JP5037397B2 - 標準電波受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、時刻情報を含む標準電波を受信する標準電波受信装置に関し、特に電波時計に関する。

［標準電波とタイムコードの説明］
標準電波は、世界各国で周波数標準と時刻情報の標準とを提供するために数１０ｋＨｚの長波帯、もしくは１〜１５ＭＨｚの短波帯で送信されている。この時刻情報には、一般に時間、日付、年、曜日、うるう秒、サマータイムなどの情報が含まれる。日本では独立行政法人情報通信機構により、２つの送信局から４０ｋＨｚと６０ｋＨｚとで送信されている。

標準電波は、一般にＡＭ変調による搬送波で送信され、無変調時の振幅を１００％とした場合、変調時の振幅を２５％から１０％程度に変化させることによりＨＩＧＨとＬＯＷの２値を表している。復調された信号は、これら２値によるパルス信号となる。標準電波は、ある一定時間ごとに１ビットを送信し、１ビットには１つのコードが割り当てられる。
ただし、ここで言う”ビット”とはあくまで標準電波がおくる情報の最小単位のことであって、例えば、「デジタル的な数値の”０１０１”は４ビット」と言うときのビットとは異なる。

標準電波におけるコードは、パルス信号のパルス幅によって定義され、複数のコードが存在する。日本の標準電波の場合、図１２、図１３に示したように”０”、”１”、”Ｐ”の３つのコードがそれぞれ、８００ｍｓ、５００ｍｓ、２００ｍｓのパルス幅を持っている。ただし、パルス幅と各コードの定義は送信局によって大きく異なる。

時刻情報は、日本の標準電波を一例とすると、図１４に示したように、その１周期のなかで時間、日付などの情報がそれぞれのブロックに割り当てられ、各ブロックは数ビットのビット幅を持つ。各ブロックの各ビットには、”０”、”１”、”Ｐ”のコードのいずれかが割り当てられる。これらコードの組合せにより時、分、日付などの情報が表現され、そのため、標準電波の時間情報は、タイムコードとも呼ばれる。コードの中で”Ｐ”はポジションマーカーと呼ばれ、これは時間などの情報を示す物ではなく、タイムコードの１周期の先頭や各ブロック先頭などタイムコードの周期の中の特定の場所を示すものである。

タイムコードの定義は送信局によって異なるが、世界の多くの送信局のタイムコードはマーカー以外の時刻情報の各ビットに割り当てられるコードは”０”、”１”で、これら２つのコードを用いた２進法によって各ブロックの情報を表す。

例えば、日本の標準電波の場合、２進化１０進数（ＢＣＤ）と類似した方法により時刻情報が表される。１秒に１ビットが割り当てられ、０から５９ビットでタイムコードの１周期、つまり１分でタイムコードの１周期となる。ビット１からビット８までが分ブロックであり、”１”となったビットの持つ時刻情報数値を足し合わせることにより現在の分が表される。例えばビット１からビット８までのコードが
｛”０”，”１”，”０”，”０”，”０”，”１”，”０”，”１”｝
となる場合、２０＋４＋１＝２５［分］となる。

［コード判定の説明］
タイムコードが上述のように定義されていることから、受信手段で復調された信号のパルス幅を計測することにより”０”、”１”、”Ｐ”などのコードを判定することができる。
例えば、一定周期で２値化信号のサンプリングを行い、１秒間におけるＨＩＧＨの回数をサンプリング回数で割ればパルス幅を推定することができる。

また、異なるコードは全て毎秒の最初で立ち上がり、それぞれ定義された時間だけＨＩＧＨを維持した後に立ち下がるので、一秒間におけるある区間については、特定のコード飲みがＨＩＧＨになる区間がある。例えば日本の標準電波のタイムコードの場合、”０”、”１”、”Ｐ”の全ては毎秒０ｍｓで立ち上がり、”Ｐ”は２００ｍｓで、”１”は５００ｍｓで、”０”は８００ｍｓで立ち下がるから、
０ｍｓから２００ｍｓまでは”Ｐ”と”１と”０”、
２００ｍｓから５００ｍｓまでは”１と”０”、
５００ｍｓから８００ｍｓまでは”０”、
がＨＩＧＨになるはずである。これらの区間別にＨＩＧＨ、ＬＯＷを判定し、その区間別の判定を組み合わせて毎秒の、”０”、”１”、”Ｐ”の判定を行うことができる。また、ありえない組み合わせについては、エラーコードとして判定することなどもできる。

［感度の評価］
コード判定結果を用いて標準電波受信装置の感度を評価する代表的な基準として、ビットエラー率（ＢＥＲ）がある。これはある一定時間中にエラーとなったビット数を全体のビット数で割ったものである。１００ビット中に１ビットがエラーとなれば、
１／１００＝０．０１
でＢＥＲは０．０１もしくは１％と表現される。タイムコードは重畳性がほとんど無いため、ＢＥＲが数％になれば受信不可能となる。

以上説明したように、標準電波受信装置の受信感度はパルス幅の正確性に大きく依存している。つまりは、復調信号の２値化の精度をあげることが標準電波受信装置の受信感度の向上の重要な要素の一つとなっている。

［従来技術の概要］
また、復調信号に含まれるノイズなどの影響を排除する技術も知られている。例えば、復調信号を２値化する際の閾値のレベルを下側、もしくは上側に調整することによって復調信号の上側、もしくは下側に発生するノイズを避ける技術が知られている（特許文献１参照。）。

特許文献１に示した従来技術は、送信局によってこの復調信号を２値化するための閾値レベルを標準レベルから高めもしくは低めの閾値レベルに切り替えている。標準閾値は復調信号のピークとボトムとの中間レベルである。

特開２００７−１３９７０５号公報（第１５頁、第２０〜２２図）

［タイムコードの特性と問題点］
標準電波で送られてくる時刻情報には、一部の送信局の限られた情報についてのパリティチェックを除き、冗長性がなく、コードの誤判定を検出する方法、またそれを修正する手段がないという根本的な問題があるから、あるビットについてコード判定を行う際に、そのとき受信した信号以外の情報源はなく、コード判定の精度は、復調信号もしくはパル
ス信号の特性のみに依存している。また、取得した情報の信頼性を上げるためには、タイムコードを複数周期受信し、タイムコードの同じビットのデータについて比較、修正しなければならない。受信環境が悪化すればするほど、より多くデータを取らなければならず、受信時間が長くなるという問題点もある。

復調信号の特性は、主に電界強度と、信号成分とノイズ成分との比（ＳＮＲ）と、に依存している。電界強度の低下、ノイズ成分の増加などにより、時間軸上のパルスの立ち上がり位置、またはパルス幅などが送信された元のコードから大きく異なってくる場合、コード判定、および時間情報取得は正確に行われず、その時点で受信の限界となる。

［従来技術の具体的な問題１：閾値の切替についての問題点］
図８は、特許文献１に示した従来技術の復調信号の波形における閾値レベルとノイズを避ける説明にかかわる部分を、その主旨を逸脱しない範囲で書き直した図面である。図８の復調信号の波形に対して、８０１、８０２は復調信号のそれぞれ上側、下側のピークを滑らかにつないだ線であり、これらの中間レベルである８０３が復調信号を２値化するための閾値である。８０４、８０５はそれぞれ上側、下側に出現するノイズである。

図８のように、復調信号の波形全体が安定していて、ノイズレベルが低い場合は、ノイズ８０４、８０５のようなノイズは復調信号の波形の中間レベルを閾値とすることで容易に避けることができる。

ノイズ８０４、８０５のいずれかが中間レベル８０３に掛かるようなノイズに成長した場合について、特許文献１に示した従来技術１では、閾値レベルを上側、または下側に調整することでそのノイズを避けている。

この技術の基本となっているのは、特定の送信局について、上側、もしくは下側どちらか一方のノイズが深刻であることを想定し、送信局によって閾値レベルを上側、もしくは下側の一定方向へ移動させることでノイズを避けるということである。

しかし、特定の送信局について、例えば、下側に出現するノイズを避けるために、あらかじめ閾値レベルを中間レベルより上げた場合、実際の受信環境において上側のノイズが多くなれば、閾値レベルを調整したことにより、むしろＢＥＲが悪化し、受信感度は低下する。逆に、ある送信局におけるノイズを上側に出現すると想定した場合も実際の環境で下側のノイズが多くなれば同様にこの閾値レベルの調整により感度が悪化する可能性がある。

［従来技術の具体的な問題２：閾値レベルの問題点］
以下、従来技術と実際の受信環境から推測される閾値レベルの問題点について説明する。実際の受信環境において、特に電界強度が非常に低い場合は受信環境に影響されやすく、復調信号の波形の振幅が連続的に変化したり、波形全体が上下に揺らいだりする。こういった状況においては、閾値レベルがこれらに影響されて適正なレベルから外れ、２値化後のデジタル信号のパルス幅が不正確になり、コード判定においてエラービットを発生させやすくなる。

図９に復調信号の波形の振幅が揺らいだ場合の復調信号の波形を示す。この図において、もし上側ピークのレベル８０１が振幅の揺らぎに追従するようなときには、８０６の信号を捉えることができるが、８０５のノイズを避けることはできない。一方、振幅の揺らぎを無視し、大きな信号だけに追従するような場合には、８０５のノイズを避けることはできるが、８０６の信号部分を閾値で捉えることができなくなる。

また、図１０に周期的な低周波のスパイク状のノイズが混入した場合の復調信号の波形を示す。この場合、８０２の下側ピークレベルはスパイク状ノイズに引っ張られ、さらに閾値レベルがこれにつられて、適正なレベルより低くなる。図１０のように、復調信号はタイムコードを十分反映しているにもかかわらず、ノイズの影響によりタイムコードのパルス幅を正確に再現できなくなる可能性がある。

上側ピークのレベルが図１０のような狭い幅のノイズを避けるような調整を行った場合は、日本の標準電波の”Ｐ”のような細いパルスのピークに対して鈍感になり、正確にパルス幅を再現できなくなる。日本の標準電波の”Ｐ”コードを誤って避ける可能性があり、最悪の場合、分同期がとれなくなる可能性がある。これはタイムコードのパルス幅が狭いコードになればなるほど顕著になり、”０”、”１”のコードがそれぞれ１００ｍｓ、２００ｍｓのパルス幅を持つドイツのＤＣＦのタイムコードの場合はこの問題はより深刻となる。

また、図１１のように復調信号の波形が揺らいだときには、ピークレベルの追従性を調整するのが難しく、適切な閾値レベルを設定することは困難である。

こういったノイズや復調信号の波形の望ましくない特徴は、送信局のタイムコードや送信周波数によって特定されるものではなく、受信環境、受信手段の特性などの組み合わせにより多種多様に発生する。電界強度が下がったり、送信周波数と非常に近い周波数をもった近接ノイズなどが存在すれば、その影響はより顕著であり、あらかじめある特定のノイズだけを想定することはエラービットを発生させやすく誤受信の要因ともなる。

以上説明したとおり、従来技術では、復調信号が安定しているという仮定で復調信号の振幅や上側ピークレベル、下側ピークレベルを決定し、閾値を決定している。

本発明は上記課題を解決するもので受信環境の変化やノイズの混入の影響により、復調波形が不安定になった場合でも、適切な閾値レベルを見つけだし、正確にコード判定を行い、正確な時刻情報変換、時刻修正を行うことができる標準電波受信装置を提供するものである。

上記目的を達成するために本発明の標準電波受信装置は、以下に示す構成を採用するものである。

所定の周期に含まれる複数の矩形のパルス幅によって複数のコードを表し、所定のビットに割り当てられた時間情報が複数のコードによって定義されたタイムコードを含む標準電波を受信して復調を行い復調信号を出力する受信手段と、受信手段より出力された復調信号をデジタル信号に変換するための閾値を持ち、デジタル信号を出力する比較手段と、
デジタル信号からタイムコードを復号するデコード手段と、デコード手段出力から時刻情報を抽出し、時刻修正を行う制御手段と、比較手段の閾値を切り替える、もしくは調整する選択手段と、を有する標準電波受信装置において、
デコード手段は、第１の記憶手段を有し、制御手段は、第２の記憶手段を有し、デコード手段は、比較手段の出力を第１の記憶手段に記憶して、その記憶されたデータに基づいて比較手段の閾値の切替信号を選択手段に出力し、制御手段は、デコード手段の出力を第２の記憶手段に記憶して、その記憶されたデータに基づいて比較手段の閾値の切替信号を選択手段に出力し、選択手段は、デコード手段からの切替信号と制御手段からの切替信号のいずれか、または両方を用いて比較手段の閾値を切り替えるものであって、
第１の記憶手段に記憶された比較手段の出力データは、サンプリングによりＨＩＧＨとなるカウント数を計数し、理論値の所定期間における平均値もしくは想定範囲を基準として判定するものであり、第２の記憶手段に記憶されたデコード手段の出力データは、タイムコードの同一コード連続出現ビット数、もしくは同一コードの出現間隔に基づいて判定するものであることを特徴とする。

比較手段は、比較器を複数有し、それぞれの比較器が独立した複数の閾値を持ち、受信
手段より出力されたと複数の閾値とをそれぞれ比較して独立したデジタル信号をデコード手段に対して出力することを特徴とする。

複数の閾値を持つ比較手段は、一定周期で閾値を切り替えることを特徴とする。

受信手段より出力された復調信号を入力し、受信している標準電波の状態を判断する受信状態判断手段を有し、選択手段は、受信状態判断手段の出力と、デコード手段の第１の記憶手段に記憶された比較手段の出力のデータと、制御手段の第２の記憶手段に記憶されたデコード手段の出力のデータと、に基づいて閾値の切り替えを行うことを特徴とする。

受信手段より出力された復調信号を入力し、受信している標準電波の局を検知する送信局検知手段を有し、選択手段は、送信局検知手段の出力と、デコード手段の第１の記憶手段に記憶された比較手段の出力のデータと、制御手段の第２の記憶手段に記憶されたデコード手段の出力のデータと、に基づいて閾値の切り替えを行うことを特徴とする。

この本発明によれば、電界強度が低く、ＳＮＲが低い環境において受信信号の信頼性が低下する場合でも、正確にタイムコードを判定し、正確な時刻修正をすることを可能とする標準電波受信装置が得られるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、本発明の標準電波受信装置の実施形態について詳細に説明する。

［標準電波受信装置の構成：図１、図２、図３、図４］
まず、本発明の実施形態にかかる標準電波受信装置の構成について説明する。図１は、本発明の標準電波受信装置を説明するブロック図、図２〜図４は、その変形例を示すブロック図である。まず、図１を用いて基本的な構成を説明する。
図１において、１００は受信手段、２００は比較手段、３００はデコード手段、３０１は第１記憶手段、４００は制御手段、４０１は第２記憶手段、５００は選択手段である。

受信手段１００は、送信局からＡＭ変調波として送信された標準電波を受信し、ＡＭ変調波の包絡線をとらえて復調し、それを出力する。
比較手段２００は、受信手段１００より出力された復調信号と複数の閾値レベルとを比較して、各閾値に対してＨＩＧＨ、ＬＯＷの判定を行う。その比較結果をデジタル信号として出力する。デコード手段３００は、比較手段２００からのデジタル信号を用いてコード判定を行う。
制御手段４００は、デコード手段３００から出力されたコード判定の結果を基にして時刻情報を抽出する。デコード手段３００と制御手段４００とは、それぞれ独立した第１記憶手段３０１、第２記憶手段４０１を有する。

［標準電波受信装置の変形例１：図２］
次に、比較手段２００が複数の比較器を持つ構成を図２を用いて説明する。なお、同一の構成においては同一の番号を付与している。図２において、２０１は、複数の比較器を有する比較手段である。
比較手段２０１における各比較器は、それぞれ独立した閾値をもっており、それによる判定をそれぞれ独立にデコード手段３００に対して出力する。
図１の構成と同様に、デコード手段３００、制御手段４００は、複数の比較器の結果から調整信号を選択手段５００に送り、選択手段５００は各比較器の閾値調整を行う。

［標準電波受信装置の変形例２：図３］
次に、受信状態判断手段を追加する構成を図３を用いて説明する。なお、同一の構成においては同一の番号を付与している。図３において、５０１は受信判断手段である。
図３の構成では、受信状態判断手段５０１は、受信手段１００における受信電波の強さやノイズの量を判断し、その結果を制御手段４００に出力する。制御手段４００は、この受信状態判断手段５０１の出力とデコード手段３００の出力とを組み合わせて、閾値の切替信号を選択手段５００に送る。

［標準電波受信装置の変形例３：図４］
次に、送信局検知手段を追加した構成を図４を用いて説明する。なお、同一の構成においては同一の番号を付与している。図４において、５０２は送信局検知手段である。
図４に示す構成は、図３の構成と同様に、送信局検知手段５０２が受信手段１００が受けた信号から送信局を判断し、その結果を制御手段４００に送る。制御手段４００は、この送信局検知手段５０２の出力とデコード手段３００の出力とを組み合わせて、閾値の切り替えを選択手段５００に送る。

［受信手段の説明：図５］
次に、受信手段１００の回路構成を図５を用いて説明する。図５において、１０１はアンテナ、１０２は同調回路、１０３は増幅回路、１０４はフィルタ回路、１０５は復調回路、１０６はＡＧＣ制御回路である。アンテナ１０１で受けた標準電波は、同調回路１０２により周波数を選択し、選択された信号は、増幅回路１０３で増幅され、さらに、フィルタ回路１０４でノイズが取り除かれる。復調回路１０５ではＡＭ変調波が復調され、タイムコードのパルスを反映した復調波形となって出力される。１０６はＡＧＣ制御回路で復調信号の振幅によって増幅回路１０３の増幅率を調整する。

［具体的な閾値を調整する回路構成：図６、図７］
次に、図６、図７を用いて閾値を切り替えるための回路を説明する。これらの回路は、図１に示す比較手段２００に搭載されている。
なお、図６は説明のため、もっとも簡易的な例として２つの閾値の切り替える回路について示している。
図６において、６０１は比較器で、６０２〜６０４が抵抗Ｒ０〜Ｒ２である。６０５、６０６が推知である。６０７がグランド電位線、６０８が電源線である。６０９が入力信号線、６１０が比較器出力である。

グランド電位線６０７と電源線６０８との間に抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１とスイッチ６０５とを直列に接続する。抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１との接続点を比較器６０１の正入力端子に接続している。この正入力端子と電源線６０８との間に抵抗Ｒ２とスイッチ６０６とを直列に接続している。入力信号線６０９は比較器６０１の負入力端子に接続しており、この比較器６０１の出力端子は、比較器出力６１０である。

図１〜図４に示す選択手段５００からの信号により、スイッチ６０５、６０６を操作し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とを切り替えることにより抵抗分圧比を変え、比較器６０１に入力する比較レベルを切り替えている。

図７に示す例は、図６に示す例の変形例であって、可変抵抗により閾値レベルを無段階に調整する構成である。図７において、ＶＲは可変抵抗である。なお、同一の構成においては同一の番号を付与している。
可変抵抗ＶＲは、抵抗Ｒ０との抵抗分圧比を変え、比較器６０１に入力する比較レベルを切り替えている。

［デコード手段による閾値の切り替えの説明：図１〜図５］
次に、本発明の標準電波受信装置におけるデコード手段３００による閾値の切り替えについて説明する。なお、説明は適宜図１〜図５を参照しつつ行うこととする。また、具体的な設定値を除き、切り替えの手法はすべての送信局について共通であるので、ここでは日本の標準電波の例をあげて説明をする。

最初に、デコード手段３００の第１の記憶手段３０１に記憶される比較手段２００の出力を用いてに閾値を調整する際に基準となる数値について説明する。
２値化されたデジタル信号をサンプリングしたときの、ある一定時間においてＨＩＧＨがカウントされた回数のサンプリング回数の総数に対する比率をＲＨとすると、
ＲＨ＝ＮＨ／Ｎ
となる。ここでＮＨは単位時間あたりのＨＩＧＨのカウント数、Ｎは単位時間あたりの総
サンプリング数である。

最も簡単な例として、１秒間におけるＲＨは各コードのパルス幅から容易に求められる。例えば、”Ｐ”はパルス幅が２００ｍｓであるから、例えばサンプリング周波数が１００Ｈｚの場合、受信環境が非常によい環境では０ｍｓから２０回、ＨＩＧＨをカウントする。１秒の総サンプリング数は１００回であるから、”Ｐ”コードが出現したときの１秒間のＲＨは２０／１００＝０．２となる。同様に、”１”なら０．５、”０”なら０．８となる。

一例として、２００７年６月６日（水）２時２２分の１分間におけるタイムコードの、シミュレーションにより算出したＲＨの理論値の変化を図１５に示す。単位時間が１秒間のときのＲＨは毎秒のコードによって直接的に変化するので、図１５のように０．２から０．８の間で大きく変化する。

ＲＨは単位時間を長くとることで、その変動が緩やかになる。例えば、２秒間の間に”Ｐ”と”０”とが出現する場合、理想的な環境では、２０＋８０＝１００回 ＨＩＧＨがカウントされるから、ＲＨ＝１００／２００＝０．５となる。これを踏まえて、２秒以上のある一定秒数におけるＲＨを求める式を一般化すると
ＲＨ＝（Ｎ０＊０．８＋Ｎ１＊０．５＋ＮＰ＊０．２）／Ｎ
となる。ここで、Ｎ０、Ｎ１、ＮＰはそれぞれ”０”、”１”、”Ｐ”の単位時間中の出現回数である。

図１６は、同じくシミュレーションにより算出した２００７年６月６日（水）２時００分から１時間のタイムコードのＲＨの理論値の変化である。ここで単位時間は１分になっており、ＲＨの変動の幅はおよそ０．０３である。このように単位時間を長くすればするほど、出現コードの偏りが無くなり、ＲＨの変動はより緩やかになる。

次に、標準電波が想定している、２０００年から２０９９年までの間でＲＨがどのように変化するかを説明する。時間軸が長いため、便宜上、単位時間を１分間とする。西暦２０００年の１年間のＲＨの変化を示したのが図１７である。
ＲＨはおよそ、０．６４から０．７１の範囲で変動している。一方、図１８に、西暦２０７７年の一年間における、ＲＨの変化を示した。ＲＨはおよそ０．６１から０．６８の範囲で変動している。

うるう秒が存在する場合などの特別な条件を除き、タイムコードの年ブロック以外のタイムコードの変化は１年を通じて、西暦２０００年と西暦２０７７年では共通である。
タイムコードの年ブロックに関しては西暦２０００年はすべて”０”で、西暦２００７年は”１”が６ビットで出現し、年ブロックの”１”のビット数が最大になる年である。
”１”は”０”よりパルス幅が狭いため、”１”が最も多い年はＲＨが最も低くなる年である。
つまり、西暦２０００年から西暦２０９９年の間では、ＲＨの理論値は図１７の西暦２０００年のグラフの上限と図１８の西暦２０７７年のグラフの下限との間に必ず存在することになる。その範囲は上記のようにおよそ０．６１から０．７１で、その幅はおよそ０．１である。

図１２に示すように、復調信号は完全な矩形波ではないので、波形の上にいけばいくほど、山の頂点に近くなり、出力されるデジタル信号のパルス幅は狭くなる。
しかし、受信可能な環境において、閾値が理想的なレベルに設定されていれば、上記のＲＨが理論的に取りうる範囲に入ってくることになる。
もし、実測されたＲＨがこの範囲から外れていれば、それを補正するように閾値を調整することによって、ＲＨを適正な値にし、コード判定の精度を上げることができる。

このことを基にして、閾値レベルを制御する方法の一例を以下に説明する。ＲＨの理論値の範囲の中で平均的なレベルとして基準になる値をＲＨ＝０．６５を設定する。比較手段出力のデータから求められた実測値が０．６５を下回った場合、閾値を下げ、よりＨＩＧＨが出力されやすくする。また、逆に０．６５を上回った場合は閾値を上げ、よりＬＯＷが出力されやすくする。

実測データを用いて２０秒ごとにＲＨを算出、このＲＨの判定と閾値の調整を行ったときのＲＨとＢＥＲとの変化を示した図がそれぞれ図１９、図２０である。初期の閾値レベルが適正値より高い状態からスタートしている。そのため、ＲＨは低く、ＢＥＲが高い状態となっている。しかし、その後、閾値レベルが徐々に適正なレベルに調整され、ＢＥＲが低下している。

理想条件におけるＲＨの取りうる範囲は各送信局、もしくは各タイムコードについて既知であるから、実測されたＲＨがここから大きく外れる場合は、受信できる環境でないことが判断され、受信エラーなどの信号を制御手段におくり、ただちに受信動作を終了し、無駄に長時間受信状態を保つことを防ぎ、消費電力などを抑えることができる。

また、以上説明したような閾値の調整以外にデコード手段３００の第１の記憶手段３０１で記憶されたデータを処理することの優位点として、簡単なフィルタの機能を持たせることなどが可能である。ＨＩＧＨが連続してカウントされているときに、非常に短い時間のＬＯＷが発生する場合は、これがノイズである可能性が大きいと判断できるため、このＬＯＷをＨＩＧＨに補正するようなことも可能である。

［制御手段による閾値の切り替えの説明］
次に、デコード手段３００で行われたコード判定の結果を制御手段４００の第２の記憶手段４０１で記憶し、この記憶されたデータに基づいて、閾値を切り替える手法について説明する。ここでも、具体的な設定値を除き、切り替えの手法はすべての送信局について共通であるので、日本の標準電波の例をあげて説明をする。

毎秒、連続的に出力されるコード判定の結果について、タイムコードの定義から、いくつかの条件を設定することができる。簡便な条件のとして、同一のコードが連続して出現するビット数である。各コードが連続して出現できるビット数は
（条件１）：”Ｐ”は最高で２ビット、
（条件２）：”１”は最高で３ビット、
（条件３）：”０”は最高で９ビット、
である。また、”Ｐ”については以下の条件も追加される。
（条件４ａ）：”Ｐ”と”Ｐ”との間隔は、９ビットもしくは１０ビットより小さい
（条件４ｂ）：”Ｐ”と”Ｐ”との間隔は、９ビットもしくは１０ビットより大きい
（ただし、タイムコードの最後と先頭の”Ｐ”コード連続出現を除く）
なお、タイムコードの規定のパターンからより複雑な条件を設定することも可能である。

図１２に示すように、復調信号は完全な矩形波ではないので、波形の上にいけばいくほど、山の頂点に近くなり、出力されるデジタル信号のパルス幅は狭くなる。
であるから、閾値レベルが高すぎれば”Ｐ”、”１”が出現しやすくなり、上記の連続ビット数の制限を越えることがある。この場合には、閾値レベルを下げる。逆に、”０”が連続して出現した場合には、適正な閾値レベルより下であることが推定されるため、閾値レベルを上げる。

［比較手段が複数の比較器を持つ場合］
比較手段２００が複数の比較器を持つ場合も上記の場合と同様に、各比較器が閾値を複数持っている、もしくは調整可能な閾値を持っている。各比較器の閾値は独立してその判定結果をデコード手段３００に出力し、デコード手段３００は、これらのデータをもとにコード判定を行う。デコード手段３００は、各比較器別に閾値を切り替える信号を選択手段に送り、選択手段５００は、これらと制御手段４００から送られてくる切替信号を合わせて、閾値の切り替えを行う。

［受信状態判断手段］
図３の構成の様に、受信状態判断手段５０１によって受信手段１００から受信している標準電波の強さ、ノイズの多さなどを読み取ることができる場合は、この情報を制御手段４００に送り、制御手段４００は、これを合わせて閾値切り替えを判断し切替信号を選択手段５００に送る。

［送信局検知手段］
図４の構成の様に、送信局検知手段５０２によって受信手段１００が受信している標準電波の送信局を判断できる場合は、この情報を制御手段４００に送り、制御手段４００は、送信局に合わせて切替信号を選択手段に送る。

［フローチャート］
実際には、デコード手段におけるＨＩＧＨ、ＬＯＷのデータから求められたＲＨと、制御手段４００の第２の記憶手段４０１で記憶されるコード判定の結果との両方を用いて閾値を切り替えることができる。以下に、選択手段５００での閾値切り替え処理を図２２のフローチャートを用いて説明する。

受信開始後、送信局を設定する。送信局が既知の場合はその送信局を、そうでない場合は初期設定の局を設定する（Ｓ１）。
次に、送信局に合わせたＲＨ基準値、閾値レベルの設定を行う（Ｓ２）。受信状態の情報が得られる場合は、これらに補正値を追加する（Ｓ３）。
その後、閾値を中間レベルに設定し（Ｓ４）、デコード手段３００、制御手段４００で単位時間、データを取得、記憶する。
得られたデータから、ＲＨ、デコード結果、設定送信局などの整合性を確認する（Ｓ５）。ここでは、閾値レベルが適正かは不明なので、整合性のチェックには、ある程度の幅を持たせる。送信局設定が妥当だと判断されれば、取得したデータを基準値と比較する（Ｓ６〜Ｓ１０）。

（条件１）、（条件２）、（条件４ａ）を満たさない場合（Ｓ１１）は、閾値が高すぎる可能性高いので、このときは、さらにＲＨの値を基準値と比較し、ＲＨが基準値より低
ければ閾値を下げる（Ｓ１２）。

（条件３）、（条件４ｂ）満たさない場合（Ｓ１３）は、閾値が低すぎる可能性高いので、このときは、さらにＲＨの値を基準値と比較し、ＲＨが基準値より高ければ閾値を上げる（Ｓ１２）。

（条件１）〜（条件４ｂ）満たしている場合（Ｓ１４）でも、ＲＨが基準の範囲から外れていれば閾値を上げて、もしくは下げて、よりコード判定の精度を上げる（Ｓ１５、Ｓ１６）。

以降、閾値を固定する場合（Ｓ１７）は、切り替え処理を終了し、動的に調整する場合は、単位時間データ取得に戻り、上記の処理を繰り返す。

［一定周波数で切り替える場合、デコード手段］
複数ある閾値を同時に使い、より高度な閾値調整をすることも可能である。デコード手段３００におけるコード判定において１００Ｈｚでデジタル信号をサンプリングしたデータが必要な場合、このサンプリング周波数よりも早い周波数で閾値を切り替える。その切り替え周波数はサンプリング周波数と切り替える閾値の数とを用いて以下のようにもとめられる。
（閾値切り替え周波数）＝（必要なサンプリング周波数）×（閾値の数）

閾値の切り替えを式的に示した図を図２１に示す。図２１の矢印の起点はその時点で使う閾値レベルを示しており、矢印の方向でＨＩＧＨ、ＬＯＷの判定結果を示している。
まず、０ｍｓにおいて閾値０と復調波形を比較し、ＨＩＧＨ、ＬＯＷを判定する。次に２．５ｍｓにおいて閾値１、５．０ｍｓでは閾値２、７．５ｍｓでは閾値３、によって判定を行う。そして、１０ｍｓでまた閾値０を使って判定を行う。このように、各閾値は１０ｍｓごとつまり１００Ｈｚで判定を行うことになる。

比較手段２００は、各閾値の判定を直接、連続的に出力し、デコード手段３００は、切り替え周波数と同じ周波数でサンプリングを行い、閾値別にデータを記憶する。図２１の例では比較手段は
ＨＬＬＬＨＨＨＬＨＨ
と連続的に出力する。デコード手段３００は、切り替え周波数に同期するように４００Ｈｚでサンプリングを行い
データ郡０：ＨＨＨ．．．
データ郡１：ＬＨＨ．．．
データ郡２：ＬＨ．．．
データ郡３：ＬＬ．．．
といったように、閾値別にデータを記憶する。

実測結果の一例を用いて、判定結果を閾値別にならび変えた表を図２３に示す。図２３にあっては、閾値切り替え周波数は４００Ｈｚで、表下のＲＨは２０秒分の結果であるが、表は中略してある。閾値レベルが低いほどＨＩＧＨの判定を出しやすいため、ＲＨは高くなる傾向にある。通常は閾値レベルが上がるにつれ、連続的にＲＨが減少していき、この傾向が図２３に示す表でも見られる。
図２３に示す表では、閾値１がＲＨ＝０．６５という値を持っており、上記の図１７、図１８についての結果から、閾値１が最も適正な閾値レベルであることが推測される。この閾値１のデータを使ってコード判定を行うことにより、より正確なコード判定が行うことができる。

データを閾値別に記憶することにより、上記の例のように２０秒といった一定時間ごとに最も適正な閾値を探し、その閾値のデータを随時使うことが可能である。これは実質的に、随時、閾値を切り替えることになり、復調信号が揺らいだりする場合に有効である。

また、受信開始からある一定時間を安定時間として、この間は一定周波数で閾値を切り替え、この安定時間の結果を用いて最も適当な閾値レベルを判定し、その後の受信動作中はこの閾値レベルに固定して使うことも可能である。この場合でも、安定時間中のデータを捨てること無く使えるので、受信時間を短縮することが可能である。
一定周期で閾値を切り替えない通常の方法では、ＲＨの値を求めた後に、閾値を切り替えていくため、適正な閾値による出力結果はその切り替え以降から有効である。つまり閾値を調整している間のデータの信頼性は低くなる。

［一定周波数で切り替える場合］
上記のように、閾値別に記憶されたＨＩＧＨ、ＬＯＷデータをぞれぞれのデータ郡について、コード判定を行うこともできる。図２４に示す表は、各閾値から得られたデータ郡別にデコード手段３００においてコード判定をした実測結果の一例である。

図２４に示す表において、閾値０のデータ郡は”０”が１０ビット以上連続しており、また”Ｐ”と”Ｐ”との間隔が１２ｂビット以上離れていることから、閾値が低すぎることが推測される。また、閾値３のデータ郡は”Ｐ”の出現が多すぎるので閾値が高すぎることが容易に推測される。閾値２のデータ郡は”Ｐ”と”Ｐ”との間隔が３ビット、または７ビットの箇所かあり、これも閾値が高すぎると推定できる。閾値１のデータ郡のみが上記の（条件１）〜（条件４ｂ）を全て満たしており、閾値１がもっとも適正な閾値レベルであることが推定できる。

デコード手段３００による閾値の切り替えと同様に、一定時間ごとに適正な閾値を見つけ、随時そのデータを使ったり、適切な閾値レベルを見つけた後に、その閾値のデータ郡のみ使っていくことも可能である。

以上説明したように、本発明の実施形態によれば、受信環境が悪くなり標準電波の受信手段１００の出力の復調信号が不安定になった場合、閾値を適切に切り替えることにより正確なコード判定を行い、正確な時刻情報を提供することができる。
また、取得情報の信頼性を上げるためにタイムコードを複数周期受信する際も、正確なコード判定結果によって、少ないデータでの比較、修正が可能となり、受信時間の短縮や低消費電力化とすることができる。

なお、以上説明した実施形態においては、本発明の標準電波受信装置は、電波修正時計を例にしている。もちろん、本発明の標準電波受信装置は、それに限定するものではなく、標準電波を受信する装置を内臓した携帯電話機やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、パーソナルコンピュータ、携帯型音楽プレーヤなどの携帯可能な情報端末装置であってもよい。

本発明の標準電波受信装置は、受信状態が悪化しても正確に時間情報を提供できることから、アンテナや受信回路の物理的制約が多い腕時計などの小型の電波修正時計、また室内の窓から離れた場所にある電波修正時計に好適である。

本発明の標準電波受信装置の構成を説明するブロック図である。 本発明の標準電波受信装置の構成において、比較手段が複数の比較器を有する例を説明するブロック図である。 本発明の標準電波受信装置の構成において、受信状態判断手段を有する例を説明するブロック図である。 本発明の標準電波受信装置の構成において、送信局検知手段を有する例を説明するブロック図である。 本発明の標準電波受信装置の受信手段の回路構成を説明するブロック図である。 閾値を切り替える回路の回路図である。 閾値を無段階に切り替える回路の回路図である。 復調信号と閾値を説明する図である。 復調信号と閾値を説明する図である。 復調信号と閾値を説明する図である。 復調信号と閾値を説明する図である。 復調信号と２値化デジタル信号を説明する図である。 日本の標準電波の”０”、”１”、”Ｐ”コードを説明する図である。 日本の標準電波のタイムコードを説明する図である。 単位時間１秒のＲＨの変化を示す図である。 単位時間１分のＲＨの変化を示す図である。 西暦２０００年のＲＨの変化を示す図である。 西暦２０７７年のＲＨの変化を示す図である。 閾値を調整したときのＲＨの変化を示す図である。 閾値を調整したときのＢＥＲの変化を示す図である。 閾値を一定周期で切り替えるとき時の閾値と判定結果を説明する図である。 閾値切り替え処理を説明するフローチャートである。 判定結果を閾値別にならび変えた様子を説明する図表である。 各閾値から得られたデータ郡別にコード判定をした実測結果を説明する図表である。

符号の説明

１００ 受信手段
２００，２０１ 比較手段
３００ デコード手段
３０１ 第１記憶手段
４００ 制御手段
４０１ 第２記憶手段
５００ 選択手段
５０１ 受信状態判断手段
５０２ 送信局検知手段

Claims (5)

1. 所定の周期に含まれる複数の矩形のパルス幅によって複数のコードを表し、所定のビットに割り当てられた時間情報が前記複数のコードによって定義されたタイムコードを含む標準電波を受信して復調を行い復調信号を出力する受信手段と、
   前記受信手段より出力された復調信号をデジタル信号に変換するための閾値を持ち、デジタル信号を出力する比較手段と、
   前記デジタル信号から前記タイムコードを復号するデコード手段と、
   前記デコード手段出力から時刻情報を抽出し、時刻修正を行う制御手段と、
   前記比較手段の閾値を切り替える、もしくは調整する選択手段と、
   を有する標準電波受信装置において、
   前記デコード手段は、第１の記憶手段を有し、
   前記制御手段は、第２の記憶手段を有し、
   前記デコード手段は、前記比較手段の出力を前記第１の記憶手段に記憶して、その記憶されたデータに基づいて前記比較手段の閾値の切替信号を前記選択手段に出力し、
   前記制御手段は、前記デコード手段の出力を前記第２の記憶手段に記憶して、その記憶されたデータに基づいて前記比較手段の閾値の切替信号を前記選択手段に出力し、
   前記選択手段は、
   前記デコード手段からの切替信号と前記制御手段からの切替信号のいずれか、または両方を用いて前記比較手段の閾値を切り替えることを特徴とする標準電波受信装置であって、
   前記第１の記憶手段に記憶された比較手段の出力データは、サンプリングによりＨＩＧＨとなるカウント数を計数し、理論値の所定期間における平均値もしくは想定範囲を基準として判定するものであり、
   前記第２の記憶手段に記憶されたデコード手段の出力データは、タイムコードの同一コード連続出現ビット数、もしくは同一コードの出現間隔に基づいて判定するもの、
   であることを特徴とする標準電波受信装置。
2. 前記比較手段は、比較器を複数有し、それぞれの比較器が独立した複数の閾値を持ち、
   前記受信手段より出力されたと前記複数の閾値とをそれぞれ比較して独立したデジタル信号を前記デコード手段に対して出力することを特徴とする請求項１に記載の標準電波受信装置。
3. 前記複数の閾値を持つ前記比較手段は、一定周期で前記閾値を切り替えることを特徴とする請求項２に記載の標準電波受信装置。
4. 前記受信手段より出力された復調信号を入力し、受信している標準電波の状態を判断する受信状態判断手段を有し、
   前記選択手段は、
   前記受信状態判断手段の出力と、前記デコード手段の前記第１の記憶手段に記憶された前記比較手段の出力のデータと、前記制御手段の前記第２の記憶手段に記憶された前記デコード手段の出力のデータと、に基づいて閾値の切り替えを行うことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の標準電波受信装置。
5. 前記受信手段より出力された復調信号を入力し、受信している標準電波の局を検知する送信局検知手段を有し、
   前記選択手段は、
   送信局検知手段の出力と、前記デコード手段の前記第１の記憶手段に記憶された前記比較手段の出力のデータと、前記制御手段の前記第２の記憶手段に記憶された前記デコード手段の出力のデータと、に基づいて閾値の切り替えを行うことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の標準電波受信装置。
   

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