JP4815564B2 - 動的オフセット補正を備えるｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明はＤＣ／ＤＣ変換の分野に関する。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ入力電圧から別のＤＣ出力電圧への変換を行なう働きをする。ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、電池によってもたらされる電圧とは異なる入力電圧を必要とする電池駆動式電子装置に広く使用されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、複数の異なった方法で実現されてよい。それらは、好ましくはリニア・レギュレータまたはスイッチング・レギュレータとして実装される。リニア・レギュレータは降圧変換だけ行うが、スイッチング・レギュレータは入力電圧に対して出力電圧の昇圧、降圧、または反転を行なうように任意に構成されてよい。一般に、スイッチング・レギュレータは、誘導素子、容量素子、およびある種のスイッチ、例えばスイッチング・トランジスタを備える。コンデンサと同様に誘導素子は、個別パケット内で入力ポートから出力ポートへエネルギーを転送するためのエネルギー蓄積手段として使用される。主として、スイッチング・レギュレータは、リニア・レギュレータより効率が高いことを特徴とする。

図１は、従来技術で既知であるＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータ１００の回路図を示している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、入力電圧源１１０、通常、電池を有し、さらに出力コンデンサ１１２、および、通常、コイルとして実装される誘導性素子１０８を有する。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、例えば、それぞれＮＭＯＳおよびＰＭＯＳトランジスタを使って実装される２つのスイッチ１０２、１０４を有する。２つのスイッチ１０２、１０４は、並列に接続されている。コンデンサ１１２はスイッチ１０４に直列に配置され、コイル１０８は両方のスイッチ１０４、１０２に対して直列に配置される。さらに、比較器１０６が、スイッチ１０４に並列に接続されている。

２つのスイッチング・トランジスタ１０２、１０４のスイッチ切替えは、制御ユニット１１４によって制御される。制御ユニット１１４は、さらに比較器１０６の出力に接続されている。好ましくは、２つのスイッチング・トランジスタ１０２、１０４は、制御ユニット１１４によってプッシュプル・モードで駆動される。スイッチング・トランジスタ１０２または、スイッチング・トランジスタ１０４は、貫通［associate］電流を流すことができる。動作の間、一方、または両方の２つのスイッチング・トランジスタ１０２、１０４は、貫通電流を中断する。

図１に図示されたＤＣ／ＤＣコンバータの主な動作は、図２の電圧図１２０と対応する図３の電流図１３０によって説明することができる。電圧図１２０は、時間に対し、スイッチング・トランジスタ１０２の両端間にかかる電圧を図示しており、電流図１３０は、時間に対し、コイル１０８を通って流れる電流を図示している。ｔ_０で、両スイッチング・トランジスタ１０２、１０４は、スイッチ・オフされており、つまり電気的コンダクタンスは断たれている。ｔ_０直後にスイッチング・トランジスタ１０２は、スイッチ・オンされ、図３の電流図の立ち上がりエッジ１３２によって分かるようにコイル１０８を通過する電流が上昇する。ここで、立ち上がりエッジ１３２は、電流の立ち上がりが一般的に時間に対し直線的であるコイル１０８中の電流の立ち上がりだけを簡略化した方法で示している。実際には、それは入力電圧と出力電圧間の差およびコイルの大きさによって決まる。しかし、電流の立ち上がりが、寄生効果に起因するのであろう非直線的動きを特徴とすることもある。一般には電流の立ち上がりは、コイル１０８の誘導効果に起因する。

電流が上昇する間、コイル１０８は、電気エネルギーを蓄積する働きをする。通常、電流がｔ_１でその最大値に達すると、スイッチング・トランジスタ１０２は、スイッチ・オフされ、スイッチング・トランジスタ１０４が、スイッチ・オンされる。これが、入力電圧レベル１２４を十分超えて電圧の急激な上昇となる。電圧は、たとえ出力電圧レベル１２２を超えても上昇する。入力電圧レベル１２４を超えるｔ_１での電圧上昇は、コイル１０８内に蓄積された電気エネルギーの放出に起因する。したがって、コイル１０８を通って流れる電流は、立ち下がりエッジ１３４によって説明できる。この立ち下がりエッジ１３４の間に、コンデンサ１１２が、充電される。さらに、ｔ_１とｔ_２間のこの時間間隔中にスイッチング・トランジスタ１０２の両端間の電圧が、出力電圧レベル１２２まで減少する。

ｔ_２でスイッチング・トランジスタ１０２の両端間の電圧はコンデンサ１１２の両端間の所望の出力電圧に等しい。したがって、スイッチング・トランジスタ１０４の両端間の電圧は実質的にゼロに等しくなり、その結果としてスイッチング・トランジスタ１０４を貫通して流れる電流、したがってコイル１０８を通って流れる電流がゼロに等しくなる。ここで、スイッチング・トランジスタ１０４は、コンデンサ１１２の望ましくない放電を防止するために、直ちにスイッチ・オフされなければならない。

遅れずにスイッチ・オフされないとコンデンサ１１２内に蓄積されたエネルギーが、充電電流と比べて逆方向にスイッチング・トランジスタ１０４を貫通して流れる電流の形態でコイル１０８に向かって散逸する可能性がある。この逆方向電流の立ち上がりを防止するために、比較器１０６が、時間ｔ_２での電流のゼロ交差を検出する働きをする。電流のゼロ交差の検出は、スイッチング・トランジスタ１０４の両端間のゼロ電圧を検出することによって間接的に為されてよい。ゼロ交差の検出に応答して、比較器１０６は、制御ユニット１１４に、スイッチ・オフ信号をもたらし、制御ユニット１１４が、次にスイッチング・トランジスタ１０４をスイッチ・オフする。

次には、両方のトランジスタ１０２、１０４が、スイッチ・オフされ、スイッチング・トランジスタ１０２の両端間の電圧は、入力電圧レベル１２４まで下がり、コイル１０８を通る電流は、実質的にゼロを維持する。一定時間が経過した後、全ての動作周期が、繰り返される。２つの引き続く動作周期の間の時間間隔は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続されている負荷によって決定される。

ＤＣ／ＤＣコンバータの効果的、高信頼性動作にとって重要なのは、スイッチング・トランジスタ１０４のスイッチ・オフが、電流のゼロ交差に正確に一致することである。スイッチ・オフが遅延された場合、コンデンサ１１２の逆方向の放電電流が、ＤＣ／ＤＣ変換の効率に悪影響があることが起きる可能性もある。逆の筋書きでは、スイッチング・トランジスタ１０４が、あまりに早く、つまり電流のゼロ交差の前にスイッチ・オフされると、トランジスタ１０４の両端間の残っている電圧が放散されなければならないことになる。貫通電流が、スイッチング・トランジスタ１０４のドレインとソースの間にある寄生ダイオードを通って放電することがある。

そのような放電の影響は、出力電圧レベル１２２に関してｔ_１の初めの電圧オフセットよりかなり大きい特異な電圧ピーク１２６に表れる。この筋書きでも、コイル１０８内に蓄積されたエネルギーの一定量が、効果的に出力コンデンサ１１２の充電のために用いられないので、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作としては、次善の状態である。

原理的に、スイッチング・トランジスタ１０４のスイッチ・オフと電流のゼロ交差の正確な一致は、実現するのにかなり込み入っている。スイッチング・トランジスタ１０２、１０４のスイッチ切替えは、比較器１０６から出される入力信号に対応するように適応された制御ユニット１１４によって制御されるので、避けがたい一定の遅延がある。しかし、そのような遅延は所定のオフセットを用いて比較器１０６を動作することによって補正可能であるが、ＤＣ／ＤＣコンバータは、なお、例えばＤＣ／ＤＣコンバータの様々な電子構成部品の一時の動きに無視できない影響がある温度変化など、環境変化に対して非常に敏感に反応を示すことがある。

さらに、比較器１０６は、トランジスタ１０４のドレインとソースの間の非常に小さな電圧差を測定するために高水準の正確さを示さなければならない。したがって、従来技術において、比較器１０６は厳しい仕様書要求事項を満たさなければならない。

本発明は、従来技術の欠点を克服すること、およびスイッチング・トランジスタ両端間のゼロ電流またはゼロ電圧を検出する改良手段を有するＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本発明は、容量素子の充電のために電流の流れを制御するスイッチング・トランジスタを有するＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。充電した容量素子に対する電流は、ＤＣ電圧源と電気エネルギーを蓄積するように適応された誘導素子によって提供される。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電流のゼロ交差の検出に応答してスイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを始動する第１制御手段と、第１制御手段のずれを検出し、かつ、第１制御手段のずれを減らすためにオフセット制御信号を生成する第２制御手段とを備える。第２制御手段によって生成されるこのオフセット制御信号は、第１制御手段に提供される。

この文脈では、第１制御手段のずれは、スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフと電流のゼロ交差との間の一時の不一致を指す。ずれは第１制御手段に起因するだけでない。それは、やはりスイッチング・トランジスタ自体と、電流のゼロ交差および／またはスイッチング・トランジスタの両端間の電圧のゼロ交差を検出するように適応された他の信号処理手段の一時の動きに起因する。

第２制御手段は、スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフと電流のゼロ交差の間の不一致を検出するように適応される。そのようなずれを検出すると、第２制御手段は、ＤＣ／ＤＣコンバータの引き続く動作周期の中でずれを減らすために第１制御手段にフィードバックされるオフセット制御信号を生成する。このように、第２制御手段は、第１制御手段および／またはスイッチング・トランジスタの動作を正確に制御するためにフィードバック・ループをもたらす。

さらに、第２制御手段は動的な不一致補正を可能とする、すなわちスイッチ・オフとゼロ電流検出の間に不一致があれば検出され、測定され、かつ対応するオフセット制御信号が、不一致を効果的に補正するために引き続く動作周期内で能動的に生成される。このように、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作中に任意に変わることがある様々な外的条件に動的に適応し得る。特にこの動的不一致補正またはオフセット補正は、より大きな許容誤差を特徴とする電子構成部品を実装することを可能にし、それらが低コストの構成部品として使用できる。したがって、この動的補正および能動的ゼロ電流検出法を用いるようにすることで、従来技術では既知である厳しい仕様書要求事項が、もはや厳密に満たされなくてもよくなる。

本発明の好ましい実施形態によれば、第１制御手段のずれは、電流のゼロ交差の前にスイッチング・トランジスタをスイッチ・オフすることを備える。ここで、やはり、ずれは必ずしも第１制御手段のずれに制限されない。この実施形態では、ずれは、トランジスタを貫通して流れる電流のゼロ交差に対してスイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフを指している。この場合には、ただ、スイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフが、第２制御手段によって検出される。したがって、遅延されたスイッチ・オフ、つまり電流および／または電圧のゼロ交差後に生じた電子回路の中断［disruption］は、第２制御手段によって検出されない。その結果、したがって第２制御手段は、ただスイッチ・オフとゼロ交差との間の前方［advancing］不一致を検出するように適応される。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、第２制御手段は、スイッチング・トランジスタの両端間の電圧ピークを検出するように適応された比較器として実装される。この電圧ピークは、電流のゼロ交差の前にスイッチング・トランジスタがスイッチ・オフされたことを結果として示す。したがって、トランジスタが、あまりに早く、つまり電流および／または電圧のゼロ交差の前にスイッチ・オフされた場合にスイッチング・トランジスタの両端間に発生する特定の電圧ピークを、第２制御手段に相当する比較器は検出することができる。スイッチング・トランジスタが、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）技術に基づいて実装される一般的実装では、この電圧ピークは数百ｍＶを十分超えることがある。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、第２制御手段は、第２制御手段が電流のゼロ交差の前にスイッチング・トランジスタがスイッチ・オフされたことを検出した場合にスイッチング・トランジスタの遅延したスイッチ・オフのためのオフセット制御信号を生成するようにさらに適応される。第２制御手段つまり比較器が、例えば、ゼロ交差近傍でスイッチング・トランジスタの両端間に特異な電圧ピークを検出することによってスイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフを検出した場合、比較器によって生成されるオフセット制御信号が、引き続く動作周期内のスイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを遅延させる働きをする。

好ましくは、このオフセット制御信号は、第１制御手段の遅延を一定量の増分で増加することを示す。第１制御手段の遅延は、効果的に所定のオフセットによって制御されているので、オフセット制御信号は、スイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフが、スイッチング・トランジスタの両端間の特異な電圧ピークの検出を介して検出されたときはいつもこの所定の遅延を一定量増加させる働きをする。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、第２制御手段は、第２制御手段が電流のゼロ交差の前にスイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを検出しない場合に、さらにスイッチング・トランジスタの前進したスイッチ・オフのためのオフセット制御信号を生成するように適応される。この実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフが充電電流のゼロ交差に対して遅延されるそれらの場合として説明される。スイッチング・トランジスタの両端間の特異な電圧ピークが見られないのは、ゼロ不一致かトランジスタのスイッチ・オフの遅延を示す。

スイッチ・オフとゼロ交差を正確に一致させることが、たとえＤＣ／ＤＣコンバータの最適の動作モードを示すとしても、第２制御手段は、ゼロ不一致なのか、深刻なスイッチ・オフの遅延なのかの判別を可能としない。むしろスイッチ・オフの大きな遅延は、一増分による正確なスイッチ・オフの前進より大きな悪影響があるので、スイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフが、その電流のゼロ交差が生じる考慮された時間間隔の間に検出されないときはいつでも、第２制御手段は前進の制御信号を生成するように適応される。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、第２制御手段によって検出される電圧ピークの大きさがオフセット制御信号の振幅を決める。通常、スイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフに起因して発生する電圧ピークの大きさは、スイッチ・オフと電流ゼロ交差の間の不一致の大きさをも示している。したがって、第２制御手段により電圧ピークの大きさを分析することによって、第１制御手段に提供されるオフセット制御信号が、数個の増分のオフセットを始動することもある。

したがって、この特異な電圧ピークがあることの検出だけでなく大きさによっても、対応するオフセット制御信号が、第１制御手段のための対応するオフセット信号を始動することがある。このように、大きな不一致は検出可能であり、対応する大きな補正信号が生成されて、第１制御手段に供給されてもよい。有利なことに、かなり大きな不一致が、そのそれぞれがスイッチング・トランジスタのスイッチ・オフの所定の遅延をもたらす複数の連続的動作周期を対話型に実行する代わりに、単一の動作周期によって補正されてもよい。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、第１制御手段が、さらに第２制御手段をイネーブルするように適応される。第２制御手段は、単に、電流がゼロ交差する近傍内の時間間隔中で、つまり動作周期の終端で第１制御手段のずれを検出するために設計されているので、全動作周期の間で能動でなくてよい。特に、第１制御手段によって第２制御手段をイネーブルすることが、第２制御手段の効率的な使用を可能にする。

好ましくは、例えば、比較器として実装される第２制御手段は、第１制御手段の出力に接続される。例えば、第２制御手段は、第１制御手段のフラグすなわち第１制御手段がスイッチ・オフ信号を生成したときに応答してイネーブルされる。好ましくは、第２制御手段は、イネーブルされた後、スイッチング・トランジスタの両端間に発生する特異な電圧ピークを検出するのに十分な速い応答を特徴とする。

そうでないと、例えば、遅延されたスイッチ・オフに起因して特異な電圧ピークが、ない場合に、第２制御手段は、やはりイネーブルされる。この場合、第２制御手段は、特異な電圧ピークは発生してないので検出できない。存在しない電圧ピークの未検出に起因して、第２制御手段は、スイッチング・トランジスタの引き続くスイッチ・オフを前進させる働きをする該当するオフセット制御信号を生成するように適応される。

代替的に第２制御手段のイネーブルが、制御ユニットによって制御されてもよい。制御ユニットは、スイッチング・トランジスタのスイッチ切替えをトリガするように適応されるので、追加的に第２制御手段をトリガするように適応させるのは十分可能であろう。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ／ＤＣ昇圧変換を提供するように適応される。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータの様々な構成部品が、電気エネルギーをパケット型で出力コンデンサに伝達することが行われる。このパケット型のエネルギー伝達は、入力ＤＣ電圧より相当大きいＤＣ出力電圧をもたらす働きをする。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによって提供される動的オフセット補正法または不一致補正法は、好ましくは出力コンデンサの充電電流のゼロ交差の検出に適用可能である。この構成は、特にＤＣ／ＤＣ昇圧変換に該当する。

しかし、ゼロ電流および／またはゼロ電圧の検出ばかりでなく所定の電流レベルまたは電圧レベルの検出も同様に本発明の動的不一致補正法に基づいて一般的に実装可能であろう。したがって、本発明は、ゼロ電圧検出に必ずしも制限されず、例えばＤＣ／ＤＣ降圧コンバータで有用であろう所定の電流または電圧レベルの検出に任意に使用されてよい。

本発明のさらなる好ましい実施形態によれば、第２制御手段は、さらにナノ秒の範囲内で持続時間を有する電圧ピークを検出するように適応される。スイッチング・トランジスタの早いスイッチ・オフに起因して発生する特異な電圧ピークは、通常、数ナノ秒の持続時間を特徴とする。この特異な電圧ピークを検出できるためには、第２制御手段は、好ましくはナノ秒の範囲内で電圧信号の検出を可能とする比較器に基づいて実装される。

別の態様では、本発明は、充電した容量素子に対し電流の流れを制御するスイッチング・トランジスタを有するＤＣ／ＤＣコンバータの動作方法を提供する。この充電電流は、電気エネルギーを蓄積し、提供する働きをするＤＣ電圧源と誘導素子によって提供される。このＤＣ／ＤＣコンバータは、さらに充電電流のゼロ交差の検出に応答してスイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを始動する第１制御手段を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータの動作方法は、第２制御手段に基づいて第１制御手段のずれを検出すること、第２制御手段によってオフセット制御信号を生成すること、および第１制御手段のずれを減少させるために第１制御手段にこのオフセット制御信号を提供することを備える。この文脈では、ずれは、スイッチング・トランジスタを貫通して流れる電流のゼロ交差の前にスイッチング・トランジスタをスイッチ・オフすることを備える。

さらに別に態様では、本発明は、容量素子の充電のための電流の流れを制御するスイッチング・トランジスタを有するＤＣ／ＤＣコンバータを備える、電池駆動された電子装置を提供する。電池駆動された電子装置であるＤＣ／ＤＣコンバータは、充電電流のゼロ交差の検出に応答してスイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを始動する第１制御手段と、第１制御手段のずれを検出し、そのずれを減少させるオフセット制御信号を生成する第２制御手段とを備える。追加的にこのオフセット制御信号は第１制御手段に提供される。

さらに、特許請求の範囲にある任意の参照符号が本発明の範囲を限定すると見なされるべきでないことに留意されたい。

以下に本発明の好ましい実施形態が、図面を参照することによってさらに詳細に説明されるであろう。

図２の電圧図１２０ならびに対応する図３の電流図１３０は、図１に図示されたＤＣ／ＤＣコンバータの従来技術の実装ばかりでなく図４に図示された本発明のＤＣ／ＤＣコンバータでも参照される。図２には、特異な電圧ピーク１２６は、スイッチング・トランジスタ１０４のスイッチ・オフが、スイッチング・トランジスタ１０４を貫通して流れる充電電流のゼロ交差の前に行われる場合に発生することが図示されている。この場合は、比較器１０６のオフセットが、フラグを立てるのが早過ぎたため、スイッチング・トランジスタ１０４のスイッチ切替えが早過ぎることになるという場合である。

図４は、動的オフセット制御を有する本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの実例である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、好ましくは、それぞれＮＭＯＳおよびＰＭＯＳトランジスタとして実装された２つのスイッチング・トランジスタ１０２、１０４を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、さらに電圧源１１０によって提供される電気エネルギーを蓄積する働きをするコイル１０８ならびにコンデンサ１１２を有する。電圧源１１０は、例えば、ＤＣ電圧および対応するＤＣ電流を提供する電池として実装される。２つのスイッチング・トランジスタ１０２、１０４は、図にはっきり図示されていない制御ユニットによって制御される。

スイッチング・トランジスタ１０２のスイッチ・オンは、コイル１０８を通って流れる電流の上昇になる。続いて起こる２つのトランジスタの交互のスイッチ切替え、すなわちトランジスタ１０２のスイッチ・オフとトランジスタ１０４のスイッチ・オンは、トランジスタ１０２の両端間とコンデンサ１１２の両端間の電圧の急激な上昇になる。電気エネルギーはＤＣ電圧源１１０だけでなくコイル１０８によっても提供されるので、コンデンサ１１２の両端間で取り出せる出力電圧は、たとえ出力電圧レベル１２２を超えても上昇する。コイル１０８内に帯電した電気エネルギーは限りがあるので、コンデンサ１１２の両端間の電圧は出力電圧レベル１２２の値に達するまで下がることになる。この時点ｔ_２で、トランジスタ１０４を貫通して流れる電流は比較器１０６によって検出されるゼロに実質的に等しい。このゼロ検出に応答して、比較器１０６は、フラグを立て、トランジスタ１０４をスイッチ・オフするために制御ユニットへ対応するフラグ信号を提出する。そのフラグ信号は、制御ユニットをイネーブルにするために比較器１４０にさらに転送される。トランジスタ１０４がそこを貫通して流れる電流のゼロ交差の前にスイッチ・オフされた場合に、比較器１４０は効果的に、トランジスタ１０４の両端間に発生する特異な電圧ピークを検出する第２制御手段を提供する。

したがって、比較器１４０の入力端子は、トランジスタ１０４の両端間の電圧ピークを測定するためにトランジスタ１０４のソースとドレインに接続される。比較器１４０の出力端子は、オフセット制御線１４２を通って比較器１０６に接続される。このように比較器１４０によって生成されたオフセット制御信号が、効果的に比較器１０６に提供されてよい。このオフセット制御線１４２は、２つの比較器１４０、１０６を直接連結する働きをする。

比較器１４０は、好ましくは２つの異なる種類のオフセット制御信号をもたらすように適応される。第１種オフセット制御信号は、遅延 ［delay］オフセット信号として働き、第２種オフセット制御信号は前進［advancing］オフセット信号として働く。遅延オフセット信号は、トランジスタ１０４の早いスイッチ・オフを示すトランジスタ１０４の両端間の特異な電圧ピークの検出に応答して比較器１４０によって生成される。前進オフセット信号は相補的な場合、すなわち考慮された時間間隔の間に特異な電圧ピークが検出されなかった場合、比較器１４０によって生成される。

このようにして、比較器１０６のオフセットが、永続的に、能動的に制御される。比較器１４０は、比較器１０６のオフセットをそれぞれ一定量増加させるか、一定量減少させる働きをする一定量増加または一定量減少のオフセット信号を生成するように働く。その結果、トランジスタ１０４のスイッチ切替え時間を決定する比較器１０６のオフセットが、スイッチング・トランジスタ１０４のスイッチ・オフと、対応する電流のゼロ交差の不一致を最小に保つように能動的に、かつ対話型で巧みに処理される。

このように、もはや比較器１０６が、小さな固有オフセットと温度影響の少ないことを特徴とする高精密比較器として実装されなくてもよくなる。比較器１０６の動的オフセット制御は、はっきり分かるほどの製造許容誤差と温度ドリフトを特徴とする比較器の実装を可能にする。さらに、特異な電圧ピークを検出する働きをする比較器１４０は、特有の電圧ピークが通常１００ｍＶを超えるので低感度用比較器として実装されてもよい。比較器１４０はただ、イネーブル線１４４を介する比較器１０６のフラグによってイネーブルされた場合、十分早い応答を示さなければならない。両方の比較器１０６、１４０に対する仕様書要求事項は、従来技術で使用された比較器と比べて実質的に緩和されるので、比較器１０６、１４０は、さらにコンパクトに、したがってさらに空間を節約して実装することもできる。

さらに、触れておくべきことは、スイッチング・トランジスタ１０２、１０４と比較器１０６、１４０の技術的実装が、必ずしも金属酸化膜半導体技術（ＭＯＳ）や相補型金属酸化膜半導体技術（ＣＭＯＳ）に限られないということである。一般的にＤＣ／ＤＣコンバータの電子構成部品は、例えば、シリコン・バイポーラ技術やガリウム・ヒ素（ＧａＡｓ）ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）技術など、任意の適切な半導体技術に基づいて実装されてよい。

従来技術のＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータの概略回路図である。 ＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータの２つの引き続く動作周期の電圧図である。 ＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータの２つの引き続く動作周期の電流図である。 本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの概略回路図である。

符号の説明

１００ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０２ スイッチング・トランジスタ
１０４ スイッチング・トランジスタ
１０６ 比較器
１０８ コイル
１１０ 電圧源
１１２ コンデンサ
１１４ 制御ユニット
１２０ 電圧図
１２２ 出力電圧レベル
１２４ 入力電圧レベル
１２６ 電圧ピーク
１３０ 電流図
１３２ 立ち上がり電流エッジ
１３４ 立ち下がり電流エッジ
１３６ ゼロ交差
１４０ 比較器
１４２ オフセット制御線
１４４ イネーブル線
１４６ 比較器出力線

Claims (10)

1. 容量素子の充電のための電流の流れを制御するスイッチング・トランジスタを有するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記電流のゼロ交差の検出に応答して、前記スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを始動する第１制御手段と、
   前記第１制御手段のずれにより前記電流のゼロ交差の前に前記スイッチング・トランジスタがオフする際の前記スイッチング・トランジスタの電圧ピークを検出して、前記第１制御手段の前記ずれを減少させるオフセット制御信号を生成する第２制御手段と、を備え、前記オフセット制御信号が前記第１制御手段に供給されるＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記第２制御手段が、前記スイッチング・トランジスタの両端間の電圧ピークを検出するように適応された比較器として実装される請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第２制御手段が、前記電流のゼロ交差の前に前記スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを検出する場合に、前記スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフのタイミングを遅延させるオフセット制御信号を生成するように適応される請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記第２制御手段が、前記電流のゼロ交差の前に前記スイッチング・トランジスタがスイッチ・オフする際の前記電圧ピークを検出しない場合は、前記スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフのタイミングを進めるオフセット制御信号を生成するように適応される請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記第２制御手段によって検出される前記電圧ピークの大きさが、前記オフセット制御信号の振幅を決める請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記第１制御手段が、前記第２制御手段をイネーブルするように適応される請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. ＤＣ／ＤＣ昇圧変換を提供する請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記第２制御手段が、ナノ秒の範囲内で持続時間を有する電圧ピークを検出するように適応される請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 容量素子を充電するための電流の流れを制御するスイッチング・トランジスタを有するＤＣ／ＤＣコンバータの動作方法であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが、さらに前記電流のゼロ交差の検出に応答して前記スイッチング・トランジスタのスイッチ・オフを始動する第１制御手段を有し、
   前記第１制御手段のずれにより前記電流のゼロ交差の前に前記スイッチング・トランジスタがオフする際の前記スイッチング・トランジスタの電圧ピークを検出するステップと、
   前記第１制御手段の前記ずれを減少させるために、第２制御手段によりオフセット制御信号を生成して、このオフセット制御信号を前記第１制御手段に供給するステップと、を有する方法。
10. 請求項１から８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータを備える電池駆動式電子装置。

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