JP4982029B2

JP4982029B2 - 無線通信システムにおけるデータ伝送速度の適合化

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Publication number: JP4982029B2
Application number: JP2003396445A
Authority: JP
Inventors: ボエルジャン; ドリーセンバス; ギルラナン; ローランドクリーテカイ
Original assignee: Agere Systems LLC
Current assignee: Agere Systems LLC
Priority date: 2002-11-27
Filing date: 2003-11-27
Publication date: 2012-07-25
Anticipated expiration: 2023-11-27
Also published as: EP1424802A2; EP1424802A3; JP2004180319A; US20040101035A1; EP1424802B1; DE60311224D1; DE60311224T2; US8615033B2; US7499486B2; US20090129451A1

Description

本発明は一般的には通信システム、より詳細には、無線通信システムにおけるデータ伝送速度を制御することに関する。

無線通信チャネルを通じて互いに通信するペアのトランシーバを含む従来の無線通信システムにおいては、典型的にはデータを伝送するために利用できる複数の異なるデータ伝送速度が存在する。通常、データ速度が高いほど、システムはエラーに弱くなる。ある状況下においては、システムを環境条件に応じてより高い或いはより低いデータ伝送速度に適合化することが必要となる。例えば、通信チャネル上の雑音、トランシーバが損傷、その他のために、システムをより低いデータ伝送速度にて動作することが必要となる。

The Institute of Electrical and Electronics Engineers（IEEE）802.11標準は、無線ローカルエリア網（WLAN）を通じての媒体アクセス制御（medium access control）に関する。このIEEE 802.11標準については、IEEE Std. 802.11なるドキュメント内に、「Supplement to IEEE Standard for Information Technology - Telecommunications and Information Exchange Between Systems - Local Metropolitan Area Networks - Specific Requirements - Part 11 : Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer ( PHY ) Specifications, 1999 Edition」なる表題にて規定されているために、これを参照されたい。この802.11標準に対する拡張としての追加の標準、例えば、「High Speed Physical Layer in the 5 GHz Band, Feb. 2000」なる名称のIEEE Std. 802.11a、及び「Further Higher Data Rate Extension in the 2.4 GHz Band, Sept. 2000」なる名称のIEEE Std. 802.11gも存在するため、これらについても参照されたい。IEEE 802.11標準に従って動作する無線通信システムにおける速度の適合化は、通常は、送信機内において媒体アクセス制御（MAC）レベルにて行われる。周知の速度適合化技法は、典型的には、データパケットが正常に伝送されたとき受信される受取確認メッセージ（acknowledgment messages）を通じて得られる情報に依存する。

受取確認メッセージは、パケットが正常に受信されたことを示し、他方、受取確認メッセージの不在は、通常エラーが発生したものと解される。送信機内でのデータ速度を変更するか否かの決定は、連続して受信される受取確認メッセージの数に基づいて行なわれる。所定の数のデータパケットが正常に受信された場合、送信機は、典型的には、より高いデータ伝送速度への切換えを試みる。同様にして、所定の数のエラーが連続して発生した場合は、送信機は、より低いデータ伝送速度への切換えを試みる。受信された受取確認メッセージに基づくこの従来の速度切換え方法は、単純であるという長所を有する。ただし、この方法では、しばしば、送信機のデータ伝送速度が、高い値或いは低い値への調節が過剰となり、システムのスループットに望ましくない影響をもたらす。例えば、実際にはシステムによってそれより高い速度をサポートできるのに、より低いデータ速度に切換えられた場合は、スループットは著しく劣化する。システムがサポートできるより高いデータ速度に切換えられた場合も、パケット誤り率（PER）、ビット誤り率（BER）、或いはフレーム誤り率（FER）が高くなり、スループットは劣化する。

従って、無線通信システムにおいてデータ伝送速度を制御するための、従来の無線通信システムにおいて見られる上述の問題を解決できる、改善された速度切換え方法に対する必要性が存在する。

本発明は、無線通信システムのデータ伝送速度を、システム内の変動する条件に適応されるための改善された技法を提供する。このような変動する条件には、例えば、システムと関連する無線通信チャネルの障害、無線通信チャネルを通じて通信するトランシーバの障害、その他が含まれる。本発明によると、無線システムのデータ伝送速度を変更するか否かに関する決定は、少なくとも一部、無線通信チャネルを通じての信号劣化の推定に基づいて行われる。

本発明の一面によると、送信機と受信機を含み、無線通信チャネルを通じて通信するために構成可能な、少なくとも一つのトランシーバを備える無線システム内で用いる、この少なくとも一つのトランシーバのデータ伝送速度を制御するための方法は、（１）受信機の所で受信される信号に対応し、信号劣化の推定を表す、信号品質特性を、一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を測定することで、決定するステップと、（２）送信機のデータ伝送速度を、少なくとも一部、この信号品質特性に基づいて修正するステップとを含む。

本発明のもう一面によると、無線通信チャネルを通じて通信するために構成可能であり、制御可能なデータ伝送速度を有するトランシーバは、無線通信チャネルからの信号を受信するための受信機と、無線通信チャネルに信号を送信するための送信機と、これら受信機と送信機に結合されたコントローラとを備える。

本発明のこれら及び他の特徴及び長所が、本発明の幾つかの実施例の以下の詳細な説明を付録の図面との関連で読むことで一層明らかになる。

本発明は以下ではIEEE802.11標準に準拠する直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplexing,OFDM）無線通信システムとの関連で説明される。ただし、本発明は、このシステム或いは任意の他の特定の無線通信システムに制限されるものではなく、本発明は、より一般的に無線システムにおけるデータ伝送速度をより最適に制御するための技法に適用できる。更に、本発明は、特にIEEE802.11標準との関連で用いるのに適するが、他の標準並びに非標準のシステムとの関連で用いることもできる。

図1は内部に本発明の方法を実現することができる一例としての無線通信システム100を示す。この一例としての無線通信システム100は、ペアのトランシーバ102と104を備え、これらはこれら2つのトランシーバ102、104間に設定された通信チャネル106を介して互いに通信する。チャネル106は、無線通信リンク、例えば、これらに限定されるものではないが、電波（RF）、赤外（IR）、マイクロ波、その他とされる。ただし、代替の通信媒体を採用することもできる。トランシーバ102は、好ましくは、チャネル106から信号を受信するための受信機108と、チャネル106上に信号を送信するための送信機110を備える。同様に、トランシーバ104は受信機114と送信機112を備える。本発明と共に用いるのに適する受信機及び送信機は当業者において周知である。このため、これら受信機及び送信機の詳細な説明はここでは割愛する。

本発明によると、受信ベースバンド信号の信号品質の推定は、無線通信チャネル106を通じての伝送のデータ伝送速度の適合化に有効である。このため、本発明の一面においては、信号劣化（signal degradation、SD）特性が、好ましくは、ある与えられたトランシーバ、例えばトランシーバ102内の、受信機側、例えば受信機108によって決定される。通信チャネル106を通しての信号品質の推定を表すこのSD特性は、典型的には送信機がチャネル106を通じての伝送のデータ伝送速度を設定するために、トランシーバ102内の対応する送信機110に供給される。受信機108は、好ましくは、このSD特性を、入りメッセージ、例えば、データフレーム或いは制御フレーム（例えば、受取確認メッセージ）を処理することで決定する。チャネルを通じての信号のパス能力に悪影響を及ぼすチャネル障害（channel impairments）には、例えば、同一チャネル干渉、遅延信号干渉（delayed signal interference）、（例えば、変調間生成物からの）ナローバンド干渉、熱雑音などが含まれる。トランシーバが、チャネルが準静的対称性の伝送特性（quasi-static symmetric channel transfer characteristics）を有する環境で障害したものと想定した場合は、受取確認メッセージは、本質的に、実際に送信されたそれと同一の信号劣化を受け、このために品質は送信された信号の品質と実質的に同一となる。

マルチキャリアシステム、並びに単一キャリアシステムにおいて、各受信フレームは、通常、プレアンブル及び／或いはヘッダ部分を含む。プレアンブルは主として同期の目的で用いられ、ヘッダは、主として、他の目的にも用いられるが、ペイロードデータの長さ及びレートを指定するために用いられる。典型的には、プレアンブルとヘッダは、送信されたデータフレームの同期及び受信を簡単にするために、ペイロードデータと比較して単純かつ頑丈な固定方式にて変調及び符号化される。例えば、IEEE802.11a/g OFDMマルチキャリアシステムにおいては、プレアンブルとヘッダ内のSIGNALフィールドは、バイナリ位相シフトキーイング（binary phase shift keying, BPSK）を用いて変調され、バイナリ畳込み符号（binary convolutional code, BCC）レート1/2符号器を用いて符号化される。SIGNALフィールドは、常に同一のやり方にて変調及び符号化されるために、この情報は、ペイロードデータとは実質的に独立なSD指標を導出するために好都合に用いることができる。SD指標は、本発明によると、例えば、SIGNALフィールドの既知の参照信号布置点（reference constellation points）と受信信号布置点（received constellation points）との間のユークリッド距離（つまり、直線距離）を測定することで決定される。受信信号布置点と参照信号布置点が近いほど、信号品質は良くなり、遠いほど悪くなる。他の距離尺度を用いることもできる。

本発明のこの実施例においては、SD指標は、SIGNALフィールドのみの使用では信号品質推定方法の精度に限界があるために、少なくとも２つのファクタに基づいて決定される。つまり、信号品質の推定には、SIGNALフィールドに加えて、例えば、通信チャネル媒体の変動及び／或いは対称性の量や、追加の及び／或いは代替の特性も用いられる。通信チャネルの変動の決定は、高速に変動するチャネルでは、しばしば、信号品質があるパケット内で変化するという点で有益である。同様に、チャネル対称性の決定は、非対称なチャネルでは、送信パケットの信号品質は受信パケットのそれとずれる傾向があるという点で有益である。以下の、本発明の信号品質推定方法の詳細な説明においては、本発明は、一例として、IEEE802.11a/gマルチキャリアシステム内で用いられるものと想定される。更に、説明を簡単にするために、通信チャネルは、ある与えられたパケット期間に渡って、対称かつ一定であるものと想定される。

前述のように、従来のシステムにおいては、システムのデータ速度の適合化は、主としてデータパケットの送信に応答して受信される受取通知メッセージを通じて得られる情報に基づいて行われる。通信チャネルのデータ伝送速度は、通常、正常に送信或いは受信された、或いはエラーの発生した、パケットの数に基づいて変更される。送信側では、受取通知メッセージの受信は、パケットが正常に受信されたものと解釈され、受取通知メッセージが受信されなかった場合は、エラーが発生したものと解釈される。典型的には、所定数のパケットの受信にエラーが発生した場合、伝送速度は、１段階の速度レベルだけ下方に切り替えられ、この過程が有効な受取通知が受信されるまで続けられる。同様に、伝送速度の増加は、典型的には、所定数（例えば、5個）の受取通知が受信された後に行われ、この場合は、送信機は、通常、より高い伝送速度にてパケットを送ることを試みる。送信機は、受取通知が受信された場合は、より高い速度に切り換え、受取通知が受信されない場合は、より低い速度を維持する。

従来の速度切り替えアプローチを使用した場合、しばしば、送信速度が、特に高密度エリアにおいて必要以上に速く低下される。これは、異なる局間で衝突がより高確率で発生し、このために受取通知メッセージが失われることによる。前述のように、受取通知が失われた場合、送信機は、これを、誤って、エラーが発生したものと解釈し、このために速度切換え手続を不必要に開始する。これを解決するために、本発明は、システムがあるチャネル上の伝送速度をより最適に切換えることができ、従来の速度切換えアプローチより信頼性が高い改善された速度切換え方法を提供する。更に、本発明によると、速度切換えは一度の一段階の増分に制限されず、必要に応じて、速度を選択的により大きな（或いは小さな）増分にて切換えることもできる。

一例としてのIEEE802.11a/gマルチキャリアシステムにおいては、速度の最適化は、送信機内側の媒体アクセス制御（medium access control, MAC）層で行われる。前述のように、本発明の一面によると、SD指標が、好ましくは、受信機側で決定され、ある与えられたトランシーバと関連する対応する送信機に供給される。SD指標は、受信信号（例えば、パケット）に対応する信号品質の尺度を表し、好ましくは、ある与えられた時点にける通信チャネルの状態を推定する。受信機は、信号品質を、例えば、入りメッセージ（ペイロード及び／或いは受取通知データを含む）を処理することで測定する。準静的対称性の伝送特性を有するチャネルを利用するトランシーバが障害したものと想定した場合は、こうして処理されるメッセージは、送信された実際のデータと実質的に同一の劣化を受け、これら２つは、信号品質の観点からは、実質的に同一となる。送信機は、次に、少なくとも一部、このSD指標に基づいて速度切換えの決定を下す。

図２Aは、本発明の一面によるSD指標を計算するための方法を実現するための一例としての回路200（例えば、Signal Processing Worksystem, SPWの実現）のブロック図を示す。回路200は、ある与えられたトランシーバの受信機内に実現される。代替として、回路200は、受信機の外部に実現し、例えば、送信機内に組み込むことも、トランシーバ内の別個のセクション、例えば、コントローラ（図示せず）内に実現することもできる。このSD指標決定方法は、好ましくは、変調入力信号に対応する参照信号布置点と受信信号布置点との間のユークリッド距離（つまり、直線距離）を測定する過程を含むが、ただし、代替の測定方法を採用することも考えられる。前述のように、受信信号布置点と参照信号布置点とが近いほど、信号品質は良く、遠いほど悪い。以下では、速度に依存しない処理を達成するため、及び説明を簡単にするために、SD指標の測定には、メッセージのSIGNALフィールドのみが用いられるものと想定される。ただし、本発明から逸脱することなく、信号品質の推定を計算するために、入力信号の追加及び／或いは代替の部分を用いることもできる。上述のIEEE802.11標準に対する拡張である802.11a及び802.11gによると、SIGNALフィールドは24ビットを含み、これらがレート1/2符号化、及びBPSK変調され、このため、当業者においては理解できるように、48個のサンプルが＋１或いは−１の位相において検出される。

図面から明らかなように、ブロック202において、ある一つのメッセージのSIGNALフィールドと関連する入力サンプルｘが、他の特性も表すが、とりわけ、チャネルの振幅推定と電力減退（power droop）を表す振幅訂正サンプルｙ（amplitude＿cor）によってスケーリングされる（割られる）。ブロック202におけるこのスケーリング過程は、少なくとも部分的に入力サンプルｘを対応する参照サンプルに整合されるために遂行される。こうしてスケーリングされたサンプルx/yは、次に、別個のブロック204と206に供給され、ここで、これらは、それぞれ、＋１と−１の位相の参照サンプルと比較される。ブロック204と206において遂行される比較には、例えば、こうしてスケーリングされたサンプルを各々（1.0＋0j）と（−1.0＋0j）の信号と加えることで、各々が同相（I）成分と直交（Q）成分を含むエラーサンプルを生成する過程が含まれる。

その後、それぞれ、ブロック208と210において、位相＋１と−1に対応する結果としてのエラーサンプルの大きさが計算される。これら大きさは、好ましくは、当業者において周知のやり方で、二乗されたI及びQ成分の平方根を取ることで決定される。次に、ブロック212において、これら2つのエラー規模信号を比較することで、どちらの信号路がより小さな（最小）エラー規模を有するか決定され、これら2つの信号路の内のより小さなエラー規模値を有する方が、ブロック212の出力として選択される。次に、ブロック214において、より小さな方のエラー規模値が、好ましくは、例えば、配列（アレイ）内に格納される。ブロック214は、パケット内の個々のサンプルに対応する最小エラー規模値を格納及び／或いは配列するための直列/並列変換器或いは代替の手段を備える。ブロック214においてSIGNALフィールドの48個の全ビットが処理された後に、ブロック216において、これら48個の規模値が合計され、結果としての数を用いて信号劣化が表現される。

図２Bは図２Aに示すSD指標計算回路の代替の実現を示す。このSD指標回路250は、長所として、集積回路（IC）デバイス内により簡単に実現できる。図面から明らかなように、この実現は、除算（通常実現がより困難）は採用せず、2つではなく、1つの信号路のみを有する。第一の簡素化として、全ての入りサンプルが正の半平面にマッピングされる。これは、例えば、ブロック252において、SIGNALフィールドの入りサンプルを実数（Re）成分と虚数（Im）成分に変換し、ブロック254において、実数成分の絶対値を取ることで達成される。この簡素化は、サンプルを負の半平面内で負（−１）の参照点と比較することは、少なくとも大きさの点からは、このサンプルの鏡像バージョン（mirrored version）を正（＋１）の参照点と比較することと同一であることから正当化できる。次に、好ましくは、ブロック256において、実数成分の、これも実数成分である絶対値を、虚数成分と結合することで、複素信号が生成される。ブロック256は、実数/虚数成分から複素信号への変換器を用いて実現されるが、これには、当業者において周知のように、例えば、デジタル信号プロセッサ（DSP）が含まれる。

この代替回路250においては、入りサンプルを＋１或いは−１の参照サンプルと比較する代りに、（このやり方では、図２Aの回路におけるようにフロント（前段）におけるスケーリングが必要とされる）、入りサンプルは、ブロック262において、その特定のサブキャリアに対する振幅参照値（amplitude reference）と比較される。ブロック262におけるこの比較は、入りサンプルから振幅参照値を引くことから成る。振幅参照値を表す信号は、ブロック258において、実数成分（Re） amplitude＿ refと振幅参照の虚数成分（Im）260とを結合することで形成される。ブロック258は、実数/虚数成分から複素信号への変換器を含み、これは前述のブロック256と同一のやり方にて実現される。処理の複雑さのさらなる低減を、例えば、規模を一次推定値（first order estimation）にて近似したり、或いは代りに電力を計算することで達成することもできる。ブロック262における比較の結果として、IとQ成分から成るエラー信号が得られる。次に、好ましくは、ブロック264において、エラー信号の規模が得られる。エラー信号の規模は、当業者においては周知のやり方にて、エラー信号の二乗されたIとQ成分の平方根を取ることで計算される。

次に、SIGNALフィールド内の個々のサンプルに対応するエラー規模値が積算器（integrator）270によって総和される。積算器270は、各SIGNALフィールドの後にリセットされ、積算器270は、少なくとも一時的に前の規模値を格納する遅延ブロック268に結合される総和ブロック266を含む。積算器270によってSIGNALフィールド内の48ビットに対応する48個の全ての規模値が総和され、結果としての数を用いて信号劣化が表される。

SD指標を決定するためのもう一つの代替の方法においては、SIGNALフィールドサンプルに加えて、パイロットサンプルも処理される。これらパイロットサンプルは、SIGNALフィールドのサンプルと同様に、好ましくは、BPSK変調され、従って、SIGNALフィールドのサンプルと同じやり方にて処理できる。このアプローチでは、長所として、信号劣化は、SIGNALフィールドの48個のサンプルのみではなく、より多くのサンプルを用いて決定され、このために、対応するパケットの信号品質のより正確な推定値を得ることができる。ただし、これらパイロットサンプルは、他の通信システムにおいては様々なシンボルパケットで異なる周波数内に配置されることもあるが、少なくとも一例としての802.11実現においては、実質的に同一の周波数内に配置され、このため、パイロットサンプルのみを採用した場合は、結果としてのSD指標は、特定の周波数と関連する信号劣化のみを推定し、このために周波数選択性フェージングによる悪影響を受ける恐れがある。全ての周波数を用いてSD指標を計算するやり方では周波数選択性フェージングにより強くなるが、少なくともこの理由により、パイロットサンプルのみに基づいてSD指標を決定するやり方は好ましくない。

次に、単に一例として、図２Aに示す一例としてのSD指標回路200に対するシミュレーション結果を示す。図２Bに示す代替の回路250は幾分異なるシミュレーション値を与えるが、ここでの結論は両方の実施例に概ね同様に適用する。ここで説明される一例としてのシミュレーション結果を得るためには、入り信号は、SIGNALフィールドとデータサンプルを含み、パイロットサンプルは既に除去されているものと想定される。

図3のグラフ300は、本発明による、特定のSNR及びTDSに対して対応する参照/平均SD値を決定するための、参照SD曲線の一例としてのシミュレーション結果を、様々な信号対雑音比（SNR）と時間遅延スプレッド（time delay spread, TDS）値との関係で示す。この一例としてのシミュレーションは、200以上のパケットに対して、様々なSNR値（例えば、6,8,10,12,14,16,18,20,22,24,26,28,30デシベル（ｄB））とTDS値（例えば、０ns、50ns、及び100ns）に対して遂行された。パケットの数は任意であり、実施にあたっては、サンプルサイズとシミュレーション速度との間の適当な均衡が得られるように選択できることに注意する。

各パケットのSIGNALフィールドが図２Aに示す一例としてのSD指標決定方法に従って処理された。この結果、個々の異なるSNR値に対して200個の異なるSD値が得られた。図3は、3つの異なるTDS値、つまり、それぞれ、０ns、50ns、及び値に対応する、3つの参照SD曲線302、304、及び306を示す。これらTDS値に対応する参照SD曲線が、上述のレンジのSNR値に対してプロットされている。図から明らかなように、約5なるSD値に対しては、曲線302（０nsなるTDS）と曲線306（100nsなるTDS）との間には、SNRにおいて約４ｄBなる差が存在する。このことは、時間遅延スプレッド（TDS）の影響を受けないシステムでは、実質的に同一のSD値を達成するために、100nsなるTDSを受けるシステムより、約４ｄB大きなSNRを扱うことができることを意味する。曲線302と曲線306間のSNR値の差は、SD値が低い場合、SD値が高い場合と比較して、少し増加する。理想的には、SIGNALフィールドのSDは、パケット全体のSDと完全に一致するはずである。ただし、これはSIGNALフィールドはパケット全体の一部しか表さないために実際にはそうでない。

単に一例として、図4のグラフ400は、本発明による、SD偏差のシミュレーション結果を、100nsなるTDSと様々のSNRに対して示す。これらシミュレーション結果から、SIGNALフィールドがパケット全体をいかに正確に表すかわかる。この一例としてのシミュレーションは、100個以上の60バイトBPSK変調パケット（各々21個のペイロードシンボルを与える）について遂行された。SIGNALフィールドのシンボルと同様なやり方にて各ペイロードシンボルを処理し、全てのシンボルを平均することで、パケット全体に対するSD値が得られた。これらサンプル内のパケットの全長は以下の通りである：
（21ペイロードシンボル＋１SIGNALフィールドシンボル）×48＝1056サンプル
パケット毎に静的なチャネルが想定されるために、サンプルの数を増加しても意味のある追加の情報は得られない。

これらシミュレーションから、パケット全体のSDと比較してのSIGNALフィールのSDの分布は、概ね正規分布を有することがわかった。当業者においては周知のように、正規分布の確率密度関数（probability density function, PDF）の特性として、そのサンプルの約９５％は、μ±２σの区間内に入る。ここで、μは、この分布の、平均として定義され、σは、標準偏差として定義される。平均μは個々のSNRとTDS値に対して零に正規化されるが、ただし、標準偏差σは異なる。特定のSNRとTDS値に対して、あるSD参照値が存在し、これと同一のSNRとTDS値に対して、SIGNALフィールドのSDとパケット全体のSDとの間にある標準偏差σが存在する。平均μは零であるために、標準偏差を直接にSD参照値にマッピングできる。

図4には、100nsなるTDSと、６ｄBから30ｄBの範囲のSNRを用いた一例としてのシミュレーションに対するSD参照値±２σが示される。それぞれ、50nsと100nsのTDSに対する、参照SD曲線402と404も示される。これら曲線402、404は、図3に示される、それぞれ、参照曲線304、306と同一である。ある特定の参照SD値に対する±２σの区間406,408,410,412,414及び416は、SNR軸に対応させることができる。SDの分解能は、この±２σなる区間の間の、SNR値の差として定義される。図から明らかなように、幾つかのSD分布領域は互いに重なり合うが、これは、SDの分解能が、この場合は、４ｄB SNRより大きなことを意味する。さらに、分解能は、SD値が高いときの方が、SD値が低いときより悪くなることがわかる。例えば、6.81なるSD値におけるSD分解能は約４ｄB SNRであるのに対して、34なるSD値におけるSD分解能は６ｄB SNRを超える。

これらシミュレーション結果からデータ速度切換えの決定を行うために用いることができるさならる情報を、SDをシステム性能（例えば、パケットエラー率（packet error rate, PER））曲線と対応させることで得ることができる。図5は、本発明による、それぞれ、6,9,12,18,24,36,48及び54Mbps（megabits per second）なるデータ速度における、一例としてのシミュレートされたシステム性能曲線a,b,c,d,e,f,g及びhを示す。これら一例としてのシミュレーション結果は、50nsなるTDSを有するフェージングチャネルを用いて、1000バイトのパケットに対して得られたものである。図面から明らかなように、54Mbpsなるデータ速度において５％なる最小PERを達成するためには、SNRは約26.5ｄBより大きなことを要求される。図3に示されるように、50nsなるTDSに対する26.5ｄBなるSNRは、約3.4なる参照SD値に対応する。このことは、3.4なるSD値を用いた場合、平均的に、54Mbpsなるデータ速度においてPERは５％となることを示唆する。

上述のように、3.4なるSD値を用いた場合、54Mbpsなるデータ速度において、PERは５％となるものと想定する。これら一例としてのシミュレーション結果によると、このことは、3.4或いはそれ以下の測定SD値を用いることで、その特定のデータ速度に対して、少なくとも５％なるPERを十分に達成できることを意味する。ただし、前述のように、測定SD値は、パケット全体のSDと異なるために、所定の安全マージン（safety margin）を採用することが推奨される。

図4との関連で、これら一例としてのシミュレーション結果を用いてSIGNALフィールドのSDとパケット全体のSDとの間の偏差を測定し、これから分解能帯域幅（resolution bandwidth）を決定することができる。これら一例としてのシミュレーションから、TDS値が高いほど分解能は悪くなることがわかる。こうして、100nsなるTDSにおけるSDに対する分解能の結果を、より低いTDSにおけるSD参照曲線の分解能に対する最悪の場合のシナリオ（worst case scenario）とみなすことができる。ある特定のデータ速度に対して５％なるPERを与えるSNRに、分解能帯域幅の半分を加えることで、最大でも、５％なるPERを、97.5％なる確かで与えるSD値が得られる。また、これから分解能帯域幅の半分を引くことで、最小でも、５％なるPERを、97.5％なる確かで与えるSD値が得られる。こうして、このようにして導かれた2つのSD値を、この特定のデータ速度に対する、それぞれ、上限閾値レベル及び下限閾値レベルとみなすことができる。以下のテーブルの列４と５は、対応するデータ速度に対する、それぞれ、一例としての上限及び下限閾値の値を示す。これら結果は、図６にもグラフ的に示される。

図7は、本発明の一面に従って構成される一例としての速度切換え方法700の状態図である。この一例としての速度切換え方法700は、上述のようにして決定されるSD指標を採用する。図面に示すように、この一例としての速度切換え方法は、好ましくは、3つの状態、つまり、「現在の速度（Current Rate）」なる状態702、「より高い速度（Higher Rate）」なる状態704、及び「より低い速度（Lower Rate）」なる状態706を含む。ただし、追加の或いは代替の状態を用いることもできる。ここでは、この方法は、状態702から開始されるものと想定される。状態702において、現在のデータ速度は同一にとどまり、下限閾値レベルL＿Th及び上限閾値レベルU＿Thは、現在のデータ速度に対する各々の閾値レベルに設定される。

SD指標によって提供される測定SD値が、現在の下限閾値以上であり、かつ、現在の上限閾値以下である場合は、この一例としての方法700は、状態702にとどまり、こうしてデータ伝送速度は変えられない。測定SD値がより高いデータ速度に対応する下限閾値レベルより低い場合は、速度の上方への切換え（rate up-switching）が遂行される。こうして、本発明の一面によると、速度の上方への切換えは、現在のSD値を一つ或いは複数のより高いデータ速度に対応する複数の下限閾値と比較することで遂行される。現在のSD値がこれら複数のより高いデータ速度に対応するこれら複数の下限閾値の一つより低い場合は、現在のデータ速度はこの基準を満たす最も高いデータ速度に切換えられる。このやり方では、長所として、データ速度を、１段階以上、増加させることが可能となる。この例においては、方法700は、次に、状態704に入る。状態704において、好ましくは、現在のデータ速度は、より高いデータ速度にセットされ、上限閾値レベルがこのより高いデータ速度に対応する閾値レベルに設定される。このより高いデータ速度が本質的に現在のデータ速度となるために、この方法は、上述の修正を完了した後に、再び状態702に入る。

速度の下方への切換え（rate down-switching）は、従来と同様にエラーの発生に基づいて行うこともできるが、ただし、好ましくは、速度の下方への切換えは、過去に測定されたSD情報にも基づいても行われる。例えば、この方法は、所定の数（例えば、2個）のエラーが連続して検出され、かつ、所定の数の過去に測定されたSD値が現在のデータ速度に対応する上限閾値レベルより高いときは、主判定路708を経て状態706に入る。状態706において、現在のデータ速度がより低いデータ速度に設定され、上限閾値がこのより低いデータ速度に対応する閾値レベルに設定される。速度の上方への切換えの場合と同様に、このより低いデータ速度が本質的に現在のデータ速度となるために、この方法700は、再び状態702に入る。本発明の一面によると、速度の下方への切換えは、上述の速度の上方へのを切換え方法と同様に、データ速度を一度に１段階以上低減することもできる。

この一例としての方法700は、急速なSD変化は発生しないことを想定する。従って、所定の数のエラーが検出され、さもなければより低いデータ伝送速度への切換えが必要とされるが、ただし、過去に測定されたSD値が現在のデータ速度に対する上限閾値レベルより低い場合は、この方法は、現在のデータ速度を変更しないままに保つことを選択する。このような状況においては、検出されたエラーは、チャネル状態の劣化によるのではなく、衝突に起因するものとして扱われる。

比較的多数の連続するエラーが検出される（従ってシステムのスループットが低減される）が、ただし、過去の測定されたSD値は現在のデータ速度に対応する上限閾値レベルより低いという、潜在的デッドロック状態を回避するために、この方法は、状態702から状態706への副判定路710を含む。この副経路710においては、速度を下方に切換える決定は、検出された連続するエラーの数のみに基づいて行われ、過去に測定されたSD値は考慮から外される。例えば、予め設定された数（例えば、5個）の連続するエラーが発生した場合、この方法は、自動的に状態706に入り、過去のSD値をチェックすることなく、データ速度を低減する。このために副判定路710に対して検出されるべき連続するエラーの数は、好ましくは、主判定路708に対して検出されるべきエラーの数より高く設定される。

測定SD値を複数のパケットに渡って平均化するようなシミュレーションを遂行することもできる。この場合は、上限と下限閾値レベルが互いにより接近し、異なるデータ速度間の弁別は容易になるが、ただし、切換え速度は遅くなる。更に、複数のパケットに渡って平均化する場合は、一連のパケット間の時間長を考慮に入れることが重要となる。パケット間の時間が大きな場合は、チャネル状態が大きく変化し、このためにSD値が実際のチャネル状態を正確には推定しなくなる恐れもある。

上述の一例としてのシミュレーションより、速度を切換えるための決定を測定されたSD値に基づいて行うことができることがわかる。本発明のもう一つの実現として、SDの分解能の定義を甘くし、上限及び下限閾値レベルを緩和することも考えられる。ただし、このやり方では、５％PERなる特定の基準に対する速度推定の信頼性は落ちる。閾値レベルを緩和するためのもう一つのアプローチとして、より緩いPER閾値、例えば、５％PERではなく、10％PERを採用することもできる。

本発明のもう一面によると、トランシーバのデータ伝送速度を制御するための回路は、ここに開示される本発明による方法の少なくとも一部を遂行するように構成可能なコントローラ（図示せず）を備える。ここで用いられる「コントローラ」なる語句は、あらゆる処理デバイスを含むことを意図され、これには、例えば、中央処理ユニット（CPU）及び／或いは他の処理回路（例えば、マイクロプロセッサ）を含む処理デバイスも含まれる。加えて、「コントローラ」なる語句は、複数のコントローラデバイスが用いられ、ある一つのコントローラデバイスと関連する様々な要素が他の複数のコントローラデバイスによって共有されるような状況も指す。

本発明の幾つかの実施例が付属の図面との関連で説明されたが、本発明はこれら特定の実施例に制限されるものではなく、様々な他の変更及び修正が、クレームの範囲から逸脱することなく可能である。例えば、本発明は、IEEE 802.11標準以外の他の標準（例えば、IEEE 802.15）並びに非標準のアプリケーションとともに用いることもできる。

本発明の技法が内部に実現される一例としての無線通信システムを示すブロック図である。本発明の一面による、信号劣化（SD）指標を決定するための一例としての方法を示すブロック図である。本発明のもう一面による、信号劣化（SD）指標を決定するための一例としての方法を示すブロック図である。本発明による、様々な信号対雑音比（SNR）及び時間遅延スプレッド（TDS）に対する参照SD曲線のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明による、50及び100ナノ秒（ns）なるTDSと様々なSNRに対するSD偏差のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明による、様々なデータ速度におけるシステム性能のシミュレーション結果を示すグラフである。本発明による、下限及び上限閾値SDレベルのシミュレーション結果を示すグラフである。本発明の一面による、一例としての速度切換え方法を示す状態図である。

符号の説明

100 無線通信システム
102 トランシーバ
104 トランシーバ
106 通信チャネル
108 受信機
110 送信機
112 送信機
114 受信機
250 SD指標回路
266 総和ブロック
268 遅延ブロック
270 積算器

Claims

送信機と受信機を含み、無線通信チャネルを通じて通信するために構成可能な、少なくとも一つのトランシーバを備える無線システム内で用いる、該少なくとも一つのトランシーバのデータ伝送速度を制御するための方法であって、
該受信機の所で受信される信号に対応する信号品質特性であって、該無線通信チャネルを通して信号劣化の推定を表す信号品質特性を、一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を測定することにより決定するステップと、
該送信機のデータ伝送速度を、少なくとも一部、該信号品質特性に基づいて修正するステップと、
該測定された差の少なくとも一部を、該受信信号の複数のデータサンプルと制御サンプルの一方の、複数のサンプルに渡って平均化するステップであって、該信号品質特性がこの結果として得られる平均された差の関数として表現されるステップとを含み、
該信号品質特性を決定するステップが、該一つ或いは複数の受信信号布置点と該一つ或いは複数の対応する参照信号布置点とを整合するステップによって、該一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を、該受信信号に対応する複数のデータサンプルと複数の制御サンプルの少なくとも一方に対して測定するステップを含み、
該整合するステップは規定されたスケーリング要素によって該一つ或いは複数の受信信号布置点をスケーリングするステップを含み、
該複数の測定された差の少なくとも一部を平均化するステップが、該受信信号の現在のデータサンプルに対応する差値と該受信信号の前のデータサンプルに対応する差値とを加えるステップを含む方法。
該差を測定するステップが、
該受信信号に対応する複数のデータサンプルの少なくとも一部の各々に対して、該受信信号布置点と該対応する参照信号布置点との間の差の関数として表現されるエラー信号を生成するステップと、
該測定された差を表すエラー信号の大きさを決定するステップと、を含む請求項１記載の方法。
一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を測定するステップが、
該受信信号を少なくとも実数成分と虚数成分とに変換するステップと、
該受信信号の該虚数成分と該実数成分の絶対値とを結合することで複素信号を生成するステップと、
該複素信号と該受信信号の対応するサブキャリアに対する振幅参照信号との間の差を測定するステップと、
該複素信号と振幅参照信号との間の差の大きさを決定するステップであって、この大きさが該一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の測定された差を表すものであるステップとを含む請求項１記載の方法。
該複数の測定された差の少なくとも一部を平均化するステップが、
該複数のデータサンプルの少なくとも一部の各々に対して、少なくとも該データサンプルの第一の位相に対応する第一の差或いは該データサンプルの第二の位相に対応する第二の差の一方に対応する、最小エラー規模を決定するステップと、
該最小エラー規模の少なくとも一部を格納するステップと、
該格納された最小エラー規模を総和するステップと、を含む請求項１記載の方法。
前記送信機のデータ伝送速度を修正するステップが、
そのデータ伝送速度に対応する、それぞれ、参照最小信号品質特性及び参照最大信号品質特性を表す、下限及び上限閾値レベルを決定するステップと、
該受信信号の信号品質特性を測定するステップと、
該測定された信号品質特性が該下限と上限閾値レベルの範囲内にあるか否か決定するステップと、
該測定された信号品質特性が該下限及び上限閾値レベルの範囲内にある場合は、データ伝送速度を維持するステップと、
該測定された信号品質特性が一つ或いは複数のより高いデータ速度に対応する一つ或いは複数の下限閾値レベルより低い場合は、データ伝送速度を増加するステップと、を含む請求項１記載の方法。
該データ伝送速度を修正するステップが、
一つ或いは複数のデータ伝送速度に対応する、それぞれ、参照最小信号品質特性及び参照最大信号品質特性を表す、複数の下限及び上限閾値レベルを決定するステップと、
前の受信信号サンプルに対応する少なくとも一つの測定信号品質特性を格納するステップと、
該少なくとも一つのトランシーバと関連する連続して発生するエラーの数を検出するステップと、
該測定信号品質特性が該下限及び上限閾値レベルの範囲内にある場合は、データ伝送速度を維持するステップと、
該少なくとも一つの格納された測定信号品質特性が該複数の上限閾値レベルの少なくとも１つより大きく、かつ、該検出エラーの数が第一の数より大きな場合は、データ伝送速度を低減するステップと、を含む請求項１記載の方法。
送信機と受信機を含み、無線通信チャネルを通じて通信するために構成可能なトランシーバを備える無線システムのデータ伝送速度を選択的に適合化するための回路であって、
少なくとも一つのコントローラを備え、該少なくとも一つのコントローラが、
（１）該受信機の所で受信される信号に対応する信号品質特性であって、該無線通信チャネルを通じての信号劣化の推定を表す信号品質特性を、一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を測定することで決定し、および
（２）該送信機のデータ伝送速度を、少なくとも一部、該信号品質特性に基づいて修正できるよう動作し、
該信号品質特性の決定において、該少なくとも一つのコントローラが、該一つ或いは複数の受信信号布置点と該一つ或いは複数の対応する参照信号布置点とを整合することによって、該一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を、該受信信号に対応する複数のデータサンプルと複数の制御サンプルの少なくとも一方に対して測定するよう動作し、
該整合において、規定されたスケーリング要素によって該一つ或いは複数の受信信号布置点をスケーリングし、
該少なくとも一つのコントローラが、該測定された差の少なくとも一部を、該受信信号の複数のデータサンプルと制御サンプルの一方の、複数のサンプルに渡って平均化するよう動作し、該信号品質特性がこの結果として得られる平均された差の関数として表現され、該複数の測定された差の少なくとも一部を平均化することが、該受信信号の現在のデータサンプルに対応する差値と該受信信号の前のデータサンプルに対応する差値とを加えることを含み、
該少なくとも一つのコントローラが、
（３）該データ伝送速度に対応する、それぞれ、参照最小信号品質特性及び参照最大信号品質特性を表す、複数の下限及び上限閾値レベルを決定し、
（４）該受信信号の信号品質特性を測定し、
（５）該測定信号品質特性が該下限及び上限閾値レベルの範囲内にあるかどうかを決定し、
（６）該測定信号品質特性が該下限及び上限閾値レベルの範囲内にある場合は、データ伝送速度を維持し、
（７）該測定信号品質特性が、1つ或いは複数の対応する上限データ速度に関連する1つ或いは複数の下限閾値レベルより小さい場合は、データ伝送速度を増加するよう動作する回路。
送信機と受信機を含み、無線通信チャネルを通じて通信するために構成可能なトランシーバを備える無線システムのデータ伝送速度を選択的に適合化するための少なくとも一つの回路を含む集積回路であって、該少なくとも一つの回路が、
少なくとも一つのコントローラを備え、該少なくとも一つのコントローラが、
（１）該受信機の所で受信される信号に対応する信号品質特性であって、該無線通信チャネルを通じての信号劣化の推定を表す信号品質特性を、一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を測定することで決定し、および
（２）該送信機のデータ伝送速度を、少なくとも一部、該信号品質特性に基づいて修正するよう動作し、
該信号品質特性の決定において、該少なくとも一つのコントローラが、該一つ或いは複数の受信信号布置点と該一つ或いは複数の対応する参照信号布置点とを整合することによって、該一つ或いは複数の参照信号布置点と一つ或いは複数の受信信号布置点との間の差を、該受信信号に対応する複数のデータサンプルと複数の制御サンプルの少なくとも一方に対して測定するよう動作し、
該整合において、規定されたスケーリング要素によって該一つ或いは複数の受信信号布置点をスケーリングし、
該少なくとも一つのコントローラが、該測定された差の少なくとも一部を、該受信信号の複数のデータサンプルと制御サンプルの一方の、複数のサンプルに渡って平均化するよう動作し、該信号品質特性がこの結果として得られる平均された差の関数として表現され、該複数の測定された差の少なくとも一部を平均化することが、該受信信号の現在のデータサンプルに対応する差値と該受信信号の前のデータサンプルに対応する差値とを加えることを含み、
該少なくとも一つのコントローラが、
（３）該データ伝送速度に対応する、それぞれ、参照最小信号品質特性及び参照最大信号品質特性を表す、複数の下限及び上限閾値レベルを決定し、
（４）該受信信号の信号品質特性を測定し、
（５）該測定信号品質特性が該下限及び上限閾値レベルの範囲内にあるかどうかを決定し、
（６）該測定信号品質特性が該下限及び上限閾値レベルの範囲内にある場合は、データ伝送速度を維持し、
（７）該測定信号品質特性が、1つ或いは複数の対応する上限データ速度に関連する1つ或いは複数の下限閾値レベルより小さい場合は、データ伝送速度を増加するよう動作する集積回路。