JP4970129B2 - 近接検知センサ及び近接検知方法 - Google Patents

Description

本発明は、被検知物体の近接を検知電極と接地との間の静電容量変化によって検出する近接検知センサ及び近接検知方法に関する。

従来から静電容量によって被検知物体の近接を検知するセンサが知られている。この種のセンサは、センサ部である検知電極と接地との間の静電容量によって変化する周波数やデューティ比を検出することにより、物体の近接を検知している（特許文献１）。しかし、このような近接検知センサは、温度、湿度、外来ノイズといった周囲環境要素に検出値が影響を受けやすいという問題がある。このため、特許文献１に開示されたセンサには、アナログ回路の温度依存性を補償するため、所定の温度特性を示すサーミスタや半導体温度センサが設けられている。
特開２００２−１４１７４（段落００８２〜００８９、図８、図９）

しかしながら特許文献１に示すような近接検知センサでは、サーミスタや半導体温度センサを搭載すると高コストになるという問題だけでなく、温度特性をアナログ回路の温度特性と適合させるための設計が難しいという問題点を有する。また、検知電極の静電容量変化を検出する上記のセンサでは、検知電極やアナログ回路によって付加される初期静電容量値に重畳して変化分が出力される。さらに、検知回路の検知出力電圧値は電源電圧に依存して有限であるため、出力値の上限を仮に電源電圧までとすると、電源電圧から初期静電容量の値を差し引いた電圧幅分の値しか取ることができない。つまり、ダイナミックレンジを大きくすることができないため、高精度の検出ができないという問題もある。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、パルス幅の差分を演算出力する回路構成で高精度な検知が可能な近接検知センサ及び近接検知方法を提供することを目的とする。

本発明に係る近接検知センサの第１の態様は、被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する検知電極と、前記検知電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第１のパルス信号を出力する第１検知回路と、参照コンデンサと、前記参照コンデンサの静電容量に応じたパルス幅の第２のパルス信号を出力する第２検知回路と、前記第１のパルス信号から前記第２のパルス信号を減じた差分パルスのパルス幅を演算出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る近接検知センサの第１の態様によれば、検知電極と同等の環境特性を有する参照コンデンサを具備することで簡易な回路構成で高精度な環境特性補償を行うことができる。

本発明に係る近接検知センサの第２の態様は、被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する検知電極と、前記検知電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第１のパルス信号を出力する第１検知回路と、前記検知電極の前記被検知物体が近接する表側とは反対の裏側に配置された参照電極と、前記検知電極と前記参照電極との間に配置されたシールドと、前記参照電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第２のパルス信号を出力する第２検知回路と、前記第１のパルス信号から前記第２のパルス信号を減じた差分パルスのパルス幅を演算出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る近接検知センサの第２の態様によれば、検知電極と参照電極を近傍に配置することで外来の影響を等しく排除可能になり簡易な回路構成で高精度な環境特性補償を行うことが可能となる。

第２の態様の近接検知センサにおいて、前記参照電極は、被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する構成とすることができる。このように構成することにより、参照電極を第２の検知電極として利用することも可能である。

第１及び第２の態様の近接検知センサにおいて、前記第２検知回路から出力される前記第２のパルス信号の初期値は、前記第１検知回路から出力される前記第１のパルス信号の初期値とほぼ等しい値であるように構成してもよい。このように構成することにより、第１の検知回路が持つ初期の静電容量も合わせて減算して変化分だけを取り出すことができる。電源電圧を上限とする有限な値をとることしか出来ない電気回路においても、変化分だけを取り出すことにより後段での信号処理を容易にすることができる。

第１及び第２の態様の近接検知センサにおいて、前記第１のパルス信号及び前記第２のパルス信号の立ち上がりを同期させるトリガ信号生成回路を更に備えるように構成することができる。パルス信号を同期させることにより、検知信号波形と参照信号波形の同期を取ることが出来る。これによりパルスレベルでの減算動作を容易に得ることができる。

第１及び第２の態様の近接検知センサにおいて、前記第１のパルス信号を前記第２のパルス信号に対して遅延させる遅延回路を更に備えるように構成してもよい。更に、前記差分パルスを直流信号に変換するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタによって生成された直流信号を増幅する直流増幅器とを更に備えるように構成することもできる。パルス信号を意図的に遅延させる回路を挿入することにより、論理減算時におけるグリッジの発生を防ぐことが出来る。また、差分値を直流化することにより、変化分だけを取り出すことが可能になる。後段での増幅や信号処理を可能にすることができ、微小な変化を検知することが可能となる。

第１及び第２の態様の近接検知センサにおいて、前記差分パルスのパルス幅をしきい値と比較し、その大小関係に基づいてＯＮ／ＯＦＦ信号を出力するように構成してもよい。差分値を直流化することにより、変化分だけを取り出すことが可能になる。後段で増幅等を行うことで検知信号の微小な変化でもＯＮ／ＯＦＦ出力が可能となる。

第１及び第２の態様の近接検知センサにおいて、前記検知電極は複数の電極からなり、前記複数の電極からの信号を選択して前記第１検知回路に入力するセレクタ回路を更に備えるように構成することもできる。

本発明に係る近接検知方法の第１の態様は、被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する検知電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第１のパルス信号を入力しパルス幅を計測する第１パルス幅計測ステップと、参照コンデンサの静電容量に応じたパルス幅の第２のパルス信号を入力しパルス幅を計測する第２パルス幅計測ステップと、前記第１のパルス信号のパルス幅から前記第２のパルス信号のパルス幅を減じた差分パルスのパルス幅を演算出力する演算ステップとを備えたことを特徴とする。

本発明に係る近接検知方法の第２の態様は、被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する検知電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第１のパルス信号を入力しパルス幅を計測する第１パルス幅計測ステップと、参照電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第２のパルス信号を入力しパルス幅を計測する第２パルス幅計測ステップと、前記第１のパルス信号のパルス幅から前記第２のパルス信号のパルス幅を減じた差分パルスのパルス幅を演算出力する演算ステップとを備えたことを特徴とする。

本発明の近接検知センサ及び近接検知方法によれば、パルス幅の差分を演算出力する回路構成で高精度な検知を行うことが可能となる。

次に、添付した図面を参照し、本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

この近接検知センサは、被検知物体の近接に応じてデューティ比が変化するパルス信号を生成するパルス信号生成部１Ａと、生成されたパルス信号の信号処理を行ってデューティ比に応じた出力値を出力すると共に、外部にＯＮ／ＯＦＦ出力を行う信号処理部３Ａとを備えて構成されている。

パルス信号生成部１Ａは、検知電極２と、この検知電極２と接地との間の静電容量に応じたパルス幅の検知パルス信号Ｐ_１を出力する第１検知回路４と、参照コンデンサ６と、この参照コンデンサ６の静電容量に応じたパルス幅の参照パルス信号Ｐ_２を出力する第２検知回路８と、第１検知回路４及び第２検知回路８にトリガ信号ＴＧを出力し検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２の立ち上がりを同期させるトリガ信号生成回路１０と、第１検知回路４から入力される検知パルス信号Ｐ_１と第２検知回路８から入力される参照パルス信号Ｐ_２とから差分パルス信号Ｐ_３を算出する演算回路１２とを備えて構成されている。

検知電極２は、人体等の被検知物体の近接を検知可能なエリアに設置される。検知電極２と接地との間の静電容量Ｃｘは、被検知物体の近接に応じて変化する。第１検知回路４は、トリガ信号生成回路１０から入力されるトリガ信号ＴＧに同期し、検知電極２と接地との間の静電容量Ｃｘに応じてデューティ比が変化する検知パルス信号Ｐ_１を生成するように構成されている。生成された検知パルス信号Ｐ_１は、演算回路１２に出力される。

参照コンデンサ６の静電容量Ｃｒｅｆは、被検知物体の近接によっては変化しない。第２検知回路８は、トリガ信号生成回路１０から入力されるトリガ信号ＴＧに同期し、参照コンデンサ６の静電容量Ｃｒｅｆに対応するデューティ比の参照パルス信号Ｐ_２を生成するように構成されている。生成された参照パルス信号Ｐ_２は、演算回路１２に出力される。

演算回路１２は、入力された検知パルス信号Ｐ_１から参照パルス信号Ｐ_２を減じ、差分パルス信号Ｐ_３（＝Ｐ_１−Ｐ_２）を出力するように構成されている。この差分パルス信号Ｐ_３は、信号処理部３Ａに出力される。

信号処理部３Ａは、パルス信号をデジタル値に変換して外部に出力すると共に、このデジタル値に基づいてＯＮ／ＯＦＦ出力を行うＣＰＵ１３を備えて構成されている。ＣＰＵ１３は、入力された差分パルス信号Ｐ_３をデューティ比に応じたデジタル値に変換し、デジタル信号として出力すると共に、このデジタル信号に基づいた近接検知センサのＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替えるＯＮ／ＯＦＦ出力を行う。なお、ＣＰＵ１３は論理回路として構成することもできる。

このように構成された近接検知センサにおいて、検知電極２に被検知物体が近接すると、検知電極２の被検知物体を介した対接地静電容量Ｃｘが変化し、検知パルス信号Ｐ_１のデューティ比が変化する。また、検知パルス信号Ｐ_１のデューティ比は、温度、湿度、外来ノイズ等の環境変化によっても変動する。一方、第２検知回路８から出力される参照パルス信号Ｐ_２のデューティ比は、被検知物体の近接によっては変化せず、温度や湿度等の周囲環境にのみ依存性を有する。演算回路１２は、検知パルス信号Ｐ_１から参照パルス信号Ｐ_２を減じることによって、検知パルス信号Ｐ_１に含まれる温度や湿度等の周囲環境による影響を取り除き、被検知物体の近接のみによって変化する差分パルス信号Ｐ_３を出力する。

このような第１の実施形態に係る近接検知センサの回路構成例について説明する。図２は、第１の実施形態に係る近接検知センサのパルス信号生成部１Ａの回路構成例を示す図である。

検知電極２と接地との間の静電容量Ｃｘに応じた検知パルス信号Ｐ_１を生成する第１検知回路４と、参照コンデンサ６の静電容量に応じた参照パルス信号Ｐ_２を生成する第２検知回路８とはほぼ同一構成である。

第１検知回路４は、２つのコンパレータ１４、１６と、これらコンパレータ１４、１６の出力がそれぞれリセット端子Ｒ、セット端子Ｓに入力されるＲＳフリップフロップ回路（以下、「ＲＳ−ＦＦ」と呼ぶ）１８と、このＲＳ−ＦＦ１８の出力ＤＩＳ_１を出力するバッファ２０と、ＲＳ−ＦＦ１８の出力ＤＩＳ_１でＯＮ／ＯＦＦ制御されるトランジスタ２２とを備えて構成されている。

コンパレータ１６は、トリガ信号生成回路１０から出力される図３に示すようなトリガ信号ＴＧを、分圧抵抗Ｒ_Ａ１、Ｒ_Ｂ１、Ｒ_Ｃ１によって生成された所定のしきい値Ｖth_Ｂ1と比較して、トリガ信号ＴＧに同期したセットパルスを出力する。このセットパルスは、ＲＳ−ＦＦ１８のＱ出力をセットする。このＱ出力は、ディスチャージ信号ＤＩＳ_１としてトランジスタ２２をＯＦＦ状態にする。トランジスタ２２がオフ状態において、検知電極２とグランドとの間は、検知電極２の対接地静電容量Ｃｘ及び入力端と電源ラインとの間に接続された抵抗Ｒ_Ｄ１による時定数で決まる速度で充電される。これにより、図３に示すように、入力信号Ｖin₁の電位が静電容量Ｃｘによって決まる速度で上昇する。ここで、入力信号Ｖin₁が分圧抵抗Ｒ_Ａ１、Ｒ_Ｂ１、Ｒ_Ｃ１で決まるしきい値Ｖth_Ａ１を超えると、コンパレータ１４の出力が反転してＲＳ−ＦＦ１８の出力を反転させる。この結果、トランジスタ２２がＯＮ状態となり、検知電極２のチャージされた電荷がトランジスタ２２を介して放電される。したがって、第１検知回路４は、検知電極２とグランドとの間の静電容量Ｃｘに基づくデューティ比で発振する検知パルス信号Ｐ_１を出力する。このように生成された検知パルス信号Ｐ_１は、演算回路１２に出力される。

同様に、第２検知回路８は、２つのコンパレータ２４、２６と、これらコンパレータ２４、２６の出力がそれぞれリセット端子Ｒ、セット端子Ｓに入力されるＲＳ−ＦＦ２８と、このＲＳ−ＦＦ２８の出力ＤＩＳ_２を出力するバッファ３０と、ＲＳ−ＦＦ２８の出力ＤＩＳ_２でＯＮ／ＯＦＦ制御されるトランジスタ３２とを備えたタイマー回路である。

コンパレータ２６は、トリガ信号生成回路１０から出力されるトリガ信号ＴＧを、分圧抵抗Ｒ_Ａ２、Ｒ_Ｂ２、Ｒ_Ｃ２によって生成された所定のしきい値Ｖth_Ｂ2と比較して、トリガ信号ＴＧに同期したセットパルスを出力する。このセットパルスは、ＲＳ−ＦＦ１８のＱ出力をセットし、ディスチャージ信号ＤＩＳ_２としてトランジスタ２２をＯＦＦ状態にする。これにより、入力信号Ｖin_２の電位が静電容量Ｃｒｅｆ及び入力端と電源ラインとの間に接続された抵抗Ｒ_Ｄ２によって決まる速度で上昇する。ここで、入力信号Ｖin_２がしきい値Ｖth_Ａ２を超えると、トランジスタ３２がＯＮ状態となり、参照コンデンサ６のチャージされた電荷が放電される。したがって、検知回路８は、参照コンデンサ６の静電容量Ｃｒｅｆに基づくデューティ比で発振する参照パルス信号Ｐ_２を出力する。このように生成された参照パルス信号Ｐ_２は、演算回路１２に出力される。

演算回路１２は、入力された検知パルス信号Ｐ_１から参照パルス信号Ｐ_２を減じ、図３に示すような差分パルス信号Ｐ_３を出力する。なお、差分パルス信号Ｐ_３は、例えば、検知パルス信号Ｐ_１と、参照パルス信号Ｐ_２の反転パルスとの論理積によって得られる。

このように、２つの検知回路４、８の周囲環境特性がほぼ等しいとすれば、周囲環境のみに依存性を有する第２検知回路８からの参照パルス信号Ｐ_２を検知パルス信号Ｐ_１から減じることにより、温度や湿度などの影響を取り除くことができる。これによって、簡易な構成により高精度な静電容量検出を行うことができる。

ここで、第１の実施形態に係る近接検知センサを用いて、本発明の効果を検証するために行った検証実験について説明する。第１の実施形態に係る近接検知センサにおいて、検知電極２として２０ｐＦのコンデンサ、及び参照コンデンサ６として１５ｐＦのコンデンサを接続した。このように構成された近接検知センサの周囲温度を−４０℃から９０℃に変化させ、ＣＰＵ１３から出力されるデジタル信号の変化量を調べた。図４は、１０℃ごとに周囲温度を変化させたときの周囲温度と出力値の変化量との関係を示した図である。なお、変化量は２５℃におけるデジタル信号値を基準とした。この結果、−４０℃から９０℃でのデジタル信号の値のバラつきは±１％以内であった。また、デジタル信号値は温度に応じて変化していないことから、温度依存性による影響が取り除かれることが確認された。

なお、被検知物体の非検知状態での第１検知回路４から出力された検知パルス信号Ｐ_１のパルス幅の初期値を、第２検知回路８から出力される参照パルス信号Ｐ_２のパルス幅の初期値と等しい値とするために、参照コンデンサ６の静電容量Ｃｒｅｆを調整することができる。

図５は、検知電極２の静電容量と検出されるパルス信号のパルス幅の関係を示すグラフである。横軸は検知電極２と接地との間の静電容量Ｃｘを示す。縦軸は第１検知回路４により出力されるパルス信号Ｐ_１のパルス幅を示す。

検知電極２に被検知物体が接近しておらず、検知電極２とグランドの間の初期静電容量がＣｏである場合、検出されるパルス信号のパルス幅はＰ（Ｃｏ）である。ここで、検知電極２に被検知物体が接近した場合、静電容量Ｃｘの変化分ΔＣｘに従い検知パルス信号Ｐ_１の値が増加する。即ち検知パルス信号Ｐ_１のパルス幅はＰ（Ｃｏ＋ΔＣｘ）となる。検知電極２の初期静電容量によるパルス幅Ｐ（Ｃｏ）が大きく、静電容量変化によるパルス幅の変化Ｐ（ΔＣｘ）が小さいときには、増幅回路のダイナミックレンジを大きくとることができず増幅回路により増幅を行ったとしても、パルス幅の変化を高精度に検出することができない。

その際に、検知電極２の初期静電容量によるパルス幅Ｐ（Ｃｏ）と参照パルス信号Ｐ_２のパルス幅が等しくなるように参照コンデンサ６の静電容量を調整する。すなわちＰ（Ｃｒｅｆ）＝Ｐ（Ｃｏ）となるようなＣｒｅｆを選択する。ここで、第１検知回路４と第２検知回路８にも初期静電容量が存在するので、これらも見積もってＣｒｅｆの値を設定する。

このような状態では、検知パルス信号Ｐ_１と参照パルス信号Ｐ_２との差をとった差分パルス信号Ｐ_３はＰ_３＝Ｐ（Ｃｏ＋ΔＣｘ）−Ｐ（Ｃｒｅｆ）即ちＰ_３＝Ｐ（ΔＣｘ）（∵Ｐ（Ｃｏ）＝Ｐ（Ｃｒｅｆ））となる。

このように、生成される差分パルス信号Ｐ_３は、検知電極２における被検知物体の接近による静電容量変化のみを反映したものとなる。この場合、増幅回路のダイナミックレンジを大きくして、これを増幅することにより、検知パルス信号Ｐ_１の変化が微小であっても、これを確実に検出することができる。微小な信号強度の変化を高精度に測定するための高額な素子を必要とせず、簡易な回路構成で高精度な検知を行うことができる。

また、検知電極２において、被検知物体との関係によって決まる所定区間だけの静電容量変化を検出したい場合がある。例えば、図５におけるＣｘのＣａからＣｂまでの間の変化量を検出したい場合である。この場合、Ｃａまでの静電容量変化を検出させないように、参照コンデンサの静電容量の値としてＰ（Ｃｒｅｆ）＝Ｐ（Ｃａ）となるようなＣｒｅｆを選べばよい。検知電極２の静電容量の値がＣｏからＣａまでの間にあるとき、検知パルス信号Ｐ_１から参照パルス信号Ｐ_２を減じた差分パルス信号Ｐ_３は検出されない。また、検知電極２の静電容量がＣａより大きいとき、検知パルス信号Ｐ_１から参照パルス信号Ｐ_２を減じた差分パルス信号Ｐ_３はＣａからの変化を反映した値をとる。上限値Ｃｂは、例えば被検知物体が検知電極２に接触したときの静電容量に相当する。

このように構成することにより、検知電極のある区間の変化量のみを高精度に計測することができる。また、ＣｏからＣａまでの容量変化をノイズマージンとし、検知電極に混入する外来ノイズと同等の静電容量変化を参照コンデンサに付加することでノイズ耐性を向上させることもできる。

次に、本発明の第２の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図６は、第２の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。第２の実施形態に係る近接検知センサは、パルス信号生成部１Ｂと、信号処理部３Ｂとを備えて構成されている。

パルス信号生成部１Ｂは、演算回路１２を有さない点で第１の実施形態におけるパルス信号生成部１Ａと異なる。パルス信号生成部１Ｂは、第１検知回路４により生成された検知パルス信号Ｐ_１及び第２検知回路８により生成された参照パルス信号Ｐ_２を信号処理部３Ｂに出力する。

信号処理部３Ｂは、ＣＰＵ１５を備えて構成されている。ここで、ＣＰＵ１５は、入力された検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２をデジタル値に変換すると共に、２つのデジタル値の差分値を演算する処理を行う点で第１の実施形態に係るＣＰＵ１３と異なる。ＣＰＵ１５は、この差分値をデジタル値として外部に出力すると共に、このデジタル値に基づいてＯＮ／ＯＦＦ出力を行う点では第１の実施形態に係るＣＰＵ１３と同様である。

信号処理部３Ｂにおける処理について図７を用いて説明する。図７は、ＣＰＵ１５において、ＯＮ／ＯＦＦ出力を行う処理の例を示すフローチャートである。ＣＰＵ１５には、パルス信号生成部１Ｂにより生成された検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２が入力される。ステップＳ１において、ＣＰＵ１５は入力された検知パルス信号Ｐ_１のパルス幅を計測し、検知デジタル信号Ｄ_１を生成する。ステップＳ２において、同様に入力された参照パルス信号Ｐ_２のパルス幅を計測し、参照デジタル値Ｄ_２を生成する。ステップＳ３において、ＣＰＵ１５は検知デジタル値Ｄ_１から参照デジタル値Ｄ_２を減じ、差分パルスの幅である差分デジタル値Ｄ_３を生成し、デジタル値として出力する。ステップＳ４において、ＣＰＵ１５は生成された差分デジタル値Ｄ_３とあらかじめ定められているしきい値とを比較する。本実施の形態では、差分デジタル値Ｄ_３が設定されたしきい値を上回っている場合にはステップＳ５に進みＯＮ出力を行い、下回っている場合にはステップＳ６に進みＯＦＦ出力を行うこととしている。近接検知センサが作動している間はＣＰＵ１５はこの処理を繰り返す。

このように、信号処理部３Ｂにおいて、検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２をＣＰＵ１５を用いて処理することにより、パルス信号生成部に演算回路を設ける必要がなく、パルス信号生成部の構成をよりシンプルにすることができる。また、差分デジタル値の正負を識別でき、しきい値についても上限下限を含めて柔軟に設定することができる。

なお、トリガ信号生成回路１０において生成されるトリガ信号ＴＧの代わりにＣＰＵからの出力信号を用いることもできる。ＣＰＵ１５において、検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２のパルス幅を計測するほかに、ＡＤコンバータ等を用いて検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２を計測しデジタル値として出力するよう構成することも可能である。

次に、本発明の第３の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図８は、第３の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。第３の実施形態に係る近接検知センサは、パルス信号生成部１Ｃと、信号処理部３Ｃとを備えて構成されている。

この実施形態では、信号処理部３ＣがＣＰＵ１３の前段にローパスフィルタ（ＬＰＦ）４０と直流増幅器４２とを備え、生成された差分パルス信号Ｐ_３を一旦アナログ値に変換している。図１のトリガ信号生成回路１０は、発振回路３５とこの発振回路３５の出力を分周してトリガ信号ＴＧを生成する分周回路３４とにより構成されている。発振回路３５は内部発振可能なもので、外部に水晶やセラミックの発振子を接続したものでも良い。図１の演算回路１２は、第２検知回路８から出力される参照パルス信号Ｐ_２を反転させるインバータ３８と、第１検知回路４から出力される検知パルス信号Ｐ_１及びインバータ３８の出力を論理積するＡＮＤ回路３６により構成されている。

ＡＮＤ回路３６から出力される差分パルス信号Ｐ_３は、ＬＰＦ４０によって直流電圧に変換され、直流増幅器４２によって増幅されてＣＰＵ１３に入力される。ＣＰＵ１３は、この信号に基づいてデジタル値出力及びＯＮ／ＯＦＦ出力を行う。

このように、差分パルス信号Ｐ_３を直流化するため、電圧初期値を小さくすることができ、後段の直流増幅器４２の増幅度を初期静電容量を含んだパルスを直流化するよりも高くすることができ、ダイナミックレンジの大きな高精度の検知が可能になる。また、信号処理部３Ｃにおいて、ＬＰＦ４０を用いて差分パルス信号Ｐ_３を平滑化することにより、検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２の立ち上がりの時間差から生じるグリッジを除去することができる。

本発明の第４の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図９は、本発明の第４の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

第４の実施形態に係る近接検知センサは、パルス信号生成部１Ｄと、信号処理部３Ａとを備えて構成されている。

パルス信号生成部１Ｄは、グリッジを除去するための遅延回路４４が設けられている。遅延回路４４は、第１検知回路４から出力される検知パルス信号Ｐ_１を第２検知回路８から出力される参照パルス信号Ｐ_２に対して僅かに遅延させる。

これによって、検知パルス信号Ｐ_１及び参照パルス信号Ｐ_２の立ち上がりの時間差から生じるグリッジを除去することができる。

また、グリッジを除去する他の手段としては、フリップフロップ回路を設け、このフリップフロップ回路にサンプルクロックを入力することにより同期型のサンプリング回路を構成して各パルス信号Ｐ_１、Ｐ_２をサンプリングするようにしてもよい。或いは、第１検知回路４及び第２検知回路８からの出力を同期させて出力するよう構成することも可能である。

本発明の第５の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図１０は、本発明の第５の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

第５の実施形態は、パルス信号生成部１Ｃと、信号処理部３Ｄとを備えて構成されている。なお、パルス信号生成部１Ｃは、第３の実施形態と同一構成である。信号処理部３Ｄは、パルス信号生成部１Ｃから入力された差分パルス信号Ｐ_３のパルス幅をデジタル値に変換して出力するパルス幅計測回路４６と、しきい値を生成するしきい値設定回路４８と、デジタル値としきい値とを入力して大小関係を比較し、その大小関係に基づいてＯＮ／ＯＦＦ出力を行う比較回路５０とを備えている。

パルス信号生成部１Ｃによって生成された差分パルス信号Ｐ_３は、パルス幅計測回路４６によってそのパルス幅に応じたデジタル値に変換される。このデジタル値は外部に出力されると共に、比較回路５０に出力される。比較回路５０は、一方にこのデジタル値を入力し、他方にしきい値設定回路４８によって設定されたしきい値を入力し、その大小関係に応じてＯＮ／ＯＦＦ出力を行う。

本発明の第６の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図１１は、第６の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

第６の実施形態は、パルス号生成部１Ｃ及び信号処理部３Ｅを備えて構成されている。なお、パルス信号生成部１Ｃは、第３の実施形態と同一構成である。

信号処理部３Ｅは、パルス信号生成部１Ｃによって生成された差分パルス信号Ｐ_３を直流化するＬＰＦ４０と、このＬＰＦ４０から出力された信号をGain設定部５４によって設定された増幅度で増幅する直流増幅器４２と、しきい値設定回路５２と、直流増幅器４２によって増幅された信号としきい値設定回路５２によって生成されたしきい値との大小関係を比較し、その大小関係に応じてＯＮ／ＯＦＦ出力を行うヒステリシスコンパレータ５６と、このヒステリシスコンパレータ５６のヒステリシス特性を設定するヒステリシス設定回路５８とを備えている。

パルス信号生成部１Ｃによって生成された差分パルス信号Ｐ_３は、ＬＰＦ４０によって直流化された後、直流増幅器４２においてGain設定部５４によって設定されたゲインで増幅される。増幅された直流信号は、アナログ値として外部に出力されると共に、ヒステリシスコンパレータ５６によってしきい値と比較され、その大小関係に応じてＯＮ／ＯＦＦ出力に変換される。この実施形態では、ヒステリシスコンパレータ５６を使用しているため、耐ノイズ特性が、さらに向上する。

ここで、第６の実施形態に係る近接検知センサを用いて、本発明の効果を検証するために行った検証実験について説明する。第６の実施形態に係る近接検知センサにおいて、パルス信号生成部１Ｃ及び信号処理部３Ｅは電子回路により構成される。その検知電極２として５ｐＦのコンデンサ、参照コンデンサ６として３ｐＦのコンデンサを接続した。このように構成された近接検知センサの周囲温度を−４０℃、２５℃及び８５℃に変化させ、直流増幅器４２から出力されるアナログ信号の変化量を調べた。この温度特性の測定を、第２検知回路８を停止させ第１検知回路４のみの信号を通過させるようにした場合と、第２検知回路８を動作させ第１検知回路４の信号との差分値を演算した場合との２通り行った。実験には、温度特性等の環境特性が同じコンデンサを用いた。表１は、周囲温度を変化させたときの周囲温度と出力値の変化量との関係を示した表である。なお、変化量は２５℃におけるアナログ信号値を基準とした。

この結果、−４０℃と８５℃での本実施形態に係る近接検知センサのアナログ出力値は、第１検知回路４のみの信号に基づくアナログ出力値に比べ、変化量にして約半分程度までの改善が確認された。また、アナログ信号値のバラつきは、ほぼ±１％以内であり、温度による近接検知センサへの影響が取り除かれることが確認された。

本発明の第７の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図１２は、第７の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

第７の実施形態は、パルス号生成部１Ｅ及び信号処理部３Ｅを備えて構成されている。なお、信号処理部３Ｅは、第６の実施形態と同一構成である。

パルス信号生成部１Ｅにおいて、検知電極６１はセレクタ回路６０を介して第１検知回路４に接続されている。セレクタ回路６０には、ｃｈセレクト信号を出力するＣＰＵ６２が接続されている。また、ＣＰＵ６２には、ＯＮ／ＯＦＦ出力に基づいてＣＰＵ６２により点灯が制御されるＬＥＤ６４が接続されている。

パルス信号生成部１Ｅは、更に、オペアンプ６５を備えている。オペアンプ６５は、利得１のバッファを構成するもので、検知電極６１とその周りのガード電極及びシールド線等とを同電位に保つことにより、両者の間での充放電を防止するものである。オペアンプ６５は、ＯＮ／ＯＦＦ信号によって選択的に動作する。

本実施形態において、ＣＰＵ６２は、ｃｈセレクト信号をセレクタ回路６０に出力する。セレクタ回路６０はｃｈセレクト信号に基づいて、検知電極６１が備える複数の電極を順番にスキャンする。検知電極６１の複数の電極からの信号は、それぞれ順番に第１検知回路４に入力され、検知パルス信号Ｐ_１として出力される。この検知パルス信号Ｐ_１と第２検知回路８から出力される参照パルス信号Ｐ_２に基づいて生成された差分パルス信号Ｐ_３は信号処理部３ＥのＬＰＦ４０及び直流増幅器４２により直流変換され、アナログ値として出力される。また、このアナログ値出力はヒステリシスコンパレータ５６においてしきい値と比較される。セレクタ回路６０によりスキャンされた検知電極６１のあるチャンネルの電極について、その信号に基づくアナログ値出力がしきい値を超えた場合にＯＮ／ＯＦＦ出力を行う。本実施形態においては、アナログ出力がしきい値よりも高い場合にＯＮ出力を行うものとする。

このＯＮ／ＯＦＦ出力は、ＣＰＵ６２に入力される。ＣＰＵ６２は、ＯＮになっているチャンネルに応じた出力でＬＥＤ６４を点灯させる。これにより検知電極の各チャンネルの検知に応じた表示を行うことができる。

また、ＯＮ／ＯＦＦ出力はオペアンプ６５に入力される。オペアンプ６５は、ＯＮ／ＯＦＦ信号によって検知電極６１の周囲のガード電極に対してガード出力を行う。

この発明の第７の実施形態において、本発明の効果を検証するために行った検証実験について説明する。

図１３は、検証実験に用いた検知電極６１を示す平面図である。図１３（ａ）は検知電極６１の表面部、図１３（ｂ）は検知電極６１の裏面部を示す。検知電極６１は、表面部に４行４列に配置された１６個のリング状の電極部６６を有する。電極部６６の各電極間の間隔は２．５ｍｍである。この電極部６６はスルーホール６８を介して検知電極の裏面部に接続され、配線７０により接続端子７２へと配線されている。この検知電極６１の１６個のチャンネルの電極がそれぞれセレクタ回路６０に接続される。また、電極部６６の周囲にはガード電極７４が配置されている。ガード電極７４には、オペアンプのガード出力が入力される。

本検証実験において、第１検知回路４及び第２検知回路８に用いられる検知用の抵抗はいずれも７５ｋΩのものを用いた。参照コンデンサ６には５６ｐＦのコンデンサを使用した。また、Ｇａｉｎ設定部５４による直流増幅器４２のＧａｉｎは２倍とし、しきい値設定回路５２におけるしきい値は２．５Ｖとした。

この検証実験では、検知電極６１の指で触れた状態の一つの電極と、指で触れていない状態の別の電極のアナログ値出力を測定した。また、第２検知回路８を停止させ、第１検知回路４のみの信号を通過させるようにした場合と、第２検知回路８を動作させ、第１検知回路４の信号との差分値を演算した場合との２通りについて上記測定を行った。表２は、指で接触した電極と、接触していない電極との間の、ＬＰＦ及び直流増幅器の出力電圧の関係を示した表である。

第１検知回路４のみの信号に基づく直流増幅器４２のアナログ値出力は、指で触れた電極と触れていない電極とが、ともにしきい値である２．５Ｖを越えており両方ともＯＮ出力がされる。このため、この状態では近接検知センサとしては動作しないこととなる。

第２検知回路８を動作させ、参照コンデンサ６の出力に基づく参照パルス信号Ｐ_２との減算を行った場合、直流増幅器４２のアナログ値出力は互いに異なる値を示している。ここで、検知電極６１のｃｈ１６の電極に指で触れている場合には、出力電圧はしきい値である２．５Ｖを越えているためＯＮ出力がなされる。一方、検知電極６１のｃｈ１２の電極に指で触れていない場合には、出力電圧はしきい値を超えていないためＯＦＦ出力がなされる。この状態では、所定の電極に指が触れた際に、その出力電圧に基づくＯＮ出力で所定のＬＥＤを点灯することが可能である。よって、被検知物体の近接を検知する近接検知センサとして動作する。

検証実験の第１検知回路４のみで動作させた近接検知センサにおいて、しきい値を４．４Ｖ以上の値に設定し、Ｇａｉｎ設定部におけるＧａｉｎを１倍とすれば、指の接触の弁別は可能である。しかし、信号処理部における回路の測定上限値は電源電圧の５Ｖであり、これに近い値を使用することは、設計マージンを確保することを困難にさせる。信号処理部での増幅度を上げることが困難であるため、これ以上感度の小さい検知は測定不能となる。

一方、第２検知回路８を動作させた近接検知センサにおいて、アナログ値出力は測定上限値である電源電圧の３分の２程度である。このため、感度の小さい検知であっても減算値を大きくしたり、増幅度を上げたりすることにより検知が可能である。

この検証実験において、ガード電極７４が用いられている。ガード電極７４なしで検知を行うと、電極部６６が互いに影響を与える可能性がある。そのため、電極部６６や各電極から第１検知回路８への配線７０をガード電極７４を用いてシールドする。このガード電極には、ＧＮＤを用いることもでき、電極部６６が離れて配置されている場合には、用いなくても良い。

本実施形態における近接検知センサにおいて、有限の電源電圧内であっても、減算動作を行うことにより微小な静電容量の変化を検知することが可能となった。

上記の全ての実施形態において、参照コンデンサ６の代わりに参照電極７６を用いることができる。この場合、例えば図１４に示すように、検知電極２の裏側にシールド７８を介して参照電極７６を配するように構成することができる。このような構成により、検知電極２は被検知物体の近接に伴って検出値を変化させるが、参照電極７６は、被検知物体の近接に影響されずに参照値を出力させることができる。また、参照電極７６の裏側から発生する参照電極７６へのノイズの影響を除去するため、参照電極７６の裏側に更にシールド７８を配してもよい。

本発明の第８の実施形態に係る近接検知センサについて説明する。図１５は、本発明の第８の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

第８の実施形態は、パルス信号生成部１Ｆと、信号処理部３Ｆとを備えて構成されている。パルス信号生成部１Ｆは、第３の実施形態における参照コンデンサ６に変わって、被検知物体の接近により静電容量を変化させる検知電極７６が参照電極として用いられている点において第３の実施形態に係るパルス信号生成部１Ｃと異なる。また、コンデンサ８０が第１検知回路４に接続されている点においても第３の実施形態に係るパルス信号生成部１Ｃと異なる。信号処理部３Ｆは、第６の実施形態に係る信号処理部１Ｅにおけるアナログ値出力部分と同様の構成である。

パルス信号生成部１Ｆにおいて、検知電極２は第１検知回路４に接続されており、第１検知回路４は検知パルス信号Ｐ_１を出力する。ここで、検知電極２及び検知電極７６に被検知物体が近接していない状態でもその出力がフルレンジの中間値を示すように第１検知回路４の入力端子に初期静電容量を増加させるためのコンデンサ８０が接続される。

パルス信号生成部１Ｆにおいて、検知電極７６は、第２検知回路に接続されている。第２検知回路８は、第１検知回路４と同様に、検知電極７６と接地との間の静電容量変化を参照パルス信号Ｐ_２に変換して出力する。ここで、検知電極７６は初期静電容量が第１検出回路４の初期静電容量とほぼ等しく、被検知物体の接近により接地との間の静電容量が変化する。静電容量の変化に伴い参照パルス信号Ｐ_２のパルス幅も変化する。

第８の実施形態に係る近接検知センサによれば、検知電極２に被検知物体が接近することにより、検知電極２の静電容量が変化し、アナログ値として出力される電圧値がフルレンジの中間値から増加する。また、検知電極７６に被検知物体が接近することにより、検知電極７６の静電容量が変化し、出力される電圧値がフルレンジの中間値から減少する。上述の第１〜第７の実施形態では、参照コンデンサ６の出力する参照値は、検出値を減ずる温度補正のために使用されていたが、本実施形態に示すように参照コンデンサ６を電極７６に置き換えることにより、第２の検知電極として使用することも可能である。この場合、周囲環境変化は同相ノイズであるからキャンセルされる。

ここで、第８の実施形態に係る近接検知センサの効果を検証するために行った検証実験について説明する。パルス信号生成部における、検知電極２及び検知電極７６として５０ｍｍ角の銅箔を用い、この２つの検知電極を２０ｍｍの間隔をあけて配置した。また、各検知電極上に厚さ１ｍｍのアクリル板を配置した。そして、第１検知回路の入力端子に２０ｐＦのコンデンサを接続した。このように構成された近接検知センサの各検知電極に指を接触させていない状態と指を接触させた状態との出力電圧を計測した。

この検証実験において、両電極に何も接触していない状態の出力電圧と検知電極に指で接触した状態の出力電圧との比較を以下の表３に示す。

この結果、検知電極２及び検知電極７６にそれぞれ接触した状態の出力の変化は十分に計測できることが確認された。また、両電極に接触した場合の出力の変化はそれぞれの電極に接触した場合の出力の変化の差分値とほぼ一致している。従って、両検知電極に同時に接触した場合は、近接検知センサにおいて非検知状態を通知する構成とすることも可能である。また、このような近接検知センサは、初期静電容量を増加させるコンデンサを用いずに構成することも可能である。

以上、本発明の実施の形態を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲内において種々の変更、追加等が可能である。

例えば、トリガ信号生成回路１０は、内部発振可能な発振回路を用いて構成したが、外部からサンプル同期信号を入力するように構成してもよい。

第１の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る近接検知センサの一部回路構成を示す回路図である。 第１の実施形態に係る近接検知センサの回路構成例におけるタイミングチャートである。 周囲温度と変化量との関係を示す図である。 第１の実施形態に係る近接検知センサの検知電極の静電容量と検出されるパルス信号のパルス幅を示すグラフである。 第２の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 ＣＰＵにおいて、ＯＮ／ＯＦＦ出力を行う処理の例を示すフローチャートである。 第３の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 第４の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 第５の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 第６の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 第７の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。 検知電極の構成例を示す平面図である。 検知電極と参照電極との配置例を示す概略図である。 第８の実施形態に係る近接検知センサの電気的構成を示すブロック図である。

符号の説明

２、６１…検知電極、 ４…第１検知回路、 ６…参照コンデンサ、 ８…第２検知回路、 １０…トリガ信号発信回路、 １２…演算回路、 １４、１６、２４、２６…コンパレータ、 １８、２８…ＲＳフリップフロップ回路、 ２０、３０…バッファ、 ２２、３２…トランジスタ。

Claims (8)

1. 被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する検知電極と、
   前記検知電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第１のパルス信号を出力する第１検知回路と、
   前記検知電極の前記被検知物体が近接する表側とは反対の裏側に配置された参照電極と、
   前記検知電極と前記参照電極との間に配置されたシールドと、
   前記参照電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第２のパルス信号を出力する第２検知回路と、
   前記第１のパルス信号から前記第２のパルス信号を減じた差分パルスのパルス幅を演算出力する演算手段と
   を備えたことを特徴とする近接検知センサ。
2. 前記第２検知回路から出力される前記第２のパルス信号の初期値は、前記第１検知回路から出力される前記第１のパルス信号の初期値とほぼ等しい値であることを特徴とする請求項１記載の近接検知センサ。
3. 前記第１のパルス信号及び前記第２のパルス信号の立ち上がりを同期させるトリガ信号生成回路を更に備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の近接検知センサ。
4. 前記第１のパルス信号を前記第２のパルス信号に対して遅延させる遅延回路を更に備えたことを特徴とする請求項１〜３のうちいずれか１項記載の近接検知センサ。
5. 前記差分パルスを直流信号に変換するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタによって生成された直流信号を増幅する直流増幅器とを更に備えたことを特徴とする請求項１〜４のうちいずれか１項記載の近接検知センサ。
6. 前記差分パルスのパルス幅をしきい値と比較し、その大小関係に基づいてＯＮ／ＯＦＦ信号を出力するように構成されたことを特徴とする請求項１〜５のうちいずれか１項記載の近接検知センサ。
7. 前記検知電極は複数の電極からなり、前記複数の電極からの信号を選択して前記第１検知回路に入力するセレクタ回路を更に備えたことを特徴とする請求項１〜６のうちいずれか１項記載の近接検知センサ。
8. 被検知物体の近接に伴いグランドとの間の静電容量が変化する検知電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第１のパルス信号を入力しパルス幅を計測する第１パルス幅計測ステップと、
   前記検知電極の前記被検知物体が近接する表側とは反対の裏側に、シールドを介して配置された参照電極とグランドとの間の静電容量に応じたパルス幅の第２のパルス信号を入力しパルス幅を計測する第２パルス幅計測ステップと、
   前記第１のパルス信号のパルス幅から前記第２のパルス信号のパルス幅を減じた差分パルスのパルス幅を演算出力する演算ステップと
   を備えたことを特徴とする近接検知方法。

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