済的に満足なものにすることを目指すものである。本発明は特に、消費ゼロの出力損失と少量のエネルギー消費によって、多数の点（位相及び／または振幅の状態）のアドレス指定を可能とする、変調方法並びに変調回路を提案することを目指すものであり、その結果、この回路とこの方法は、多くの実施例において様々なコード化や変調によって適合、使用可能となる。
【０００８】
本発明は更に、非常に高い精度での−特に砒素化ガリウムＧａＡｓにおける−モノリシックマイクロ波技術（ＭＭＩＣ）の実施に、好適に適合するような変調方法と変調回路を提案することを目指すものである。
【０００９】
更に詳細には本発明は、位相及び／または振幅の状態の簡単な選択を可能にすることを、システムへとそれが組み込まれる時点（つまり集積回路それ自体の設計または製造時点ではない）においても目指すものである。
【００１０】
本発明は更に詳細には、宇宙空間システム搭載の制約（省スペース、高い信頼性、省エネルギー等）と両立可能な、このような変調方法と変調回路を提案することを目指すものである。
【００１１】
本発明はまた更に詳細には、多数の位相及び／または振幅の状態を処理する場合に好適になるＭＣＴのような高ビットレート変調のコード化と両立可能な、このような変調方法と変調回路を提案することを目指すものである。
【００１２】
本発明はまた更に詳細には、特に超高周波の領域の、あらゆる周波数の搬送波信号に適合可能な、このような変調方法と変調回路を提案することを目指すものである。
【００１３】
本発明はまた更に詳細には、製作完了後に、周波数が固定されているが、（例えば地球観察遠隔測定用のＸバンド、マルチメディア遠距離通信衛星のＫバンドのような）広い帯域で選択可能な、入力される搬送波信号を受入れることのできる、このような変調方法と変調回路を提案することを目指すものである。
【００１４】
本発明は更に、入力線や入力信号に感知されるような擾乱を生じさせないような、変調を提案することを目指すものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
そのようにするために、本発明は、更に低い周波数のデジタル変調信号を用いた搬送波信号の変調方法に関するものであり、該方法の実施に用いる変調回路は、デジタル変調信号の少なくとも一部を表す、二つのデジタル制御信号を受信するための変調セルを少なくとも一つ含み、該搬送波信号変調方法は、デジタル変調信号の少なくとも一つの値に対し同じ値の二つのデジタル制御信号を、少なくとも一つの同じ変調セルに印加することを特徴とする。その際、この変調セルは、（デジタル制御信号が互いに同じ値をとる）デジタル変調信号のこの値に変調基本信号と呼ばれる一つの信号を供給するが、該変調基本信号は、それらのデジタル制御信号が相補的である場合に供給される信号と、−特に、ゼロである−振幅及び／または位相によって異なる。
【００１６】
本発明はまた、本発明の方法の実施に適した回路にも及ぶものである。それゆえ、本発明による変調回路はまた、より低い周波数のデジタル変調信号を用いた搬送波信号の変調を行うのに適しており、該変調回路は、デジタル変調信号の少なくとも一部を表す、二つのデジタル制御信号を受信するための変調セルを少なくとも一つ含み、デジタル変調信号の少なくとも一つの値に対し、少なくとも一つの同じ変調セルが同じ値の二つのデジタル制御信号を受信することに適していることを特徴とする、変調回路である。
【００１７】
少なくとも一つの変調セルは、唯一の位相状態による振幅変調のタイプのものであり得る。それにもかかわらず、好適に、かつ、本発明により、少なくとも一つの変調セルは位相シフトによる変調セルであり、それにより、本発明による方法と回路は、少なくとも位相シフトによってデジタル変調を行う。
【００１８】
変調セルのそれぞれが、位相シフトを用いた、二つの−特に逆位相の−位相状態を有するタイプの変調セル（ＢＰＳＫまたはＭＤＰ２と呼ばれるセル）となりうるものであり、一般的には唯一の振幅状態を呈するが、二つの振幅状態を呈することも可能である。同じ値のデジタル制御信号を印加しつつ、そこに、一つ、更には二つの位相及び／または振幅状態を追加する。二つの状態の間の位相差が明確に１８０°である場合、及び／または二つの状態の振幅が異なっている場合には、前記変調セルは、受信するデジタル制御信号が０に等しい際、また１に等しい際には、同一の変調基本信号を供給しない。よって、この変調セルに、二つの相補的状態を作り出すことになる。この変調基本信号は、デジタル制御信号が同じ値（二つとも０か１に等しい）場合には、必ずしもゼロではない。
【００１９】
それにかかわらず、好適には、有利に、そして本発明により、少なくとも一つのデジタル変調信号の値に対して同じ値の二つのデジタル制御信号を受信する、少なくとも一つの変調セルが、デジタル変調信号のその値に対してはゼロとなる、変調基本信号と呼ばれる一つの信号を供給するように適合される。
【００２０】
更に、少なくとも一つの変調セルを、好適に、そして本発明により、相補的デジタル制御信号を受信する際に、少なくとも一つの変調セルが、二つの位逆相の状態と、唯一の振幅状態の変調基本信号を供給するように、そして、同じ値のデジタル制御信号を受信する際にはゼロとなる、変調基本信号を供給するように適合される。
【００２１】
そのようにして、本発明による方法と回路においては、変調セルＢＰＳＫのそれぞれが供給する信号は、従来のＢＰＳＫセルの場合のように、二つの値だけではなく、−特に値の一つがゼロである−三つ、更には四つの異なる値を呈することができる。様々な変調セルの様々な変調基本信号は、変調出力信号を形成するために組み合わせられる−特に和が位相によって求められる−。そのようにして、更に多数のフレネル平面の点のアドレス指定が可能になる。
【００２２】
有利には、本発明による方法は、変調回路が少なくとも二つの変調セルを含むことと、デジタル変調信号の少なくとも一つの値に対して、同じ値の二つのデジタル制御信号を、少なくとも一つの変調セルに印加し（この変調セルが供給する一つの変調基本信号は、好適にはデジタル変調信号のその値に対してゼロである）、相補的値の二つのデジタル制御信号を少なくとも一つの他の変調セルに印加すること（この他の変調セルが供給する一つの変調基本信号は、デジタル変調信号のその値に対してゼロではない）、とを特徴とする。
【００２３】
特に、本発明の好ましい変形例において、デジタル変調信号の同じ値に対して、少なくとも一つの他の変調信号が供給する変調基本信号がゼロではない一方で、少なくとも一つの変調信号が供給する変調基本信号はゼロである。
【００２４】
有利には、本発明による方法はまた、少なくとも一つのデジタル変調信号の値に対して、同じ値の二つのデジタル制御信号を少なくとも一つの変調セルに印加すること、また、少なくとも一つの他のデジタル変調信号の値に対し、相補的値の二つのデジタル制御信号を、一つ（あるいは複数）の変調セルに印加することとを特徴とする。従って、特に、同じ一つの変調セルが、デジタル変調信号の全ての値に変調基本信号ゼロを供給するわけではない。
【００２５】
有利に、そして本発明によると、二つの位逆相の状態のそれぞれの変調セルに対し、該二つの逆位相の状態が同じ値である場合は、同じ一つの変調セルに印加されるデジタル制御信号は両方とも０に等しい。このようにして、１に等しい二つのデジタル制御信号に対する、変調基本信号を完全には取り消せない電子回路の技術的不備に起因する偏移を回避することになる。
【００２６】
更に、（国際公開第９８／３８７３０号パンフレット（図７）あるいは、前述のＡ．ＰＲＩＭＥＲＯＳＥｅｔａｌ．の刊行物に記載されているような）従来のＢＰＳＫ変調セルは、相補的状態の制御信号を受信する際には、十分にインピーダンス整合される。それにもかかわらず、とりわけ超高周波の領域において、制御信号が同時に同一の値、特に両方とも値０を取る場合は、それに該当しない。しかしながら、本発明者等は、インピーダンス整合の不備によって生じた偏移が技術的ばらつきを下回るか、あるいは同程度になるような趣向で、制御信号が相補的になるか、または等しくなるように、インピーダンス整合が十分に行われるようなインピーダンス整合手段を用意することが事実、可能であることを明確にした。
【００２７】
そういうわけで、有利に、本発明によると、搬送波信号から発せられる入力信号を、インピーダンス整合手段を介して、変調セルのそれぞれに供給するが、該手段は、変調セルが受信するデジタル制御信号が相補的である場合も、等しい場合も少なくとも、ほぼ同様に、該変調セルとインピーダンス整合するように適合されているものである。有利に、本発明によると、インピーダンス整合手段は、それぞれの変調セルに、入力信号を受信し、また変調セルに接続されている一つのトランジスタと、トランジスタとアースとの間には並列抵抗を含むものである。
【００２８】
更に、有利に、本発明によると、分布構造の変調回路を用いるが、該回路はそれぞれに、二つのデジタル制御信号を受信するための変調セルを少なくとも一つ備えた、複数の導出分路を含むものであり、該導出分路はそれぞれ、変調分路出力信号と呼ばれる信号を送出し、そして、変調出力信号を形成するために、様々な導出分路から発せられる変調分路出力信号の位相の和を求める。特に、国際公開第９８／３８７３０号パンフレットに記載の分布構造と合致した変調回路を用いる。ＢＰＳＫ変調セルそれぞれの位相状態の数は、本発明の方法においては、２ではなく３に等しく、それは、変調出力信号によって、フレネル平面の（国際公開第９８／３８７３０号に記載されたような２ⁿ個ではなく）３ⁿ個の点のアドレス指定を可能にするが、この場合、ｎはその回路の分路の本数を示す。
【００２９】
本発明は、本発明の方法の前述の特徴の実施に適合していることを特徴とする、変調回路をも含む。特に、本発明の回路は、有利に、変調セルそれぞれの上流にインピーダンス整合手段を含むが、該手段は、搬送波信号から発せられる一つの入力信号をその変調セルに供給し、そして、該変調セルが受信するデジタル制御信号が相補的である場合も、等しい場合も、少なくともほぼ同様に該変調セルとインピーダンス整合するように、適合されているものである。
【００３０】
本発明はまた、前述のまたは後述の全て、または一部の特徴の組み合わせを特徴とする、変調方法及び回路にも関係するものである。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の他の目的、特徴及び利点は、添付図面を参照しつつ、以下の説明を読むことで明らかになっていく：
・図１は、本発明の変調回路の原理図である。
・図２は、四本の分路を備えた分布構造の本発明の一つの実施態様による、変調回路の実施例を図示するものである。
・図３は、図２の回路の変調出力信号の複素平面内のベクトル構成例を示すフレネル図である。
・図４は、図２の回路によりアドレス指定可能なフレネル複素平面の様々な諸点と、１６−ＰＳＫ変調の実施のための本発明の一つの応用例とを示すフレネル図である。
・図５は、図４と同じではあるが、１６−ＱＡＭ変調の実施のための本発明の他の応用例を示すものである。
【００３２】
図１は、Ｓｅ＝Ａ．ｓｉｎ（ωｅ．ｔ＋φｅ）搬送波信号と呼ばれる入力信号と、それ自体がデジタル信号であるか、あるいはデジタル信号を表す変調信号ＳＣｊとを受信し、またＳｓ＝Ａ’．ｓｉｎ（ωｓ．ｔ＋φｓ）変調出力信号を送出する、本発明の変調回路１を示す。（ＰＳＫ「フェーズ・シフト・キーイング」と呼ばれる）位相シフトによる変調を行う場合、変調出力信号Ｓｓは、例えばＮＲＺタイプのデジタル変調信号ＳＣｊに応じて位相が変調される。一般的に、ωｓ＝ωｅである。
【００３３】
本発明の変調回路１は位相シフトによる少なくとも一つの変調セルＣＭｉを含むが、該変調セルは、変調信号ＳＣｊの少なくとも一部を表す、二つのデジタル制御信号ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２を受信するタイプのものである。
【００３４】
このような変調セルＣＭｉは、（デジタル制御信号が相補的である場合には）二つの逆位相の状態、また唯一の振幅状態である従来のＢＰＳＫ変調セルから一つ形成することが可能である。そのような変調セルＣＭｉは、例えば、上記の刊行物Ａ．ＰＲＩＭＥＲＯＳＥｅｔａｌ．（図３ｂ）に記載されたものであり、該変調セルは、電界効果トランジスタから成る二つのスイッチングと、二つの入力フィルタ、すなわち、−９０°の位相差を誘導する一つのローパスフィルタと＋９０°の位相差を誘導する一つのハイパスフィルタとを備えている。変形例または組み合わせ例として、国際公開第９８／３８７３０号パンフレット（図７）に記載されているようなＢＰＳＫ変調セルを用いてもよい。
【００３５】
それにかかわらず、これらのＢＰＳＫ変調セルの変更を行い、同時に同一の値をとるデジタル制御信号ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２を該セルに印加するようにする。ＡＰＲＩＭＥＲＯＳＥｅｔａｌ．の刊行物に記載されているセルの場合は、これらのデジタル制御信号は、それぞれ、電圧Ｖｇとその共役複素数Ｖｇによって形成される。国際公開第９８／３８７３０号パンフレット（図７）に記載されているセルの場合、回路内の変調信号から形成される相補的信号の代わりに、それぞれスイッチングトランジスタＣＯ０及びＣＯ１のゲートにデジタル制御信号ＳＣｊｉ１とＳＣｊｉ２が、本発明によって印加される。
【００３６】
更に、本発明の変調回路１には、入力インピーダンス整合手段２があり、該整合手段を介して、搬送波信号Ｓｅから発せられる入力信号ＳＤｉが、その変調を行うために、セルＣＭｉに供給される。この入力信号ＳＤｉは、直接的にまたは間接的に（その入力回路が変調に関与することもしないこともあり、特に一つまたは複数の他の変調セルを備えていることも備えていないこともあり得る入力回路を介して）発せられる。入力インピーダンス整合手段２は、印加されるデジタル制御信号ＳＣｊｉ１、ＳＣｊｉ２の値がどのようなものであろうと、つまり、それらが相補的であろうと等しかろうと、少なくともほぼ確実に変調セルＣＭｉのインピーダンス整合が行われることを可能にする。
【００３７】
そのインピーダンス整合手段２は、−とりわけ電界効果トランジスタ、特に（ＧａＡｓにおける）ＰＨＥＭＴの−トランジスタ３を備えるが、該トランジスタはゲートにおける入力信号ＳＤｉを受信し、またそのソースはアースに接続されているものであって、また、そのドレインは、変調セルＣＭｉの入力５に接続されているコンデンサ４で、そして、変調セルＣＭｉの入力５とアースとの間に接続された並列抵抗６を給電している。変形例においては、トランジスタ３はバイポーラトランジスタでもよい。
【００３８】
トランジスタ３とコンデンサ４は、変調セルＣＭｉを回路１の入力から絶縁するので、その結果、搬送波信号Ｓｅはその変調によって擾乱を受けない。
【００３９】
並列抵抗６の選択は、制御信号ＳＣｊｉ１、ＳＣｊｉ２が相補的の際に、変調セルＣＭｉのインピーダンスに対応するインピーダンスをもつように行われるが、それはとりわけ５０Ω程度のものである。そのようにして、変調セルＣＭｉの入力インピーダンスは、その程度のインピーダンス、とりわけ（１０Ωと１００Ωの間の）５０Ω程度のものにとどまる。
【００４０】
同様に、出力におけるインピーダンスは、デジタル制御信号の様々な異なる値に整合するものでなくてはならない。これは、変調セルＣＭｉによって供給される変調基本信号Ｓｓｉが、一般的に他の変調セルＣＭｉから発せられる他の信号と位相を組み合わせることの結果として実際に得られるものであり、その組み合わせは、一つまたは複数のウィルキンソン結合器（位相出力結合器）によって行われ、該容器は並列の変調セルＣＭｉ間のインピーダンスの不均衡を隠す効果をもつものである。
【００４１】
変形例として、出力Ｓｓｉを（アース接続されている）一つの並列抵抗と、ソースがアース接続された一つの電界効果トランジスタのゲートとに接続して、出力において入力インピーダンス整合手段２の出力を、対称的に二重にするということも可能である。バイポーラトランジスタを用いることも可能である。
【００４２】
本発明の変調回路１はコード変換手段７を含むが、該手段は、デジタル変調信号ＳＣｊから各変調セルＣＭｉのデジタル制御信号ＳＣｊｉ１、ＳＣｊｉ２を生成するのに適したものである。このコード変換手段７を形成するのは、この目的で適合させた論理回路内にプログラムされた単純な論理表である。変調信号ＳＣｊの幾つかの値に対しては、少なくとも一つの変調セルＣＭｉの制御信号ＳＣｊｉ１、ＳＣｊｉ２は同一になる（両方とも０または１に等しい）。好適には、すべての変調セルＣＭｉのすべての制御信号ＳＣｊｉ１、ＳＣｊｉ２は同時に同一にならず、変調には、フレネル平面の原点がアクティブ・ポイントとして用いられない。
【００４３】
実際には、本発明による変調回路１全体を構成するのは、コード変換手段７とインピーダンス整合手段２とを除いては、従来の変調回路、とりわけ国際公開第９８／３８７３０号パンフレットに記載されたもののような、分布構造の回路であってもよく、該回路は分布線８を含み、該分布線は、導出分路Ｂｉの分路の節点を画定する、梯子状に端と端と合わせた相似の位相差セルを形成する。導出分路Ｂｉそれぞれには、少なくとも一つの変調セルＣＭｉを含む。分布線８は、例えば、一つの入力コンデンサ９と一つの終端装置１０の間に相似の直列のインダクタンス群Ｌｉと、電界効果トランジスタ群Ｔｉ、−とりわけＭＥＳＦＥＴの（ＧａＡｓにおける）−を含み、該電界効果トランジスタは、ゲートによって節点群Ｎｉに、ソースはアース接続され、該トランジスタのドレインは導出分路群Ｂｉを形成している。トランジスタＴｉは、導出分路Ｂｉに属する変調セルＣＭｉのインピーダンス整合手段２のトランジスタ３の役割を務める。
【００４４】
好適には、変調回路１は、二つ以上の導出分路Ｂｉを含む。更に、導出分路Ｂｉは、それぞれは、そのような変調セルＣＭｉを含む単線であってもよいし、（そのとき、分路Ｂｉのそれぞれが供給するのは、その変調セルＣＭｉが供給する変調基本信号Ｓｓｉで形成される分路出力信号Ｓｓｉである）あるいは逆に、変調回路１は屋根瓦状に重なりあういくつもの分布構造の樹枝状のもので形成され、導出分路それ自体が、分布構造の回路になってもよい。
【００４５】
図２は、導出分路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３，Ｂ４の、四本の実施例を示しており、該導出分路のそれぞれは、一つの変調セルＣＭ１，ＣＭ２，ＣＭ３，ＣＭ４を含んでおり、分布線８は四つのインダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４，と四つのトランジスタＴ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，を含むものであって、それぞれの分路に入力信号ＳＤ１，ＳＤ２，ＳＤ３，ＳＤ４を供給するものである。それぞれの変調セルＣＭ１，ＣＭ２，ＣＭ３，ＣＭ４は、絶縁用コンデンサ１１を介してウィルキンソン結合器の二重段１２の出力として、変調基本信号Ｓｓ１，Ｓｓ２，Ｓｓ３，Ｓｓ４を供給し、該結合器は（分路出力信号でもある）これらの変調基本信号の位相の和を求め、それにより、変調出力信号Ｓｓを形成する。
【００４６】
変調信号ＳＣｊは、四ビットＡＢＣＤについてのデジタル信号であり、コード変換手段７は、その変調プロトコール用に用いることを望む分散状態に従って変調セルＣＭｉの制御信号ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２を仕上げる。入力信号ＳＤｉ相互の間の（分布線８によって）位相差は４５°であり、また、それぞれが図３に示されるようなベクトルＩ、ベクトルＵ、ベクトルＱ、ベクトルＶによって形成される場合には、コード変換手段７は、以下の論理表に従って配置されることが可能であり、それにより、図４に示された更に大きな振幅の分散状態の１６の点Ｐ３１からＰ３８；Ｐ４１からＰ４８をアドレス指定することができる。その場合には、極めて単純で信頼性の高い方法で、１６の位相状態（１６−ＰＳＫ）の回路が得られる。
【００４７】
【表１】

【００４８】
Ｐ４１からＰ４８の点は、制御信号ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２が相補的である場合に、従来の方法で求められるものである。Ｐ３１からＰ３８の点は、分路の一本について同一の制御信号で求められる。図３は、点Ｐ３１とＰ４１のベクトル構成例を示している。
【００４９】
図４に見られるように、極めて単純かつ経済的に、単にコード表の論理プログラミングを行うだけで、回路の構造を変更することなく、分散状態の点の数を少なくとも二倍にすることができる。特筆すべきは、Ｐ３１からＰ３８の点の理論上の振幅は、Ｐ４１からＰ４８の点の理論上の振幅よりも０．７ｄＢ小さいということである。そういうわけで、国際公開第９８／３８７３０号パンフレットに記載されている回路で得られた、二つの分散状態（様々な振幅で、２×８の位相状態である）８個の点の代わりに、本発明では（一般に原点は除く）８０個の点が得られ、そして、特に８個の補足的な点が得られ、その振幅は、国際公開第９８／３８７３０号パンフレットに記載されている回路の大きな分散状態の振幅と同程度（０．７ｄＢ小さいだけ）であるが、それらの点に対して２２．５°だけ位相差があり、その結果、ＣＭＭＬ（多次元格子のコード化された変調）のような高性能のコード化システムに受入れられるような振幅精度で１６の位相状態の分散状態を使えることになる。
【００５０】
図５に示されているのは、１６個の点Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６，Ａ７，Ａ８，Ａ９，Ａ１０，Ａ１１，Ａ１２，Ａ１３，Ａ１４，Ａ１５，Ａ１６，からなる分散状態の一例であり、それにより、受入れ可能な精度の１６−ＱＡＭ変調を行える。
【００５１】
様々な場合に、下流で出力増幅器をその圧縮区域内で用いることにより、理論上の精度の不足を改善することが可能である。
【００５２】
図４及び５は、四本の導出分路の制御信号ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２の値によって、そこに同じ値の対（０，０）及び／または（１，１）を組み入れることで得られる、全ての点（原点に加えて、３⁴−１＝８０個の点）を示している。好適には、上記の表にあるように、（０、０）という対のみを用い、より重要な技術上の偏移を生成させるおそれのある（１、１）という対は用いない。
【００５３】
図４及び５の分散状態のすべての点は、位相及び／または振幅を移動させることによる変調を行うために、アドレス指定することが可能である。
【００５４】
上記に説明し、図示した例は、非制限的なものであり、本発明は、それらの例に対する多数の変形実施例を対象としうるものである。
【００５５】
本発明は、伝播現象が大きくなる超高周波（慣例的には１ＧＨｚから３００ＧＨｚまで）の領域の変調回路の実施には好適に応用可能であり−特に砒素化ガリウムにおける−モノリシックマイクロ波技術ＭＭＩＣに応用可能である。本発明はまた、すべての周波数帯における変調回路の実施に応用可能である。
【００５６】
デジタル回路の作業周波数と両立可能にするためには、変調信号ＳＣｊは一般的には、搬送波信号の周波数（ωｅ／２π）よりも低い周波数のものである。例えば、ωｅ／２πが超高周波の領域に属するものである場合には、変調信号ＳＣｊの周波数は１００ＭＨｚ程度のものでありうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の変調回路の原理図
【図２】四本の分路を備えた分布構造の本発明の一つの実施態様による、変調回路の実施例
【図３】図２の回路の変調出力信号の複素平面内のベクトル構成例を示すフレネル図
【図４】図２の回路によりアドレス指定可能なフレネル複素平面の様々な諸点と、１６−ＰＳＫ変調の実施のための本発明の一つの応用例とを示すフレネル図
【図５】図４と同じではあるが、１６−ＱＡＭ変調の実施のための本発明の他の応用例
【符号の説明】
１変調回路
２インピーダンス整合手段
３トランジスタ
４コンデンサ
５入力
６抵抗
７コード変換手段
８分布線
９コンデンサ
１０終端装置
１１コンデンサ

Claims

周期的な搬送波信号（Ｓｅ）のデジタル変調信号（ＳＣｊ）による変調方法であり、それは、変調回路（１）によって実施され、変調回路は、デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一部を表す、０または１に等しい、二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するための変調セル（ＣＭｉ）を少なくとも一つ含み、該デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、同じ値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を、少なくとも一つの同じ変調セル（ＣＭｉ）に印加し、また、デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、相補的値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を一つ又は複数の変調セル（ＣＭｉ）に印加することを特徴とする、変調方法。
デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、同じ値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信する少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）は、デジタル変調信号（ＳＣｊ）のこの値については、ゼロとなる変調基本信号（Ｓｓｉ）と言われる一つの信号を供給するように適合されていることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）が位相シフトによる変調セルであることを特徴とする、請求項１また２に記載の方法。
少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）が、相補的なデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信した場合には、二つの逆位相の状態と唯一の振幅状態をもつ、変調基本信号（Ｓｓｉ）を供給するように、また、同じ値のデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信した場合にはゼロとなる、変調基本信号（Ｓｓｉ）を供給するように適合されていることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一つに記載の方法。
二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）が同じ値である場合には、両方ともゼロに等しいことを特徴とする、請求項４に記載の方法。
変調回路（１）は、少なくとも二つの変調セル（ＣＭｉ）を含むこととと、デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）に同じ値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を印加し、また、少なくとも一つの他の変調セル（ＣＭｉ）に対し、相補的値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を印加することとを特徴とする、請求項１から５のいずれか一つに記載の方法。
搬送波信号（Ｓｅ）から送出される入力信号（ＳＤｉ）を、各変調セル（ＣＭｉ）にインピーダンス整合手段（２）を介して供給するが、該手段は、変調セル（ＣＭｉ）が受信するデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）が、相補的である場合も等しい場合も、少なくともほぼ同様に該変調セルとインピーダンス整合するように、適合されているものであることを特徴とする、請求項１から６のいずれか一つに記載の方法。
インピーダンス整合手段（２）は、それぞれの変調セル（ＣＭｉ）にトランジスタ（３）を含み、該トランジスタは入力信号（ＳＤｉ）を受信するとともに、変調セル（ＣＭｉ）に接続されており、また、トランジスタ（３）とアースとの間には並列抵抗（６）があることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
複数の導出分路（Ｂｉ）を含む、分布構造の変調回路（１）を使用するが、該導出分路が、二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するための変調セル（ＣＭｉ）が少なくとも一つ備えるものであって、各導出分路（Ｂｉ）が変調分路出力信号（Ｓｓｉ）と呼ばれる信号を送出するものであることと、変調分路出力信号（Ｓｓ）を形成するために、様々な導出分路（Ｂｉ）から発せられる変調分路出力信号（Ｓｓｉ）の位相の和を求めることを特徴とする、請求項１から８のいずれか一つに記載の方法。
周期的な搬送信号（Ｓｅ）の変調をデジタル変調信号（ＳＣｊ）を用いて実現するのに適した変調回路であり、該回路は、デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一部を表す二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するための変調セル（ＣＭｉ）を少なくとも一つ含み、該回路が、デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、少なくとも一つの同じ変調セル（ＣＭｉ）が同じ値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するように、また、少なくとも他のデジタル変調信号（ＳＣｊ）に対し、一つ又は複数の変調セルが相補的値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するように適合していることを特徴とする、変調回路。
デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、同じ値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信する、少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）は、デジタル変調信号（ＳＣｊ）のこの値に対してはゼロとなる、変調基本信号（Ｓｓｉ）と呼ばれる、一つの信号を供給するように適合されていることを特徴とする、請求項１０に記載の回路。
少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）が、位相シフトによる変調セルであることを特徴とする、請求項１０または１１に記載の回路。
少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）が、相補的なデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信した場合には、二つの逆位相の状態と、唯一の振幅状態をもつ変調基本信号（Ｓｓｉ）を供給するように、また、同じ値のデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信した場合にはゼロとなる、変調基本信号（Ｓｓｉ）を供給するように適合されていることを特徴とする、請求項１０から１２のいずれか一つに記載の回路。
前記二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）が同じ値の場合には、二つともゼロに等しいことを特徴とする、請求項１３に記載の回路。
回路が少なくとも二つの変調セル（ＣＭｉ）を含むこと、また、デジタル変調信号（ＳＣｊ）の少なくとも一つの値に対し、少なくとも一つの変調セル（ＣＭｉ）が、同じ値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するように、また、少なくとも一つの他の変調セル（ＣＭｉ）は、相補的値の二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するように、適合していることとを特徴とする、請求項１０から１４のいずれか一つに記載の回路。
回路が、変調セル（ＣＭｉ）のそれぞれの上流にインピーダンス整合手段（２）を含み、該手段は、搬送波信号（Ｓｅ）から発せられる入力信号（ＳＤｉ）を変調セル（ＣＭｉ）に供給するものであり、また、該手段は、変調セル（ＣＭｉ）が受信するデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）が、相補的である場合も、等しい場合も、少なくともほぼ同様に該変調セルとインピーダンス整合するように、適合されているものであることを特徴とする、請求項１０から１５のいずれか一つに記載の回路。
インピーダンス整合手段（２）が、それぞれの変調セル（ＣＭｉ）にトランジスタ（３）を含み、該トランジスタは入力信号（ＳＤｉ）を受信するとともに、変調セル（ＣＭｉ）に接続されており、また、トランジスタとアースとの間には並列抵抗（６）があることを特徴とする、請求項１６に記載の回路。
回路は、複数の導出分路（Ｂｉ）を含む分布構造を呈し、該導出分路は、二つのデジタル制御信号（ＳＣｊｉ１，ＳＣｊｉ２）を受信するための変調セル（ＣＭｉ）を少なくとも一つ含み、各導出分路（Ｂｉ）は、変調分路出力信号（Ｓｓｉ）と呼ばれる信号を送出するものであって、また、変調分路出力信号（Ｓｓ）を形成するために、様々な導出分路（Ｂｉ）から発せられる変調分路出力信号（Ｓｓｉ）の位相の和を求める手段（１２）を含むこととを特徴とする、請求項１０から１７のいずれか一つに記載の回路。