JP4898246B2

JP4898246B2 - インバータ装置のパルス幅変調制御方法。

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Description

本発明は、系統連系インバータ装置において、三相インバータのスイッチング損失を低減させる制御方法に関するものである。

系統連系インバータ装置では、太陽光パネルにて発電された電力を効率良く三相系統電源に供給するために、出力制御の精度の低下を招いてでもキャリア周波数を低くしてスイッチング損失を低減させる方法を採用していた。

図８は、従来技術のインバータ装置の電気接続図である。同図において、ＤＣＶは直流電源（例えば太陽光パネル）である。第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第６のスイッチング素子ＴＲ６はオン・オフする可制御素子であり、帰還ダイオードＤ１乃至帰還ダイオードＤ６は第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第６のスイッチング素子ＴＲ６に逆並列接続して電流を帰還する。また、第１のスイッチング素子ＴＲ１に直列に接続された第２のスイッチング素子ＴＲ２からなる第１アームと、第３のスイッチング素子ＴＲ３に直列に接続された第４のスイッチング素子ＴＲ４からなる第２アームと、第５のスイッチング素子ＴＲ５に直列に接続された第６のスイッチング素子ＴＲ６からなる第３アームとを、三相ブリッジ接続して三相インバータ回路ＩＮＶが形成される。

三相フィルタ回路ＡＬＣは、３つのリアクトルＡＬと３つのコンデンサＡＣとで形成され、三相フィルタ回路ＡＬＣは、三相インバータ回路ＩＮＶから出力される高周波パルス電圧の高周波成分を除去して基本波成分（三相系統電源の電圧と同一周波数、例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）のみを抽出する。

変圧器ＴＲＮは、太陽光パネルの電圧で決まる三相インバータ回路ＩＮＶの交流出力電圧を、三相系統電源の基準電圧とほぼ同等電圧に昇圧又は降圧する。

出力電流検出回路ＣＴは、変圧器ＴＲＮから出力されるＵ相の出力電流を検出して第１出力電流検出信号Ｉｕとして出力し、Ｖ相の出力電流を検出して第２出力電流検出信号Ｉｖとして出力し、Ｗ相の出力電流を検出して第３出力電流検出信号Ｉｗとして出力する。

高周波のキャリア信号発生回路ＣＲは、三角波形で予め定めた高周波（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃｒを出力する。

第１アームパルス生成回路は、パルス幅変調回路ＰＷＭ、出力指令設定回路ＩＲ及びフイードバック制御回路ＦＢとで形成し、フイードバック制御回路ＦＢは、フイードバック信号である第１出力電流検出信号Ｉｕと、目標値である出力指令設定信号Ｉｒｕとの誤差を増幅してフイードバック制御信号Ｆｂｕとして出力し、パルス幅変調回路ＰＷＭは、フイードバック制御信号Ｆｂｕとキャリア信号Ｃｒとの比較に基づいて第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１及び第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１を出力する。

第２アームパルス生成回路は、第１アームパルス生成回路と同一回路を形成し、第１出力電流検出信号Ｉｕに対して１２０°位相シフトした第２出力電流検出信号Ｉｖと、目標値である出力指令設定信号Ｉｒとの誤差を増幅してフイードバック制御信号Ｆｂｖとして出力し、フイードバック制御信号Ｆｂｖとキャリア信号Ｃｒとの比較に基づいて第２アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ２及び第２アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ２を出力する。

第３アームパルス生成回路は、第１アームパルス生成回路と同一回路を形成し、第１出力電流検出信号Ｉｕに対して２４０°位相シフトした第３出力電流検出信号Ｉｗと、目標値である出力指令設定信号Ｉｒとの誤差を増幅してフイードバック制御信号Ｆｂｗとして出力し、フイードバック制御信号Ｆｂｗとキャリア信号Ｃｒとの比較に基づいて第３アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ３及び第３アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ３を出力する。

三相インバータ駆動回路ＤＲは、第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１及び第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１が入力すると第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第２のスイッチング素子ＴＲ２をオン・オフ制御する第１の駆動信号Ｔｒ１及び第２の駆動信号Ｔｒ２を生成して出力し、第２アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ２及び第２アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ２が入力すると第３スイッチング素子ＴＲ３及び第４スイッチング素子ＴＲ４をオン・オフ制御する第３の駆動信号Ｔｒ３及び第４の駆動信号Ｔｒ４を生成して出力し、第３アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ３及び第３アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ３が入力すると第５のスイッチング素子ＴＲ５及び第６のスイッチング素子ＴＲ６をオン・オフ制御する第５の駆動信号Ｔｒ５及び第６の駆動信号Ｔｒ６を生成して出力する。

図９は、図８に示す従来技術のインバータ装置の第１アーム（Ｕ相）の動作を説明する波形図であり、第２アーム（Ｖ相）は第１アームに対して１２０°位相シフトした状態で動作し、第３アーム（Ｗ相）は第１アームに対して２４０°位相シフトした状態で同一動作を行うので第１アーム（Ｕ相）の動作のみを説明して第２アーム（Ｖ相）及び第３アーム（Ｗ相）の説明は省略する。

図９（Ａ）の波形は、フイードバック制御信号Ｆｂｕ及びキャリア信号Ｃｒを示し、図９（Ｂ）の波形は、第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１を示し、図９（Ｃ）の波形は、第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１を示す。

図８に示すパルス幅変調回路ＰＷＭは、図９（Ａ）に示すキャリア信号Ｃｒとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図９（Ｂ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなる。駆動回路ＤＲは、第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルの期間中、第２の駆動信号Ｔｒ２を出力して三相インバータ回路ＩＮＶの第２スイッチング素子ＴＲ２を導通させる。

続いて、パルス幅変調回路ＰＷＭは、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図９（Ｃ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。駆動回路ＤＲは、第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルの期間中、第１の駆動信号Ｔｒ１を出力して三相インバータ回路ＩＮＶの第１スイッチング素子ＴＲ１を導通させ、三相インバータ回路ＩＮＶをパルス幅変調して出力制御を行っていた。

上述に示すように、従来技術の系統連系インバータ装置では、太陽光パネルにて発電された電力を効率良く変換して三相系統電源に供給するために、三相インバータ回路ＩＮＶのキャリア周波数を出力電流の低下を招かないところまで低くしてスイッチング損失を低減させていた。（例えば、特許文献１）

特開平１１−５３０４２号公報

系統連系インバータ装置では、太陽光パネル等にて発電された電力を効率良く変換して系統電源に供給することが要求され、この変換効率はインバータ装置のスイッチング損失を減少させることで向上する。よって、従来技術ではスイッチング損失を減少させるために、インバータ装置のキャリア周波数を低くしてスイッチング損失を小さくしていた。しかし、インバータ装置の出力である三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角が３０°〜６０°近傍、１２０°〜１５０°近傍、２１０°〜２４０°近傍及び３００°〜３３０°近傍の位相範囲では、インバータ装置の出力電流値の変化量（ｄｉ／ｄｔ）が非常に大きいために、この位相範囲内においてキャリア周波数を予め定めた周波数より低くすると、上記出力電流値の変化量（ｄｉ／ｄｔ）に対してインバータ装置の追従が充分でなくなり、出力電流の安定が悪くなってしまう。よって、キャリア周波数を三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角全域で一律に低くし、スイッチング損失を下げてインバータ装置の変換効率を上げるに制御方法には限界がある。

そこで、本発明では、キャリア周波数を低くしても出力電流が安定するインバータ装置のパルス幅変調制御方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電源の出力側に接続される第１アーム、第２アーム及び第３アームから三相ブリッジのインバータを形成し、前記三相インバータから出力される高周波パルス電圧の高周波成分を三相フィルタによって除去し三相系統電源と同一周波数の基本波成分のみを抽出して三相交流電圧を出力し、前記三相インバータの各相のアームを予め定めた高周波のキャリア周波数に基づいてパルス幅変調制御して出力を制御するインバータ装置の出力制御方法において、前記高周波のキャリア周波数より低い予め定めた低周波のキャリア周波数を設け、前記三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角が６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の位相範囲にあるときは、前記低周波のキャリア周波数を選択し、前記各位相角が前記位相範囲を外れたときは、前記高周波のキャリア周波数を選択する、ことを特徴とするインバータ装置のパルス幅変調制御方法である。

第１の発明によれば、インバータ装置の出力電流値が小さくなる位相範囲にあるときに、高周波のキャリア周波数を高めに調整するので、スイッチング損失を大きく増加させることなく出力電流の安定向上が可能となり、続いてインバータ装置の出力電流値の変化量（ｄｉ／ｄｔ）が大きくなる位相範囲にあるときに、出力電流値が安定する予め定めた高周波のキャリア周波数に調整するので、出力電流の安定継続が可能となり、更に出力電流値が大きいが変化量（ｄｉ／ｄｔ）が小さくなる位相範囲にあるときに、高周波のキャリア周波を低めに調整するので、出力電流の安定を下げることなくスイッチング損失の低減が可能となる。上述よりインバータ装置の出力である三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角に応じてキャリア周波数を可変すると、出力電流の安定を下げることなくスイッチング損失のみを減少させてインバータ装置の変換効率を向上させることが可能になる。

第２の発明によれば、三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角が位相９０°及び位相２７０°を中心値とする予め定めた位相範囲にあるときには、出力電流値が大きいが変化量（ｄｉ／ｄｔ）が小さくなるので、予め定めた高周波のキャリア周波数を低くに調整しても出力電流の安定を下げることなく、スイッチング損失のみを減少させてインバータ装置の変換効率を向上させることができ、制御回路等の大きな変更を必要とせず、冷却装置の小型化にもつながる。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施形態１に係るインバータ装置の電気接続図である。同図において、図８に示す従来技術のインバータ装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。

出力電圧回路ＶＴは、変圧器ＴＲＮから出力される三相交流電圧のＵ相の電圧を検出して第１出力電圧検出信号Ｖｕとして出力し、Ｖ相の電圧を検出して第２出力電圧検出信号Ｖｖとして出力し、Ｗ相の電圧を検出して第３出力電圧検出信号Ｖｗとして出力する。

キャリア信号発生回路ＣＲは、高周波（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃｒを出力し、キャリア信号発生回路ＣＲＨは、周波数をさらに高くした（例えば、２４ＫＨｚ）キャリア信号Ｃｒｈを出力し、キャリア発生回路ＣＲＬは、周波数を低くした（例えば、６ＫＨｚ）キャリア信号Ｃｒｌを出力する。

図１に示す周波数対応第１アームパルス生成回路は、パルス幅変調回路ＰＷＭ、出力指令設定回路ＩＲ、フイードバック制御回路ＦＢ、キャリア信号選択回路ＳＥ、位相範囲設定回路ＰＵによって形成される。また、周波数対応第２アームパルス生成回路及び周波数対応第３アームパルス生成回路は、上記周波数対応第１アームパルス生成回路と同一構成であるために説明は省略し、周波数対応第１アームパルス生成回路についてのみ説明を行う。

図３は位相範囲設定回路ＰＵの詳細図であり、第１ベースカウンタ回路ＢＣ１、第１モード選択回路ＭＳ１、第１カウンタ設定回路ＣＥ１、第２ベースカウンタ回路ＢＣ２、第２モード選択回路ＭＳ２、第２カウンタ設定回路ＣＥ２及びパルス発生回路ＰＧによって形成される。また、図４に示す各波形は、位相範囲設定回路ＰＵの動作を説明するものであり、図４（Ａ）は第１出力電圧検出信号Ｖｕの波形を示し、図４（Ｂ）は、パルス発生信号Ｐｇを示し、図４（Ｃ）は、第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１を示し、図４（Ｄ）は、第１モード選択信号Ｐｕａを示し、図４（Ｅ）は、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２を示し、図４（Ｆ）は、第２モード選択信号Ｐｕｂを示す。

第１ベースカウンタ回路ＢＣ１及び第２ベースカウンタ回路ＢＣ２に、図４（Ａ）に示す第１出力電圧検出信号Ｖｕが入力され時刻ｔ＝ｔ０において、零クロスすると第１ベースカウンタ回路ＢＣ１及び第２ベースカウンタ回路ＢＣ２はリセットされ、パルス発生回路ＰＧからのパルス発生信号Ｐｇをカウントする。

第１カウンタ設定回路ＣＥ１は、予め定めた第１カウンタ値を設定し第１カウンタ設定信号Ｃｅ１として出力する。第１ベースカウンタ回路ＢＣ１はパルス発生信号Ｐｇをカウントし、第１カウンタ設定信号Ｃｅ１に基づいて、時刻ｔ＝ｔ１において、図４（Ｃ）に示す１パルスの第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１を出力する。第１モード選択回路ＭＳ１は、第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１に応じて、図４（Ｄ）に示す第１モード選択信号ＰｕａをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにする。上述より第１モード選択回路ＭＳ１は、三相交流電圧のＵ相の位相範囲０°〜３０°を設定する。

第２カウンタ設定回路ＣＥ２は、予め定めた第２カウンタ値を設定し第２カウンタ設定信号Ｃｅ２として出力する。第２ベースカウンタ回路ＢＣ２はパルス発生信号Ｐｇをカウントし第２カウンタ設定信号Ｃｅ２に基づいて、時刻ｔ＝ｔ２において、、図４（Ｅ）に示す１パルスの第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２を出力する。第２モード選択回路ＭＳ２は、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２に応じて、図４（Ｆ）に示す第２モード選択信号ＰｕｂをＨｉｇｈレベルにする。続いて、第２ベースカウンタ回路ＢＣ２はパルス発生信号Ｐｇのカウントを継続し、第２カウンタ設定信号Ｃｅ２に基づいて、時刻ｔ＝ｔ３において、１パルスの第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２を出力する。第２モード選択回路ＭＳ２は、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２に応じて、図４（Ｆ）に示す第２モード選択信号ＰｕｂをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにする。上述より第２モード選択回路ＭＳ２は、三相交流電圧のＵ相の位相範囲６０°〜１２０°を設定する。

第１ベースカウンタ回路ＢＣ１は、パルス発生信号Ｐｇのカウントを継続し、第１カウンタ設定信号Ｃｅ１に基づいて、時刻ｔ＝ｔ４において、１パルスの第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１を出力する。第１モード選択回路ＭＳ１は、第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１に応じて、図４（Ｄ）に示す第１モード選択信号ＰｕａをＨｉｇｈレベルにする。

図４（Ａ）に示す第１出力電圧検出信号Ｖｕが時刻ｔ＝ｔ５において、極性を正極性から負極性になる。

第１ベースカウンタ回路ＢＣ１はパルス発生信号Ｐｇのカウントを継続し、第１カウンタ設定信号Ｃｅ１に基づいて、時刻ｔ＝ｔ６において、１パルスの第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１を出力する。第１モード選択回路ＭＳ１は、第１ベースカウンタ信号Ｂｃ１の出力に応じて、図４（Ｆ）に示す第１モード選択信号ＰｕａをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにする。上述より第１モード選択回路ＭＳ１は、三相交流電圧のＵ相の位相範囲１５０°〜２１０°を設定する。以後は、上述と同一動作を行って第２モード選択回路ＭＳ２は、三相交流電圧のＵ相の位相範囲２４０°〜３００°を設定し、第１モード選択回路ＭＳ１は、位相範囲３３０°〜３６０°を設定する。

図２は、図１に示す本発明の実施形態１に係るインバータ装置の第１アームの動作を説明する波形図であり、第２アームは第１アームに対して１２０°位相シフトした状態で動作し、第３アームは第１アームに対して２４０°位相シフトした状態で動作で同一動作を行うので第１アームの動作のみを説明して第２アーム及び第３アームの説明は省略する。

図２（Ａ）の波形は、高周波（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃｒを示し、図２（Ｂ）の波形は、周波数を低くした（例えば、６ＫＨｚ）キャリア信号Ｃｒｌを示し、図２（Ｃ）の波形は、周波数をさらに高くした（例えば、２４ＫＨｚ）キャリア信号Ｃｒｈを示す。図２（Ｄ）の波形は、キャリア信号選択信号Ｓｅを示し、図２（Ｅ）の波形は、第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１を示し、図２（Ｆ）の波形は、第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１を示す。

位相範囲設定回路ＰＵは、出力電圧回路ＶＴによって検出するＵ相の第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図２に示す時刻ｔ＝ｔ１（位相角が３０°）のときに第１モード選択信号ＰｕａをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにする。キャリア信号選択回路ＳＥは、第１モード選択信号ＰｕａがＨｉｇｈレベルの期間中は、接点をａ側にして図２（Ｃ）に示す、（例えば、２４ＫＨｚ）キャリア信号Ｃｒｈを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭは、図２（Ｄ）に示す、キャリア信号Ｃｒｈとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒｈがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図２（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒｈがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図２（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。このとき、キャリア周波数を高くしてもスイッチング損失の増加が少なく電力の変換効率を下げずに、インバータ装置の出力電流の制御をを上げることができる。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図２に示す時刻ｔ＝ｔ２（位相角が６０°）のときに第２モード選択信号ＰｕｂをＨｉｇｈレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の期間中は、第１モード選択信号Ｐｕａ及び第２モード選択信号Ｐｕｂは共にＬｏｗレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第１モード選択信号Ｐｕａ及び第２モード選択信号Ｐｕｂが共にＬｏｗレベルのとき接点をｃ側にして、図２（Ａ）に示す、（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃｒを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭは、時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の期間中、キャリア信号Ｃｒとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図２（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図２（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。このとき、インバータ装置の出力電流値の変化量（ｄｉ／ｄｔ）が大きいためにキャリア周波数を高くするとスイッチング損失の増加が大きくなるので、（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア周波数を維持する。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図２に示す時刻ｔ＝ｔ３（位相角が１２０°）のときに第２モード選択信号ＰｕｂをＬｏｗレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の期間中は、第２モード選択信号ＰｕｂはＨｉｇｈレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第２モード選択信号ＰｕｂがＨｉｇｈレベルのときに接点をｂ側にして、図２（Ｂ）に示す、キャリア信号Ｃｒｌを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭは、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の期間中、キャリア信号Ｃｒｌとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒｌフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図２（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒｌがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図２（Ｅ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。このとき、出力電流値が大きいが出力電流値の変化量（ｄｉ／ｄｔ）が小さいために、高周波のキャリア周波数を低くしてもインバータ装置の出力電流の制御を低下させずにスイッチング損失値のみが減少する。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、時刻ｔ＝ｔ４（位相角が１５０°）のときに第１モード選択信号Ｐｕａを再度Ｈｉｇｈレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間中は、第１モード選択信号Ｐｕａ及び第２モード選択信号Ｐｕｂは共にＬｏｗレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第１モード選択信号Ｐｕａ及び第２モード選択信号Ｐｕｂが共にＬｏｗレベルのとき接点をｃ側にして、図２（Ａ）に示す、キャリア信号Ｃｒを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭは、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間中、キャリア信号Ｃｒとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図２（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図２（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、時刻ｔ＝ｔ６（位相角が２１０°）のときに第１モード選択信号Ｐｕａｗレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ５の期間中は、第１モード選択信号ＰｕａはＨｉｇｈレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第１モード選択信号ＰｕａがＨｉｇｈレベルの期間中は、接点をａ側にして図２（Ｃ）に示す、キャリア信号Ｃｒｈを選択して出力する。

第１パルス幅変調回路ＰＷＭ１は、時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ６の期間中、キャリア信号Ｃｒｈとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒｈがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図２（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒｈがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図２（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。

以後、時刻ｔ＝ｔ６〜ｔ７は時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２と同一動作を行い、時刻ｔ＝ｔ７〜ｔ８は時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３と同一動作を行い、時刻ｔ＝ｔ８〜ｔ９は時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４と同一動作を行うので説明は省略する。

上述より、三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角に応じて高周波のキャリア周波数を適宜に可変することにより、インバータ装置の電力変換効率を上げることができる。

［実施の形態２］
図５は、本発明の実施形態２に係るインバータ装置の電気接続図である。同図において、図１に示す実施形態２に係るインバータ装置の電気接続図と図８に示す従来技術のインバータ装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。

図５に示す実施形態２の位相範囲設定回路ＰＵは、図３に示す位相範囲設定回路ＰＵと同一構成であるが、第１ベースカウンタ回路ＢＣ１、第１モード選択回路ＭＳ１及び第１カウンタ設定回路ＣＥ１は使用せず、第２ベースカウンタ回路ＢＣ２、第２モード選択回路ＭＳ２、第２カウンタ設定回路ＣＥ２及びパルス発生回路ＰＧのみを使用する。

図７（Ａ）は第１出力電圧検出信号Ｖｕの波形を示し、図７（Ｂ）は、パルス発生信号Ｐｇを示し、図７（Ｃ）は、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２を示し、図７（Ｄ）は、第２モード選択信号Ｐｕｂを示す。

図３に示す第２ベースカウンタ回路ＢＣ２に、図７（Ａ）に示す第１出力電圧検出信号Ｖｕが入力され、時刻ｔ＝ｔ０において、入力信号が零クロスすると第２ベースカウンタ回路ＢＣ２はリセットされ、パルス発生回路ＰＧからのパルス発生信号Ｐｇをカウントする。

第２カウンタ設定回路ＣＥ２は、予め定めたカウンタ値を設定し第２カウンタ設定信号Ｃｅ２として出力する。第２ベースカウンタ回路ＢＣ２はパルス発生信号Ｐｇをカウントし第２カウンタ設定信号Ｃｅ２に基づいて、時刻ｔ＝ｔ２において、図７（Ｃ）に示す第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２を出力する。第２モード選択回路ＭＳ２は、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２に応じて、図７（Ｄ）に示す第２モード選択信号ＰｕｂをＨｉｇｈレベルにする。続いて、第２ベースカウンタ回路ＢＣ２はパルス発生信号Ｐｇのカウントを継続し、第２カウンタ設定信号Ｃｅ２に基づいて、時刻ｔ＝ｔ３において、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２を出力する。第２モード選択回路ＭＳ２は、第２ベースカウンタ信号Ｂｃ２に応じて、図７（Ｄ）に示す第２モード選択信号ＰｕｂをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルにする。以後、時刻ｔ＝ｔ７及びｔ８も上述と同一動作を行うので説明は省略する。

図６は、図５に示す本発明の実施形態２に係るインバータ装置の第１アームの動作を説明する波形図であり、第２アームは第１アームに対して１２０°位相シフトした状態で動作し、第３アームは第１アームに対して２４０°位相シフトした状態で動作で同一動作を行うので第１アームの動作のみを説明して第２アーム及び第３アームの説明は省略する。

図６（Ａ）の波形は、高周波（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃｒの波形を示し、図６（Ｂ）の波形は、周波数を低くした（例えば、６ＫＨｚ）キャリア信号Ｃｒｌを示す。図６（Ｃ）の波形は、第１出力電圧検出信号Ｖｕを示し、図６（Ｄ）の波形は、キャリア信号選択信号Ｓｅを示し、図６（Ｅ）の波形は、第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１を示し、図６（Ｆ）の波形は、第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１を示す。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図６に示す時刻ｔ＝ｔ２（位相角が６０°）のときに第２モード選択信号ＰｕｂをＨｉｇｈレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ２の期間中は、第２モード選択信号ＰｕｂがＬｏｗレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第２モード選択信号ＰｕｂがＬｏｗレベルのとき接点をｃ側にして、図６（Ａ）に示す、（例えば、１２ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃｒを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭは、時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ２の期間中、キャリア信号Ｃｒとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図６（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図６（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図６に示す時刻ｔ＝ｔ３（位相角が１２０°）のときに第２モード選択信号ＰｕｂをＬｏｗレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の期間中は、第２モード選択信号ＰｕｂはＨｉｇｈレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第２モード選択信号ＰｕｂがＨｉｇｈレベルのときに接点をｂ側にして、図６（Ｂ）に示す、キャリア信号Ｃｒｌを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭ１は、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の期間中、キャリア信号Ｃｒｌとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒｌがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図６（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒｌがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図６（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図６に示す時刻ｔ＝ｔ７（位相角が２４０°）のときに第２モード選択信号Ｐｕｂを再度Ｈｉｇｈレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ７の期間中は、第２モード選択信号ＰｕｂがＬｏｗレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第２モード選択信号ＰｕｂがＬｏｗレベルのとき接点をｃ側にして、図６（Ａ）に示す、キャリア信号Ｃｒを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭは、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ７の期間中、キャリア信号Ｃｒとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図６（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図６（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。

位相範囲設定回路ＰＵは、第１出力電圧検出信号Ｖｕの位相角をカウントして、図６に示す時刻ｔ＝ｔ８（位相角が３００°）のときに第２モード選択信号ＰｕｂをＬｏｗレベルにする。このとき、時刻ｔ＝ｔ７〜ｔ８の期間中は、第２モード選択信号ＰｕｂはＨｉｇｈレベルになる。キャリア信号選択回路ＳＥは、第２モード選択信号ＰｕｂがＨｉｇｈレベルのときに接点をｂ側にして、図６（Ｂ）に示す、キャリア信号Ｃｒｌを選択して出力する。

パルス幅変調回路ＰＷＭ１は、時刻ｔ＝ｔ７〜ｔ８の期間中、キャリア信号Ｃｒｌとフイードバック制御信号Ｆｂｕとを比較し、キャリア信号Ｃｒｌフイードバック制御信号Ｆｂｕより大きいときに、図６（Ｅ）に示す第１アーム下側用パルス幅変調信号Ｕｎ１がＨｉｇｈレベルなり、キャリア信号Ｃｒｌがフイードバック制御信号Ｆｂｕより小さいときに、図６（Ｆ）に示す第１アーム上側用パルス幅変調信号Ｕｐ１がＨｉｇｈレベルなる。

上述より、三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角が位相９０°及び位相２７０°を中心値とする予め定めた位相範囲にあるときに、高周波のキャリア周波数を低くするだけでスイッチング損出を減少させ、インバータ装置の電力変換効率を上げることができる。

本発明の実施形態１に係るインバータ装置の電気接続図である。実施形態１に係るインバータ装置の動作を説明する波形図である。図１に示す位相範囲設定回路の詳細図である。図３に示す位相範囲設定回路の動作を説明する波形図である。実施形態２に係るインバータ装置の電気接続図である。実施形態２に係るインバータ装置の動作を説明する波形図である。実施形態２に使用する位相範囲設定回路の動作を説明する波形図である。従来技術のインバータ装置の電気接続図である。従来技術のインバータ装置の動作を説明する波形図である。

符号の説明

ＡＣコンデンサ
ＡＬリアクトル
ＢＣ１第１ベースカウンタ回路
ＢＣ２第２ベースカウンタ回路
Ｂｃ１第１ベースカウンタ信号
Ｂｃ２第２ベースカウンタ信号
ＣＴ出力電流検出回路
ＣＲキャリア信号発生回路
ＣＲＨキャリア信号発生回路
ＣＲＬキャリア信号発生回路
ＣＥ１第１カウンタ設定回路
Ｃｅ１第１カウンタ設定信号
ＣＥ２第２カウンタ設定回路
Ｃｅ２第２カウンタ設定信号
Ｃｒキャリア信号（例えば、１２ＫＨｚ）
Ｃｒｈキャリア信号（例えば、２４ＫＨｚ）
Ｃｒｌキャリア信号（例えば、６ＫＨｚ）
ＤＲ駆動回路
Ｄ１帰還ダイオード
Ｄ２帰還ダイオード
Ｄ３帰還ダイオード
Ｄ４帰還ダイオード
Ｄ５帰還ダイオード
Ｄ６帰還ダイオード
ＤＣＶ直流電源（太陽光パネル）
ＦＢフイードバック制御回路
Ｆｂｕフイードバック制御信号
ＩＲ出力指令設定回路
Ｉｒｕ出力指令設定信号
Ｉｕ第１出力電流検出信号
Ｉｖ第２出力電流検出信号
Ｉｗ第３出力電流検出信号
ＭＳ１第１モード選択回路
ＰＷＭ第１パルス幅変調回路
ＰＵ位相範囲設定回路
Ｐｕａ第１モード選択信号
Ｐｕｂ第２モード選択信号
ＰＧパルス発生回路
Ｐｇパルス発生信号
ＳＥキャリア信号選択回路
ＴＲ１第１のスイッチング素子
ＴＲ２第２のスイッチング素子
ＴＲ３第３のスイッチング素子
ＴＲ４第４のスイッチング素子
ＴＲ５第５のスイッチング素子
ＴＲ６第６のスイッチング素子
Ｔｒ１第１の駆動信号
Ｔｒ２第２の駆動信号
Ｔｒ３第３の駆動信号
Ｔｒ４第４の駆動信号
Ｔｒ５第５の駆動信号
Ｔｒ６第６の駆動信号
ＴＲＮ変圧器
Ｕｎ１第１アーム下側用パルス幅変調信号
Ｕｐ１第１アーム上側用パルス幅変調信号
Ｕｎ２第２アーム下側用パルス幅変調信号
Ｕｐ２第２アーム上側用パルス幅変調信号
Ｕｎ３第３アーム下側用パルス幅変調信号
Ｕｐ３第３アーム上側用パルス幅変調信号
ＶＴ出力電圧検出回路
Ｖｕ第１出力電圧検出信号
Ｖｖ第２出力電圧検出信号
Ｖｗ第３出力電圧検出信号

Claims

直流電源の出力側に接続される第１アーム、第２アーム及び第３アームから三相ブリッジのインバータを形成し、前記三相インバータから出力される高周波パルス電圧の高周波成分を三相フィルタによって除去し三相系統電源と同一周波数の基本波成分のみを抽出して三相交流電圧を出力し、前記三相インバータの各相のアームを予め定めた高周波のキャリア周波数に基づいてパルス幅変調制御して出力を制御するインバータ装置の出力制御方法において、前記高周波のキャリア周波数より低い予め定めた低周波のキャリア周波数を設け、前記三相交流電圧のＵ相、Ｖ相及びＷ相の各位相角が６０°〜１２０°及び２４０°〜３００°の位相範囲にあるときは、前記低周波のキャリア周波数を選択し、前記各位相角が前記位相範囲を外れたときは、前記高周波のキャリア周波数を選択する、ことを特徴とするインバータ装置のパルス幅変調制御方法。