JP5018643B2

JP5018643B2 - 方位探知装置

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Publication number: JP5018643B2
Application number: JP2008137825A
Authority: JP
Inventors: 和之松永; 正明小林
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-05-27
Filing date: 2008-05-27
Publication date: 2012-09-05
Anticipated expiration: 2028-05-27
Also published as: JP2009287942A

Description

本発明は電波源の方位探知装置、とりわけ、電波の到来時間差を用いて方位を探知する装置に関する発明である。本発明による方位探知装置は、航空機や艦船等に搭載される電波探知装置等に組み込まれ、相手航空機や艦船等に搭載されるレーダ装置等の電波源の到来方位を高精度で探知するために用いられる。

従来の一般的な電波の到来時間差を用いた方位探知装置のブロック図を図１４に示す。この構成については、例えば特開平４−２１２０８１号公報（特許文献１）に開示されている。図において、１は電波受信用の受信アンテナ、２は受信信号を増幅する高周波増幅器、１２は増幅された信号を検波する検波増幅器、１５はパルス立ち上がり検出回路、１７はタイムカウンタ、９はタイムカウンタ１７で得られた時間差データと、１組の受信アンテナ１の間隔から到来方位を検出する方位算出回路である。

上記の方位探知装置の動作原理を図１５に示す。２つの受信アンテナ１の間隔をｄとする。到来方位θに応じて行路差が生じるため、２つの受信アンテナに到来する電波の到来時刻は異なる。このため、２つの受信アンテナ間に到来時間差τが生じる。到来方位θと、時間差τは式（１）のような関係になる。
ｓｉｎθ＝ｃτ／ｄ・・・（１）
ここで、電波の速度をｃとする。この式（１）の関係を用いて、時間差τを測定することにより、電波の到来方位を算出できる。

上記の方位探知装置では、受信アンテナ１で受信した受信信号を高周波増幅器３及び検波増幅器１２で処理した後、パルスの立ち上がり検出回路１５により立ち上がりタイミングを検出し、この検出したタイミングと、受信アンテナ２で受信して同様に検出したタイミングから、タイムカウンタ１７により立ち上がりの時間差を測定している。立ち上がりの時間差は到来時間差として方位算出回路９に出力され、式（１）に従い、到来方位θが算出される。

この構成では、タイムカウンタ１７のカウンタ間隔以上の精度で時間差測定を行うことは不可能であり、時間差測定の精度がある一定以上向上しないという問題が生じる。また、信号の立ち上がりがなまっていた場合や、受信アンテナ１の受信信号処理チャンネルと受信アンテナ２のチャンネルの間に、受信アンテナ１、２の利得や高周波増幅器１２、１３の利得に差があり、パルス立ち上がり検出回路１５、１６に入力される受信信号の振幅に差が生じている場合には、立ち上がりのタイミングを検出する振幅閾値を受信信号波形が越えるタイミングすなわち信号波形の時間軸上の位置がチャンネル間で異なることにより、時間差測定誤差が生じやすいという問題もある。

そこで、特開平９−２５７９０２号公報（特許文献２）では、クロススペクトルの位相を用いることで、上記問題を解決し、高精度の方位探知技術を得ようとしている。この技術では、到来電波を例えば、２チャンネル（ＣｈＡ、ＣｈＢ）で受信し、受信電波Ａと、Ａに対して到来遅れ時間を含む電波Ｂのクロススペクトルの位相成分の周波数勾配すなわち群遅延から、到来遅れ時間を計算し、電波の到来方位を求めている。以後、この方法による方位探知装置を従来の方位探知装置と呼ぶ。

特開平４−２１２０８１号公報（図１）特開平９−２５７９０２号公報（図１）

図１６は、クロススペクトルの振幅、位相の説明図である。この図を用いて到来遅れ時間の計算について説明する。一般にクロススペクトルを計算しようとする受信信号は受信機ノイズを含んだ信号となっている。ノイズを含んだ信号において、従来の方位探知装置によりクロススペクトルＳ_０ ^Ｄを計算すると、図１６（ａ１）（ａ２）のようになる。図１６（ａ１）（ａ２）を見ると明らかなように、位相成分φ_０ ^Ｄを示す図３（ａ２）において、誤差が小さく実用上周波数勾配を求めることの出来る範囲（この周波数範囲をδｆとする）は、クロススペクトルＳ_０ ^Ｄの帯域部分とその周辺のみである。前記δｆの範囲での位相成分φ_０ ^Ｄの変動幅をδφ_０ ^Ｄとすると、到来時間差は（１／２π）×（δφ_０ ^Ｄ／δｆ）で算出される。

実用上周波数勾配を求めることのできる範囲もまた、位相成分に微小な誤差を含んでいる。この位相成分の誤差をδφ_ｎとする。この誤差δφ_ｎを考慮した位相成分φ_０ ^Ｄの変動幅は（δφ_０ ^Ｄ＋δφ_ｎ）となる。この場合の到来時間差は（１／２π）×（（δφ_０ ^Ｄ＋δφ_ｎ）／δｆ）となる。従って、δφ_ｎが一定とするとδｆが小さいほど、到来時間差の誤差δφ_ｎ／δｆが大きくなる。このため、この実用上の周波数勾配を求める範囲が狭いと、この範囲から求められる周波数勾配は誤差（到来時間差の誤差）が大きくなり、結果、最終的に求めたい到来遅れ時間と電波の到来方位の誤差が大きくなる。特に、受信信号がレーダパルス信号で、そのパルス幅が長い場合は、信号帯域が狭帯域となり、クロススペクトルの帯域幅も狭くなるので、大きな誤差が生じやすい。よって、最終的に求めたい到来遅れ時間と電波の到来方位の誤差を小さくするためには、実用上の周波数勾配を求めることのできる範囲δｆを大きくする必要がある。

上記のとおり、クロススペクトルの帯域幅が広いほど、帯域部分が大きくなり、実用上周波数勾配を求めることのできる範囲は広くなる。従って、精度よく周波数勾配を求めるためには、クロススペクトルの帯域幅を大きくする必要がある。なお、クロススペクトルＳ^Ｄの帯域幅は到来電波Ａ、Ｂの帯域幅（到来電波Ｂは到来電波Ａに対して、到来遅れ時間を含んでいるが、帯域幅は同じである。）と一致する。

上記のように、従来の方位探知装置では、到来電波の帯域幅が小さいと、クロススペクトルの帯域幅が小さくなり、クロススペクトルの位相成分の周波数勾配の誤差が大きくなるため、そこから計算される到来遅れ時間の精度が悪化し、最終的に式（１）で求められる到来方位の精度も悪化するという問題を抱えている。そこで本発明では後述の方法により、帯域幅を増やすことで、図１６（ｂ１）（ｂ２）のように実用上の周波数勾配を求めることのできる範囲を広げ、位相成分の周波数勾配から高精度に電波の到来方位を求めることができるようにする。

信号の帯域を増やす（周波数分散させる）方法として、マイクロスキャン受信機（特開２００１−２６７９７１号公報）等で用いられる、いわゆるチャープ変調（周波数掃引）をかける方法や、矩形パスル信号を用いてチョッパで変調する（実開平６−４９９７８号公報）方法が考えられるが、これらの方法は、受信信号とは独立で非同期の周期信号を変調信号として用いており、２つの受信アンテナを用いた時間差方探装置において効を奏するためには、変調に際して、２つのチャンネル間で、変調タイミングを到来時間差相当分だけずらせておく必要があった。このため、到来時間差を測定する場合にはこれらの方法が使えないという問題があった。また、変調タイミングを適宜ずらせつつ、捜索的に最良の変調タイミングを見出して信号の帯域を増やすという方法も、理論的には成り立つが、信号処理時間ないしは回路規模が極めて増大し、実装が困難になるという問題があった。

また、図１６（ｂ２）からも明らかなように、位相は２ｎπ（ｎは整数）毎に同一の値をとる性質がある（つまり、位相アンビギュイティが発生する）ため、これにより方位アンビギュイティが発生する問題がある。従来の方位探知装置では、この問題を解決するために、受信アンテナ数（受信チャンネル数）をｍ組ｍ＋１個（ｍは自然数）にしているが、この場合、受信アンテナ数が増えるため、回路規模が増大するという新たな問題が生じてしまう。

そこで、本発明では、受信信号だけを用いた自律的な周波数分散により信号の帯域を増やすことにより、測定対象であり値が未知の到来時間差自身を使用することなく、また適正な回路規模により、精度良くクロススペクトルの位相成分の周波数勾配（群遅延時間）を求める。また、本発明では、周波数分散によりスペクトルが連続して広がることから、位相アンビギュイティは連続する２点間において存在するとしても最大で２πになることを利用したクロススペクトルの位相成分の位相接続により、位相アンビギュイティを解消し、位相の不連続点で生じるスパイク上のピークを除いて周波数勾配の平均値を求める。

請求項１に係る方位探知装置は、所定距離離間して配置され到来電波を受信する第１及び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信アンテナで受信された第１及び第２の受信信号の周波数帯域を各々周波数分散するものであって、前記第１及び第２の受信アンテナで受信された第１及び第２の受信信号を用いた自律的な周波数分散を行う周波数分散部と、この周波数分散部から出力される周波数分散された第１及び第２の受信信号のクロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器と、前記クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の周波数に対する周波数勾配から第１及び第２の受信アンテナで受信された到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算器とを備えたことを特徴とするものである。

また、請求項２に係る方位探知装置は、アナログ信号である第１及び第２の受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を備え、このデジタル信号を用いて周波数分散部以降の処理が行われることを特徴とするものである。

また、請求項３に係る方位探知装置は、前記周波数分散部が、クリッピング回路またはリミッティング回路により構成されていることを特徴とするものである。

また、請求項４に係る方位探知装置は、前記時間差検出器が、前記クロススペクトルの周波数−位相特性において、隣接周波数間で位相が２π変動し位相の不連続点となる位相アンビギュイティを解消するために、前記不連続点の位相に２πを加算または減算することにより位相接続を図った後に、位相の周波数に対する周波数勾配から第１及び第２の受信アンテナで受信された到来電波の時間差を検出するようにしたことを特徴とするものである。

また、請求項５に係る方位探知装置は、前記時間差検出器が、前記クロススペクトルの周波数−位相特性において、クロススペクトルの位相の周波数微分により周波数勾配を算出し、所定の閾値を越える周波数勾配を除いた残りの周波数勾配を平均して算出される平均周波数勾配から第１及び第２の受信アンテナで受信された到来電波の時間差を検出するようにしたことを特徴とするものである。

請求項１〜３に係る本発明の方位探知装置では、受信信号とは別個の独立・非同期の変調信号を用いて変調をかけるのではなく、取得した到来電波を用いた自律的な周波数分散を行うことで帯域を広げ、その後の到来電波のクロススペクトルの帯域を広げ、高精度にクロススペクトルの位相成分の周波数勾配を求めることで、従来手法では実現していなかった、高精度の到来時間差の算出及び、高精度の到来方位の算出を実現している。

また、請求項４、５に係る本発明の方位探知装置では、微分等を活用することで、従来手法では実現しなかった、位相の２ｎπ（ｎは整数）の位相アンビギュイティの問題を解決している。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１による方位探知装置のブロック図を図１に示す。本発明は２系統の受信系ＣｈＡとＣｈＢとを有する。１は電波受信用の２つのアンテナからなる受信アンテナ、２は各アンテナに対応した２台の増幅器からなる高周波増幅器、３は受信電波を周波数分散する周波数分散部、４は周波数分散後のデータをＡ／Ｄ変換しデジタルデータを生成するＡ／Ｄ変換部、５は得られたデジタルデータから到来時間差を算出する時間差検出器、６は到来時間差から到来方位を算出する方位検出器である。

ここで、時間差検出器５は、得られたデジタルデータをフーリエ変換（周波数変換）するＦＦＴ部、フーリエ変換後のデータからクロススペクトルを求めるクロススペクトル部、クロススペクトルの位相成分から周波数勾配を求める勾配算出部及び算出した周波数勾配から到来時間差を算出する遅れ時間算出部からなる。Ａ／Ｄ変換部４より前段の受信アンテナ１、高周波増幅器２、周波数分散部３で取り扱うデータはアナログデータである。Ａ／Ｄ変換器４で、アナログデータをデジタルデータに変換する。よって、時間差検出器５以降に扱われるデータはデジタルデータとなる。

なお、上記のブロック図の説明では、時間差検出器５以降をデジタル処理しているが、図２のように、周波数分散部３とＡ／Ｄ変換部４とを入れ替え、周波数分散部３以降をデジタル処理する方法でも本発明は実施可能である。図２において、Ａ／Ｄ変管部４の位置の違い以外は、図１と構成は同じである。

本実施の形態１による方位探知装置の処理の流れを図３に示す。受信アンテナ及び高周波増幅器により取得した到来電波Ａ、Ｂそれぞれについて、周波数分散部で周波数分散を実施する（ステップ１、２）。周波数分散後の信号は分散前と比較して、様々な周波数成分をもつため、帯域も分散前と比較して広くなる。到来電波Ａ、Ｂの分散後の信号をそれぞれ、Ａ_dis（ｔ）、Ｂ_dis（ｔ）とする。

周波数分散は、例えばマイクロスキャン変調器等で用いられるチャープ変調をかける方法、矩形パルス信号を用いてチョッパ変調をかける方法のように、受信信号とは別個の独立・非同期の変調信号を用いて変調をかけるのではなく、受信信号のみを用いた自律的な周波数分散により、信号の帯域を拡張する。周波数分散の具体的な方法としては、例えばアナログ回路では、アナログ信号に対してリミッタ（振幅制限器）を用いたクリッピングや、論理ゲートを用いたハードリミッティング等が挙げられる。

周波数分散後の信号Ａ_dis（ｔ）、Ｂ_dis（ｔ）はＡ／Ｄ変換部にて、デジタルデータに変換される（ステップ３）。変換後のデータをそれぞれ、Ａ^Ｄ _dis（ｔ）、Ｂ^Ｄ _dis（ｔ）とする。デジタル変換後の信号Ａ^Ｄ _dis（ｔ）、Ｂ^Ｄ _dis（ｔ）をＦＦＴ等により、周波数変換する（ステップ４）。周波数変換後の信号をＦＡ^Ｄ _dis（ｆ）、ＦＢ^Ｄ _dis（ｆ）とする（ｆは周波数）。

周波数変換後の信号ＦＡ^Ｄ _dis（ｆ）、ＦＢ^Ｄ _dis（ｆ）について、クロススペクトルＳ^Ｄ（ｆ）を計算する（ステップ５）。計算されたクロススペクトルは、周波数分散することで帯域を広げた信号に対して計算されたものであるので、周波数分散をせずに計算したクロススペクトル（このクロススペクトルをＳ_０ ^Ｄ（ｆ）とする。）よりも帯域が広くなっている。このため、局所的な位相誤差変動の影響を受けることなく、高精度に位相成分の周波数勾配を求めることができ、高精度の到来方位が得られる。なお、周波数分散しても群遅延は変化しないため、クロススペクトルの周波数勾配については、周波数分散を行わない場合のクロススペクトルＳ_０ ^Ｄ（ｆ）の周波数勾配も周波数分散を行った場合のクロススペクトルＳ^Ｄ（ｆ）の周波数勾配も同じである。

クロススペクトルの位相成分の周波数勾配は以下の方法により求める（ステップ６）。第１の方法は、周波数分散によりスペクトルが連続して広がることから位相アンビギュイティが最大で２πになることを利用したクロススペクトルの位相成分の位相接続により、位相アンビギュイティを解消してクロススペクトルの位相成分の周波数勾配（群遅延時間）を求める方法である。図４に示すように、具体的には、隣接する２点の位相成分φ^Ｄ（ｉ）、φ^Ｄ（ｉ＋１）について、その位相差△φ^Ｄ（ｉ）を計算し、その大きさの変化により、φ^Ｄ（ｉ＋１）に±πの補正を加えることで、位相アンビギュイティを解決する。

第２の方法は、クロススペクトルの位相成分を周波数微分して位相成分の周波数勾配（群遅延時間）を求める方法である。微分により傾きを求めているため、位相のアンビギュイティの影響を受けることなく、位相の周波数勾配を求めることができる。ただし、単純に微分を実施した場合、位相の不連続点でスパイク状のピークが生じてしまったり、帯域以外の精度良く位相成分の周波数勾配を求めることのできない範囲を含むことになったりする。

位相の不連続点でのピークについては第１の方法で除去可能である。また、他の不要範囲の除去方法としては、本発明では、ある閾値を設定し、その閾値以上、以下のデータを排除することで、スパイク状のピークを除いて周波数勾配の平均値を求めるようにする方法もある。なお、周波数勾配の算出は上記２つの方法を単独または組み合わせて実施する（第１の方法を実施した後、第２の方法を実施する）。時間差検出器にて、求めた位相成分の周波数勾配Ｇ_φより、到来時間差τを計算（ステップ７）した後、方位検出器にて、到来方位θを算出する（ステップ８）。以下、実施例により本発明の要部である周波数分散部の具体的な内容を説明する。

実施例１．
第１の実施例は、周波数分散部としてリミッタ（振幅制限器）を設け、リミッタにクリップ回路を採用し、クリッピングすることで周波数分散を実施する方法である。図５は、本実施例１における方位探知装置の構成ブロック図である。基本構成は図１と同様である。本装置は受信アンテナ、高周波増幅器、周波数分散部（クリップ回路）、Ａ／Ｄ変換器および、時間差検出（ＦＦＴ、クロススペクトル算出、勾配算出、遅れ時間算出）と方位検出を実行するための計算機からなる。

受信アンテナは空間に放出された電波の電磁波を高周波電流に変換する機器で、この目的を果たすことができるものであれば、その形状・構成はどのようなものでも良い。ただし、電波の周波数、偏波により必要とされるアンテナ形状・大きさ等は異なる。高周波増幅器は、入力された信号を選択および増幅する低雑音増幅器で、この目的を果たすことができるのであれば、その形状、構成はどのようなものでよい。クリップ回路は図６のように、取得した高周波電流のうち、ある一定振幅以上を切り取る回路であり、例えばダイオード等により構成される。

Ａ／Ｄ変換装置は、クリップ回路で切り取った高周波電流（アナログ信号）を後段の計算機で解析ができるようにデジタル信号に変換するための装置で、この目的を果たすことができるのであれば、その構成はどのようなものでも良い。計算機は、変換されたデジタル信号を用いて、フーリエ変換（ＦＦＴ）の計算、クロススペクトルの算出、周波数勾配の算出、到来時間差の算出および、到来方位の算出を実施し、最終的に目標電波源から到来する電波の到来方位を出力する。

次に動作について説明する。基本的な動作は図３での説明と同様である。受信アンテナにより、空間に放出された到来電波の電磁波を高周波電流に変換し、その高周波電流を受信機により受信する。時間に関する関数であることを明確にするため、受信後の到来電波Ａ、Ｂをそれぞれ、Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）とする（ｔは時間）。Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）は式（２）、（３）のように表現できる。
Ａ（ｔ）＝ＡＭ（ｔ）・ｓｉｎ｛２πｆ_ｃｔ＋φ_ｓｙｓ｝・・・（２）
Ｂ（ｔ）＝ＡＭ（ｔ）・ｓｉｎ｛２πｆ_ｃ（ｔ＋τ）＋φ_ｓｙｓ｝・・・（３）
ただし、ＡＭ（ｔ）は振幅、ｆ_ｃはキャリア周波数、φ_ｓｙｓはシステム固有の位相である。

受信後の到来電波Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）それぞれについて、クリップ回路を用いて、周波数分散の一手法であるクリッピングを実施する。クリップ回路前後の信号波形は図６の通りである。クリップ回路によりクリッピングすることで、元々正弦波だった受信後の到来電波Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）が矩形波に近づき、周波数が分散される。図６に対応した周波数分散の一例を図７に示す。図７から明らかなように、クリッピングの前には単一周波数だった波形が、クリッピングにより複数の周波数成分を持つ波形になっている（＝周波数分散された波形になっている）。

クリッピング後の信号は分散前と比較して、様々な周波数をもつため、帯域も分散前と比較して広くなる。到来電波Ａ、Ｂの分散後の信号をそれぞれ、Ａ_dis（ｔ）、Ｂ_dis（ｔ）とすると、式（４）、（５）のように表現される。

Ａ_ｋ（ｔ）＝ＡＭ_ｋ（ｔ）・ｓｉｎ｛２π（ｆ_ｃ＋ｆ_ｋ）ｔ｝・・・（６）
Ｂ_ｋ（ｔ）＝ＡＭ_ｋ（ｔ）・ｓｉｎ｛２π（ｆ_ｃ＋ｆ_ｋ）ｔ
＋２π（ｆ_ｃ＋ｆ_ｋ）τ｝・・・（７）
ただし、ｋ＝−Ｌ、・・・、−１、０、１、・・・、Ｎ、ＡＭ_ｋ（ｔ）は各分散周波数成分の振幅、ｆ_ｋは分散周波数である。また、ｆ_０＝０である。

クリッピング後の信号Ａ_dis（ｔ）、Ｂ_dis（ｔ）はＡ／Ｄ変換器にてデジタルデータに変換される。変換後のデータをそれぞれ、Ａ^Ｄ _dis（ｔ）、Ｂ^Ｄ _dis（ｔ）とする。なお、本説明ではクリッピング後に信号をデジタルデータに変換したが、クリッピング前に信号をデジタルデータに変換し、変換後のデジタルデータをクリッピングしても良い。

デジタル変換後の信号Ａ^Ｄ _dis（ｔ）、Ｂ^Ｄ _dis（ｔ）をＦＦＴ等により、周波数変換する。ＦＦＴ等の周波数変換は計算機により実施する。周波数変換後の信号をＦＡ^Ｄ _dis（ｆ）、ＦＢ^Ｄ _dis（ｆ）とする（ｆは周波数）。周波数変換後の信号ＦＡ^Ｄ _dis（ｆ）、ＦＢ^Ｄ _dis（ｆ）について、式（８）のようにクロススペクトルＳ^Ｄ（ｆ）を計算する。
Ｓ^Ｄ（ｆ）＝ＦＡ^Ｄ _ｄｉｓ（ｆ）・ＦＢ^Ｄ _ｄｉｓ（ｆ）^＊・・・（８）
ただし、^*は共役記号である。

式（８）により計算されたクロススペクトルは、クリッピングにより周波数分散することで帯域を広げた信号に対して計算されたものであるので、クリッピングせずに計算したクロススペクトル（このクロススペクトルをＳ_０ ^Ｄ（ｆ）とする。）よりも帯域が広くなっている。このため、前述のとおり、局所的な位相誤差変動の影響を受けることなく、高精度に周波数勾配を求めることができ、高精度の到来方位が得られる。

求めたクロススペクトルＳ^Ｄ（ｆ）より、位相成分φ^Ｄ（ｆ）を抽出する。Ｓ^Ｄ（ｆ）は複素数であり、その実数部分をＲｅａｌ（Ｓ^Ｄ（ｆ））、虚数部分をＩｍａｇｅ（Ｓ^Ｄ
（ｆ））とすると、Ｓ^Ｄ（ｆ）の振幅成分Ａｍｐ^Ｄ（ｆ）と位相成分φ^Ｄ（ｆ）は式（９
）、（１０）のように表現される。

なお、周波数分散しても群遅延は変化しないため、クロススペクトルの位相成分の周波数勾配はＳ_０ ^Ｄ（ｆ）もＳ^Ｄ（ｆ）も同じである。また、クロススペクトルの計算は計算機により実施する。

図８に示すように、上記式（１０）により求めたクロススペクトルの位相成分φ^Ｄ（ｆ）を用いて、位相成分φ^Ｄ（ｆ）の周波数勾配Ｇ_φを求める。また、求めた位相成分の周波数勾配Ｇ_φについて、計算機内の遅れ時間及び方位算出部にて、到来時間差τおよび、到来方位θを算出する。位相成分の周波数勾配Ｇ_φと到来時間差τには式（１１）の関係が成り立つ。
Ｇ_φ＝２πτ・・・（１１）
よって、式（１１）より到来時間差を求めれば、式（１）により、到来方位を求めることが出来る。

実施例２．
実施例１では周波数分散部としてクリップ回路を用い、クリッピングにより周波数分散を実現していた。本実施例では、周波数分散部としてクリップ回路の代わりにハードリミッタ回路部を設け、ハードリミットすることで、周波数分散を実現する。

ハードリミッタ回路部前後の信号波形は図９の通りである。ハードリミッタ回路部により、ハードリミットすることで、ある閾値以上の受信信号の振幅（閾値は装置に入るノイズ等を考慮して決定する。）は一定値たとえば１に、ある閾値未満の到来電波の成分は０に変換される。元々正弦波だった到来電波の成分が図９のように矩形波に近づくことで、周波数分散される。

到来電波のハードリミットの一例及び、ハードリミット前後の周波数成分の分布を図１０に示す。図１０からも明らかなように、ハードリミットの前には単一周波数だったものが、ハードリミットにより複数の周波数成分を持つようになっている（＝周波数分散された形になっている）。

ハードリミッタ回路部の実装方法の例として、次の２つの方法が考えられる。第１の方法は図１１のように、ハードリミッタ回路部をＡ／Ｄ変換装置の後、計算機内に設け、計算によりハードリミットを実現する方法である。第２の方法は図１２のように、動作速度がマイクロ波帯クラスの論理ゲート（ＣＭＯＳゲート等の１ｂｉｔのＡ／Ｄ変換装置）をアナログデバイスとして用いることによりハードリミットを実現する方法で、この方法を用いるとハードリミッタ部とＡ／Ｄ変換部を１つの回路にまとめられるため、小型軽量化が図れる。また、一般的なＡ／Ｄ変換装置と比較して、１ｂｉｔのＡ／Ｄ変換装置は多ｂｉｔの変換装置に比べてより高速のものを利用できるため、容易にオーバーサンプリングが可能であり、多くのデータをデジタル変換することができるため、後段の処理をより高精度に実施することができる。

実施例３．
本実施例３では、実施例１および実施例２の位相成分の位相アンビギュイティを解消する位相接続の方法についてより詳細に述べる。隣接する２点の位相成分φ^Ｄ（ｉ）、φ^Ｄ（ｉ＋１）について、その位相差△φ^Ｄ（ｉ）を計算し、その大きさにより、式（１２）のようにφ^Ｄ（ｉ＋１）に補正を加えることで、位相アンビギュイティを解決し、位相の周波数勾配を求める。一例を図４に示す。
△φ^Ｄ（ｉ）＝φ^Ｄ（ｉ＋１）−φ^Ｄ（ｉ）
Ｉｆ △φ^Ｄ（ｉ）＞ π Ｔｈｅｎ φ^Ｄ（ｉ＋１）＝φ^Ｄ（ｉ＋１）−２π
Ｉｆ △φ^Ｄ（ｉ）＜−π Ｔｈｅｎ φ^Ｄ（ｉ＋１）＝φ^Ｄ（ｉ＋１）＋２π
Ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ φ^Ｄ（ｉ＋１）＝φ^Ｄ（ｉ＋１）・・・（１２）

実施例４．
本実施例４では、実施例１および実施例２の位相成分の周波数勾配の算出方法についてより詳細に述べる。なお、本説明では実施例３の後、実施例４を実施する方法について述べるが、実施例４のみを単独で実施しても良い。実施例４の流れを図１３に示す。

まず実施例３の方法により、位相接続を実施し、下記式（１３）に示すように、隣接Ｎ_Ｐ１個の点の平均を取り、平均化（平滑化）を実施する。平均化後の位相成分をφ^Ｄ _newとする。

平均化は微小なノイズを除去するために実施する。

つぎに下記式（１４）に示すように、φ^Ｄ _new（ｆ）を周波数について微分し、位相の周波数勾配Ｇ_φを求める。

微分により、図８のように周波数勾配は一定値になると考えられるため、容易に周波数勾配を求めることができる。しかしながら、単純に微分を実施した場合、位相の不連続点でスパイク状のピークが生じてしまったり、帯域以外の精度良く位相成分の周波数勾配を求めることのできない範囲を含むことになったりする。位相の不連続点でのピークについては、実施例３の方法により解決可能である。不要範囲の除去については以下の方法により解決する。

まず、クロススペクトルの振幅成分が最大となる周波数を含む帯域（山）において、振幅成分の、例えば最大値−３ｄＢとなる周波数の幅（３ｄＢダウン幅）を求め、この周波数の幅内に入っている位相成分の周波数勾配の平均値Ｇ_φＭＡＶを求める。次に位相成分の中から、位相成分の周波数勾配の値がＧ_φＭＡＶ×ｋ_ＭＡＶ以下かつ、−Ｇ_φＭＡＶ×ｋ_ＭＡＶ以上のデータを抽出し、そのデータの平均値を求める（ｋ_ＭＡＶは任意の値）。求めた平均値が位相成分の勾配Ｇ_φとなる。振幅成分が最大の点周辺の周波数勾配は、相対的に精度が良いと考えられるため、この方法により不要範囲を除去できる。

本発明の実施の形態１における方位探知装置の構成ブロック図である。本発明の実施の形態１における他の方位探知装置の構成ブロック図である。本発明の実施の形態１における方位探知装置の動作フローチャートである。位相のアンビギュイティの解決方法についての説明図である。本発明の実施例１における構成ブロック図である。本発明の実施例１におけるクリップ回路の動作についての説明図である。本発明の実施例１におけるクリッピングによる周波数の変化についての説明図である。本発明の実施例１における微分を用いたクロススペクトルの位相成分の周波数勾配の求め方についての説明図である。本発明の実施例２におけるハードリミットの動作についての説明図である。本発明の実施例２におけるハードリミットによる周波数の変化についての説明図である。本発明の実施例２におけるハードリミッタ回路部を含む方位探知装置の構成ブロック図である。本発明の実施例２におけるハードリミッタ回路部を含む他の方位探知装置の構成ブロックである。本発明の実施例４における微分及びスパイク状のピーク除去により位相成分の周波数勾配を求める方法についての説明図である。従来の方位探知装置の構成ブロック図である。従来の方位探知装置の動作原理についての説明図である。クロススペクトルの振幅成分と位相成分についての説明図である。

符号の説明

１受信アンテナ、２高周波増幅器、３周波数分散部、４Ａ／Ｄ変換器、５時間差検出器、６方位検出器、９方位算出回路、１２検波増幅器、１５パルス立上り検出回路、１７タイムカウンタ。

Claims

所定距離離間して配置され到来電波を受信する第１及び第２の受信アンテナと、この第１及び第２の受信アンテナで受信された第１及び第２の受信信号の周波数帯域を各々周波数分散するものであって、前記第１及び第２の受信アンテナで受信された第１及び第２の受信信号を用いた自律的な周波数分散を行う周波数分散部と、この周波数分散部から出力される周波数分散された第１及び第２の受信信号のクロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器と、前記クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の周波数に対する周波数勾配から第１及び第２の受信アンテナで受信された到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算器とを備えたことを特徴とする方位探知装置。
アナログ信号である第１及び第２の受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を備え、このデジタル信号を用いて周波数分散部以降の処理が行われることを特徴とする請求項１に記載の方位探知装置。
前記周波数分散部は、クリッピング回路またはリミッティング回路により構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の方位探知装置。
前記時間差検出器は、前記クロススペクトルの周波数−位相特性において、隣接周波数間で位相が２π変動し位相の不連続点となる位相アンビギュイティを解消するために、前記不連続点の位相に２πを加算または減算することにより位相接続を図った後に、位相の周波数に対する周波数勾配から第１及び第２の受信アンテナで受信された到来電波の時間差を検出するようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の方位探知装置。
前記時間差検出器は、前記クロススペクトルの周波数−位相特性において、クロススペクトルの位相の周波数微分より周波数勾配を算出し、所定の閾値を越える周波数勾配を除いた残りの周波数勾配を平均して算出される平均周波数勾配から第１及び第２の受信アンテナで受信された到来電波の時間差を検出するようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の方位探知装置。