JP4850009B2

JP4850009B2 - マトリックスコンバータ

Info

Publication number: JP4850009B2
Application number: JP2006253624A
Authority: JP
Inventors: 基佐藤; 洋一大森
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2006-09-20
Filing date: 2006-09-20
Publication date: 2012-01-11
Anticipated expiration: 2026-09-20
Also published as: JP2008079381A

Description

本発明は、マトリックスコンバータの制御技術に関するもので、特に入力および出力電圧のサージ抑制に関する。

従来のマトリックスコンバータの回路図を図２に示す。マトリックスコンバータは三相電源１を入力とし、例えば図３のような入力ＬＣフィルタ２を介して三相電源１を双方向スイッチ群３に入力する。双方向スイッチ群３は例えば図４のような構成となっており、出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗには負荷４が接続される。このような構成にすることにより、マトリックスコンバータは、任意の振幅および周波数の三相電圧を負荷４に供給することができる。（非特許文献１参照）

マトリックスコンバータの運転中に、例えばなんらかの事故が生じた場合は、速やかに双方向スイッチ群３のすべての双方向スイッチＳｘｙ（ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）（ｙ＝ｕ,ｖ,ｗ）をオフにして負荷４への電源供給を止めなければならない。しかし、マトリックスコンバータを運転中に即座にすべての双方向スイッチＳｘｙをオフにした場合、例えば負荷４が誘導性負荷だったならば負荷４のインダクタンスに蓄積されたエネルギを消費する電流経路を確保しないと、双方向スイッチ群３の出力にサージ電圧が生じて双方向スイッチ群３は破壊されてしまう恐れがある。

また、マトリックスコンバータには電源電流を濾波するために入力ＬＣフィルタ２が三相電源１と双方向スイッチ群３との間に取り付けられており、三相電源１が投入された時に入力LCフィルタ２の共振により入力LCフィルタ２を構成するコンデンサ２２の電圧が最大電源電圧の2倍まで上昇する。これによって双方向スイッチ群３は破壊される恐れがある。

上記の問題を解決するためにマトリックスコンバータには、例えば従来技術の電圧クランプ型スナバ回路６のような構成の回路が設けられている。双方向スイッチ群３の入力電圧を、例えば図５のような構成の第一全波整流ダイオード群５１に入力して全波整流し、充電抵抗６２を介してスナバコンデンサ６１が充電される。同様に、スナバコンデンサ６１に並列に、第一全波整流ダイオード群５１と同様の構成の第二全波整流ダイオード群５２を接続する。双方向スイッチ群３の出力に生じたサージ電圧は、第二全波整流ダイオード群５２によって全波整流され、スナバコンデンサ６１に充電される。ここで、コンタクタ６３は充電抵抗６２に並列に接続される。第一過電圧検出回路５５１は第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続される。放電抵抗５８１とスイッチ５９の直列回路は、スナバコンデンサ６１に並列に接続される。ここで、スイッチ５９は第一過電圧検出回路５５１の出力信号によって開閉する。

上記のような回路構成にすることで、例えば運転中に双方向スイッチ群３の全てがオフしても負荷４のインダクタンスに蓄えられたエネルギは第二全波整流ダイオード群５２を介してスナバコンデンサ６１に蓄積されるので、双方向スイッチ群３の出力端の電圧の上昇を抑制することができる。またスナバコンデンサ６１の電圧が高くなると第一過電圧検出回路５５１によってスナバコンデンサ６１の電圧上昇を検出し、スイッチ５９を短絡させ、スナバコンデンサ６１に蓄積されたエネルギを放電抵抗６２によって消費させることにより、スナバコンデンサ６１の電圧上昇を制限することもできる。

三相電源１投入時において、充電抵抗６２がない場合は、スナバコンデンサ６１の静電容量とコンデンサ２２の静電容量の和の平方根に比例した過大な電流が流れるので電流容量の大きな電源を必要とする。そこで、電源投入時にはコンタクタ６３は開放とし、充電抵抗６２を介してスナバコンデンサ６１を充電することにより、三相電源１投入時の過大な電流を抑制している。電源投入から所定時間経過後にコンタクタ６３を短絡し、双方向スイッチ群３の全てがオフした際の電源側サージ電圧をスナバコンデンサ６１で抑制できるようにする。（特許文献１参照）
中小路元、小林広介、佐藤之彦他著：「マトリックスコンバータの入出力電流を正弦波化するＰＷＭ制御方式の提案」、電気学会半導体電力変換研究会論文Ｎｏ．ＳＰＣ−０３−３６、６１〜６６頁特開２００６−１０９５８２公報

従来技術の電圧クランプ型スナバ回路６を搭載したマトリックスコンバータでは、スナバコンデンサ６１の静電容量を大きくしなければ、双方向スイッチ群３の入力および出力に生じたサージ電圧をスナバコンデンサ６１によって吸収しきれない。しかし、スナバコンデンサ６１の静電容量を大きくすると、三相電源１を投入した際に、スナバコンデンサ６１に流れる突入電流が大きくなってしまい、これを抑制するための充電抵抗６２の消費電力容量を大きなものにしなければならない。また、電源投入後にある程度の時間が経ったら、充電抵抗６２を短絡するためのコンタクタ６３が必要である。しかしながら、充電抵抗６２およびコンタクタ６３は、比較的大型で高価であるといった問題があった。よって、充電抵抗６２およびコンタクタ６３を用いない新たな電圧クランプ型スナバ回路の開発が望まれていた。

上記問題点を解決するために、三相電源１と、三相電源１を入力とする入力ＬＣフィルタ２と、負荷４と、入力ＬＣフィルタ２と負荷４の間に挿入された自己消弧能力を持つ９つの双方向スイッチ群３と、入力ＬＣフィルタ２の出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群５１と、双方向スイッチ群３の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群５２と、第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続された第一コンデンサ５３と、第二全波整流ダイオード群５２に並列に接続されてその負極が第一コンデンサ５３の負極と接続されている第二コンデンサ５１１とからなるマトリックスコンバータにおいて、第一コンデンサ５３の正極と第二コンデンサ５１１の正極とを接続する抵抗５６と、アノードを第一コンデンサ５３の正極に接続した第一ダイオード５７１と、アノードを第二コンデンサ５１１の正極に接続し、カソードを第一ダイオード５７１のカソードに接続した第二ダイオード５７２と、カソードを第二コンデンサ５１１の正極に接続した第三ダイオード５１０と、第一ダイオード５７１のカソードと第三ダイオード５１０のアノードとに接続した充電兼放電抵抗５８２と、第一コンデンサ５３の電圧と第二コンデンサ５１１の電圧の大きい方が所定電圧を超えた場合にオン信号を出力する第二過電圧検出回路５５２と、第二過電圧検出回路５５２の出力がオンの時に第三ダイオード５１０のアノードと第二コンデンサ５１１の負極を短絡するスイッチ５９を具備することを特徴とする。

本発明により、充電抵抗６２とコンタクタ６３をマトリックスコンバータに搭載する必要がなくなる。

マトリックスコンバータの入出力に生じるサージ電圧を抑制する目的と、電源投入時に入力電源に流れてしまう大きな突入電流を抑制する目的を、充電抵抗と、充電抵抗短絡用コンタクタを用いることなく、簡単で安価な電子回路を追加するだけで実現した。

図１によって、実施例を示す。三相電源１は、入力ＬＣフィルタ２を介して双方向スイッチ群３へ入力される。双方向スイッチ群３は、入力ＬＣフィルタ２と負荷４の間に接続される。双方向スイッチ群３の入力電圧は第一全波整流ダイオード群５１によって整流される。第一コンデンサ５３は第一全波整流ダイオード群５１に並列に接続される。双方向スイッチ群３の出力電圧は第二全波整流ダイオード群５２によって整流される。第二コンデンサ５１１は第二全波整流ダイオード群５２に並列に接続され、第二コンデンサ５１１の負極は第一コンデンサ５３の負極に接続される。第一コンデンサ５３の正極と第二コンデンサ５１１の正極の間には、抵抗５６が接続される。第二コンデンサ５１１の電圧が第一コンデンサ５３の電圧より大きい場合、抵抗５６を介して両者のコンデンサの電圧が徐々に均一となる。第二コンデンサ５１１の電圧が第一コンデンサ５３の電圧より小さい場合、第一ダイオード５７１と第三ダイオード５１０を介して充電兼放電抵抗５８２と抵抗５６との並列抵抗で両者のコンデンサの電圧が徐々に均一となる。

第一ダイオード５７１のアノードは第一コンデンサ５３の正極に接続される。第三ダイオード５１０のカソードは第二コンデンサ５１１の正極へ接続される。第二ダイオード５７２のアノードは第二コンデンサ５１１の正極に接続され、第二ダイオード５７２のカソードは第一ダイオード５７１のカソードに接続される。充電兼放電抵抗５８２は、第一ダイオード５７１のカソードとスイッチ５９の間に接続される。ここで、第二過電圧検出器５５２はスイッチ５９を開閉するための信号を出力するものとし、第一コンデンサ５３の電圧と第二コンデンサ５１１の電圧の大きい方が閾値を超えたら、スイッチ５９オンして第三ダイオード５１０のアノードと第二コンデンサ５１１の負極を短絡する。

第一コンデンサ５３の静電容量は、第二コンデンサ５１１の静電容量と比較して十分小さいものとする。

このような回路構成にすることにより、第一コンデンサ５３の静電容量が比較的小さいことから、三相電源１を投入時の突入電流が小さく抑制される。また、充電兼放電抵抗５８２を介して第二コンデンサ５１１を充電することにより、第一コンデンサ５３及び入力ＬＣフィルタ２を構成するコンデンサ２２の電源投入時の電圧上昇を抑えることができる。

また、第一コンデンサ５３の電圧上昇を第二過電圧検出器５５２が検出し、スイッチ５９がオンして、第一コンデンサ５３の電荷を充電兼放電抵抗５８２で消費するので、第一コンデンサ５３の電圧上昇が抑制される。

さらに、第二コンデンサ５１１は比較的静電容量が大きいので、双方向スイッチ群３の出力に生じたサージ電圧を、第二コンデンサ５１１によって吸収でき、それにより第二コンデンサ５１１の電圧が上昇した場合は、スイッチ５９をオンして第二コンデンサ５１１の電荷を充電兼放電抵抗５８２で消費することにより、双方向スイッチ群３の出力サージ電圧抑制できる。

このように本発明では、第一コンデンサ５３と第二コンデンサ５１１の２つのコンデンサを要するが、充電抵抗短絡用コンタクタを用いる必要は無い。また、充電兼放電抵抗５８２は、第二コンデンサ５１１の充電抵抗と第一コンデンサ５３および第二コンデンサ５１１の放電抵抗を兼ねているため、充電用抵抗を別に用意する必要がない。なお、スイッチ５９はトランジスタ、FET、IGBT等の半導体スイッチや、高速リレー等の機械スイッチでも良い。

本発明は従来のマトリックスコンバータと比較して、電圧クランプ型スナバ回路にコンタクタを用いずに構成されてあり、昇降機、エレベータ、エスカレータ、遠心分離機、ビルおよび研究所の電源設備に応用が可能である。

図１は本発明のマトリックスコンバータを示す図である。図２は従来のマトリックスコンバータを示す図である。図３は入力ＬＣフィルタを説明するための図である。図４はマトリックスコンバータを構成する双方向スイッチ群を説明するための図である。図５は全波整流ダイオード群を説明するための図である。

符号の説明

１：三相電源
２：入力ＬＣフィルタ
２１：インダクタンス
２２：コンデンサ
３：双方向スイッチ群
４：負荷
５：発明の電圧クランプ型スナバ回路
５１：第一全波整流ダイオード群
５２：第二全波整流ダイオード群
５３：第一コンデンサ
５５１：第一過電圧検出回路
５５２：第二過電圧検出回路
５６：抵抗
５７１：第一ダイオード
５７２:第二ダイオード
５８１：放電抵抗
５８２：充電兼放電抵抗
５９：スイッチ
５１０：第三ダイオード
５１１：第二コンデンサ
６：従来技術の電圧クランプ型スナバ回路
６１：スナバコンデンサ
６２：充電抵抗
６３：コンタクタ

Claims

三相電源（１）と、三相電源（１）を入力とする入力ＬＣフィルタ（２）と、負荷（４）と、入力ＬＣフィルタ（２）と負荷（４）の間に挿入された自己消弧能力を持つ９つの双方向スイッチ群（３）と、入力ＬＣフィルタ（２）の出力電圧を全波整流する第一全波整流ダイオード群（５１）と、双方向スイッチ群（３）の出力電圧を全波整流する第二全波整流ダイオード群（５２）と、第一全波整流ダイオード群（５１）に並列に接続された第一コンデンサ（５３）と、第二全波整流ダイオード群（５２）に並列に接続されてその負極が第一コンデンサ（５３）の負極と接続されている第二コンデンサ（５１１）とからなるマトリックスコンバータにおいて、
第一コンデンサ（５３）の正極と第二コンデンサ（５１１）の正極とを接続する抵抗（５６）と、アノードを第一コンデンサ（５３）の正極に接続した第一ダイオード（５７１）と、アノードを第二コンデンサ（５１１）の正極に接続し、カソードを第一ダイオード（５７１）のカソードに接続した第二ダイオード（５７２）と、カソードを第二コンデンサ（５１１）の正極に接続した第三ダイオード（５１０）と、第一ダイオード（５７１）のカソードと第三ダイオード（５１０）のアノードとに接続した充電兼放電抵抗（５８２）と、第一コンデンサ（５３）の電圧と第二コンデンサ（５１１）の電圧の大きい方が所定電圧を超えた場合にオン信号を出力する第二過電圧検出回路（５５２）と、第二過電圧検出回路（５５２）の出力がオンの時に第三ダイオード（５１０）のアノードと第二コンデンサ（５１１）の負極とを短絡するスイッチ（５９）を具備することを特徴とするマトリックスコンバータ。