JP5072097B2 - ３相電圧形インバータシステム - Google Patents

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Description

本発明は、３相電圧形インバータシステムに関する。
従来、３相インバータの出力電圧波形を改善する一方式として多段多重方式がある。例えば、１周期１８ステップから成る階段波形の電圧を得るには、図４に示すように直流電源Ｅｄに対して３台の３相インバータユニットＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−３を３段縦続接続し、この３台の３相インバータユニットＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−３の３相Ｕ，Ｖ，Ｗの出力に対して３相トランスＴ１〜Ｔ３のΔ巻線１０１−１〜１０１−３を接続し、３相トランスＴ１〜Ｔ３のＹ巻線１０２−１〜１０２−３をＵ，Ｖ，Ｗ各相の出力とする構成の３相インバータシステムを用いていた。
この従来の３相インバータシステムでは、移相用の３相トランスＴ−１〜Ｔ−３のΔ巻線１０１−１〜１０１−３それぞれの各相の巻数を同じにして、Ｙ巻線１０２−１〜１０２−３の巻数比をＡ：Ｂ：Ｃ＝１：０．７４２：０．３９５に設定し、３相インバータユニットＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−３を順次２０°遅れの位相差で制御すると、出力相電圧ｖＵＮが図５（ａ）に示すように１周期１８ステップの階段波形となる。したがって、出力線間電圧ｖＵＶは、図５（ｂ）に示すように１周期１８ステップの階段波形を得ることができる。
ところが、従来の３相インバータシステムでは、出力電圧波形を正弦波に近づけるほど移相トランスとインバータユニットを複数台必要とするために装置の大型化とコストの増加が避けられない問題点があった。例えば、図４に示した３段縦続接続で１周期１８ステップの出力電圧を得るには、１８個のスイッチング素子と３台の３相トランスを必要とする。
一方、例えば、S. Masukawa, S. Iidaの論文“An Improved Three-Phase Diode Rectifier for Reducing AC Line Current Harmonics”, in Conf. Rec. EPE’97, pp.4.227-4.232（非特許文献１）、Sewan Choiの論文“New Multiplication Technique Based on Six-Pulse Thyristor Converters for High-Power Applications”, IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 38, No.1, pp.131-136, 2002（非特許文献２）、Y. Nishidaの論文“New Passive and Hybrid Rectifier Topologies to Achieve Sinusoidal Utility Current and Controlled Output Voltage”, in Conf. Rec. IPEC-Niigata 2005, pp.1823-1829,2005（非特許文献３）には、３相整流回路の電源側に高調波を注入して電源電流波形を改善する方式が提案されている。この方式は高調波を注入するわずかな容量の補助回路を追加するだけで多段多重方式と同等の波形改善効果を得ることができるため、航空機の発電機や無停電電源装置（ＵＰＳ）の整流回路として検討されているが、インバータの出力電圧波形の改善に適用された例は見当たらない。
S. Masukawa, S. Iidaの論文"An Improved Three-Phase Diode Rectifier for Reducing AC Line Current Harmonics", in Conf. Rec. EPE’97, pp.4.227-4.232 Sewan Choiの論文"New Multiplication Technique Based on Six-Pulse Thyristor Converters for High-Power Applications", IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 38, No.1, pp.131-136, 2002 Y. Nishidaの論文"New Passive and Hybrid Rectifier Topologies to Achieve Sinusoidal Utility Current and Controlled Output Voltage", in Conf. Rec. IPEC-Niigata 2005, pp.1823-1829,2005
本発明は、上記従来技術の課題に鑑みてなされたもので、装置の大型化とコストの増加を抑えながらも正弦波に近い出力波形が得られる３相電圧形インバータシステムを提供することを目的とする。
本発明は、直流電源と、３相各相の上側のスイッチング素子に対して１２０°ずつずらして１２０°ずつオン期間を設定し、前記各相の下側スイッチング素子に対して前記上側スイッチング素子とは１８０°ずらし、かつ相ごとに１２０°ずつずらして１２０°ずつオン期間を設定した３相インバータユニットと、前記３相インバータの３相各相の出力端に接続された一次側Ｙ巻線、二次側Δ巻線の３相出力トランスとを含む３相電圧形インバータ装置と、前記直流電源と３相電圧形インバータ装置との間に介挿された補助回路であって、前記直流電源の直流電圧を分圧する分割コンデンサと、単相各相の上側のスイッチング素子に対して８０°ずつずらして６０°ずつオン期間を設定し、前記単相各相の下側スイッチング素子に対して前記上側スイッチング素子とは６０°ずらし、かつ相毎に８０°ずつずらして６０°ずつオン期間を設定した単相インバータユニットと、一次側巻線が前記単相インバータユニットの各相の上下のスイッチング素子の接続中点間に接続され、二次側巻線が前記分割コンデンサの接続中点と前記３相トランスの一次側Ｙ巻線の接続中点との間に接続された補助トランスとから構成される補助回路とを備えた３相電圧形インバータシステムを特徴とする。
本発明の３相電圧形インバータシステムによれば、出力周波数の３倍で動作する小型の単相トランス１台と直流電源を２分圧するコンデンサを追加することで１０個のスイッチング素子と３相トランス１台で１８ステップの出力電圧波形を得ることができ、装置の大型化とコストの増加を抑えながらも正弦波に近い出力波形が得られる３相インバータシステムを提供することができる。
また本発明の３相電圧形インバータシステムによれば、最大スイッチング周波数は出力周波数の３倍であるため、低周波用のスイッチング素子を適用することができ、またスイッチング周波数が低いためにスイッチング損失やスイッチングノイズを抑えることができる。
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。
（第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形態の３相電圧形インバータシステムを示している。本実施の形態の３相電圧形インバータシステムは、直流電源Ｅｄ、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６からなる主インバータユニットＩＮＶ−Ｍ、出力トランスＴ、そして破線で囲まれた補助回路１から構成されている。主インバータユニットＩＮＶ−Ｍのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、例えばＩＧＢＴのような自己消弧型スイッチング素子が適用されている。出力トランスＴはＹ巻線−Δ巻線の３相トランスである。
補助回路１は単相インバータユニットＩＮＶ−Ａを構成する補助スイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１０、補助トランスＴａ、直流電源Ｅｄを２分割する２つのコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２から成る。そして、補助トランスＴａの一次側巻線は各相の上下の補助スイッチング素子の接続点間に接続し、補助トランスＴａの二次側巻線はコンデンサＣｄ１，Ｃｄ２の接続点Ｎと出力トランスＴの中性点Ｏとの間に接続してある。
次に、上記構成の３相インバータシステムの動作について説明する。図２はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１０のパルスパターン、補助トランスＴａと出力トランスＴの線間電圧波形を示す。通常の電圧形インバータのスイッチング素子は１８０°期間導通するが、本実施の形態の方式では主インバータゲート制御装置２により主インバータユニットＩＮＶ−Ｍのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６それぞれを１２０°期間導通させる。
一方、単相インバータゲート制御装置３により補助回路１の単相インバータユニットＩＮＶ−Ａを構成するスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１０は補助トランスＴａの二次側巻線電圧ｖｍが出力電圧の３倍周波数からなる断続方形波電圧となるように非対称制御する。例えば、θが０°−３０°の期間ではスイッチング素子Ｓ３，Ｓ５がオンとなるので、出力トランスＴの一次側巻線ＶＯとＷＯの相電圧および二次側巻線ｖｗとｗｕの線間電圧は、
Figure 0005072097
となる。回路構成より出力トランスＴの二次側巻線電圧の総和は、
Figure 0005072097
になるので、（１）式、（２）式より出力トランスＴの二次側巻線電圧ｖｕｖは、
Figure 0005072097
となる。一方、補助トランスＴａの出力電圧ｖｍは補助スイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１０のパルスパターンより、次の値をとる。
Figure 0005072097
ここで、ｋは補助トランスＴａの巻数比であり、一次側巻線の巻数をＮ１、二次側巻線の巻数をＮ２とし、ｋ＝Ｎ２／Ｎ１と定義する。
したがって、（２）式、（３）式、（４）式よりθが０°−１０°の期間における出力トランスＴの二次側巻線電圧は、
Figure 0005072097
となる。さらに、θが１０°−３０°の期間では、
Figure 0005072097
を得る。同様にして、出力トランスＴの各ステップの出力電圧を求めると、出力電圧ｖｕｖは１周期１８ステップ相当の階段波形に改善され、出力電圧ｖｖｗおよびｖｗｕはｖｕｖを１２０°ずつ遅らせた波形となる。
図３は、直流電源電圧Ｅｄ＝４００Ｖ、インピーダンス１０Ω、遅れ力率８０％におけるシミュレーション波形を示す。図３から明らかなように、補助トランスＴａの出力電圧ｖｍは出力周波数の３倍からなる断続方形波電圧となっている。また、補助回路１の動作により、出力トランスＴの出力電圧は１周期１８ステップ波形になっている。
尚、図３に示したシミュレーション結果から、出力電圧に６０°期間ごとにサージ電圧が現れているが、これは制御パルスに若干の重なりを与えることで改善できる。
（他の実施の形態）第１の実施の形態では、補助回路１は単相インバータ構成にしてスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１０を動作させたが、補助回路１のインバータを単相マルチレベルインバータにして、例えば、２レベルインバータとすれば、出力トランスＴの出力電圧ｖｕｖには１周期１２ステップ相当の階段波形が得られる。また、４レベルインバータとすれば出力トランスＴの出力電圧ｖｕｖには１周期２４ステップ相当の階段波形が得られ、６レベルインバータとすれば出力トランスＴの出力電圧ｖｕｖには１周期３６ステップ相当の階段波形が得られる。
本発明の１つの実施の形態の３相電圧形インバータシステムの回路図。 上記実施の形態におけるインバータ制御パルス波形図と出力電圧波形図。 上記実施の形態の３相電圧形インバータシステムのシミュレーション結果の補助トランスの二次巻線電圧波形図（同図（ａ））と出力電圧波形図（同図（ｂ））。 従来の３段縦続接続方式の３相インバータシステムの回路図。 従来の３段縦続接続方式の３相インバータシステムの出力電圧波形図。
符号の説明
１ 補助回路
２ 主インバータゲート制御装置
３ 単相インバータゲート制御装置
ＩＮＶ−Ｍ 主インバータユニット
Ｓ１〜Ｓ１０ スイッチング素子
Ｔ 出力トランス
Ｔａ 補助トランス

Claims (1)

  1. 直流電源と、３相各相の上側のスイッチング素子に対して１２０°ずつずらして１２０°ずつオン期間を設定し、前記各相の下側スイッチング素子に対して前記上側スイッチング素子とは１８０°ずらし、かつ相ごとに１２０°ずつずらして１２０°ずつオン期間を設定した３相インバータユニットと、前記３相インバータの３相各相の出力端に接続された一次側Ｙ巻線、二次側Δ巻線の３相出力トランスとを含む３相電圧形インバータ装置と、
    前記直流電源と３相電圧形インバータ装置との間に介挿された補助回路であって、前記直流電源の直流電圧を分圧する分割コンデンサと、単相各相の上側のスイッチング素子に対して８０°ずつずらして６０°ずつオン期間を設定し、前記単相各相の下側スイッチング素子に対して前記上側スイッチング素子とは６０°ずらし、かつ相毎に８０°ずつずらして６０°ずつオン期間を設定した単相インバータユニットと、一次側巻線が前記単相インバータユニットの各相の上下のスイッチング素子の接続中点間に接続され、二次側巻線が前記分割コンデンサの接続中点と前記３相トランスの一次側Ｙ巻線の接続中点との間に接続された補助トランスとから構成される補助回路とを備えたことを特徴とする３相電圧形インバータシステム。
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