JP4860751B2 - 部分ｄｐｓｋ（ｐｄｐｓｋ）伝送システム - Google Patents

Description

本明細書において使用されるセクション見出しは、単に編成を目的としたものであり、本願に記載される主題を限定するものとして解釈されるべきではない。

関連出願の相互参照
本願は、２００６年４月２６日に出願された「Ｑｕａｓｉ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＤＰＳＫ ａｎｄ Ｑｕａｓｉ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＤＱＰＳＫ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｆｏｒｍａｔｓ（ＱＤ−ＰＳＫ／ＱＤ−ＱＰＳＫ）」という名称の米国仮特許出願第６０／７９５，１２１号明細書の優先権を主張するものであり、この出願全体を参照により本明細書に援用する。

チャネル速度４０Ｇｂ／ｓ以上で動作するＤＷＤＭ光ファイバ伝送システムは、潜在的に大きなファイバ容量を有するとともに、低チャネルレートシステムと比較して１伝送ビット当たりのコストが低いため、非常に望ましい。現在、多くのＤＷＤＭ光ファイバ伝送システムが、チャネルレート１０Ｇｂ／ｓで動作している。こういった４０Ｇｂ／ｓ伝送システムが現在存在している１０Ｇｂ／ｓトランスポートアーキテクチャに適合することが望ましい。

４０Ｇｂ／ｓ ＤＷＤＭ伝送システムの変調フォーマットは、高い光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）感度を有するものが選択されなければならない。ＯＳＮＲ感度が高いとは、低いＯＳＮＲで十分に伝送の所望のビットエラーレート（ＢＥＲ）が維持されること、すなわちシステムが、高レベルの光学雑音が存在する場合であっても所望のＢＥＲで動作可能なことを意味する。さらに、既存のシステムは帯域幅を制限する５０ＧＨｚチャネル間隔向けの光学マルチプレクサ及び光学デマルチプレクサを含むことがあるため、４０Ｇｂ／ｓ ＤＷＤＭ伝送システムの変調フォーマットは、光フィルタリングに対して耐性を有するものが選択されなければならない。また、既存のシステムは、多くの縦続接続光学アドドロップマルチプレクサを含むことがある。

位相整形バイナリ伝送（ＰＳＢＴ：Ｐｈａｓｅ−Ｓｈａｐｅｄ−Ｂｉｎａｒｙ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）フォーマットが、そのスペクトルの狭さにより４０Ｇｂ／ｓ ＤＷＤＭ伝送システムに検討されてきた。しかし、ＰＳＢＴは比較的よくないＯＳＮＲ受信感度を有し、これは、低ＢＥＲを得るために比較的高いＯＳＮＲが必要なことを意味する。また、ＯＳＮＲ受信感度は、適用される光フィルタリングのレベルによって左右される。

また、差動バイナリ位相偏移変調（ＤＢＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれることもある差動位相偏移変調（ＤＰＳＫ）も、４０Ｇｂ／ｓ ＤＷＤＭ伝送システムに検討されてきた。ＤＰＳＫ伝送システムは優れたＯＳＮＲ感度を有する。差動受信器と呼ばれることもある平衡直接検出受信器（ｂａｌａｎｃｅｄ ｄｉｒｅｃｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を使用するＤＰＳＫ伝送システムが、ＮＲＺシステム及びＰＳＢＴシステム等のオンオフ変調システムと比較してＯＳＮＲ感度をおよそ３ｄＢ向上させることが明らかになっている。しかし、ＤＰＳＫ伝送システムは良好なフィルタリング耐性を有さない。

さらに、差動四相位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）も４０Ｇｂ／ｓ ＤＷＤＭ伝送システムに検討されてきた。ＤＱＰＳＫは、データレートの半分のシンボルレートを使用する。例えば、ＤＱＰＳＫシステムでのデータレート４３Ｇｂ／ｓは、毎秒２１．５ギガシンボルに対応する。したがって、ＤＱＰＳＫ伝送システムは、従来のフォーマット及びＤＰＳＫと比較して狭いスペクトル帯域幅、高い波長分散耐性、及び偏波モード分散（ＰＭＤ）に関して高い耐性を有する。しかし、ＤＱＰＳＫ伝送システムは、ＤＰＳＫ伝送システムよりもおよそ１．５−２ｄＢ低い受信器感度を有する。さらに、送信器及び受信器が両方とも、ＤＰＳＫ送信器／受信器よりもかなり複雑である。

ＤＰＳＫ受信器及びＤＱＰＳＫ受信器は、送信された光信号の位相変調を、直接検出受信器で検出することができる振幅変調信号に変換する１つ以上の光復調器を使用する。通常、光復調器は、光信号を２つの部分に分け、一方の部分を他方の部分よりも遅延差Δｔだけ遅延させ、最後に２つの部分を再結合して、送信器での光信号に変調された位相に依存する建設的干渉又は相殺的干渉を実現する遅延干渉計として実施される。

ＤＰＳＫ信号及びＤＱＰＳＫ信号が、遅延差Δｔ＝ｎＴを有する遅延干渉計によって最適に受信されることが一般通念である。但し、ｎ＝１，２，３．．．であり、Ｔ＝１／Ｂはシンボルタイムスロットであり、Ｂはシンボルレートである。例えば、非特許文献１内の理論的研究を参照のこと。非特許文献２内の実験的研究も参照のこと。

シンボルタイムスロットよりも短いか又は長い遅延を有する遅延干渉計を使用すると、ＤＰＳＫ信号及びＤＱＰＳＫ信号を受信する際にいくらかの受信器性能ペナルティが発生することも一般通念である。例えば、非特許文献３内の単一チャネルＤＰＳＫシステムの研究を参照のこと。ウィンザー（Ｗｉｎｚｅｒ）及びキム（Ｋｉｍ）の参照文献によれば、性能ペナルティは、遅延干渉計の遅延差Δｔがシンボルタイムスロットから外れるにつれて、すなわち遅延干渉計の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）＝１／Δｔが信号シンボルレートから外れるにつれて、略放物線の関係で増大する。非特許文献４内の単一チャネルＤＰＳＫシステムの研究も参照のこと。この参照文献において、著者は、ＯＳＮＲ感度の低下が通常、１／Δｔと異なるＦＳＲによって発生する旨を教示している。しかし、Ｙ．Ｃ．シェ（Ｈｓｉｅｈ）らは、遅延干渉計を積極的に制御する必要なく任意のＩＴＵ周波数で単一チャネルを動作できるように、性能ペナルティに拘わらず、５０ＧＨｚのＦＳＲを有する遅延干渉計を使用することを提案している。Ｙ．Ｃ．シェ（Ｈｓｉｅｈ）らもピーター Ｊ．ウィンザー（Ｐｅｔｅｒ Ｊ．Ｗｉｎｚｅｒ）らも、狭い光バンドパスフィルタリング又はマルチチャネル用途、すなわち高密度波長分割多重方式（ＤＷＤＭ）用途で通常必要な光学フィルタ使用の影響を全く考慮していない。したがって、現在一般的に考えられているのは、ＤＰＳＫ信号及びＤＱＰＳＫ信号が、シンボルタイムスロットに等しい遅延差を有する遅延干渉計で最適に受信されるということである。

ＤＰＳＫ変調フォーマット及びＤＱＰＳＫ変調フォーマットの両方が、２つの隣接するシンボル間で光強度が一定であることができる非ゼロ復帰（ＮＲＺ）変形及び光強度が各シンボル間で常に０に落ちるか又は戻るゼロ復帰（ＲＺ）変形に使用されている。強度は、データ信号が多くの連続した０又は１を含む場合であっても０に戻る。ＲＺ型変調フォーマットを使用する送信器は、ＮＲＺ型変調フォーマットを使用する送信器よりも良好なＯＳＮＲ受信器感度及びファイバ非線形性に対する耐性を実現することができる。通常、ゼロ復帰変調パルスはパルスカービング（ｐｕｌｓｅ ｃａｒｖｉｎｇ）技法を使用して作られる。
Ｐ．Ａ．Ｈｕｍｂｌｅｔら「Ｏｎ ｔｈｅ ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ ｏｆ ｌｉｇｈｔｗａｖｅ ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ ｏｐｔｉｃａｌ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ」Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌ．、１５７６−１５８２頁、１９９１年 Ａ．Ｈ．Ｇｎａｕｃｋら「２．５Ｔｂ／ｓ（６４×４２．７Ｇｂ／ｓ）ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｖｅｒ ４０×１００ｋｍ ＮＸＤＳＦ ｕｓｉｎｇ ＲＺ−ＤＰＳＫ ｆｏｒｍａｔ ａｎｄ ａｌｌ−Ｒａｍａｎ ａｍｐｌｉｆｉｅｄ ｓｐａｎｓ」ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ＯＦＣ，ｐｏｓｔ ｄｅａｄｌｉｎｅ ｐａｐｅｒ ＦＣ２、２００２年２月 Ｐｅｔｅｒ Ｊ．Ｗｉｎｚｅｒ及びＨｏｏｎ Ｋｉｍ「Ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｂａｌａｎｃｅｄ ＤＰＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、第１５巻、１２８２、９号、２００３年９月 Ｙ．Ｃ．Ｈｓｉｅｈら「Ａｔｈｅｒｍａｌ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ ４２．７−Ｇｂ／ｓ ＤＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌｓ」ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ＥＣＯＣ、ｐａｐｅｒ Ｔｈ１．５．６、２００５年９月

本発明の態様は、添付図面と併せて以下の説明を参照することによってよりよく理解することができる。これら図中の同一又は同様の要素は、同じ参照番号で示し得る。これら同様の要素についての詳細な説明は繰り返さないことがある。図面は必ずしも一定の縮尺であるとは限らない。当業者は、以下に説明される図面が単に例示のためのものであることを理解するであろう。図面は、本発明の教示の範囲を限定することを決して意図されない。

本教示を各種実施形態及び例と関連して説明するが、本教示がこのような実施形態に限定されることは意図されない。逆に、本教示は、当業者に理解されるように、各種代替、変更、及び均等物を包含する。

例えば、本発明によるＰＤＰＳＫ受信器の多くの変形があることを理解されたい。特に、本発明の方法及び装置がいずれの特定の種類の復調器にも限定されないことを理解されたい。さらに、本発明の方法及び装置が、ＲＺ型変調及びＮＲＺ型変調を含むいかなる種類のマルチレベル位相変調とも併用可能なことも理解されたい。

本発明が動作可能である限り、本発明の方法の個々のステップを任意の順及び／又は同時に実行してよいことを理解されたい。さらに、本発明が動作可能である限り、本発明の装置及び方法が説明される実施形態のうちの任意の数又はすべての実施形態を含むことができることを理解されたい。

本発明は、部分的には、ＤＰＳＫ信号及びＤＱＰＳＫ信号が、シンボルタイムスロットに等しい遅延差を有する遅延干渉計で最適に受信されるという現在の一般通念が、ＤＰＳＫ信号又はＤＱＰＳＫ信号が狭くフィルタリングされるシステムには当てはまらないことの認識である。逆に、このような狭くフィルタリングされるシステムの場合、ＤＰＳＫ信号及びＤＱＰＳＫ信号がシンボルタイムスロットよりもかなり低い遅延差を有する遅延干渉計で最適に受信されることが発見された。

本発明は、改良されたＯＳＮＲ受信感度性能を有する変更されたＤＰＳＫ（又はＤＱＰＳＫ）変調フォーマットを送受信する方法及び装置を特徴とする。本明細書では、本発明の変更されたＤＰＳＫ（又はＤＱＰＳＫ）変調フォーマットは部分差動位相偏移変調（ＰＤＰＳＫ：Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅｄ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれる。用語「ＰＤＰＳＫ」は、本明細書では、従来のＤＰＳＫ変調フォーマット及びＤＱＰＳＫ変調フォーマットの両方を指すために使用される。用語ＰＤＰＳＫは、米国仮特許出願第６０／７９５，１２１号明細書では、準差動復調ＤＰＳＫ（Ｑｕａｓｉ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＤＰＳＫ）変調フォーマット及び準差動復調ＤＱＰＳＫ（Ｑｕａｓｉ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｌｙ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ＤＱＰＳＫ）変調フォーマットと呼ばれている。これら用語は等価である。

特に、本発明のＰＤＰＳＫ復調技法は、本明細書に記載される任意の種類の狭い光フィルタリングを使用する送信器、光学リンク、及び／又は受信器等の低減された送信器帯域幅、光学リンク帯域幅、及び／又は受信器帯域幅を有するシステムを含むスペクトル的に効率のよいな伝送システムの性能を向上させる。さらに、本発明のＰＤＰＳＫ復調技法は、かなりの波長分散を有するシステムの性能を向上させる。一実施形態では、本発明の変更されたシステムは、１つのシンボルタイムスロットよりも小さな遅延差を使用して受信器においてＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ型遅延干渉計復調を実行することによって実現される。具体的な一実施形態では、本発明の変更されたシステムは、１つのシンボルタイムスロットの０．８５未満の遅延差を使用して受信器においてＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ型遅延干渉計復調を実行することによって実現される。これは、１つのシンボルタイムスロット以上の遅延差を使用する既知のＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ復調技法とは対照的である。

図１は、送信器１０２及びＰＤＰＳＫ信号を受信する本発明によるＰＤＰＳＫ受信器１０４を含む本発明によるＰＤＰＳＫ伝送システム１００の一実施形態の概略図を示す。ＰＤＰＳＫ送信器１０２は、プレコーダ１０８の入力に電気的に接続された出力を有するＦＥＣ／フレーマ１０６を含む。プレコーダ１０８の出力は、マルチプレクサ１１０の入力に電気的に接続される。マルチプレクサ１１０の出力は、電子駆動回路１１２に電気的に接続される。

駆動回路１１２の出力は、ＮＲＺマッハ−ツェナー干渉計（ＭＺＩ）変調器１１６の変調入力に電気的に接続される。本発明が図１に示されるＭＺＩベースの変調器に限定されないことを理解されたい。

レーザ１１８の出力が、ＮＲＺ変調器１１６の光入力に光学的に接続される。ＮＲＺ変調器１１６の出力は、パルスカービングＲＺ変調器（ｐｕｌｓｅ ｃａｒｖｉｎｇ ＲＺ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）１２０の光入力に光学的に結合される。あるいは、ＮＲＺデータをＲＺに変換する任意の種類のパルスカービングデバイスを使用することができる。正弦波源１２２の出力が、パルスカービングＲＺ変調器１２０の変調入力に電気的に接続される。ＮＲＺ型変調信号のみを生成する実施形態は、ＲＺ変調器１２０及び正弦波源１２２を含まない。

送信器によっては、エルビウム添加光ファイバ増幅器（ＥＤＦＡ）等の光ファイバ増幅器１２４を使用して、ＲＺ変調器１２０によって生成された信号を増幅するものがある。このようなＥＤＦＡは当該技術分野において周知である。このような送信器では、ＲＺ変調器１２０の光出力は、ファイバ増幅器１２４の入力に光学的に結合される。

動作に際して、ＰＤＰＳＫ送信器１０２内のＦＥＣ／フレーマ１０６は、フレーム及び送信中のデータに対する順方向誤り訂正を提供する。プレコーダ１０８は、データの差動位相偏移変調符号化を実行する。いくつかの実施形態では、プレコーダ１０８は別個の構成要素であり、他の実施形態では、プレコーダ１０８は他の構成要素の一体部分である。いくつかの実施形態では、差動符号化機能は受信器で実行され、この場合には後符号化（ｐｏｓｔｃｏｄｉｎｇ）と呼ばれる。

マルチプレクサ１１０はデータを多重化する。駆動回路１１２は、フレーム化され多重化されたデータ信号を順方向誤り訂正と共に、ＮＲＺ変調器１１６を使用しての変調に適したレベルまで増幅する。ＮＲＺ変調器１１６は、レーザ１１８によって生成される光信号にＮＲＺフォーマットを使用して符号化データを変調する。正弦波源１２２によって駆動されるＲＺ変調器１２０は、変調ＮＲＺ信号を変調ＲＺ信号に変換するために必要なパルスカービング（ｐｕｌｓｅ ｃａｒｖｉｎｇ）を実行する。ＮＲＺ変調フォーマットのみを生成する実施形態では、パルスカービングは実行されない。伝送システムによっては、ファイバ増幅器１２４が使用されて、変調ＲＺ信号をチャネル又は伝送線（図示せず）を経由しての送信に望ましい信号レベルに増幅する。その結果生成されるＲＺ変調信号は、ＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ変調データ信号である。

ＰＤＰＳＫ受信器１０４は、チャネルを経由して送信されたＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ変調データ信号を受信する入力を含む。いくつかの受信器は、ＥＤＦＡ等の光ファイバ増幅器１２６を受信器１０４の入力に含む。受信器１０４の入力は、ファイバ増幅器１２６の光入力に光学的に結合される。いくつかの受信器は、適応分散補償器（ＡＤＣ）１２８も含む。このような受信器では、ファイバ増幅器１２６の光出力が、ＡＤＣ１２８の光入力に光学的に結合される。

ＡＤＣ１２８の光出力が、光復調器１３０の入力に光学的に結合される。本発明による多くの受信器では、復調器１３０は、図１に示すように、少なくとも１つのマイケルソン干渉計又は少なくとも１つのＭＺＩを使用して実現される遅延干渉計１３２である。遅延干渉計１３２は、固定光遅延を提供することができ、又は可変光遅延１３４を含むことができる。固定光遅延又は可変差動遅延は、本明細書に記載されるように１ビット期間未満の遅延を提供する。遅延干渉計１３４は、建設的出力１３６及び相殺的出力１３８を含む。

いくつかの実施形態では、可変光遅延１３４は連続可変光遅延である。他の実施形態では、可変光遅延１３４は、所定数の離散した光遅延を切り替えることが可能である。これら可変光遅延は、多くの方法で構築することができる。例えば、連続可変光遅延は、平行移動可能なミラー又は平行移動可能なコリメータを使用して構築することができる。連続可変光遅延は、遅延干渉計１３２のアームの１本に可変光学厚さを有する透明材料を使用して構築することもできる。切り替え可能な可変光遅延は、異なる光学厚さを有する透明材料を物理的に導入することによって作ることができる。切り替え可能な可変光遅延は、遅延干渉計１３２内部に回転ミラーを位置決めして、異なる時間遅延を有する、異なるパスを切り替えることによって作ることもできる。さらに、切り替え可能可変光遅延は、様々な種類のＭＥＭＳ技術を使用して作ることもできる。

平衡又は差動受信器１４４の第１の入力１４０及び第２の入力１４２は、遅延干渉計１３４の建設的出力１３６及び相殺的出力１３８のそれぞれに光学的に結合される。多くのＰＤＰＳＫ受信器では、差動受信器１４４は、第１の光検出器１４６及び第２の光検出器１４８を使用して実現される。差動受信器１４４の出力が、デマルチプレクサ１５０の入力に電気的に結合される。いくつかのＰＤＰＳＫ受信器では、電子増幅段（図示せず）が差動受信器１４４とデマルチプレクサ１５０との間に使用される。デマルチプレクサ１５０の出力はＦＥＣ／フレーマ１５２に電気的に接続される。デマルチプレクサ１５０は、通常、データ及びクロック回復機能を実行する。

動作に際して、光学的に変調されたＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ信号は、ＰＤＰＳＫ受信器１０４の入力で受信され、ファイバ増幅器１２６によって増幅される。いくつかのＰＤＰＳＫ受信器システムでは、ＡＤＣ１２８が分散補償を実行する。光復調器１３０内の遅延干渉計１３２は、建設的出力１３６においてＰＤＰＳＫ位相変調信号を振幅変調光信号に変換する。遅延干渉計１３２はまた、相殺的出力１３８において反転振幅変調光信号を生成する。建設的出力１３６及び相殺的出力１３８のデータの極性は、遅延干渉計１３８の２本の干渉計アームの相対位相をおよそπだけ変更することによって反転することができる。

２つの遅延干渉計出力及び２つの差動検出器入力の間の差動遅延は、通常、シンボルタイムスロットの３０％未満である。いくつかの実施形態では、差動遅延は１０％未満である。遅延干渉計１３２の建設的ポート１３６及び相殺的ポート１３８から伝搬する相対光パワーは、遅延干渉計１３２のＦＳＲ及び伝送線での信号の光フィルタリングの程度の関数である。例えば、遅延干渉計１３２のＦＳＲが増大すると、建設的ポート１３６内の光パワーは、相殺的ポート１３８内の光パワーに比べて増大する。

復調器１３０内の遅延干渉計１３２の建設的出力１３６及び相殺的出力１３８からの出力信号は、第１の光検出器１４６及び第２の光検出器１４８を含む差動受信器１４４を使用して検出される。第１の光検出器１４６は、建設的出力１３６から伝搬する光信号に比例する電気検出信号を生成する。第２の光検出器１４８は、相殺的出力１３８から伝搬する出力信号に比例する電気検出信号を生成する。

差動受信器１４４は、第１及び第２の光検出器１４６、１４８によって生成された電気検出信号を互いから電気的に減算して、差動検出信号を作る。本発明によるＤＰＳＫ受信器及びＤＱＰＳＫ受信器は、配置点間の符号化位相差がπ及びπ／２とはそれぞれ異なる位相変調信号を受信することもできる。本発明の方法及び装置を任意の光学又は電気的等化器と組み合わせて使用することができることを理解されたい。

当業者は、既知のＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ伝送システムの最良のＯＳＮＲ受信感度性能が、遅延干渉計の２本のアーム間の時間遅延Δｔが光ＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫデータ信号の整数のシンボルタイムスロット数に厳密に等しい場合に得られるものと理解している。さらに、当業者は、こういったシステムのＯＳＮＲ及び受信器感度のペナルティが、Δｔがその最適値から外れるにつれて急速に（大半のシステムでは二次的に）増大するものと理解している。例えば、ピーター Ｊ．ウィンザー（Ｐｅｔｅｒ Ｊ．Ｗｉｎｚｅｒ）及びフーンキム（Ｈｏｏｎ Ｋｉｍ）ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、第１５巻、９号、１２８２−１２８４頁、２００３年９月を参照のこと。したがって、当業者は、遅延干渉計１３２の最適自由スペクトル領域（ＦＳＲ＝１／Δｔ）が１／ｎＴに等しく、ｎ＝１という特殊な場合に、最適自由スペクトル領域が信号のシンボルレートに等しいものと理解している。干渉計の用語「自由スペクトル領域」は、隣接する伝送ピーク間の（周波数空間での）距離として当該技術分野において周知である。

本発明は、部分的は、遅延干渉計１３２によって生成される遅延差を１ビット期間未満に低減すると、高データレート伝送システムにおいて狭い光フィルタリング及び波長分散に対する伝送システムの耐性が大幅に低減するという認識である。周知の式Δｔ＝ｎＴ（但し、ｎ＝１，２，３．．．，Ｔ＝１／Ｂがシンボルタイムスロットであり、Ｂがシンボルレートである）が、特定の状況下でのみ最適遅延を表すことが発見された。特に、式Δｔ＝ｎＴ（但し、ｎ＝１，２，３．．．）が、大きな光フィルタリングがなく（すなわち、フィルタリングが弱く）、送信器１０２及び受信器１０４によって処理されるデータ信号が略理想的な立ち上がり／立ち下がり時間を有する状況下のみ最適遅延を表すことが発見された。本発明は、図２に関連して説明するように、システムの全帯域幅を個々の構成要素帯域幅を結合したものとして見ることによって理解することができる。

図２は、各種伝送システム構成要素の個々の帯域幅を示すＰＤＰＳＫ伝送システム２００の概略図を示す。図１及び図２の両方を参照すると、伝送システム２００の概略図は、送信器１０２の帯域幅に対応する送信器帯域幅（Ｂ_ＴＸ）２０２を示す。送信器帯域幅（Ｂ_ＴＸ）２０２は、あらゆるＮＲＺ変調器１１６及びＲＺ変調器１２０並びにあらゆるデータフォーマット回路及び駆動回路１０６、１０８、１１０、及び１１２等のあらゆる送信器構成要素の帯域幅を含む。

ＰＤＰＳＫ伝送システム２００の概略図は、光伝送線帯域幅（Ｂ_ＴＬ）２０４も示す。光伝送線帯域幅（Ｂ_ＴＬ）２０４は、伝送線システムに沿った任意の光フィルタ、任意の光アドドロップマルチプレクサ（ＯＡＤＭ）若しくは再構成可能光アドドロップマルチプレクサ（ＲＯＡＤＭ）、ＷＤＭマルチプレクサ、及びＷＤＭデマルチプレクサ等の各種構成要素の帯域幅を含む。

光伝送システムは、信号が送信器から受信器に送信される際に、送信器によって生成された送信スペクトルの中心周波数から最も遠い周波数成分が除去される場合、帯域幅制限されているとみなされる。光伝送線帯域幅（Ｂ_ＴＬ）は、伝送線帯域幅と送信器からの信号の帯域幅との関係に応じて「広い」又は「狭い」とみなされる。ベースバンドデータ信号の帯域幅は、１をそのシンボルタイムスロットで除算した数におよそ等しい。搬送波波長に変調される信号の帯域幅は、そのベースバンド帯域幅の２倍であり、これは、光搬送波波長に変調されるデータ信号の帯域幅がそのシンボルレートのおよそ２倍であることを意味する。したがって、伝送線帯域幅は、送信器のシンボルレートのおよそ２倍よりも小さい場合に「狭い」とみなされる。

ＰＤＰＳＫ伝送システム２００の概略図は、図１に示す実施形態では、遅延干渉計に関連する帯域幅、例えばＦＳＲである復調器帯域幅（Ｂ_ＤＩ）２０６も示す。さらに、ＰＤＰＳＫ伝送システム２００の概略図２００は、図１に示す実施形態では、差動受信器１４４の帯域幅及びＤｅｍｕｘ１５０の入力段を含む受信器帯域幅（Ｂ_ＲＸ）２０８も示す。

本発明は、部分的には、ＦＥＣ前のビットエラー統計、ＯＳＮＲ受信器感度、分散耐性等の伝送システム性能メトリックを、少なくとも１つの他のシステム構成要素帯域幅の変化に応答して遅延干渉計帯域幅（Ｂ_ＤＩ）２０４を変更することによって最適化できるという認識である。すなわち、伝送システム性能メトリックは、送信器帯域幅（Ｂ_ＴＸ）２０２、伝送線帯域幅（Ｂ_ＴＬ）２０４、及び受信器帯域幅（Ｂ_ＲＸ）２０８のうちの少なくとも１つの変化に応答して、遅延干渉計帯域幅（Ｂ_ＤＩ）２０４を変更することによって最適化することができる。換言すれば、個々の構成要素帯域幅Ｂ_ＴＸ２０２、Ｂ_ＴＬ２０４、Ｂ_ＤＩ２０６、及びＢ_ＲＸ２０８は、伝送システムの全体有効帯域幅の部分帯域幅である。したがって、最適伝送システム性能メトリックを実現するには、伝送システム構成要素の１つの帯域幅の変更を、少なくとも１つの他の構成要素の帯域幅の変更によって補償しなければならない。

例えば、ＦＥＣ前のビットエラー統計、ＯＳＮＲ受信器感度、及び分散耐性等の最適伝送システム性能メトリックを実現するには、伝送システム構成要素帯域幅Ｂ_ＴＸ２０２、Ｂ_ＴＬ２０４、Ｂ_ＤＩ２０６、及びＢ_ＲＸ２０８のうちの少なくとも１つが低減した場合、少なくとも１つの他の伝送システム構成要素帯域幅を増大しなければならない。実際の高データレート伝送システムでは、恐らく、送信器帯域幅（Ｂ_ＴＸ）２０２、伝送線帯域幅（Ｂ_ＴＬ）２０４、及び受信器帯域幅（Ｂ_ＲＸ）２０８のうちの少なくとも１つが低減される。したがって、少なくとも１つの最適伝送システム性能メトリックを実現するには、遅延干渉計帯域幅（Ｂ_ＤＩ）２０６を増大させなければならない。遅延干渉計帯域幅、例えばＦＳＲ（Ｂ_ＤＩ）２０６は、Ｔ未満の遅延干渉計の遅延（Δｔ）を選択することによって増大させることができる。但し、Ｔ＝１／Ｂはシンボルタイムスロットであり、Ｂはシンボルレートである。シミュレーション及び実験の両方により、Ｔ未満の遅延干渉計の遅延を選択することで、伝送システムでのＦＥＣ前のビットエラー統計、ＯＳＮＲ受信器感度、及び分散耐性を向上できることが確認されている。

本発明によるＦＥＣ前のビットエラー統計、ＯＳＮＲ受信器感度、及び分散耐性等の最適伝送性能メトリックの実現は、遅延干渉計１３２の自由スペクトル領域（ＦＳＲ）に関して説明することもできる。遅延干渉計１３２の最適ＦＳＲは、伝送システム全体で実行される光フィルタリング及び波長分散の程度に依存する。伝送信号の狭いスペクトルフィルタリングを使用する伝送システム等のスペクトル的に効率のよい伝送システムでは、多くの伝送システム性能メトリックを最適化する遅延干渉計１３２の最適ＦＳＲは、信号のシンボルレートよりも大きい。すなわち、再構成可能な光アドドロップマルチプレクサ（ＲＯＡＤＭ）、光マルチプレクサ／デマルチプレクサインタリーバ、並びに送信器電子回路、光変調器、受信器電子回路、及び検出器内の帯域幅制限装置等の帯域幅制限装置を有する伝送システムでは、多くの伝送システム性能メトリックを最適化する遅延干渉計１３２の最適ＦＳＲは、信号のシンボルレートよりも大きい。

本発明の遅延干渉計１３２が、特定の光受信器性能に向けて選択された固定光遅延を有する遅延干渉計１３２として具現化可能なことを理解されたい。あるいは、本発明の遅延干渉計１３２が、光受信器の性能を変更させる光遅延を調整する手段又はシステムが変化するチャネル条件又は変化する送受信条件に適応する手段を提供する可変遅延１３４を有する遅延干渉計１３２として具現化可能であることを理解されたい。

さらに、本発明による光受信器の性能は、遅延干渉計１３２の建設的ポート１３６から伝搬される光信号の光パワーと相殺的ポート１３８から伝搬する光信号の光パワーとの比を変更することによって最適化することができる。建設的ポート１３６から伝搬される光信号の光パワーと相殺的ポート１３８から伝搬する光信号の光パワーとの比は、図３Ａ−図３Ｃに説明するように、固定若しくは可変減衰器及び／又は可変増幅器のうちの少なくとも１つを使用することによって変更することができる。したがって、本発明の一態様では、本発明のＰＤＰＳＫ受信器は、変化する伝送システム条件に応答して、遅延干渉計１３２内の光遅延並びに差動受信器１４４の少なくとも１本のアームの利得及び／又は減衰のうちの少なくとも１つを変更する適応受信器である。本明細書において説明する適応方式は、インストール時に実行し、その後、システムの動作中に連続して調整することもでき、又は工場で事前設定することもできる。

図３Ａ−図３Ｃは、本発明による適応ＰＤＰＳＫ受信器３００、３４０、３８０の概略図を示す。用語「適応受信器（ａｄａｐｔｉｖｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）」は、本明細書では、チャネルの変化あるいは送信器及び／又は受信器の変化に応答して適応又は変更する受信器を意味するものとして定義される。本発明のこの態様では、ＰＤＰＳＫ受信器３００、３４０、３８０はすべて、遅延干渉計３０２のＦＳＲを変更又は調整するように調整可能な可変光遅延３０４を有する遅延干渉計３０２を含む。遅延干渉計３０２のＦＳＲは、伝送路に沿ったどこかの場所でのフィルタリングの変化等のチャネル若しくは伝送線の各種変化及び／又は送信器及び受信器の変化に応答して変更又は調整される。可変光遅延３０４は、光遅延のレベルを制御する制御入力３０６を含む。制御入力３０６は、送信器帯域幅（Ｂ_ＴＸ）２０２、伝送線帯域幅（Ｂ_ＴＬ）２０４、及び受信器帯域幅（Ｂ_ＲＸ）２０８等の現在の伝送システム条件に関連する制御信号を生成する制御回路又はプロセッサ３０８の出力に電気的に接続される（図２参照）。

図３Ａ−図３Ｃに示される適応ＰＤＰＳＫ受信器３００、３４０、３８０は、差動受信器の各アームに信号レベルを調整する手段も備える。図３Ａの３００は、差動受信器３１０であって、差動受信器の第１及び第２のアームのそれぞれに第１及び第２の光検出器３１２、３１４を有する平衡検出器を含む差動受信器３１０を示す。第１及び第２の減衰器３１６、３１８が、第１及び第２の光検出器３１２、３１４のそれぞれの出力に電気的に結合される。第１及び第２の減衰器３１６、３１８は、電気的減衰を追加することによって第１及び第２のフォトダイオード３１２、３１４からの信号寄与分を変更するように調整可能である。いくつかの実施形態では、プロセッサ３０８は、第１及び第２の減衰器３１６、３１８によって提供される減衰レベルを制御する、現在の伝送システムの条件に関連する制御信号を生成する。

図３Ｂは、差動検出器３４２を含む適応ＰＤＰＳＫ受信器３４０を示す。第１及び第２の光減衰器３４４、３４６が、遅延干渉計３０２と遅延干渉計３４２内の第１及び第２の光検出器３４８、３５０のそれぞれとの間に光学的に結合される。第１及び第２の光減衰器３４４、３４６は、差動受信器３４０の１本のアームの光減衰を追加することによって第１及び第２のフォトダイオード３４８、３５０からの信号寄与分を変更するように調整可能である。

図３Ｃは、差動受信器３８２であって、第１及び第２のアームのそれぞれに第１及び第２のフォトダイオード３８４、３８６を有する差動受信器３８２を含む適応ＰＤＰＳＫ受信器３８０を示す。第１及び第２の電子増幅器３８８、３９０が、第１及び第２のフォトダイオード３８４、３８６のそれぞれの出力に電気的に結合される。第１及び第２の電子増幅器３８８、３９０は、電気利得を追加することによって第１及び第２のフォトダイオード３８６からの信号寄与分を変更するように調整可能である。

動作に際して、制御信号がプロセッサ３０８により伝送システムパラメータ及びメトリックの測定から生成される。これら伝送システムパラメータ及びメトリックは、各種伝送システム構成要素の帯域幅又は伝送システムの分散レベルに関連することができる。制御信号は、可変光遅延３０２の制御入力３０６に適用される。次に、適応ＰＤＰＳＫ受信器３００、３４０、３８０は、制御入力３０６に適用される制御信号に応答して、遅延干渉計３０２の可変光遅延３０６のＦＳＲを調整する。いくつかの実施形態では、ＦＥＣ前のビットエラー統計、ＯＳＮＲ受信器感度、及び／又は分散耐性等の特定の性能メトリックを最適化するように可変光遅延３０６のＦＳＲを自動的に変更する制御信号が生成される。いくつかの実施形態では、制御信号は、連続調整可能なように可変光遅延３０６のＦＳＲを変更する。他の実施形態では、制御信号は、可変光遅延３０６のＦＳＲを複数の所定のＦＳＲ値のいずれかに変更する。

本発明の方法及び装置が、ＤＸＰＳＫ伝送システム（但し、Ｘ＝２，４，８，１６．．．）を含むＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ伝送システム等のあらゆる種類の位相変調システムに適用可能なことを理解されたい。さらに、本発明の方法及び装置は、ＮＲＺ型変調フォーマット又はＲＺ型変調フォーマットのいずれをも使用することができる。本発明の方法及び装置が、あらゆる種類の伝送システムに適用可能なことも理解されたい。

本発明によるＰＤＰＳＫ伝送システムは、既知のＤＰＳＫ／ＤＱＰＳＫ伝送システムよりも向上したＯＳＮＲ受信器感度を有することが明らかになっている。向上は、ＲＺ型伝送フォーマット及びＮＲＺ型伝送フォーマットの両方で実証されている。本明細書に提示されるシミュレーション結果及び実験結果は、シンボルレート４３Ｇｂ／ｓの場合である。しかし、本発明の方法及び装置が任意のシンボルレートで実施可能なことが理解される。しかし、本発明の方法及び装置は、４３Ｇｂ／ｓデータレート以上において、既知のシステムと比較して受信性能メトリックを大幅に向上させることができる。

図４Ａは、本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＮＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データ４００を提示する。図４Ｂは、本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データ４５０を提示する。二次超ガウス光フィルタ伝達関数（ｓｅｃｏｎｄ ｏｒｄｅｒ ｓｕｐｅｒ−Ｇａｕｓｓｉａｎ ｏｐｔｉｃａｌ ｆｉｌｔｅｒ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）がシミュレーションに使用された。

図４Ａ及び図４Ｂに提示されるアイパターン図４００、４５０は、受信器の遅延干渉計１３２（図１）のＦＳＲが４３ＧＨｚシンボルレートに等しいとき、伝送システム内の光フィルタリングが弱い（強いフィルタリングではない）ほど、広く開かれたアイパターン図が得られることを示す。広く開かれたアイパターン図は、このような伝送システムに望ましい低ビットエラーレート及び高ＯＳＮＲ受信器感度を示す。当該技術分野において「厳しいフィルタリング」としても知られている用語「強いフィルタリング」は、本明細書では狭通過帯域フィルタリングとして定義される。図４に示される２８ＧＨｚ帯域幅フィルタリングは４０ＧＨｚ帯域幅フィルタリングよりも強いフィルタリングであり、４０ＧＨｚ帯域幅フィルタリングは８０ＧＨｚフィルタリングよりも強いフィルタリングである。逆に、図４Ａ及び図４Ｂに提示されるデータ４００、４５０は、遅延干渉計１３２のＦＳＲが４３ＧＨｚシンボルレートに等しいとき、光フィルタリングが強いほど、より閉じられたアイパターン図が得られることを示す。より閉じられたアイパターン図は、開かれたアイパターン図と比較して固定信号対雑音比に対して高いビットエラーレートであることを示す。

図４Ａ及び図４Ｂに提示されるデータ４００、４５０は、受信器の遅延干渉計１３２（図１）のＦＳＲがシンボルレートよりも大きい（すなわち、ＦＳＲ_ＤＩが５０ＧＨｚ及び６６．７ＧＨｚに等しい）場合、遅延干渉計１３２のＦＳＲが４３ＧＨｚシンボルレートに等しい受信器と比較して、フィルタリングが弱い（すなわち、フィルタＢＷ＝８０ＧＨｚ）ときに存在するアイパターン図の歪みが大きくなることも示す。歪みの増大は、固定信号対雑音比に対してビットエラーレートが増大したことを示す。

さらに、図４Ａ及び図４Ｂに提示されるデータ４００、４５０は、受信器の遅延干渉計１３２（図１）のＦＳＲがシンボルレートよりも大きく（すなわち、ＦＳＲ_ＤＩが５０ＧＨｚ及び６６．７ＧＨｚに等しく）、光フィルタリングが強い場合、遅延干渉計１３２のＦＳＲが４３ＧＨｚシンボルレートに等しい受信器と比較して、アイパターン図がより開かれ、歪みが少ないことを示す。歪みが少ないことは、固定信号対雑音比でビットエラーレートがより低いことを示す。これらデータは、強いフィルタリングを使用する伝送システムにおいて本発明の方法及び装置を使用することによって達成できる性能の利益を視覚的に示す。ビットエラーレートは、このようなシステムにおいて、１ビット期間未満の遅延差、すなわちシンボルレートよりも大きなＦＳＲを使用する遅延干渉計１３２を使用することによって向上させることができる。

図５は、本発明による伝送システムのアイパターン図及びＯＳＮＲ感度データを測定するために使用された実験用伝送システムの概略図を示す。伝送システム５００は、電気光学変調器５０４を備えたＤＰＳＫ送信器５０２を含む。複数の変調器を使用して、データを異なる波長で送信することができる。ドライバ５０６が変調器５０４の変調入力に結合される。ドライバ５０６は、疑似ランダムビットシーケンス（ＰＲＢＳ）を受け取り、それから信号のレベルを変調に適したレベルに調整する。次に、ドライバ５０６はＰＲＢＳを変調器５０４に加える。

マルチプレクサ５０８が、変調器５０４の出力に光学的に結合される。マルチプレクサ５０８は、複数の光学変調信号を多重化して単一の出力光学信号にすることができる。マルチプレクサ５０８の出力は、第１のインタリーブ装置５１０に光学的に結合される。第１のインタリーブ装置５１０は狭帯域フィルタである。本明細書において説明する実験では、インタリーブ装置は超ガウス形（ｓｕｐｅｒ−Ｇａｕｓｓｉａｎ ｓｈａｐｅ）を有するフィルタである。こういった超ガウス形フィルタのＦＷＨＭ帯域幅は約４２ＧＨｚである。こういった超ガウス形フィルタを２つ縦続接続すると、約３５ＧＨｚ帯域幅になり、これらを４つ縦続接続すると約２８ＧＨｚ帯域幅になる。

調整可能雑音負荷５１４が、第１のインタリーブ装置５１０の出力に結合される。調整可能雑音負荷５１４の出力は、第２のインタリーブ装置５１６に結合される。第２のインタリーブ装置５１６も狭帯域フィルタである。伝送線５１２の出力は、デマルチプレクサ５１８の入力に光学的に結合される。デマルチプレクサ５１８は、光信号を多重分離して、異なる波長をそれぞれ有する複数の光信号にする。

伝送システム５００は、復調器５２２を備えたＤＰＳＫ受信器５２０も含む。復調器５２２は、図１に関連して説明した遅延干渉計５２３を含む。復調器５２２の差動出力は、差動検出器５２４の差動入力に光学的に結合される。差動検出器５２４は、出力に受信信号を生成する。測定機器５２６が、差動検出器５２４の出力に電気的に接続される。測定機器は、続く図に提示されるアイパターン図及びＯＳＮＲデータ等の実験結果を測定するために使用される。

図６は、４つの光フィルタを縦続接続して結合ＦＷＨＭ２８ＧＨｚを提供する強い光フィルタリングが信号に適用される伝送システムでの４つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値のＮＲＺ信号及びＲＺ信号の電気アイパターン図６００の実験データを提示する。シンボルレートに等しいＦＳＲを有する遅延干渉計を有する従来のＤＰＳＫ受信器により受信されるＮＲＺ信号及びＲＺ信号の電気アイパターン図を示すとともに、本発明に記載されるようにシンボルレートよりも大きなＦＳＲを有する遅延干渉計を有する本発明によるＰＤＰＳＫ受信器によって受信されるＮＲＺ信号及びＲＺ信号の電気アイパターン図も示す。

電気アイパターン図６００は、従来のＤＰＳＫ受信器が、本発明によるＰＤＰＳＫ受信器と比較してＮＲＺ信号及びＲＺ信号の両方に対してより多くのシンボル間干渉を有することを視覚的に示す。本発明によるＰＤＰＳＫ受信器の電気アイパターン図は、はるかに開かれたアイパターン図を示す。電気アイパターン図は、伝送システム５００（図５）の復調器５２２内の遅延干渉計５２３に最適なＦＳＲがあるはずであることも視覚的に示す。遅延干渉計ＦＳＲが５７ＧＨｚに等しいＰＤＰＳＫ受信器は、遅延干渉計ＦＳＲが６７ＧＨｚに等しいＰＤＰＳＫ受信器よりもＮＲＺ信号及びＲＺ信号の両方でより少ない歪みを有することが見て取れる。

したがって、電気アイパターン図６００は、特定数のフィルタを有する伝送システム、すなわち特定の有効フィルタリングを有する伝送システムに、最適な受信器性能に対応するＰＤＰＳＫ受信器内の遅延干渉計ＦＳＲの最適な値が存在し得ることを示す。当業者は、シミュレーション及び実験の両方を実行して、任意の特定の範囲の有効伝送システムフィルタリングでの最適受信器性能に対応する、本発明による復調器に最適な遅延干渉計ＦＳＲを判断できることを理解するであろう。

図７Ａは、従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＮＲＺ ＤＰＳＫ信号及び本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＮＲＺ ＤＰＳＫ信号の実験ＯＳＮＲ感度データ７００を提示する。図７Ａは、５０ＧＨｚインタリーバ数の関数として特定の固定ビットエラーレートを達成するために必要な受信器ＯＳＮＲを示す。インタリーバは、図５に関連して説明した狭帯域フィルタである。グラフ７０２は、５０ＧＨｚインタリーバ数の関数として２×１０^−３ビットエラーレートの場合のＯＳＮＲデータをｄＢ単位で提示する。２×１０^−３のＢＥＲは、通常、順方向誤り訂正後、１×１０^−１５未満のＢＥＲに変換される。グラフ７０２は、ＰＤＰＳＫ受信器が、特定のＢＥＲを達成するために従来のＤＰＳＫ受信器ほど高いＯＳＮＲを必要としないことを示す。

グラフ７０４は、５０ＧＨｚインタリーバ数の関数として１０^−５ビットエラーレートでの実験ＯＳＮＲデータをｄＢ単位で提示する。４つの５０ＧＨｚインタリーバを使用する従来のＤＰＳＫ受信器を使用して受信される信号のアイパターン図７０６が提示される。比較として、４つの５０ＧＨｚインタリーバを有し、ＦＳＲが６７ＧＨｚに等しい本発明によるＰＤＰＳＫ受信器を使用して受信される信号のアイパターン図７０８が提示される。本発明によるＰＤＰＳＫ受信器を使用して受信された信号のアイパターン図７０８は、従来のＤＰＳＫ受信器を使用して受信された信号のアイパターン図７０６よりも開かれて見え、これは、本発明によるＰＤＰＳＫ受信器によって受信される信号のほうが歪みが少ないことを示す。グラフ７０４は、ＰＤＰＳＫ受信器が、特定のＢＥＲを達成するために従来のＤＰＳＫ受信器ほど高いＯＳＮＲを必要としないことを示す。

図７Ｂは、従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＲＺ ＤＰＳＫ信号及び本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＲＺ ＤＰＳＫ信号の実験ＯＳＮＲ感度データを提示する。グラフ７５０は、５０ＧＨｚインタリーバ数の関数としてＦＥＣ閾値エラーレートの実験ＯＳＮＲをｄＢ単位で提示する。ＦＥＣ閾値は、順方向誤り訂正回路が誤りを除去することができる最大ビットエラーレートレベルである（すなわち、訂正後ＢＥＲは１０^−１５未満）。グラフ７５０は、ＰＤＰＳＫ受信器が、特定のＢＥＲを達成するために従来のＤＰＳＫ受信器ほど高いＯＳＮＲを必要としないことを示す。

したがって、図４Ａ、図４Ｂ、図６、図７Ａ、及び図７Ｂに提示されるシミュレーション及び実験データは、本発明の方法及び装置が、シンボルレートよりも大きなＦＳＲを有する遅延干渉計を有する本発明によるＰＤＰＳＫ受信器を使用することにより、狭い光フィルタリングを使用する伝送システムにおいて向上した受信器性能を達成できることを示す。

図８Ａは、伝送線システムの様々な分散レベルでの従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号と本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号との計算アイパターン図の比較を提示する。計算アイパターン図８０２は、有効送信器帯域幅（Ｂｅ）がシンボルレートの０．４倍であり、２つの光フィルタが伝送パスに挿入され、各光フィルタが帯域幅６０ＧＨｚを有する従来のＤＰＳＫ受信器を使用して受信されたＤＰＳＫ信号のアイパターン図である。アイパターン図８０２は、分散なし、分散７５ｐｓ／ｎｍ、及び分散１００ｐｓ／ｎｍの場合について提示される。計算アイパターン図８００は、分散が７５ｐｓ／ｎｍ及び１００ｐｓ／ｎｍの場合に受信信号にはるかに多くの歪みが存在することを示す。

計算アイパターン図８０４は、有効送信器帯域幅（Ｂｅ）がシンボルレートの０．４倍に等しく、２つの光フィルタが伝送パスに挿入され、各光フィルタが帯域幅６０ＧＨｚを有する本発明によるＰＤＰＳＫ受信器を使用して受信されたＤＰＳＫ信号のアイパターン図である。計算アイパターン図８０４は、分散なし、分散７５ｐｓ／ｎｍ、及び分散１００ｐｓ／ｎｍの場合についても提示される。計算アイパターン図８０４は、本発明による受信器の分散耐性が、遅延干渉計のＦＳＲがシンボルレート４３Ｇｂ／ｓよりも大きい場合に、いくつかの条件下で増大することを示す。

図８Ｂは、伝送線システムの様々な分散レベルでの従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号と本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号との測定ＯＳＮＲペナルティデータ８５０をｄＢ単位で提示する。ＯＳＮＲペナルティデータ８５０はｄＢ単位で提示される。ＯＳＮＲペナルティデータ８５０は、本発明による受信器の分散耐性が、遅延干渉計のＦＳＲがシンボルレートよりも大きい場合にいくつかの条件下で増大することを示す。

したがって、計算アイパターン図８０４及び測定アイパターン図８５０は、有効送信器帯域幅Ｂ_ｅ、光フィルタ帯域幅Ｂ_ｏ、及び遅延干渉計ＦＳＲを適宜選択することにより、分散耐性±１００ｐｓ／ｎｍが可能なことを示す。計算アイパターン図８０４及び測定ＯＳＮＲペナルティデータは、分散耐性が、一般に、遅延干渉計ＦＳＲがシンボルレートよりも大きなＰＤＰＳＫ受信器の場合に高いことも示す。さらに、計算アイパターン図８０４及び測定ＯＳＮＲペナルティデータは、所与の分散レベル、有効送信器帯域幅（Ｂ_ｅ）、Ｂ_ＴＬに等しい光フィルタ帯域幅（Ｂ_ｏ）、及び受信器帯域幅（Ｂ_ＲＸ）に対して最適な遅延干渉計ＦＳＲが存在することを示す。同様の結果が、ＮＲＺ型変調データ及びＲＺ型変調データの両方で得られた。同様の結果が、正の歪み及び負の歪みに対しても得られた。

均等物
本教示を各種実施形態及び例に関連して説明したが、本教示がこのような実施形態に限定されることは意図されない。逆に、本教示は、当業者に理解されるように、本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく行い得る各種代替、変更、及び均等物を包含する。

送信器、及び本発明によるＰＤＰＳＫ信号を受信するＰＤＰＳＫ受信器を含む本発明によるＰＤＰＳＫ伝送システムの一実施形態の概略図を示す。 伝送システムの各種構成要素の個々の帯域幅を示すＰＤＰＳＫ伝送システムの概略図を示す。 本発明による適応ＰＤＰＳＫ受信器の概略図を示す。 本発明による適応ＰＤＰＳＫ受信器の概略図を示す。 本発明による適応ＰＤＰＳＫ受信器の概略図を示す。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＮＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＮＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＮＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＮＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムでの３つの異なる光フィルタリングレベル及び３つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値の場合のＲＺ ＰＤＰＳＫ信号の電気アイパターン図の計算データを提示する。 本発明による伝送システムのアイパターン図及びＯＳＮＲ感度データを測定するために使用された実験用伝送システムの概略図を示す。 本発明による伝送システムでの４つの異なる遅延干渉計ＦＳＲ値のＮＲＺ信号及びＲＺ信号の電気アイパターン図の実験データを提示する。 従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＮＲＺ ＤＰＳＫ信号及び本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＮＲＺ ＤＰＳＫ信号の実験ＯＳＮＲ感度データを提示する。 従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＲＺ ＤＰＳＫ信号及び本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＲＺ ＤＰＳＫ信号の実験ＯＳＮＲ感度データを提示する。 伝送線システムの様々な分散レベルでの従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号と本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号との計算アイパターン図の比較を提示する。 伝送線システムの様々な分散レベルでの従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号と本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号との計算アイパターン図の比較を提示する。 伝送線システムの様々な分散レベルでの従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号と本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号との計算アイパターン図の比較を提示する。 伝送線システムの様々な分散レベルでの従来のＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号と本発明によるＰＤＰＳＫ受信器で受信されるＤＰＳＫ信号との実験ＯＳＮＲペナルティデータをｄＢ単位で提示する。

Claims (27)

1. ａ．光学フィルタによって制限された帯域幅を有する帯域幅制限伝送システムから位相変調光信号を受信する光入力、建設的光出力、及び相殺的光出力を備える遅延干渉計であって、少なくとも一つのシンボルスロットの半分以上で、一つのシンボルスロット以下の所定の遅延を有し、前記所定の遅延は、一つのシンボルスロットの遅延についての光受信器の動作特性に関連して前記動作特性の改善を達成できるように選択される、遅延干渉計、を有する復調器と、
   ｂ．第１の光検出器及び第２の光検出器を備える差動検出器であって、前記第１の光検出器は前記遅延干渉計の前記建設的光出力に光学的に結合され、前記第２の光検出器は前記遅延干渉計の前記相殺的光出力に光学的に結合され、前記第１の光検出器によって生成される第１の電気検出信号と前記第２の光検出器によって生成される第２の電気検出信号とを結合して、電気受信信号を生成する差動検出器と
   を備える光受信器。
2. 前記帯域幅制限伝送システムは、前記位相変調光信号を生成する送信器変調器から前記復調器の入力までに見られる、前記シンボルレートの２倍未満の強度伝達関数のＦＷＨＭ帯域幅を有する伝送システムを含む、請求項１に記載の光受信器。
3. 前記帯域幅制限伝送システムは、前記生成された位相変調光信号の信号スペクトルの９５％未満を伝達する、前記位相変調光信号を生成する送信器変調器から復調器の入力までに見られる強度伝達関数を有する伝送システムを含む、請求項１に記載の光受信器。
4. 前記遅延干渉計は、マッハ−ツェナー干渉計及びマイケルソン干渉計のうちの少なくとも一方を含む、請求項１に記載の光受信器。
5. 前記遅延干渉計は、光入力、２つの光出力、及び前記光入力と前記２つの光出力との間に位置決めされる少なくとも１つの遅延アームを備える、請求項１に記載の光受信器。
6. 前記遅延干渉計は、可変ＦＳＲを生成する可変光遅延を提供する、請求項１に記載の光受信器。
7. 前記可変光遅延は連続可変である、請求項６に記載の光受信器。
8. 前記可変光遅延は複数の所定の光遅延の間で可変である、請求項６に記載の光受信器。
9. 前記遅延干渉計の前記自由スペクトル領域は、前記光受信器の光信号対雑音比感度、前記電気受信信号のビットエラーレート、及び差動検出器の信号分散耐性のうちの少なくとも１つを最適化するように選択される、請求項１に記載の光受信器。
10. 前記第１及び第２のフォトダイオードのうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの電気減衰器をさらに備え、前記少なくとも１つの電気減衰器は、前記第１及び第２の電気検出信号のうちの少なくとも一方を減衰させて、異なる信号寄与分を提供する、請求項１に記載の光受信器。
11. 前記遅延干渉計の前記建設的光出力及び前記相殺的光出力のうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの光減衰器をさらに備える、請求項１に記載の光受信器。
12. 前記第１及び第２のフォトダイオードのうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの電気増幅器をさらに備え、前記少なくとも１つの電気増幅器は、前記第１及び第２の電気検出信号のうちの少なくとも一方を増幅して、異なる信号寄与分を提供する、請求項１に記載の光受信器。
13. 前記遅延干渉計の前記建設的光出力及び前記相殺的光出力のうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの光増幅器をさらに備える、請求項１に記載の光受信器。
14. ａ．可変遅延干渉計であって、位相変調光信号を受信する光入力、前記可変遅延干渉計の自由スペクトル領域を制御する制御入力、建設的光出力、及び相殺的光出力を備え、適用可能な光受信器の動作特性を最適化するように前記制御入力に適用される前記制御信号によって決まる量だけ、前記位相変調光信号のシンボルレートよりも大きい前記自由スペクトル領域を有する可変遅延干渉計、を有する復調器と、
    ｂ．第１の光検出器及び第２の光検出器を備える差動検出器であって、前記第１の光検出器は前記遅延干渉計の前記建設的光出力に光学的に結合され、前記第２の光検出器は前記遅延干渉計の前記相殺的光出力に光学的に結合され、前記第１の光検出器によって生成される第１の電気検出信号と前記第２の光検出器によって生成される第２の電気検出信号とを結合して、電気受信信号を生成する差動検出器と
    を備える適応光受信器。
15. 前記復調器は、光学フィルタによって制限された帯域幅を有する帯域幅制限伝送システムから位相変調光信号を受信する、請求項１４に記載の適応光受信器。
16. 送信器帯域幅、送信線帯域幅、及び受信器帯域幅のうちの少なくとも１つの測定から前記制御信号を生成するプロセッサをさらに備える、請求項１４に記載の適応光受信器。
17. 前記プロセッサは、前記適応光受信器の光信号対雑音比感度、受信器感度、前記電気受信信号のビットエラーレート、及び差動検出器の信号分散耐性のうちの少なくとも１つを向上させる制御信号を生成する、請求項１６に記載の適応光受信器。
18. 前記プロセッサは、前記遅延干渉計の前記建設的光出力及び前記相殺的光出力を通して伝搬される光信号の光信号対雑音比、受信器感度、前記電気受信信号のビットエラーレート、及び差動検出器の信号分散耐性のうちの少なくとも１つを最適化する制御信号を生成する、請求項１６に記載の適応光受信器。
19. 前記遅延干渉計は、マッハ−ツェナー干渉計及びマイケルソン干渉計のうちの少なくとも一方を含む、請求項１４に記載の適応光受信器。
20. 前記制御信号は、前記可変遅延干渉計のＦＳＲを連続変化させる、請求項１４に記載の適応光受信器。
21. 前記遅延干渉計の前記建設的光出力及び前記相殺的光出力のうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの光減衰器をさらに備え、前記少なくとも１つの光減衰器は、建設的光信号及び相殺的光信号のうちの少なくとも一方を減衰させて、異なる信号寄与分を提供する、請求項１４に記載の適応光受信器。
22. 前記遅延干渉計の前記建設的光出力及び前記相殺的光出力のうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの光増幅器をさらに備え、前記少なくとも１つの光増幅器は、建設的光信号及び相殺的光信号のうちの少なくとも一方を減衰させて、異なる信号寄与分を提供する、請求項１４に記載の適応光受信器。
23. 前記第１及び第２のフォトダイオードのうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの電気減衰器をさらに備え、前記少なくとも１つの電気減衰器は、前記第１及び第２の電気検出信号のうちの少なくとも一方を減衰させて、異なる信号寄与分を提供する、請求項１４に記載の適応光受信器。
24. 前記第１及び第２のフォトダイオードのうちの少なくとも一方に結合される少なくとも１つの電気増幅器をさらに備え、前記少なくとも１つの電気増幅器は、前記第１及び第２の電気検出信号のうちの少なくとも一方を増幅して、異なる信号寄与分を提供する、請求項１４に記載の適応光受信器。
25. 光信号を受信する方法であって、
    ａ．光学フィルタによって制限された帯域幅を有する帯域幅制限を有する伝送システムから位相変調光信号を受信するステップと、
    ｂ．建設的光信号及び相殺的光信号を生成する遅延干渉計であって、一つのシンボルスロットの半分以上で、一つのシンボルスロット以下の所定の遅延を有し、前記所定の遅延は、一つのシンボルスロットの遅延についての前記光信号の受信の特性に関連して前記特性の改善を達成できるように選択される、遅延干渉計、を用いて前記位相変調光信号を復調するステップと、
    ｃ．前記建設的光信号及び前記相殺的光信号の差動検出信号に対応する電気受信信号を生成するステップと
    を含む方法。
26. 前記位相変調光信号は、ＲＺ型変調信号及びＮＲＺ型変調信号のうちの少なくとも一方を含む、請求項２５に記載の方法。
27. 前記位相変調光信号は、ＤＸＰＳＫ変調信号であって、Ｘ＝２，４，８，１６．．．であるＤＸＰＳＫ変調信号の少なくとも１つを含む、請求項２５に記載の方法。

Images