JP4893776B2 - 光変調装置 - Google Patents

Description

本発明は、光伝送システムにおける送信器において用いて好適の光変調装置に関する。

近年、次世代の40 Gbit/s 光伝送システム導入の要求が高まっており、しかも10 Gbit/sシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、
従来10 Gb/s以下のシステムで適用されてきたＮＲＺ（Non Return to Zero）変調方式に
比べて、光信号対雑音比(OSNR)耐力、非線形性耐力に優れたＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）変調方式の研究開発が活発になっている。更には、上述の変調方式に
加えて、狭スペクトル（高周波数利用効率）の特徴を持ったＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase-Shift Keying）変調（差動４位相偏移変調）といった位相変調方式の研究開発も活発になっている。

特に、ＤＱＰＳＫ変調方式は、位相変調された二つのデジタル信号を、一つの周波数の信号光を用いて同時に伝送する方式である。この方式は、伝送するデータ速度 (例えば40
Gbit/s) に対してパルス繰り返し周波数が半分 (例えば20 GHz) で済むため、従来のＮ
ＲＺ変調方式などと比較して信号スペクトル幅が半分となり、周波数利用効率、波長分散耐力、デバイス透過特性などの点で優れている。このため、光伝送システムの分野では、特にデータ速度が40 Gbit/sを超える高速伝送システムで本変調方式の適用が盛んに検討
されている。

図２１は、ＢＰＳＫ変調器１１０を示す図であり、この図２１に示すＢＰＳＫ変調器１１０は、例えば光伝送システムにおいて光信号を送信する光送信器にそなえられ、データ信号をＤＰＳＫ変調方式により光信号に変調するものであって、送信データ処理部１１１，アンプ１１２，ＣＷ（Continuous Wave）光源１１３および位相変調器１１４をそなえ
ている。

送信データ処理部１１１は、送信すべきデータについて符号化処理等の送信データ処理を行なうものであり、送信データ処理部１１１からのデータ信号はアンプ１１２で増幅されて位相変調器１１４に入力される。位相変調器１１４は、ＣＷ光源１１３からの連続光について、送信データ処理部１１１からアンプ１１２を介して入力される符号化データで位相変調を行なうものである。

また、位相変調器１１４は、マッハツェンダ型導波路１１４ａと、マッハツェンダ型導波路１１４ａで２分岐した導波路上にそれぞれ形成された変調電極１１４ｂ−１，１１４ｂ−２と、をそなえるとともに、マッハツェンダ型導波路１１４ａで２分岐した一方の導波路上における変調電極１１４ｂ−２の後段に形成されるπ位相シフト部１１４ｃをそなえている。

ここで、ＣＷ光源１１３から、マッハツェンダ型導波路１１４ａで２分岐した図中上方の導波路を伝搬する連続光は（図２２のＡ参照）、変調電極１１４ｂ−１に印加される駆動信号（送信データ処理部１１１からのデータ信号）で変調されて、データ「０」に位相成分「０」が、データ「１」に位相成分「π」が割り当てられた光信号となる〔図２２のＢおよび（Ｂの）ＥU参照〕。

一方、マッハツェンダ型導波路１１４ａで２分岐した図中下方の導波路を伝搬する連続
光は（図２２のＡ参照）、変調電極１１４ｂ−２に印加される駆動信号（変調電極１１４ｂ−１に駆動信号として印加されるデータ信号の反転信号）で変調されるとともに、π位相シフト部１１４ｃにおいて位相πだけ位相シフトされて、データ「０」に位相成分「０」が、データ「１」に位相成分「π」が割り当てられた光信号となる〔図２２のＣおよび（Ｃの）ＥL参照〕。

これにより、マッハツェンダ型導波路１１４ａをなす２分岐された導波路上を伝搬する光信号ＥU，ＥLが合波されることによって、図２２のＤに示すように、光強度は一定であるが２値の光位相（０およびπ）に情報が乗った光信号、即ちＢＰＳＫ変調された光信号ＥOUTを出力することができるようになっている。
つぎに、ＤＱＰＳＫ方式による変復調を通じてデータを送信する一般的構成について概略を示すが、詳細については例えば特表２００４−５１６７４３号公報等にも記載されている。

図２３は一般的なＤＱＰＳＫ変調器１３０を示す図である。この図２３に示すＤＱＰＳＫ変調器１３０についても光送信器にそなえられ、データ信号をＤＱＰＳＫ変調方式により光信号に変調するものであって、送信データ処理部１３１，アンプ１３２−１，１３２−２，ＣＷ（Continuous Wave）光源１３３，π／２移相器１３４および２つのマッハツ
ェンダ型位相変調器１３５−１，１３５−２をそなえるとともに、π／２の位相差が与えられた位相変調器１３５−１，１３５−２からの位相変調信号を干渉させるＭＺＭ干渉計１３６をそなえて構成される。

すなわち、ＭＺＭ干渉計１３６は、入力側にＣＷ光源１３３が接続されるとともに、２分岐された導波路部分にそれぞれ位相変調器１３５−１，１３５−２が形成されている。以下においては、ＭＺＭ干渉計１３６をなすマッハツェンダ型導波路を親ＭＺ（Mach-Zehnder）導波路と記載し、位相変調器１３５−１，１３５−２のごとく、親ＭＺ導波路をなす分岐導波路部分に形成された位相変調器をなすマッハツェンダ型導波路を子ＭＺ導波路と記載する場合がある。

ここで、送信データ処理部１３１は、フレーマおよびＦＥＣエンコーダとしての機能をそなえるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＱＰＳＫプリコーダとしての機能をそなえている。この送信データ処理部１３１から出力される送信データ信号は、40Gbit/sの符号化データについて、２０Gbit/sの２系列の符号化データ（data♯１，data♯２）に分離された信号として出力される。又、アンプ１３２−１，１３２−２は、それぞれ、符号化データdata♯１，data♯２について増幅して、駆動信号として位相変調器１３５−１，１３５−２へ出力する。

さらに、ＣＷ光源１３３は連続光を出力するものであるが、このＣＷ光源１３３から出力された連続光はＭＺＭ干渉計１３６をなす分岐導波路で２分岐されて、分岐された一方は位相変調器１３５−１に入力され、他方は位相変調器１３５−２に入力される。位相変調器１３５−１，１３５−２は、前述の図２１に示す位相変調器１１４と基本的に同様の構成を有する。

ここで、位相変調器１３５−１は、ＣＷ光源１３３からの連続光について（図２５のＡ参照）、前述の図２２の場合と同様に、送信データ処理部１３１からの一方の系列の符号化データ（data♯１）で変調して、２値の光位相（０rad又はπrad）に情報が乗った光信号を出力する（図２５のＢ参照）。
さらに、位相変調器１３５−２は、ＣＷ光源１３３からの連続光について（図２５のＡ参照）、送信データ処理部１３１からの他方の系列の符号化データ（data♯２）で変調するとともに、変調された光信号をπ／２移相器１３４においてφ＝π／２だけ位相シフト
される。これにより、２値の光位相（π／２rad又は３π／２rad）に情報が乗った光信号を出力する（図２５のＣ参照）。

そして、上述の位相変調器１３５ａ，１３５ｂからの変調光はＭＺＭ干渉計１３６をなす合波導波路で合波されて出力される。即ち、位相変調器１３５−１，１３５−２からの変調光が合波されることで、図２５のＤに示すように、光強度は一定であるが４値（π／４，３π／４，５π／４，７π／４）の光位相に情報が乗った光信号、即ちＤＱＰＳＫ変調された光信号を出力することができるようになっている。

このように、ＤＱＰＳＫ変調では、位相０と位相πにデータ「０」，「１」がそれぞれ変調された、２系列のデジタル信号をπ／２ずらして干渉させて、π／４（０，０），３π／４（１，０），５π／４（１，１），７π／４（０，１）の４値のシンボルで光伝送を行なう。この場合においては、２系列のデータの値が変化するとき（即ち「０」から「１」へ、又は「１」から「０」へ変化するとき）には、変調光位相の切り替わりが発生するために、図２４のＡ〜Ｄに示すように光強度にディップが生じる。

たとえば、２系列のデータの値がともに変化するとき（図２４における５π／４からπ／４に変わるＢおよび７π／４から３π／４に変わるＤ参照）には、ローレベル近傍まで立ち下がる比較的大きな強度ディップが生じるが、２系列のデータの値のうちの一方のみが変化するとき（図２４における３π／４から５π／４に変わるＡおよびπ／４から７π／４に変わるＣ参照）には、ハイレベルとローレベルの中間値近傍まで立ち下がる比較的小さな強度ディップが生じている。

なお、本願発明に関連する公知技術としては、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。

特開２００１−３２４７３２号公報

しかしながら、上述のごときＤＱＰＳＫ変調器１３０においては、ＭＺＭ干渉計１３６の製造バラツキ等が要因となって、図２６に示すように、２つの位相変調器１３５−１，１３５−２で位相変調された光信号が、ＭＺＭ干渉計１３６で合波された時点での強度（位相変調器１３５−１からの光信号成分Ｐ１と位相変調器１３５−２からの光信号成分Ｐ２）がアンバランスとなる場合がある（Ｐ１≠Ｐ２）。この場合には、４値のシンボル間位相差が、理想状態ではπ／２となるべきところπ／２からずれαが生じるため、信号品質の劣化を招く要因となるという課題がある。

このようなＰ１，Ｐ２のアンバランスは変調器１３０の消光比が良好でない場合に起こる。すなわち、ＭＺＭ干渉計１３６をなす合波導波路や分岐導波路における結合比や分岐比、導波路損失のアンバランス、２つの位相変調器１３５−１，１３５−２をなすマッハツェンダ型導波路の挿入損失のアンバランスが原因となる。
図２７はニオブ酸リチウムを基板として形成されたマッハツェンダ型変調器の消光比（extinction Ratio : ExRp）に対する信号劣化量（Ｑ penalty）を示したグラフである。
横軸上側のロスアンバランスは消光比の劣化が導波路損失のアンバランスのみに起因する場合の参考値である。この図２７から分かるように信号劣化量を小さくするためには非常に高い消光比が要求されることがわかる。

上述の特許文献１に記載された技術は、熱光学位相シフタを有する光スイッチにおいて、基板の温度に応じた消光比を与えるように熱光学位相シフタを制御する構成について記載されているが、デバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応して、ＤＱＰＳＫ
変調器における信号品質を良好にするための構成について開示するものではない。
そこで、デバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応して信号品質を良好にすることができる光変調装置を提供することを目的とする。

（１）第１の位相変調器と、第２の位相変調器と、入力光を異なる光パワーで前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器に供給する変調器ドライバと、前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を結合する結合器と、前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器から出力される平均光パワーが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備える光変調装置を用いることができる。

（２）また、（１）において、前記光スプリッタは異なる分岐比を有することができる。
（３）さらに、第１の位相変調器と、第２の位相変調器と、入力光を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する変調器ドライバと、前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を結合する結合器と、前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより、前記結合器で結合された前記第１の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーと、前記結合器で結合された前記第２の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーとが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備え、前記スプリッタと前記結合器との間における光経路の損失は異なっている、光変調装置を用いることができる。

（４）また、第１の位相変調器と、第２の位相変調器と、入力光を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する変調器ドライバと、前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を異なる光パワーで結合する結合器と、前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより、前記結合器で結合された前記第１の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーと、前記結合器で結合された前記第２の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーとが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備える光変調装置を用いることができる。

（５）さらに、（４）において、前記結合器は異なる結合比率を有することができる。

このように、開示の技術によれば、駆動信号の振幅を調整することができるので、デバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応して位相変調光の品質を改善し、歩留まりの改善および光送信器のコスト削減を期待することができる利点がある。

以下、図面を参照することにより、実施の形態について説明する。
なお、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及びその作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。
〔Ａ１〕第１実施形態の説明
図１は第１実施形態において適用される差動４位相偏移変調器（ＤＱＰＳＫ変調器）１０を示す図であり、この図１に示すＤＱＰＳＫ変調器１０は、前述の図２３に示すもの（符号１３１〜１３６）と基本的に同様の送信データ処理部１，増幅部２−１，２
−２，ＣＷ（Continuous Wave）光源３，π／２移相器４，２つのマッハツェンダ型位相
変調器５−１，５−２およびＭＺＭ干渉計６をそなえるとともに、増幅部２−１，２−２での利得を制御する利得制御部７をそなえている。

ここで、送信データ処理部１は、図２３に示すもの（符号１３１参照）と同様に、フレーマおよびＦＥＣエンコーダとしての機能をそなえるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＱＰＳＫプリコーダとしての機能をそなえている。そして、この送信データ処理部１からは、第１データに基づく一対の差動電圧信号（Data♯１とData♯１の反転信号）を出力するとともに、第２データに基づく一対の差動電圧信号（Data♯２とData♯２の反転信号）を出力する。

また、増幅部２−１は、送信データ処理部１から出力された第１データに基づく一対の差動電圧信号を増幅して、位相変調器５−１に対する駆動電圧信号として出力するものであって、この差動電圧信号の一方であるData♯１を増幅するアンプ（第１増幅器）２ａと、差動電圧信号の他方であるData♯１の反転信号を増幅するアンプ（第２増幅器）２ｂと、をそなえている。

同様に、増幅部２−２は、送信データ処理部１から出力された第２データに基づく一対の差動電圧信号を増幅して、位相変調器５−２に対する駆動電圧信号として出力するものであって、この差動電圧信号の一方であるData♯２を増幅するアンプ（第３増幅器）２ｃと、差動電圧信号の他方であるData♯２の反転信号を増幅するアンプ（第４増幅器）２ｄと、をそなえている。

換言すれば、上述の増幅部２−１，２−２は、送信データ処理部１からの第１，第２データに基づく差動信号に基づいて位相変調器５−１，５−２を駆動するドライバとして機能する。
なお、このアンプ２ａ〜２ｄとしては、例えばSHF Communication Technologies AG社
のSHF 100 APPを用いることができる。

さらに、位相変調器５−１，５−２は、ともに前述の図２１に示す位相変調器１１０と同様の構成を有するものであり、位相変調器５−１は、第１データに基づく差動電圧信号をなす第１駆動電圧信号を、送信データ処理部１から増幅部２−１を介して印加することにより、差動位相偏移（ＢＰＳＫ）変調された第１信号光を出力しうる第１マッハツェンダ型変調器である。この位相変調器５−１においても、マッハツェンダ型導波路５ａ−１，電極５ｂ−１，５ｃ−１および図示しないπ位相シフト部をそなえている。

すなわち、位相変調器５−１をなすマッハツェンダ型導波路５ａ−１の分岐導波路上にそれぞれそなえられた電極５ｂ−１，５ｃ−１に、アンプ２ａ，２ｂからの差動電気信号をそれぞれ印加することにより、位相０，πに第１データをなす「０」、「１」がそれぞれ割り当てられたＢＰＳＫ変調光（第１信号光）を出力することができる。
同様に、位相変調器５−２については、第２データに基づく差動電圧信号をなす第２駆動電圧信号を印加することにより、差動位相偏移変調された第２信号光を出力しうる第２マッハツェンダ型変調器である。この位相変調器５−２においても、マッハツェンダ型導波路５ａ−２，電極５ｂ−２，５ｃ−２および図示しないπ位相シフト部をそなえている。

すなわち、位相変調器５−２をなすマッハツェンダ型導波路５ａ−２の分岐導波路上にそれぞれそなえられた電極５ｂ−２，５ｃ−２に、アンプ２ｃ，２ｄからの差動電気信号をそれぞれ印加することにより、位相０，πに第２データをなす「０」、「１」がそれぞれ割り当てられた位相偏移変調光を出力することができる。尚、図１中においては、電極
５ｃ−１，５ｃ−２の後段に設けられるπ位相シフト部（図２１の符号１１４ｃ参照）については図示を省略している。

さらに、π／２移相器４は、位相変調器５−２で位相変調された第２信号光についてπ／２だけ位相シフトするものであり、ＭＺＭ干渉計６は、π／２移相器４でπ／２だけ位相差が与えられた位相変調器５−１，５−２からの出力（第１，第２信号光）を合波しうるものであり、合波された光を差動４位相偏移変調光として出力しうる（図２５参照）。従って、この図１に示すＤＱＰＳＫ変調器１０においても、ＭＺＭ干渉計６は親ＭＺ導波路として構成され、位相変調器５−１，５−２をなすマッハツェンダ型導波路５ａ−１，５ａ−２は子ＭＺ導波路として構成される。

また、第１実施形態にかかるＤＱＰＳＫ変調器１０においては、利得制御部７による利得制御を通じて、２つの位相変調器５−１，５−２の駆動電圧信号の平均振幅（ドライバ駆動振幅）を、いずれか一方の平均振幅を最適値よりも下げることによりアンバランスにし、且つ、平均振幅を下げた側の位相変調器５−１，５−２の差動駆動振幅をアンバランスにすることにより、デバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応した消光比劣化による信号品質劣化を緩和することができるようになっている。

ここで、上述の駆動電圧信号の平均振幅を小さくする設定や、平均振幅を下げた側の位相変調器５−１，５−２の差動駆動振幅をアンバランスにする設定は、特に装置製造時等の装置運用開始前において、利得制御部７により、例えば図２に示す構成において行なうことができるようになっている。
すなわち、この図２に示すように、利得制御部７による増幅部２−１，２−２の利得設定を行なうために、ＤＱＰＳＫ変調器１０をなす送信データ処理部１に、試験用のデータ列（例えば４０Ｇｂ／ｓ）を生成しうるパルスパターンジェネレータ１１を接続するとともに、ＭＺＭ干渉計６の出力に、ＤＱＰＳＫ変調器１０で出力されるＤＱＰＳＫ変調光のアイパターンをモニタするためのサンプリングオシロスコープ１２を接続する。

ここで、ＤＱＰＳＫ変調器１０では、パルスパターンジェネレータ１１で生成されたデータ列から、送信データ処理部１で試験用の２系列のデータに基づく差動電圧信号（Data♯１およびData♯１の反転信号並びにData♯２およびData♯２の反転信号）を出力して、ドライバとしての増幅部２−１，２−２を通じて位相変調器５−１，５−２に駆動電気信号を供給する。

位相変調器５−１，５−２では、増幅部２−１，２−２からの駆動電圧信号をもとにＣＷ光源３からの連続光に位相変調を施し、ＢＰＳＫ変調光として出力する。そして、ＭＺＭ干渉計６においては、位相変調器５−１からのＢＰＳＫ変調光と、位相変調器５−２からのＢＰＳＫ変調光がπ／２位相シフトされた光と、を合波し、ＤＱＰＳＫ変調光として出力する。

なお、このときの増幅部２−１，２−２での利得は、利得制御部７による初期設定を通じて、ＭＺＭ干渉計６での消光比が∞であることを前提に置いて、位相変調器５−１，５−２に供給される駆動電圧信号が理想値となるような利得に設定されている。
サンプリングオシロスコープ１２においては、ＤＱＰＳＫ変調器１０のＭＺＭ干渉計６から出力されたＤＱＰＳＫ変調光のアイパターンについてモニタすることにより、例えば図３のフローチャートに示すようにして利得制御部７による増幅部２−１，２−２の利得を設定制御する。

すなわち、ＤＱＰＳＫ変調器１０から出力された差動４位相偏移変調光のアイパターンをサンプリングオシロスコープ１２でモニタし（ステップＡ１）、このモニタの結果から
、差動４位相偏移変調光の信号間領域（シンボル間領域）に現れる強度ディップの中央レベルのバラツキが小さくなるように、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を、利得制御部７によるアンプ２ａ，２ｂ（又は２ｃ，２ｄ）の利得設定を通じて調整する（ステップＡ２）。

具体的には、第１，第２駆動電圧信号のいずれか一方をなす差動電圧信号の平均振幅を、他方の平均振幅よりも小さくなるように制御する。即ち、平均振幅が調整された側の駆動電圧信号を増幅する増幅部の利得を、理想値に対応する利得よりも小さい利得となるように調整する。
ついで、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整した後、差動４位相偏移変調器１０から出力された差動４位相偏移変調光のアイパターンをサンプリングオシロスコープ１２でモニタし（ステップＡ３）、このモニタの結果から、差動４位相偏移変調光の信号領域（シンボル領域）におけるハイレベルのバラツキが小さくなるように第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設ける（ステップＡ４）。

具体的には、ＤＱＰＳＫ変調光の信号領域におけるハイレベルのバラツキを小さくするために、平均振幅を小さくした側の駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設ける。この場合においては、利得制御部７を通じて、平均振幅を小さくした側の駆動電圧信号を供給する増幅部（例えば増幅部２−１）をなすアンプ（２ａ，２ｂ）に利得差を与えて、上述の振幅差を設けている。

ここで、上述のごとく駆動電圧信号の平均振幅を調整することにより、ＭＺＭ干渉計６の消光比に起因した信号品質の劣化を改善できることについて説明する。ＭＺＭ干渉計６の消光比が良好でない場合には、２系列のデータの値が変化するとき（即ち「０」から「１」へ、又は「１」から「０」へ変化するとき）に生じる光強度のディップにバラツキが生じる。即ち、ＭＺＭ干渉計６の消光比が良好でなく、例えば前述の図２６に示すようなＤＱＰＳＫ変調光に含まれる２系列の変調光Ｐ１，Ｐ２のパワーがＰ１＜Ｐ２の関係がある場合には、２系列のデータの値のうちの一方のみが変化する場合において、Ｐ１のデータのみが変わるとき、Ｐ２のデータのみが変わるときとでディップに相違が生じる。

たとえば、Ｐ１のデータのみが「０」から「１」に変わるとき（π／４から３π／４に変わるとき）の値の変化（ディップ深さ）のほうが、Ｐ２のデータのみが「０」から「１」に変わるとき（π／４から７π／４に変わるとき）の値の変化（ディップ深さ）よりも小さくなる。
ＭＺＭ干渉計６の消光比が良好である場合には、上述の２系統のＢＰＳＫ変調光Ｐ１，Ｐ２のパワーはほぼ等しく（Ｐ１＝Ｐ２）、２系列のデータの値のいずれか一つが変化するときは、データの値が変化するデータ系列がいずれであるかにかかわらず、ハイレベルとローレベルの中間値近傍まで立ち下がる強度ディップが生じる。一方、ＭＺＭ干渉計６の消光比が良好でない場合には、上述の２系統の変調光Ｐ１，Ｐ２のパワーは異なっているので、図４（Ａ）におけるＡ１に示すように、２系列のデータの値のいずれかが変化するとき、データの値が変化したデータ系列によって、ディップにバラツキが生じることとなる。

そこで、利得制御部７において、サンプリングオシロスコープ１２の強度ディップのバラツキに基づいて、この強度ディップのバラツキＡ１が無くなるようにすべく、増幅部２−１又は２−２における利得が小さくなるように設定制御して、位相変調器５−１，５−２のための第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整する。換言すれば、第１，第２駆動電圧信号のいずれか一方をなす差動電圧信号の平均振幅を、他方の平均振幅よりも小さくなるように制御する。

このように、サンプリングオシロスコープ１２でモニタされる強度ディップのバラツキＡ１がなくなるように、第１，第２駆動電圧信号のいずれか一方をなす差動電圧信号の平均振幅を、他方の平均振幅よりも小さくなるように制御することで、２系統の変調光Ｐ１，Ｐ２のパワーをほぼ等しくすることができ、ＭＺＭ干渉計６の消光比に起因する信号品質の劣化を改善することができる。

図６は、ドライバ駆動振幅に対するマッハツェンダ型位相変調器５−１，５−２の透過損失の変化を示したグラフである。マッハツェンダ型の位相変調器５−１，５−２は、この図６に示すように、増幅部２−１，２−２からの駆動電圧信号の振幅を理想値よりも小さくすることにより、透過損失を可変させることが可能である。
増幅部２−１，２−２からの駆動電圧信号は、ともに、理想的には平均振幅値が同一であって互いに反転している一対の差動電圧信号である。しかしながら、例えば図５に示すように、２つの子ＭＺ導波路５ａ−１，５ａ−２の光出力強度Ｐ１，Ｐ２との間に、導波路損失等の製造誤差によって、Ｐ１＞Ｐ２の関係がある場合、位相変調器５−１の駆動電圧信号の平均振幅を最適値から小さくすることによって透過損失を増加させて、Ｐ１＝Ｐ２となるように調整することが可能となる。ここで、平均振幅の最適値とは、データ「０」，「１」に位相０rad，πradを割り当てながら光強度を最大とすることができる駆動電圧の平均振幅をいう。

また、前述の図２６に示すように、Ｐ１＜Ｐ２である場合には、位相変調器５−２に対する駆動電圧振幅の値を最適値から小さくすることによって、Ｐ１とＰ２とを合波したときのシンボルを、理想的な位相点であるπ／４，３π／４，５π／４，７π／４に調整することができるようになる。
つぎに、平均振幅を小さくした側の駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設ける（図３のステップＡ４）ことの意義について説明する。

図７に、一方の位相変調器５−１，５−２における駆動電圧信号の平均振幅を調整（最適値から小さく）した場合（Ａ）、しない場合（Ｂ）の波形劣化量の比較例を示す。この図７に示すＡ，Ｂを比較すると、消光比20dBの場合、Q値に換算して約1dB程度の改善効果があることが分かる。しかしながら、デバイスの製造誤差によって、ＭＺＭ干渉計６から出力される信号光についての消光比が20dB程度の特性となる場合には、図７から分かるように、ドライバの駆動振幅調整を行なっても、信号品質の劣化が比較的大きい。

これは、駆動電圧信号の平均振幅（ドライバ駆動振幅）を小さくしたことにより、信号品質が劣化したためである。図８はドライバ駆動振幅と波形劣化量を位相変調器５−１（又は５−２）単体の消光比毎に比較した結果である。この図８に示すように、位相変調器５−１（５−２）をなす子ＭＺ導波路５ａ−１（５ａ−２）の消光比EXRcが、４０ｄＢから３０ｄＢ，２０ｄＢと劣化するに従って、駆動振幅を減衰制御すると信号品質が劣化することが分かる。

この原因について、図９を用いて説明する。位相変調器５−１，５−２で位相変調を行なった場合、理想的な状態ではそれぞれの出力光の位相は０もしくはπに変化する。しかしながら、例えば位相変調器５−１の消光比が良好ではない場合は（Ｐ′１≠Ｐ′２）、駆動振幅を減衰させた場合、０もしくはπから位相がずれる（図９のＡ参照）。
なお、Ｐ′１は、位相変調器５−１をなす電極５ｂ−１で変調された光が子ＭＺ導波路５ａの合波導波路で合波させたときの光パワーであり、Ｐ′２は、位相変調器５−１をなす電極５ｃ−１で変調されπ位相シフトされた光が子ＭＺ導波路５ａの合波導波路で合波させたときの光パワーである。

この場合には、位相変調器５−２からの第２信号光に位相ずれが生じていなくても（図
９のＢ参照）、ＭＺＭ干渉計６で合波された信号光についての４値のシンボル間の位相差にずれが生じるほかに各シンボルの強度にもずれが生じて（図９のＣ参照）、信号品質が劣化することになる。
図１０，図１１は、消光比が良好でない（Ｐ′１≠Ｐ′２）位相変調器５−１（又は５−２）において駆動電圧信号の平均振幅を減衰させた場合、０もしくはπから位相がずれることを、消光比が良好である場合と対比して説明するための図である。図１０は消光比が良好な位相変調器５−１における駆動電圧信号と出力光としてのＢＰＳＫ変調光の関係を示すもので、図１１は消光比が良好でない位相変調器５−１における駆動電圧信号と出力光としてのＢＰＳＫ変調光の関係を示すものである。

また、図１０，図１１において、Ａは、電極５ｂ−１に駆動電圧を印加することによって位相変調される光についてのデータ「０」，「１」に対する位相の対応を示すものであり、Ｂは、電極５ｃ−１に駆動電圧を印加することによって位相変調される光についてのデータ「０」，「１」に対する位相の対応を示すものである。更に、Ａ，Ｂ中の位相平面上の円の半径は、それぞれ、電極５ｂ−１，５ｃ−１が形成された分岐導波路を伝搬する連続光の光パワーを示すものである。

消光比が良好な図１０の場合には、ＭＺＭ干渉計６から出力されるＤＱＰＳＫ変調光の各分岐導波路からの光パワー成分はほぼ等しくなるので、図１０のＡ，Ｂ間ではパワー成分を示す円の半径はほぼ等しく図示される。従って、駆動電圧信号の平均振幅が小さくされたといっても、位相変調器５−１をなす電極５ｂ−１および電極５ｃ−１に対しては（位相が反転した）同一振幅の駆動電圧ｖ１，ｖ２が与えられる。そして、位相変化時（０→π，π→０）においても、Ｐ′１の位相変化およびＰ′２の位相変化も位相平面上ではＸ軸について対称に変化するので、子ＭＺ導波路５ａ−１位相図中のＹ軸成分がキャンセルされる。

このように、位相変調器５−１の電極５ｂ−１，５ｃ−１に印加する駆動電圧信号の平均振幅が小さくても、図１０のＣに示すように、ＢＰＳＫ変調光としての位相変調器５−１出力光は、データ「０」，「１」に対して位相ずれなく、光位相０rad，πradをそれぞれ割り当てることができる。
これに対し、消光比が良好でない場合には、図１１に示すように、Ａ，Ｂ間で円の半径は異なり、即ち電極５ｂ−１，５ｃ−１が形成された分岐導波路を伝搬する連続光の光パワーが異なる。この場合は、Ａの円の半径がＢのそれよりも大きく、電極５ｂ−１を伝搬する連続光が電極５ｃ−１を伝搬する連続光よりもパワーが大きくなる。

しかしながら、駆動電圧信号の平均振幅を小さくする位相変調器５−１（又は５−２）の消光比が良好でない場合には、位相変化時（０→π，π→０）においては、Ｐ′１の位相変化およびＰ′２の位相変化は位相平面上でＸ軸について対称となるものの、Ｐ′１およびＰ′２の強度が異なるので、合成するとＹ軸方向の成分がキャンセルされず、徐々に位相が変化して、位相誤差が生じる。

従って、図１１のＣに示すように、駆動電圧信号の平均振幅が小さくされると、位相変調器５−１出力であるＢＰＳＫ変調光の光位相は、０radもしくはπradまで回転しなくなる。
このような０radもしくはπradまで回転しないＢＰＳＫ変調光は、ＭＺＭ干渉計６で他方の位相変調器５−２からのＢＰＳＫ変調光と合波された際に、前述の図９のＣに示すようなシンボルの位相ずれおよび強度ずれを引き起こす要因となる。このシンボルの位相ずれおよび強度ずれは、上述の図２におけるサンプリングオシロスコープ１２において、図４（Ｂ）に示すような信号領域（シンボル領域）のハイレベル値のバラツキとなって現れる。

そこで、本開示では、利得制御部７による増幅部２−１（又は２−２）におけるアンプ２ａ，２ｂ（２ｃ，２ｄ）の利得設定を通じて、サンプリングオシロスコープ１２でモニタされる信号領域のハイレベル値のバラツキがなくなるように［図４（Ｃ）参照］、当該駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号の振幅値に差を設ける。
すなわち、この差動電圧信号の振幅値に差を設けることによって、駆動電圧信号の平均振幅を減少させた場合に生じた位相ずれと逆の位相誤差を発生させて、駆動電圧信号の平均振幅を減少させた場合に生じた位相誤差をキャンセルするようにしているのである（図３のステップＡ４参照）。

前述したように、上述のごとくＭＺＭ干渉計６の良好でない消光比による信号品質の劣化を改善するために、位相変調器５−１のための第１駆動電圧信号の平均振幅を小さくした場合においては、当該位相変調器５−１において、電極５ｂ−１，５ｃ−１に印加する駆動電圧信号としての一対の差動電圧信号ｖ１，ｖ２が同じ振幅値である場合には、図１１に示すようにＢＰＳＫ変調光の光位相は０からπまで回転しない。

しかしながら、例えば図１２のＢに示すように、分岐導波路を伝搬する連続光のパワーが小さい側の電極５ｃ−１側の駆動電圧信号ｖ２のみを更に小さくすると、電極５ｃ−１への駆動電圧の印加によって変調された光の位相におけるＹ軸成分を負側に大きくすることができるので、ＤＱＰＳＫ変調光（図１２のＣ参照）としては、電極５ｂ−１への駆動電圧の印加によって変調された光（図１２のＡ参照）の位相におけるＹ軸成分とキャンセルさせ、ＤＱＰＳＫ変調器１０出力としてのＤＱＰＳＫ変調光についても光位相ずれをなくし、シンボル強度のずれを抑制することができるようになる。

図１３は、位相変調器５−１，５−２をなす子ＭＺ導波路５ａ−１，５ａ−２の消光比を２０ｄＢ、親ＭＺ導波路としてのＭＺＭ干渉計６の消光比を∞（合波されたＤＱＰＳＫ変調光における各位相変調器５−１，５−２からの光強度成分Ｐ１，Ｐ２が等しい）という条件のもとで、駆動電圧信号の平均振幅の値（ドライバ駆動振幅）Ｖｐｐ毎に、一対の差動電圧信号の振幅値の比を変化させた場合の（信号品質の劣化を示す）Ｑペナルティについてのシミュレーション結果を示す図である。

この図１３において、Ｖｐｉは駆動電圧振幅の平均振幅についての最適値であり、ＡはＶｐｐ＝０．６＊Ｖｐｉとした場合、ＢはＶｐｐ＝０．８＊Ｖｐｉとした場合、ＣはＶｐｐ＝１．０＊Ｖｐｉとした場合、ＤはＶｐｐ＝１．２＊Ｖｐｉとした場合である。
この図１３の場合においては、ＭＺＭ干渉計６の消光比を∞としているので、振幅調整を行なっていない条件（Ｖｐｐ＝１．０＊Ｖｐｉでかつ差動電圧信号間の振幅の比＝１）においてＱペナルティが最良となっている。又、一方の位相変調器（例えば位相変調器５−１）の駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐを最適値よりも小さくしていくと、差動電圧信号間の振幅比が１のままでは、子ＭＺ導波路５ａ−１，５ａ−２の消光比が良好でないこと（２０ｄＢ）が起因して信号品質が劣化する。

しかしながら、駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐを小さくした当該位相変調器５−１に駆動電圧信号として供給する差動電圧信号間の振幅比を調整する（一方の差動電圧信号の振幅を小さくする）ことにより、この図１３に示すように、Ｑペナルティをほぼ０ｄＢとすることができる振幅比をＶｐｐの値に応じて得ることができる。
図１４は、（Ａ）駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐの調整および差動電圧信号をなす一方の信号の振幅の調整をともに行なわない場合、（Ｂ）駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐの調整のみを行なう場合、ならびに、（Ｃ）駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐの調整および差動電圧信号をなす一方の信号の振幅の調整をともに行なう場合における、それぞれのＭＺＭ干渉計６の消光比に応じたＱペナルティを示す図である。この図１４の（Ａ
）〜（Ｃ）に示すように、駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐの調整および差動電圧信号をなす一方の信号の振幅の調整をともに行なうことで、最もＱペナルティの劣化を改善させることができる。

また、図１５は、位相変調器５−１，５−２をなす子ＭＺ導波路５ａ−１，５ａ−２の消光比を２０ｄＢ、親ＭＺ導波路としてのＭＺＭ干渉計６の消光比を２０ｄＢという条件のもとで、駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐ毎に、一対の差動電圧信号の振幅値の比を変化させた場合のＱペナルティについてのシミュレーション結果を示す図である。
この場合においては、ＭＺＭ干渉計６における消光比が良好でないので（２０ｄＢ）、振幅調整を行なっていない条件（Ｖｐｐ＝１．０＊Ｖｐｉでかつ差動電圧信号間の振幅の比＝１）において１．５ｄＢ程度のＱペナルティが発生している。しかしながら、例えば位相変調器５−１の駆動電圧信号の平均振幅の値Ｖｐｐを小さくし、かつ、位相変調器５−１に駆動電圧信号として供給する差動電圧信号の比についても小さくしていくことにより、Ｑペナルティ劣化を改善することができる。

すなわち、図１５に示すように、位相変調器５−１の駆動振幅調整と差動間駆動振幅調整を組み合わせることにより、消光比劣化による波形劣化を補償することができることが分かる。位相変調器５−１の駆動電圧信号の平均振幅の値を最適値Ｖｐｉから小さくする比率を例えば０．６７３程度とし、差動電圧信号の比を０．８７〜０．９０程度の間になるように、位相変調器５−１における２つの電極５ｂ−１，５ｃ−１のうちの一方に供給する駆動電圧の振幅を小さく（又は他方を大きく）することで、Ｑペナルティを最良にすることができる。

このように、第１実施形態によれば、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整し、次いで、第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることができるので、デバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応してＤＱＰＳＫ変調光の品質を改善し、ＤＱＰＳＫ変調器１０の消光比劣化に対する要求が緩和され、歩留まりの改善および光送信器のコスト削減を期待することができる利点がある。

なお、上述の第1実施形態においては、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整し、次いで、第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けているが、本開示によれば、少なくとも第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整することで、ＭＺＭ干渉計６でのデバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応して、ＤＱＰＳＫ信号の品質を改善することが可能となるので、上述のごとき利点を得ることができる。

〔Ａ２〕第１実施形態の変形例の説明
上述の第１実施形態においては、駆動電圧信号の平均振幅を小さくする設定や、平均振幅を下げた側の位相変調器５−１，５−２の差動駆動振幅をアンバランスにする設定は、利得制御部７による増幅部２−１，２−２の利得の設定制御によって行なっているが、これに限定されず、例えば図１６に示すＤＱＰＳＫ変調器１０Ａのように、位相変調器５−１，５−２にそれぞれ供給される第１，第２駆動電圧信号に対して、平均振幅を小さくしたり差動駆動振幅をアンバランスにしたりするための減衰量を与えることとしてもよい。

すなわち、この図１６に示すＤＱＰＳＫ変調器１０Ａにおいては、前述の第１実施形態におけるもの（符号１０参照）とは異なり、位相変調器５−１，５−２に供給される第１，第２駆動電圧信号にそれぞれ減衰量を与えうる第１，第２減衰部２Ｂ−１，２Ｂ−２をそなえている。又、利得制御部７の代わりに、第１，第２減衰部２Ｂ−１，２Ｂ−２における減衰量を設定制御する減衰量制御部７Ａをそなえている。

また、図１６におけるＤＱＰＳＫ変調器１０Ａにおいては、送信データ処理部１Ａとして、差動信号ではない２系列のデータ（Data♯１，Data♯２）を出力するとともに、増幅部２Ａ−１，２Ａ−２として、それぞれの系列のデータを増幅して、差動電圧信号として出力するようになっている。そして、第１減衰部２Ｂ−１は、増幅部２Ａ−１からの差動電圧信号をそれぞれ減衰させる第１，第２減衰器２ｅ，２ｆをそなえ、第２減衰部２Ｂ−２は、増幅部２Ａ−２からの差動電圧信号をそれぞれ減衰させる第３，第４減衰器２ｇ，２ｈをそなえている。

なお、上述の第１〜第４減衰器２ｅ〜２ｈとしては、例えばAgilent Technologies社のAgilent 84904,6,7K/L Programmable Step Attenuatorを用いることができる。
そして、前述の図２の場合と同様に、パルスパターンジェネレータ１１で発生された試験用の信号を用いて、ＤＱＰＳＫ変調器１０ＡではＤＱＰＳＫ変調光を出力し、このＤＱＰＳＫ変調光をサンプリングオシロスコープ１２でモニタして、ＤＱＰＳＫ変調光の信号間領域に現れる強度ディップの中央レベルのバラツキが小さくなるように、第１，第２減衰部２Ｂ−１，２Ｂ−２における減衰量を制御する。

換言すれば、減衰量制御部７Ａで第１，第２減衰部２Ｂ−１，２Ｂ−２のいずれか一方の減衰量を制御することで、第１，第２駆動電圧信号のいずれか一方をなす差動電圧信号の平均振幅を、他方の平均振幅よりも小さくなるように制御して、ＭＺＭ干渉計６の消光比に起因する信号品質の劣化を改善させることができる。
さらに、前述の第１実施形態においてアンプ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに利得差を設けたことに対応して、第１，第２駆動電圧信号の平均振幅を調整したあと、平均振幅を小さくした側の減衰部２Ｂ−１，２Ｂ−２における減衰器２ｅ，２ｆ，２ｇ，２ｈの減衰量を制御して、ＤＱＰＳＫ変調光の信号領域におけるハイレベルのバラツキが小さくなるようにしている。

具体的には、サンプリングオシロスコープ１２でのモニタ結果をもとに、ＤＱＰＳＫ変調光の信号領域におけるハイレベルのバラツキが小さくなるように、平均振幅を小さくした側の第１，第２駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号のうちで、一方の駆動電圧の減衰量を小さく（又は大きく）することにより、第１，第２駆動電圧信号間で駆動電圧の振幅差を設ける。

したがって、前述の第１実施形態の場合と同様に、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整し、次いで、第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることができるので、ＤＱＰＳＫ変調光の品質を改善し、ＤＱＰＳＫ変調器１０の消光比劣化に対する要求が緩和され、歩留まりの改善および光送信器のコスト削減を期待することができる。

また、サンプリングオシロスコープ１２でのモニタ結果をもとにして、第１，第２駆動電圧信号に対して、平均振幅や差動駆動振幅をアンバランスにする態様のほか、特に装置運用中においては、伝送路を通じて伝送されたＤＱＰＳＫ変調光を復調して、得られた受信信号についてのエラーレート（ＢＥＲ：Bit Error Rate）を最適にするように、上述の平均振幅および差動駆動振幅をアンバランスに設定することもできる。

エラーレートを最適にするように第１，第２駆動電圧信号の平均振幅および差動駆動振幅を調整するため、例えば図１７に示す構成によって復調データのエラーレートを測定できるようにする。尚、この図１７において、前述の図２と同一の符号は、同様の部分を示している。
また、ＤＱＰＳＫ復調器２０は、伝送路１０１を介してＤＱＰＳＫ変調器１０に接続されて、ＤＱＰＳＫ変調器１０からのＤＱＰＳＫ変調光について復調処理を行なうものであ
り、受信したＤＱＰＳＫ光信号を２分岐する分岐部２１をそなえるとともに、分岐部２１で分岐した光信号経路には、それぞれ遅延干渉計２２−１，２２−２，光電変換部２３−１，２３−２，再生回路（ＣＤＲ：Clock Data Recovery）２４−１，２４−２をそなえ
ている。更に、再生回路２４−１，２４−２で再生されたデータ信号をもとにフレーマ／ＦＥＣデコード処理を行なう受信データ処理部２５をもそなえている。

そして、受信信号についてのエラーレートを測定するための構成として、受信データ処理部２５にはエラーレートを測定するエラーディテクタ１３が接続される。
遅延干渉計２２−１，２２−２には、伝送路１０１を通じて伝送されてきたＤＱＰＳＫ信号について２分岐された信号がそれぞれ入力される。そして、遅延干渉計２２−１では１ビット時間（この場合には４６．５ｐｓ）の遅延成分とπ／４radの位相シフトがなさ
れた成分とを干渉（遅延干渉）させて、干渉結果を２出力としている。又、遅延干渉計２２−２では１ビット時間の遅延成分と（遅延干渉計１４１−１の場合とはπ／２ずれた）−π／４radの位相シフトがなされた成分とを干渉（遅延干渉）させて、干渉結果を２出
力としている。

光電変換部２３−１は遅延干渉計２２−１からの２出力を受光することにより平衡検出を行なう２つのピンフォトダイオード２３ａ，２３ｂにより構成される。同様に、光電変換部２３−２は遅延干渉計２２−２からの２出力を受光することにより平衡検出を行なう２つのピンフォトダイオード２３ｃ，２３ｄにより構成される。尚、上述の光電変換部２３−１，２３−２で検出された受信信号についてはアンプ２３ｅにより適宜増幅する。

再生回路２４−１は、光電変換部２３−１で受信された光信号から、クロック信号およびデータ信号についてのＩ（In-phase：同相）成分を再生するものである。又、再生回路２４−２は、光電変換部２３−２で受信された光信号から、クロック信号およびデータ信号についてのＱ（Quadrature-phase：直交）成分を再生するものである。
また、受信データ処理部２５は、再生回路２４−１，２４−２からの再生信号をもとにフレーマ／ＦＥＣデコード処理を行なうものであり、エラーディテクタ１３は、受信データ処理部２５からの誤り訂正数等をもとにエラーレート（ＢＥＲ）を測定するものである。

利得制御部７においては、例えば図１８に示すフローチャートに従って、上述のエラーディテクタ１３で測定されたエラーレートを最適とするように、上述の平均振幅および差動駆動振幅をアンバランスに設定することもできる。
すなわち、エラーディテクタ１３において、ＤＱＰＳＫ変調器１０から出力されたＤＱＰＳＫ変調光についての復調データからエラーレート（ＢＥＲ）を測定し（ステップＢ１）、このエラーレートの測定結果から、エラーレートが最適となるように、利得制御部７による増幅部２−１，２−２の利得設定を通じて、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整する（ステップＢ２）。

換言すれば、ＭＺＭ干渉計６の消光比が良好でない場合には、ＤＱＰＳＫ変調光をなす２系統のＢＰＳＫ変調光の強度成分Ｐ１，Ｐ２は異なっているので、図４（Ａ）におけるＡ１に示すように、２系列のデータの値のいずれかが変化するとき、データの値が変化したデータ系列によって、ディップにバラツキが生じることとなる。
エラーディテクタ１３の測定によって、主として上述のディップのバラツキに起因したエラーレートの劣化が現れるので、このエラーレートが最適となるように、第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を前述の第１実施形態の場合に倣って調整することで、ＭＺＭ干渉計６の消光比に起因する信号品質の劣化を改善することができる。

そして、上述のごとく第１又は第２駆動電圧信号の平均振幅を調整した後、エラーディ
テクタ１３において、ＤＱＰＳＫ変調器１０から出力された差動４位相偏移変調光についての復調データからエラーレートを測定し（ステップＢ３）、このエラーレートの測定結果から、第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設ける（ステップＢ４）。

換言すれば、消光比が良好でない位相変調器５−１又は位相変調器５−２の駆動電圧信号の平均振幅を小さくした場合に生じる、ＤＱＰＳＫ変調光の信号領域（シンボル領域）のハイレベル値のバラツキ［図４（Ｂ）参照］は、復調後の受信信号のエラーレートの劣化として現れる。従って、このエラーレートが最適となるように、駆動電圧信号の平均振幅を小さくした側の位相変調器に対する駆動電圧信号をなす差動駆動信号に振幅差を設けることで、信号品質の劣化を改善させることができるのである。

〔Ｂ〕第２実施形態の説明
図１９は第２実施形態にかかる差動４位相偏移（ＤＱＰＳＫ）変調器３０を示す図である。この図１９に示すＤＱＰＳＫ変調器３０は、前述の第１実施形態の場合と同様の送信データ処理部１，第１，第２増幅部２−１，２−２，位相変調器（第１，第２マッハツェンダ型変調器）５−１，５−２，π／２位相シフト部４，ＭＺＭ干渉計６をそなえるとともに、ＣＷ光源として波長可変光源３１，波長可変光源３１での出力波長を制御する波長制御部３２，利得制御部３３および記憶部３４をそなえている。尚、図１９中、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

ここで、第１，第２増幅部２−１，２−２は、それぞれ、位相変調器５−１，５−２に対する第１，第２駆動電圧信号を増幅するものであり、第１増幅部２−１は、位相変調器５−１に対する第１駆動電圧信号としての一対の差動電圧信号を増幅する第１，第２増幅器としてのアンプ２ａ，２ｂをそなえている。同様に、第２増幅部２−２は、位相変調器５−２に対する第２駆動電圧信号としての一対の差動電圧信号を増幅する第３，第４増幅器としてのアンプ２ｃ，２ｄをそなえている。

また、記憶部３４には、波長可変光源３１から出力される光の波長設定に応じた、位相変調器５−１，５−２に対する第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅情報としての利得情報を記憶するものである。即ち、変調される連続光の波長設定に応じて、第１駆動電圧信号をなす差動電圧信号をそれぞれ増幅するアンプ２ａ，２ｂの利得についての情報とともに、第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号をそれぞれ増幅するアンプ２ｃ，２ｄの利得についての情報を記憶する。

そして、利得制御部３３は、波長可変光源３１で出力する連続光の波長制御情報を波長制御部３２から受け取るとともに、記憶部３４を参照することにより、波長可変光源３１から出力される光の波長設定に応じたアンプ２ａ〜２ｄの設定利得を取り出して、取り出した設定利得で動作するようにアンプ２ａ〜２ｄを制御するものである。
したがって、上述の利得制御部３３および増幅部２−１，２−２により、波長可変光源３１から出力される光の波長設定に応じて、位相変調器５−１，５−２に対する第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅を制御する駆動電圧振幅制御部を構成する。

上述の記憶部３４に記憶されている各アンプ２ａ〜２ｄの利得についての情報は、波長可変光源３１から出力される光波長ごとに、前述の第１実施形態における利得制御の態様に従って設定される利得についての情報が記憶されるようになっている。
すなわち、ＭＺＭ干渉計６や位相変調器５−１，５−２の消光比は光波長に依存する特性があるため、波長可変光源３１で出力する光の波長に応じて、ＭＺＭ干渉計６および位相変調器５−１，５−２の消光比に起因する信号劣化に対する改善を最適に行なうことができるようなアンプ２ａ〜２ｄの利得を記憶するようになっている。

換言すれば、記憶部３４に記憶された出力波長毎のアンプ２ａ〜２ｄの利得設定情報に従ってアンプ２ａ〜２ｄの利得を制御することで、波長可変光源３１からの出力波長に応じて、消光比に起因した信号劣化を最適に改善できる駆動電圧信号の振幅設定（平均振幅および駆動電圧振幅の差）を行なうことができるようになる。
この場合においては、記憶部３４においては、波長可変光源３１からの出力波長に応じて、第１，第２駆動電圧信号のいずれか一方をなす差動電圧信号の平均振幅を、他方の平均振幅よりも小さくするとともに、平均振幅を小さくした側の差動電圧信号間に振幅差が与えられるような設定利得についての情報を記憶するようになっている。

すなわち、利得制御部３３においては、記憶部３４を参照することにより、波長可変光源３１の波長設定に応じて、位相変調器５−１，５−２の一方に印加される駆動電圧信号の平均振幅を小さくする一方、当該一方の位相変調器５−１，５−２に印加される駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号間で振幅差を設けるように、第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅を制御する。つまり、利得制御部３３は、波長可変光源３１の波長設定に対応して、アンプ２ａ，２ｂの利得設定、または、アンプ２ｃ，２ｄの利得設定に差を設けている。

上述の構成により、第２実施形態にかかるＤＱＰＳＫ変調器３０では、送信データ処理部１から出力される２系統の差動データ信号に従って、位相変調器５−１，５−２がそれぞれ駆動されて、波長可変光源３１からの光がＤＱＰＳＫ変調されて出力される。
このとき、波長可変光源３１からの出力波長にＭＺＭ干渉計６および位相変調器５−１，５−２の消光比の特性が依存することから、記憶部３４では、出力波長に応じたアンプ２ａ〜２ｄの利得設定を記憶しておくようになっており、この利得設定を通じて、消光比特性に起因した信号品質の劣化を最適に改善させることができるような駆動電圧振幅を設定することができる。

すなわち、記憶部３４に記憶された第１，第２駆動電圧信号に対する利得設定を通じて、ＭＺＭ干渉計６から出力されるＤＱＰＳＫ変調光における４位相の信号点を、実質的に、原点からの距離を同じくし且つπ／４，３π／４，５π／４及び７π／４の位相関係を有するように配置させることができるようになるのである。
このように、第２実施形態にかかるＤＱＰＳＫ変調器３０によれば、波長可変光源３１の出力波長に応じて、デバイスの製造バラツキによる消光比の個体差に対応したＤＱＰＳＫ変調光の品質を改善し、ＤＱＰＳＫ変調器３０の消光比劣化に対する要求が緩和され、歩留まりの改善および光送信器のコスト削減を期待することができる利点がある。更に、このようなＤＱＰＳＫ変調器３０を波長多重光通信システムに適用することすれば、各波長チャンネル対応の機器のコスト削減に寄与し、光送信器の製造コストを大幅に削減させることが期待できる。

なお、上述の第２実施形態においては、送信データ処理部１からの差動データ信号を増幅する第１，第２増幅部２−１，２−２に対する利得制御によって、出力波長に応じたＤＱＰＳＫ変調光の品質を改善するための駆動電圧振幅を得ているが、これに限定されず、例えば図２０に示すように減衰量の制御によって得ることとしてもよい。
この図２０に示すＤＱＰＳＫ変調器３０Ａは前述の図１６に示すＤＱＰＳＫ変調器１０ＡのＣＷ光源３を波長可変光源３１とし、減衰器２ｅ〜２ｈの減衰量を、波長可変光源３１からの出力波長に応じて設定できるようにするため、記憶部３４Ａおよび減衰量制御部３３Ａをそなえている。尚、図２０中において、図１６と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。

ここで、記憶部３４Ａは、波長可変光源３１から出力される光の波長設定に応じた、位相変調器５−１，５−２に対する第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅情報としての減衰量情報を記憶するものである。即ち、変調される連続光の波長設定に応じて、第１駆動電圧信号をなす差動電圧信号をそれぞれ減衰させる減衰器２ｅ，２ｆの減衰量についての情報とともに、第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号をそれぞれ減衰させる減衰器２ｇ，２ｈの減衰量についての情報を記憶する。

そして、減衰量制御部３３Ａにおいては、記憶部３４Ａの内容を参照し、第１，第２駆動電圧信号の駆動電圧振幅を、波長設定に対応した駆動電圧振幅となるように、第１，第２減衰部２Ａ−１，２Ａ−２での減衰量を制御する。従って、上述の減衰量制御部３３Ａおよび第１，第２減衰部２Ｂ−１，２Ｂ−２により、波長可変光源３１から出力される光の波長設定に応じて、位相変調器５−１，５−２に対する第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅を制御する駆動電圧振幅制御部を構成する。

このようにしても、上述の第２実施形態の場合と同様に、波長可変光源３１の出力波長に応じて、ＤＱＰＳＫ変調光の品質を改善し、ＤＱＰＳＫ変調器３０の消光比劣化に対する要求が緩和され、歩留まりの改善および光送信器のコスト削減を期待することができる利点がある。
〔Ｃ〕その他
上述の実施形態にかかわらず、その趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。

たとえば、上述の各実施形態においては、ＭＺＭ干渉計６での消光比を改善させるために、位相変調器５−１，５−２に対する第１，第２駆動電圧信号の平均振幅を、いずれか一方の平均振幅を最適値よりも下げることによりアンバランスにしているが、これに限定されず、例えば最大振幅をアンバランスにしたり、平均のピーク振幅をアンバランスにしたりすることとしてもよい。

また、上述の実施形態の開示により、本開示の装置を製造することは可能である。
〔Ｄ〕付記
（付記１）
第１データに基づく差動電圧信号をなす第１駆動電圧信号を印加することにより、差動位相偏移変調された第１信号光を出力しうる第１マッハツェンダ型変調器と、第２データに基づく差動電圧信号をなす第２駆動電圧信号を印加することにより、差動位相偏移変調された第２信号光を出力しうる第２マッハツェンダ型変調器と、をそなえ、第１，第２信号光を合波して差動４位相偏移変調光を出力する差動４位相偏移変調器における該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対して印加すべき各駆動電圧信号を設定する方法であって、
該差動４位相偏移変調器から出力された差動４位相偏移変調光の信号品質を取得して、
該差動４位相偏移変調光の信号品質のモニタ結果に応じて、該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整することを特徴とする、差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記２）
該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整した後、該差動４位相偏移変調器から出力された差動４位相偏移変調光の信号品質を取得し、該取得した差動４位相偏移変調光の信号品質に応じて、該第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることを特徴とする、付記１記載の差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記３）
該差動４位相偏移変調器から出力された差動４位相偏移変調光のアイパターンをモニタ
し、このモニタの結果から、前記差動４位相偏移変調光の信号間領域に現れる強度ディップの中央レベルのバラツキが小さくなるように、該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整し、
該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整した後、該差動４位相偏移変調器から出力された差動４位相偏移変調光のアイパターンをモニタし、このモニタの結果から、前記差動４位相偏移変調光の信号領域におけるハイレベルのバラツキが小さくなるように該第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることを特徴とする、付記２記載の差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記４）
該差動４位相偏移変調器から出力された差動４位相偏移変調光についての復調データからエラーレートを測定し、このエラーレートの測定結果から、該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整し、
該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整した後、該差動４位相偏移変調器から出力された差動４位相偏移変調光についての復調データからエラーレートを測定し、このエラーレートの測定結果から、該第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることを特徴とする、付記２記載の差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記５）
該差動４位相偏移変調器が該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対する第１，第２駆動電圧信号をそれぞれ増幅する第１，第２増幅部をそなえ、
該第１，第２増幅部において増幅する第１，第２駆動電圧信号をなす各差動電圧信号の利得を制御することにより、該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整し、
該第１又は第２増幅部において増幅する第１，第２駆動電圧信号をなす各差動電圧信号の利得に利得差を設けることにより、該第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることを特徴とする、付記２〜４のいずれか１項記載の差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記６）
該差動４位相偏移変調器が該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対する第１，第２駆動電圧信号をそれぞれ減衰させる第１，第２減衰部をそなえ、
該第１，第２減衰部において減衰させる第１，第２駆動電圧信号をなす各差動電圧信号の減衰量を制御することにより、該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整し、
該第１，第２駆動電圧信号をなす各差動電圧信号の減衰量に差を設けることにより、該第１又は第２駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることを特徴とする、付記２〜４のいずれか１項記載の差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記７）
前記第１，第２駆動電圧信号のいずれか一方をなす差動電圧信号の振幅を、他方の振幅よりも小さくなるように制御することで、該第１又は第２駆動電圧信号の振幅を調整する一方、
該振幅を小さくした一方の駆動電圧信号をなす差動電圧信号間に振幅差を設けることを特徴とする、付記２〜６のいずれか１項記載の差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法。

（付記８）
波長可変光源と、
第１データに基づく一対の差動電圧信号をなす第１駆動電圧信号を印加することにより、該波長可変光源からの光について差動位相偏移変調された第１信号光を出力しうる第１マッハツェンダ型変調器と、
第２データに基づく一対の差動電圧信号をなす第２駆動電圧信号を印加することにより、該波長可変光源からの光について差動位相偏移変調された第２信号光を出力しうる第２マッハツェンダ型変調器と、
該第１，第２マッハツェンダ型変調器からの第１，第２信号光間でπ／２の位相差を与える位相シフト部と、
該位相シフト部でπ／２の位相差が与えられた第１，第２信号光を合波して、差動４位相偏移変調光を出力する合波部と、
該波長可変光源から出力される光の波長設定に応じた、該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対する第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅情報を記憶する記憶部と、
該記憶部を参照することにより、該波長可変光源から出力される光の波長設定に応じて、該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対する第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅を制御する駆動電圧振幅制御部と、
をそなえたことを特徴とする、差動４位相偏移変調器。

（付記９）
該駆動電圧振幅制御部が、
該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対する第１，第２駆動電圧信号をそれぞれ増幅する第１，第２増幅部と、
該記憶部の内容を参照し、該第１，第２駆動電圧信号の駆動電圧振幅を、該波長設定に対応した駆動電圧振幅となるように、該第１，第２増幅部の利得を制御する利得制御部と、
をそなえたことを特徴とする、付記８記載の差動４位相偏移変調器。

（付記１０）
該駆動電圧振幅制御部が、
該第１，第２マッハツェンダ型変調器に対する第１，第２駆動電圧信号をそれぞれ減衰させる第１，第２減衰部と、
該記憶部の内容を参照し、該第１，第２駆動電圧信号の駆動電圧振幅を、該波長設定に対応した駆動電圧振幅となるように、該第１，第２減衰部での減衰量を制御する減衰制御部と、
をそなえたことを特徴とする、付記８記載の差動４位相偏移変調器。

（付記１１）
該駆動電圧振幅制御部は、該記憶部を参照することにより、該波長設定に応じて、該第１，第２マッハツェンダ型変調器の少なくとも一方に印加される駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号間で振幅差を設けるように、該第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅を制御することを特徴とする、付記８記載の差動４位相偏移変調器。

（付記１２）
該第１増幅部が、前記第１駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号をそれぞれ増幅する第１，第２増幅器をそなえるとともに、
該第２増幅部が、前記第２駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号をそれぞれ増幅する第３，第４増幅器をそなえ、
かつ、該利得制御部が、該波長設定に対応して、該第１，第２増幅器の利得設定、または、該第３，第４増幅器の利得設定に差を設けたことを特徴とする、付記１１記載の差動４位相偏移変調器。

（付記１３）
該第１減衰部が、前記第１駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号をそれぞれ減衰させる第１，第２減衰器をそなえるとともに、
該第２減衰部が、前記第２駆動電圧信号をなす一対の差動電圧信号をそれぞれ増幅する第３，第４減衰器をそなえ、
かつ、該減衰制御部が、該波長設定に対応して、該第１，第２減衰器の減衰量設定、または、該第３，第４減衰器の減衰量設定に差を設けたことを特徴とする、付記１１記載の差動４位相偏移変調器。

（付記１４）
該記憶部は、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光における４位相の信号点を、実質的に、原点からの距離を同じくし且つπ／４，３π／４，５π／４及び７π／４の位相関係を有するように配置すべく、該設定波長に応じた該第１，第２駆動電圧信号の電圧振幅情報を記憶することを特徴とする、付記８〜１３のいずれか１項記載の差動４位相偏移変調器。

（付記１５）
第1の位相変調器と、
第２の位相変調器と、
入力光を異なる光パワーで前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、
独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器に供給する変調器ドライバと、
前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を結合する結合器と、
前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器から出力される平均光パワーが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備える光変調装置。

（付記１６）
前記光スプリッタは異なる分岐比を有する、付記１５記載の光変調装置。
（付記１７）
第１の位相変調器と、
第２の位相変調器と、
入力光を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、
独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する変調器ドライバと、
前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を結合する結合器と、
前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とから出力される光の平均光パワーが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備え、
前記スプリッタと前記結合器との間における光経路の損失は異なっている、光変調装置。

（付記１８）
第１の位相変調器と、
第２の位相変調器と、
入力光を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、
独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する変調器ドライバと、
前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を異なる光パワーで結合する結合器と、
前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とから出力される光の平均光パワーが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備える光変調装置。

（付記１９）
前記結合器は異なる結合比率を有する、付記１８記載の光変調装置。

第１実施形態において適用される差動４位相偏移変調器（ＤＱＰＳＫ変調器）を示す図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅を設定するための構成を示す図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅を設定するための動作を説明するためのフローチャートである。 （Ａ）〜（Ｃ）はいずれも第１実施形態における駆動電圧信号の振幅を設定する際のＤＱＰＳＫ変調光のアイパターンを示す図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅を設定するための動作を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅を設定するための動作を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態における駆動電圧信号の振幅設定による作用効果を説明するための図である。 第１実施形態の変形例を示す図である。 第１実施形態の変形例を示す図である。 第１実施形態の変形例の動作を説明するためのフローチャートである。 第２実施形態にかかる差動４位相偏移（ＤＱＰＳＫ）変調器を示す図である。 第２実施形態の変形例にかかる差動４位相偏移（ＤＱＰＳＫ）変調器を示す図である。 一般的なＢＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 図２１に示すＢＰＳＫ変調器の動作を説明するための図である。 一般的なＤＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 図２３に示すＤＱＰＳＫ変調器の動作を説明するための図である。 図２３に示すＤＱＰＳＫ変調器の動作を説明するための図である。 本発明が解決しようとする課題について説明するための図である。 ニオブ酸リチウムを基板として形成されたマッハツェンダ型変調器の消光比に対する信号劣化量を示したグラフである。

１，１Ａ 送信データ処理部
２−１，２−２，２Ａ−１，２Ａ−２ 第１，第２増幅部
２Ｂ−１，２Ｂ−２ 第１，第２減衰部
２ａ〜２ｄ アンプ（第１〜第４増幅器）
２ｅ〜２ｈ 減衰器（第１〜第４減衰器）
３ ＣＷ光源
４ π／２位相シフト部
５−１，５−２ 位相変調器（第１，第２マッハツェンダ型変調器）
５ａ−１，５ａ−２ マッハツェンダ型光導波路
５ｂ−１，５ｂ−２，５ｃ−１，５ｃ−２ 電極
６ ＭＺＭ干渉計（合波部）
７，３３ 利得制御部
７Ａ，３３Ａ 減衰量制御部
１０，１０Ａ，３０，３０Ａ ＤＱＰＳＫ変調器
１１ パルスパターンジェネレータ
１２ サンプリングオシロスコープ
１３ エラーディテクタ
２０ ＤＱＰＳＫ復調器
２１ 分岐部
２２−１，２２−２ 遅延干渉計
２３−１，２３−２ 光電変換部
２３ａ〜２３ｄ フォトダイオード
２３ｅ アンプ
２４−１，２４−２ 再生回路
２５ 受信データ処理部
３１ 波長可変光源
３２ 波長制御部
３４，３４Ａ 記憶部
１０１ 伝送路
１１０ ＰＳＫ変調器
１１１，１３１ 送信データ処理部
１１２，１３２−１，１３２−２ アンプ
１１３，１３３ ＣＷ光源
１１４ 位相変調器
１１４ａ マッハツェンダ型導波路
１１４ｂ−１，１１４ｂ−２ 変調電極
１１４ｃ π位相シフト部
１３０ ＤＱＰＳＫ変調器
１３４ π／２移相器
１３５−１，１３５−２ マッハツェンダ型位相変調器
１３６ ＭＺＭ干渉計

Claims (5)

1. 第１の位相変調器と、
   第２の位相変調器と、
   入力光を異なる光パワーで前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、
   独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器に供給する変調器ドライバと、
   前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を結合する結合器と、
   前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器から出力される平均光パワーが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備える光変調装置。
2. 前記光スプリッタは異なる分岐比を有する、請求項１記載の光変調装置。
3. 第１の位相変調器と、
   第２の位相変調器と、
   入力光を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、
   独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する変調器ドライバと、
   前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を結合する結合器と、
   前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより、前記結合器で結合された前記第１の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーと、前記結合器で結合された前記第２の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーとが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備え、
   前記スプリッタと前記結合器との間における光経路の損失は異なっている、光変調装置。
4. 第１の位相変調器と、
   第２の位相変調器と、
   入力光を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する光スプリッタと、
   独立した駆動信号を前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とに供給する変調器ドライバと、
   前記第１の位相変調器と前記第２の位相変調器とからの光変調信号を異なる光パワーで結合する結合器と、
   前記駆動信号の少なくとも一方の振幅を制御することにより、前記結合器で結合された前記第１の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーと、前記結合器で結合された前記第２の位相変調器からの光変調信号の平均光パワーとが等しくなるように制御する駆動電圧制御装置と、を備える光変調装置。
5. 前記結合器は異なる結合比率を有する、請求項４記載の光変調装置。

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