JP5113822B2

JP5113822B2 - 測定プローブ用広帯域入力減衰回路

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Publication number: JP5113822B2
Application number: JP2009254206A
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Inventors: アイラ・ジー・ポロック; ウィリアム・エイ・ハガーアップ; ポール・ジー・チェスティン; ウィリアム・キュー・ロウ
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Description

本発明は、一般に、電圧測定プローブ用の入力減衰回路に関し、特に、従来の能動プローブ入力回路の特性とＺ_o入力回路の特性を組み合わせた広帯域入力減衰回路に関する。

従来の能動電圧プローブは、有限のリアクタンス性のインピーダンス特性を示すので、この特性が１ＧＨｚ以上の周波数において被測定回路の負荷となり、行っている測定を不安定にした。この不安定さは、被測定回路に故障を起こさせる程大きいかもしれない。また、この不安定さにより、少なくとも、測定結果に疑問が生じる。

図１は、従来の能動プローブの入力回路１０の簡略化した回路図であり、制動（ダンピング）補償を施した減衰器用の入力端を有するプローブ緩衝増幅器（プローブ増幅器）１２を具えている。このプローブ増幅器１２をプローブ・ヘッド内に配置して、オシロスコープなどの測定機器に結合されたプローブ・ケーブル伝送線を駆動する。プローブ増幅器１２は、相互接続寄生容量を減らし高周波応答を維持するために、プローブ・チップに物理的にできるだけ近く配置する必要もある。減衰器の直列要素として作用する並列の抵抗／容量要素の対であるＲ１及びＣ１と、減衰器の分路要素として作用する並列の抵抗／容量要素の対であるＲ２及びＣ２とを有する補償されたＲＣ受動減衰器（補償済ＲＣ受動減衰器）をプローブ増幅器１２の前段に用いることが一般的である。これにより、プローブ入力ダイナミック・レンジを高くし、実効プローブ入力容量を減らす。この補償済ＲＣ減衰器の構造を用いて、広い周波数範囲にわたって伝送応答を平坦にする。図１の簡略化した回路図は、入力ダンピング抵抗器１４も含んでおり、このダンピング抵抗器を用いてプローブの立ち上がり時間及びアベレーション（立ち上がり部分の振動）を調整する。ダンピング抵抗器１４は、プローブ・チップの浮遊容量に応じたプローブの高周波負荷に影響を及ぼすかもしれない。従来の能動プローブでは、インピーダンスが低周波数において入力抵抗のために通常は非常に高いが、入力容量の影響により２０ｄＢ／デケードで下がり始める。

従来の新たなプローブの入力構造は、図２に代表的に示すように、電流モード増幅器２０のアプローチを用いている。この電流モード増幅器２０は、並列の抵抗要素Ｒ１及び容量要素Ｃ１に結合された抵抗入力要素２２を有する。これら並列の抵抗要素Ｒ１及び容量要素Ｃ１は、同軸ケーブル形式の同軸伝送線２４に結合される。同軸ケーブル２４の他端は、抵抗要素２６に直列結合され、この抵抗要素２６は、同軸ケーブル２４をその特性インピーダンスで終端する。抵抗要素２６をトランスインピーダンス・プローブ増幅器２８の反転入力端に結合し、この増幅器２８の非反転入力端を接地に結合する。トランスインピーダンス・プローブ増幅器２８の反転入力端は、並列の抵抗要素Ｒ２及び容量要素Ｃ２を介してこの増幅器の出力端に結合される。減衰された入力電圧信号は、プローブ増幅器２８の仮想接地ノードにて電流信号に変換される。この結果の電流信号は、増幅器の帰還コンポーネントＲ２及びＣ２により緩衝された出力電圧に変換される。同軸ケーブルの大容量のために、受動入力回路網は従来の補償減衰構造ではないが、増幅器のトポロジーにより、帰還コンポーネントＲ２及びＣ２が補償減衰器の分路要素として作用し、プローブ・ヘッド・コンポーネントである抵抗要素２２、Ｒ１、２６及び容量要素（コンデンサ）Ｃ１が直列要素として作用する。

特開平７−２８０８３８号公報

そこで、被測定装置からの入力信号を受ける能動測定プローブ用の広帯域の入力減衰回路が望まれている。

本発明は、被測定装置からの差動入力信号を受ける能動電圧測定プローブ用の広帯域差動入力減衰回路（図５の５０）であって；差動入力信号を受ける第１及び第２高周波信号パス（５２、５４）を具え、これら第１及び第２高周波信号パスの各々が抵抗Ｚ_o分圧回路網を有し、この抵抗Ｚ_o分圧回路網が直列接続伝送線（５８と６０）及びブロッキング・コンデンサ（Ｃ_APとＣ_AN）を介して分路抵抗要素（Ｒ_TPとＲ_TN）に結合された直列抵抗要素（Ｒ_DPとＲ_DN）を有し、第１及び第２高周波信号パスがハイパス・フィルタ周波数応答を有し；第１及び第２高周波信号パス（５２と５４）のブロッキング・コンデンサ（Ｃ_APとＣ_AN）の両端に結合された差動能動ロウパス・フィルタ（６２）を具え、この差動能動ロウパス・フィルタ（６２）がブロッキング・コンデンサ（Ｃ_APとＣ_AN）の前で第１及び第２高周波信号パス（５２と５４）からの差動入力信号を受けると共に、差動能動ロウパス・フィルタ（６２）がロウパス・フィルタ処理された差動信号を発生してブロッキング・コンデンサ（Ｃ _AP とＣ _AN ）の後で第１及び第２高周波信号パス（５２と５４）に供給し、差動能動ロウパス・フィルタ（６２）のロウパス特性が第１及び第２高周波信号パス（５２と５４）の周波数応答に適合し；第１及び第２入力端を有する差動増幅器（５６）を具え、この差動増幅器の第１入力端（＋）が第１高周波信号パス（５２）内の第１抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素（Ｒ_TP）の接続部に結合され、差動増幅器（５６）の第２入力端（−）が第２高周波信号パス（５４）内の第２抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素（Ｒ_TN）の接続部に結合されたことを特徴とする。
なお、括弧内の参照符号は、実施例との対応関係を単に示すものであり、本発明を限定するものではない。

本発明によれば、広帯域入力減衰回路は、補償されたＲＣ分圧回路網（補償済ＲＣ分圧回路網）を具えており、この補償済ＲＣ分圧回路網は、分路（シャント）抵抗／容量要素に結合された直列抵抗／容量要素を有する。抵抗Ｚ_o分圧回路網は、分路抵抗要素に結合された直列抵抗要素を有する。ここでは、直列抵抗要素を補償済ＲＣ分圧回路網の直列抵抗／容量要素に結合し、分路抵抗要素を補償済ＲＣ分圧回路網の分路抵抗／容量要素に結合する。伝送線は、補償済ＲＣ分圧回路網の直列抵抗／容量要素を抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素に結合し、補償済ＲＣ分圧回路網の分路抵抗／容量要素が抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素に結合される。抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素との伝送線の接続点は、緩衝（バッファ）増幅器に結合される。なお、抵抗Ｚ_o分圧回路網とは、入力信号を分圧により減衰すると共に、伝送線をその特性インピーダンス（Ｚ_o）で終端する回路網である。この抵抗Ｚ_o分圧回路網は、実施例において、複数の抵抗要素を具えており、その内の１個の抵抗要素の値が伝送線の特性インピーダンスとなる。

伝送線は、共面伝送線により実現してもよいし、無損失ケーブル又は抵抗性ケーブルでもよい同軸ケーブルにより実現してもよい。抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素は、伝送線の特性インピーダンスとほぼ同じ抵抗値である。

能動電圧測定プローブ用の広帯域差動入力減衰回路は、２個の広帯域入力減衰回路を用いて形成してもよい。各広帯域入力減衰回路は、差動信号の相補的な正信号及び負信号の一方を受けるように結合されている。入力減衰回路の相補的な正信号及び負信号は、第１抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素と第１伝送線との接続点と、第２抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素と第２伝送線との接続点とから取り出される。この差動信号を差動増幅器の第１及び第２入力端に結合する。

実施例において、能動電圧測定プローブ用広帯域差動入力減衰回路は、差動入力信号を受ける第１及び第２高周波信号パス（信号経路）を具えている。各高周波信号パスは、抵抗Ｚ_o分圧回路網を有し、この抵抗Ｚ_o分圧回路網は、直列接続された伝送線及びブロッキング・コンデンサを介して分路抵抗要素に結合された直列抵抗要素を有する。差動能動ロウパス・フィルタ回路は、ブロッキング・コンデンサの両端に結合されており、この能動ロウパス・フィルタ回路のロウパス特性は、第１及び第２高周波信号パスの各々の周波数応答に適合する。差動増幅器は、減衰された差動入力信号を受けるように結合されており、この差動増幅器の第１入力端が第１高周波信号パス内の第１抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素の接続点に結合され、差動増幅器の第２入力端が第２高周波信号パス内の第２抵抗Ｚ_o分圧回路網の分路抵抗要素の接続点に結合される。

差動能動ロウパス・フィルタ回路は、ブロッキング・コンデンサの前で第１及び第２高周波信号パスに結合された第１及び第２入力端を有する電圧増幅回路により実現できる。この電圧増幅回路は、差動入力信号を受け、増幅されロウパス・フィルタ処理された差動出力信号を発生する。この差動出力信号は、相補的な正及び負のコンポーネント信号を有する。正コンポーネント信号は、第１高周波信号パスのブロッキング・コンデンサの後で第１高周波信号パスに供給され、負コンポーネント信号は、第２高周波信号パスのブロッキング・コンデンサの後で第２高周波信号パスに供給される。差動能動ロウパス・フィルタ回路は、トランスコンダクタンス増幅回路として実現してもよく、差動入力信号が第１及び第２高周波信号パスから増幅器に供給される。電圧増幅回路と同様に、トランスコンダクタンス増幅回路は、第１及び第２高周波信号パスのブロッキング・コンデンサの両端に結合し、差動出力信号の相補的な正及び負のコンポーネント信号は、第１及び第２周波数信号パスに夫々供給される。

本発明の目的、利点及び新規な特徴は、添付図を参照した以下の詳細な説明から明らかになろう。

測定プローブ用の従来の能動プローブ入力回路の回路図である。能動測定プローブ用の従来の電流モード増幅器のアプローチによる回路図である。本発明による広帯域入力減衰回路の第１実施例の回路図である。本発明による差動入力回路に用いる広帯域入力減衰回路の実施例の回路図である。本発明による広帯域入力減衰回路の他の実施例の回路図である。本発明による広帯域入力減衰回路に用いる差動能動ロウパス・フィルタ回路の一例の回路図である。本発明による広帯域入力減衰回路に用いる差動能動ロウパス・フィルタ回路の他例の回路図である。

図３は、本発明による測定プローブ用広帯域入力減衰回路３０の一実施例を示す。広帯域入力減衰回路は、プローブ・チップ抵抗要素Ｒ１及び減衰抵抗要素Ｒ２の直列組合せとして実現できる抵抗要素Ｒ_Dを有しており、これはＺ_o減衰回路の直列抵抗要素として機能する。抵抗要素Ｒ_Dを第１抵抗／容量対である抵抗要素Ｒ_A及び容量要素Ｃ_Aに結合する。この第１抵抗／容量対は、補償済ＲＣ減衰回路の直列抵抗／容量要素として作用する。第１抵抗／容量対のＲ_A及びＣ_Aをインピーダンスの制御された伝送線（制御インピーダンス伝送線）３２の一方の側に結合する。制御インピーダンス伝送線３２の他方の側を伝送線３２用の終端抵抗要素Ｒ_Tに結合する。この終端抵抗要素Ｒ_Tは、Ｚ_o減衰回路用の分路抵抗要素として機能する。終端抵抗要素ＲＴを第２抵抗／容量対のＲ_B及びＣ_Bに結合する。この第２抵抗／容量対は、補償済ＲＣ減衰回路の分路抵抗／容量要素として機能する。入力容量Ｃ_INを有する緩衝増幅器３４は、終端抵抗要素Ｒ_Tと伝送線３２との接続点に結合される。なお、Ｚ_o減衰回路は、抵抗Ｚ_o分圧回路網であり、入力信号を分圧により減衰すると共に、伝送線をその特性インピーダンスで終端する回路網である。この抵抗Ｚ_o分圧回路網は、実施例において、複数の抵抗要素を具えており、その内の１個の抵抗要素Ｒ_Tの値が伝送線の特性インピーダンスとなる。

プローブ・チップ抵抗要素Ｒ１の抵抗の好適な値は、５０〜１５０オームの範囲内である。減衰抵抗要素Ｒ２の抵抗は、式Ｒ２＝（ａ−１）×Ｚ_o−Ｚ_tipによるＺ_o減衰回路用の減衰係数と伝送線の特性インピーダンスとの関数である。なお、ａは減衰係数であり、Ｚ_oは抵抗Ｒ_Tであり、Ｚ_tipはＲ１の抵抗である。好適実施例において、減衰係数ａは４である。抵抗要素Ｒ１は、プローブ・チップにて寄生容量を分離する一方、減衰抵抗要素Ｒ２をトリミングして、Ｚ_o減衰回路用の所望減衰係数を得る。これは、ダンピング抵抗１４を立ち上がり及びアベレーション用にトリミングしている従来の能動プローブ入力回路１０と対照的である。Ｒ_A及びＲ_Bの抵抗値は、少なくともＲ_D及びＲ_Tの抵抗値よりも高い値のオーダである。

制御インピーダンス伝送線３２は、共面伝送線、マイクロストリップ・ラインなどの無損失伝送線や、抵抗性同軸ケーブル伝送線により実現できる。伝送線３２は、遅延がＴ_Dであり、抵抗がＲ_Sである。無損失伝送線の場合、Ｒ_Sの値はゼロであり、抵抗性伝送線の抵抗値は１フィート（３０．４８ｃｍ）当たり１０〜５０オームである。好適実施例において、抵抗性伝送線の長さは約６ｃｍであり、抵抗は約４オームである。伝送線理論によれば、無損失伝送線の場合、抵抗要素は、伝送線を次式の特性インピーダンスで終端するのに充分な値である。
Ｃ_B＋Ｃ_IN＝（２×Ｔ_DS）／Ｒ_S
なお、Ｔ_DSは伝送線の遅延であり、Ｒ_Sは伝送線の抵抗である。広帯域入力減衰回路３０の場合、緩衝増幅器３４が一定の入力容量Ｃ_INを有し、コンデンサＣ_Bが終端抵抗器Ｒ_Tと直列である。伝送線３２の抵抗Ｒ_Sがゼロであると、Ｃ_Bが無限となって、この容量の両端が短絡となり、Ｒ_Tが伝送線を終端する。伝送線３２が抵抗を有する場合、伝送線の終端のために、容量要素と直列な抵抗要素を必要とする。広帯域入力減衰回路３０の場合、Ｒ_Sの抵抗値が約４オームであり、この結果、Ｃ_Bの容量値が終端抵抗器ＲＴと直列になる。

動作において、直流から低周波数の入力信号は、抵抗減衰器Ｒ_A及びＲ_Bにより減衰されるが、これは、Ｒ_D及びＲ_Tの抵抗寄与度が抵抗減衰器Ｒ_A及びＲ_Bの値に比較してほんのわずかなためである。数ギガヘルツまでの中間周波数においては、Ｒ_A／Ｃ_A及びＲ_B／Ｃ_Bの補償済ＲＣ減衰器により入力信号を減衰する。補償済ＲＣ減衰器の帯域より高い周波数において、入力信号は、Ｒ_D及びＲ_TのＺ_o減衰回路により減衰されるが、Ｃ_A及びＣ_Bは無損失伝送線に対して実質的に短絡しており、Ｃ_Bは、抵抗性伝送線に対してＲ_Tと直列の容量値である。Ｒ_Tと、Ｃ_A及びＣ_Bの直列組合せとは、周波数領域のポールを形成し、広帯域入力減衰回路３０の帯域を従来の能動プローブ入力回路１０よりも伸ばす。

Ｚｏ減衰回路及び補償済ＲＣ減衰回路は、Ｃ_Aと直列でありＲ_Aと並列のＲ２と、Ｃ_Bと直列でありＲ_Bと並列のＲ_Tとにより実施できる点に留意されたい。これは、Ｒ_A及びＣ_Aの並列組合せと直列のＲ２と、Ｒ_B及びＣ_Bの並列組み合わせて直列のＲ_Tとに電気的には等化である。直流及び低周波数において、Ｃ_A及びＣ_Bの容量性リアクタンスは、入力信号をＲ_A及びＲ_Bの抵抗減衰器を通過させるオープン回路として作用する。入力信号の周波数が高くなると、Ｃ_A及びＣ_Bの容量性リアクタンスが低下して、Ｒ_A／Ｃ_A及びＲ_B／Ｃ_Bの補償済ＲＣ減衰回路を入力信号が通過する。補償済ＲＣ減衰回路の帯域よりも高い周波数において、Ｃ_A及びＣ_Bが本質的に短絡回路となり、Ｒ_D及びＲ_TのＺ_o減衰回路が入力信号を減衰する。

図４は、広帯域入力減衰回路３０を組み込んだ差動広帯域入力減衰回路４０の回路図である。この差動広帯域入力減衰回路４０は、差動緩衝増幅器４２の反転入力端及び非反転入力端に結合された略同じ広帯域入力減衰回路３０を有する。Ｒ_DPの抵抗値は、Ｒ_DNの抵抗値と同じである。Ｒ_APの抵抗値は、Ｒ_ANの抵抗値と同じであり、Ｒ_BPの抵抗値は、Ｒ_BNの抵抗値と同じである。Ｃ_APの容量値は、Ｃ_ANと同じであり、Ｃ_BPの容量値は、Ｃ_BNと同じである。Ｒ_TP及びＲ_TNの抵抗値は、同じである。相補的な正及び負のコンポーネント信号を有する差動入力信号は、広帯域入力減衰回路３０の２個の差動入力チャネルに供給されて、上述の如く同じ方法で減衰され、差動増幅器４２の入力端に供給される。差動増幅器４２が発生する出力信号は、測定機器に供給される。

図５は、本発明の広帯域入力減衰回路の他の実施例を示す。広帯域入力減衰回路５０は、別々の高周波入力信号パス５２及び５４を有する差動入力回路であり、これら入力信号パスは、差動増幅器５６の反転入力端及び非反転入力端に結合される。高周波数入力信号パス５２、５４の各々は、上述のように抵抗要素Ｒ１及びＲ２で構成される入力抵抗要素Ｒ_DP、Ｒ_DNを有する。抵抗要素Ｒ_DP、Ｒ_DNは、各制御インピーダンス伝送線（インピーダンスが制御された伝送線）５８、６０に結合される。これら制御インピーダンス伝送線５８、６０は、上述のように無損失伝送線又は抵抗性伝送線として実現できる。伝送線５８、６０は、夫々ブロッキング・コンデンサＣ_AP及びＣ_ANを介して抵抗終端要素Ｒ_TP及びＲ_TNに結合される。抵抗終端要素Ｒ_TP及びＲ_TNの他端は、接地に結合される。高周波信号パス５２、５４の各々は、Ｚ_o減衰回路を形成し、このＺ_o減衰回路は、入力抵抗要素Ｒ_DP、Ｒ_DNと、制御インピーダンス伝送線５８、６０と、抵抗終端要素Ｒ_TP、Ｒ_TNを具えている。ブロッキング・コンデンサＣ_AP及びＣ_ANと組み合わさるＺ_o減衰回路の各々は、ハイパス・フィルタ回路を形成する。ブロッキング・コンデンサＣ_AP及びＣ_ANの両端には、差動能動ロウパス・フィルタ回路６２が結合され、直流から中間周波数までの信号を差動増幅器５６の入力端に供給する。差動能動ロウパス・フィルタ回路６２は、Ｒ_DP、Ｃ_AP、Ｒ_TP及びＲ_DN、Ｃ_AN，Ｒ_TNを夫々有する高周波数入力パス５２、５４のハイパス・フィルタ特性の高周波応答に一致するロウパス特性を必要とし、これにより、直流から差動増幅器５６の帯域付近までの全体に平坦な周波数応答を達成する。

図６（Ａ）及び図６（Ｂ）は、差動能動ロウパス・フィルタ回路６２の２つの実施例を示す。図６（Ａ）に示す電圧増幅回路７０は、差動入力信号を受ける第１及び第２入力端を有し、増幅されロウパス処理された差動出力信号を発生して、第１及び第２出力端に供給する。第１及び第２高周波信号パス５２、５４は、ブロッキング・コンデンサＣ_AP及びＣ_ANの前にタップ（分岐）により差動入力信号が入力抵抗器Ｒ_AP及びＲ_ANを介して電圧増幅器７２の第１及び第２入力端に供給される。なお、Ｒ_AP及びＲ_ANの抵抗値は、低周波数にて差動入力信号に対して高インピーダンスとなる。電圧増幅器内では、差動入力信号の相補的な正及び負の信号の一方が反転され、他方の相補差動信号と加算回路７４にて加算されて、差動入力信号に存在するかもしれない同相信号を除去する。図６（Ａ）の特定実施例において、相補的負信号が反転されている。加算された差動信号は、別々の増幅回路７６、７８に供給されて増幅される。これら増幅器７６、７８の出力信号は、増幅され、ロウパス・フィルタ処理された差動出力信号であり、一方が反転されている。この代わりに、別々の増幅器７６、７８を単一の差動手段とすることもできる。抵抗・コンデンサの帰還要素Ｒ_BP、Ｃ_BP及びＲ_BN、Ｃ_BNは、第１入力端及び第１出力端の間と、第２入力端及び第２出力端の間に結合される。帰還要素のインピーダンスは、差動入力信号の周波数の関数として変化し、ロウパス・フィルタ処理された差動出力信号を発生する。相補的負のロウパス・フィルタ処理された信号は、出力抵抗器Ｒ_XPを介して、ブロッキング・コンデンサＣ_ANの後で、第２高周波信号パス５４に供給される。また、相補的正のロウパス・フィルタ処理された信号は、出力抵抗器Ｒ_XNを介して、ブロッキング・コンデンサＣ_APの後で、第１高周波信号パス５２に供給される。電圧増幅器７２は、抵抗インピーダンス出力なので、Ｒ_XNがＲ_TNと並列となり、Ｒ_XPがＲ_TPと並列となる。したがって、Ｒ_XN及びＲ_TNとの並列組合せと、Ｒ_XP及びＲ_TPとの並列組合せの抵抗値は、その結果の並列抵抗が制御インピーダンス伝送線５８、６０のインピーダンスと一致するように設定する必要がある。

第１及び第２高周波信号パス５２、５４のハイパス・フィルタ処理された差動信号を、電圧増幅回路７０のロウパス・フィルタ処理された差動出力信号と組み合わせて、周波数応答が直流から１５ＧＨｚよりも高く同相除去された差動信号（同相除去差動信号）を発生する。この同相除去差動信号は、差動増幅器５６の入力端に供給される。差動増幅器５６の入力端における同相除去差動信号のステップ応答は、ハイパス・フィルタ処理された第１及び第２高周波入力信号パス５２、５４のステップ応答と、ロウパス・フィルタ電圧増幅回路７０のステップ応答との組合せであり、時間応答グラフ８０に示すようになる。差動増幅器５６の入力端における同相除去差動信号の周波数応答は、ロウパス・フィルタ電圧増幅回路７０の周波数応答と、ハイパス・フィルタ処理された第１及び第２高周波入力信号パス５２、５４の周波数応答との組合せであり、周波数応答グラフ８２に示すようになる。Ｚ_oがＲ_TPに等しい場合に回路のτ（時定数）がＣ_BP×Ｒ_BP＝Ｃ_AP×（Ｚ_o×Ｒ_DP）／（Ｚ_o＋Ｒ_DP）に等しいと、また、Ｚ_oがＲ_TNに等しい場合に回路のτがＣ_BN×Ｒ_BN＝Ｃ_AN×（Ｚ_o×Ｒ_DN）／（Ｚ_o＋Ｒ_DN）に等しいと、平坦な周波数応答となる。

図６（Ａ）の回路は、ポールが１個のロウパス応答で、高周波パス５２、５４の組合せにより低周波数から中間周波数までの平坦な周波数応答が得られる限り、セルフ・コンポーネント又は特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を用いた他の回路設計や方法により実現してもよい。

図６（Ｂ）の差動能動ロウパス・フィルタ回路では、トランスコンダクタンス増幅器９０は、そのトランスコンダクタンスがｇｍであり、第１及び第２入力端が差動入力電圧信号を受け、増幅されロウパス・フィルタ処理された差動出力電流信号を第１及び第２出力端に発生する。第１及び第２高周波信号パス５２、５４は、ブロッキング・コンデンサＣ_AP及びＣ_ANの前で分岐され、入力抵抗器Ｒ_AP及びＲ_ANを介して差動入力信号をトランスコンダクタンス増幅器９０の第１及び第２入力端に供給する。上述の電圧増幅回路７０と同様に、Ｒ_AP及びＲ_ANの抵抗値は、低周波にて、差動入力信号に対して高インピーダンスとなる。トランスコンダクタンス増幅器内において、差動入力信号の相補的正及び負の信号の一方は、反転され、加算回路９２にて他の相補差動信号と加算されて、差動入力信号に存在するかもしれない同相信号を除去する。図６（Ｂ）の特定実施例において、相補負信号が反転されている。加算された差動入力信号は、別々のトランスコンダクタンス増幅回路９４、９６に供給され、増幅される。トランスコンダクタンス増幅器７６、７８の出力信号は、その一方が反転されるが、増幅されロウパス・フィルタ処理された差動出力電流信号となる。この代わりに、別々のトランスコンダクタンス増幅回路７６、７８を単一の差動トランスコンダクタンス増幅手段に置換できる。相補的に負のロウパス処理された電流信号をブロッキング・コンデンサＣ_ANの後で出力抵抗器Ｒ_XPを介して第２高周波信号パス５４に供給し、相補的に正のロウパス処理された電流信号をブロッキング・コンデンサＣ_APの後で出力抵抗器Ｒ_XNを介して第１高周波信号パス５２に供給する。トランスコンダクタンス増幅器９０の高インピーダンス出力と、出力抵抗器Ｒ_XP及びＲ_XNとの組合せにより、Ｒ_TP及びＲ_TNに高インピーダンスを与える。その結果、Ｒ_TP及びＲ_TNの抵抗値が制御インピーダンス伝送線５８、６０のインピーダンスに一致するように設定する。Ｚ_oがＲ_TPに等しい場合に回路のτがＣ_AP×（Ｚ_o×Ｒ_DP）／（Ｚ_o＋Ｒ_DP）に等しいと、また、Ｚ_oがＲ_TNに等しい場合に回路のτがＣ_AN×（Ｚ_o×Ｒ_DN）／（Ｚ_o＋Ｒ_DN）に等しいと、平坦な周波数応答となる。

上述の差動回路において、高周波回路の各々は、２個のコンデンサＣ_AP、Ｃ_BP及びＣ_AN、Ｃ_BNを有する。ブロッキング・コンデンサは、高周波数にて浮遊容量を発生できるので、高周波入力パス５２、５４のコンデンサの数を減らすことにより、望ましくない浮遊容量が発生する可能性を低くできる。Ｒ_TP及びＲ_TNを直接的に接地に終端する機能により、高速終端設計が改善されて、集積回路で実現する設計での終端が可能となる。さらに、多くの非常に高速な差動増幅器の直流同相範囲が制限されるので、差動能動ロウパス・フィルタ回路６２は、低周波数で同相信号を通過させないで、差動増幅器５６のバイアスを簡略化できる。さらに、任意のトリミングは差動能動ロウパス・フィルタ回路６２で行うが、高周波入力パス５２、５４では行わない。

本発明の要旨を逸脱することなく、本発明の上述の実施例の細部に種々の変更を行えることは、当業者に明らかであろう。本発明の要旨は、特許請求の範囲で決まる。

１０入力回路
１２プローブ増幅器
１４入力ダンピング抵抗器
２０電流モード増幅器
２２抵抗入力要素
２４同軸ケーブル
２６抵抗要素
２８トランスインピーダンス・プローブ増幅器
３０測定プローブ用広帯域入力減衰回路
３２伝送線
３４緩衝増幅器
４０差動広帯域入力減衰回路
４２差動緩衝増幅器
５０広帯域入力減衰回路
５２、５４高周波入力信号パス
５６差動増幅器
５８、６０伝送線
６２差動能動ロウパス・フィルタ回路
７０電圧増幅回路
７２電圧増幅器
９０トランスコンダクタンス増幅器
９２加算回路
９４、９６トランスコンダクタンス増幅回路
Ｒ_A／Ｃ_A 直列抵抗／容量要素
Ｒ_B／Ｃ_B 分路抵抗／容量要素
Ｒ_D 直列抵抗要素
Ｒ_T 分路抵抗要素
Ｒ_AP／Ｃ_AP 直列抵抗／容量要素
Ｒ_AN／Ｃ_AN 直列抵抗／容量要素
Ｒ_BP／Ｃ_BP 分路抵抗／容量要素
Ｒ_BN／Ｃ_BN 分路抵抗／容量要素
Ｒ_DP、Ｒ_DN 直列抵抗要素
Ｒ_TP、Ｒ_TN 分路抵抗要素
Ｃ_AP、Ｃ_AN ダンピング・コンデンサ

Claims

被測定装置からの差動入力信号を受ける能動電圧測定プローブ用の広帯域差動入力減衰回路であって、
上記差動入力信号を受ける第１及び第２高周波信号パスを具え、該第１及び第２高周波信号パスの各々が抵抗Ｚo分圧回路網を有し、該抵抗Ｚo分圧回路網が直列接続伝送線及びブロッキング・コンデンサを介して分路抵抗要素に結合された直列抵抗要素を有し、上記第１及び第２高周波信号パスがハイパス・フィルタ周波数応答を有し、
上記第１及び第２高周波信号パスの上記ブロッキング・コンデンサの両端に結合された差動能動ロウパス・フィルタを具え、該差動能動ロウパス・フィルタが上記ブロッキング・コンデンサの前で上記第１及び第２高周波信号パスからの上記差動入力信号を受けると共に、上記差動能動ロウパス・フィルタがロウパス・フィルタ処理された差動信号を発生して上記ブロッキング・コンデンサの後で上記第１及び第２高周波信号パスに供給し、上記差動能動ロウパス・フィルタのロウパス特性が上記第１及び第２高周波信号パスの周波数応答に適合し、
第１及び第２入力端を有する差動増幅器を具え、該差動増幅器の上記第１入力端が上記第１高周波信号パス内の上記第１抵抗Ｚo分圧回路網の上記分路抵抗要素の接続部に結合され、上記差動増幅器の上記第２入力端が上記第２高周波信号パス内の上記第２抵抗Ｚo分圧回路網の上記分路抵抗要素の接続部に結合されたことを特徴とする能動電圧測定プローブ用広帯域差動入力減衰回路。