JP5113834B2 - Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP5113834B2 JP5113834B2 JP2009508885A JP2009508885A JP5113834B2 JP 5113834 B2 JP5113834 B2 JP 5113834B2 JP 2009508885 A JP2009508885 A JP 2009508885A JP 2009508885 A JP2009508885 A JP 2009508885A JP 5113834 B2 JP5113834 B2 JP 5113834B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- interference wave
- unit
- ofdm
- correlation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
- H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式において、狭帯域妨害波による受信品質の劣化を軽減する技術に関する。
デジタルテレビジョン放送や無線ＬＡＮ（Local Area Network）などにおいて、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている。ＯＦＤＭ伝送方式は、マルチキャリア伝送方式の一種で、複数のキャリアにデジタルデータを分割し、各キャリアをデジタルデータで変調した後多重して伝送する方式である。
ＯＦＤＭ伝送方式では複数のキャリアを用いるために各々の変調シンボルの時間を長くすることができ、このためＯＦＤＭ伝送方式はマルチパスの妨害に強い伝送方式として知られている。
ＯＦＤＭ伝送方式では複数のキャリアを用いるために各々の変調シンボルの時間を長くすることができ、このためＯＦＤＭ伝送方式はマルチパスの妨害に強い伝送方式として知られている。
また、ＯＦＤＭ伝送方式では、一般に、伝送される信号に、有効期間と呼ばれる実際にデータに係る信号を伝送するために必要な期間と、有効期間で伝送する信号の一部を伝送するガード期間と呼ばれる冗長な期間とが含まれる。ガード期間で伝送される信号は、サイクリックプレフィックスとも呼ばれ、マルチパス伝搬による遅延波に対し、シンボル間干渉を防止するとともに、キャリア間の直交性を維持してキャリア間干渉を防止する。
なお、ＯＦＤＭ伝送方式において伝送される信号を「ＯＦＤＭ信号」と言い、ＯＦＤＭ信号は有効期間で伝送される信号とガード期間で伝送される信号とを含むものとする。
ガード期間で伝送される信号と有効期間で伝送される信号の一部とが同じ信号波形であることを利用し、両者の相関からキャリア周波数などの周波数同期やシンボルを識別する時間同期を行う方法が従来から知られている。しかしながら、狭帯域妨害波が重畳されたＯＦＤＭ信号が受信されると、上記の相関が狭帯域妨害波の影響を受けてしまい、周波数同期や時間同期に誤差が生じるという課題がある。なぜなら、狭帯域妨害波は時間相関が強いため、ガード期間で伝送される信号と有効期間で伝送される信号の一部との相関を求める演算において、それらの相関に対して狭帯域妨害波の相関が加法性の誤差として重畳するためである。
ガード期間で伝送される信号と有効期間で伝送される信号の一部とが同じ信号波形であることを利用し、両者の相関からキャリア周波数などの周波数同期やシンボルを識別する時間同期を行う方法が従来から知られている。しかしながら、狭帯域妨害波が重畳されたＯＦＤＭ信号が受信されると、上記の相関が狭帯域妨害波の影響を受けてしまい、周波数同期や時間同期に誤差が生じるという課題がある。なぜなら、狭帯域妨害波は時間相関が強いため、ガード期間で伝送される信号と有効期間で伝送される信号の一部との相関を求める演算において、それらの相関に対して狭帯域妨害波の相関が加法性の誤差として重畳するためである。
なお、狭帯域妨害波とは、ＯＦＤＭ伝送方式において伝送される信号の周波数帯域幅より周波数帯域幅が小さい妨害波を意味する。
上記の課題を解決するＯＦＤＭ受信装置として、特許文献１に開示されているＯＦＤＭ受信装置があり、以下、特許文献１に開示されている従来のＯＦＤＭ受信装置について図面を参照しつつ説明する。
上記の課題を解決するＯＦＤＭ受信装置として、特許文献１に開示されているＯＦＤＭ受信装置があり、以下、特許文献１に開示されている従来のＯＦＤＭ受信装置について図面を参照しつつ説明する。
図１１に示す従来のＯＦＤＭ受信装置１００では、アンテナ１１１によって受信されたＯＦＤＭ信号がチューナ１１２に入力され、チューナ１１２によって所望チャネルのＯＦＤＭ信号が選択された後、選択されたＯＦＤＭ信号はチューナ１１２によってＩＦ（Intermediate Frequency）帯に周波数変換される。チューナ１１２から出力されるＩＦ帯のＯＦＤＭ信号は、アナログ／デジタル変換器（以下、「Ａ／Ｄ変換器」と言う。）１１３に入力され、Ａ／Ｄ変換器１１３によってアナログ信号からデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１１３から出力されるデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号は、直交検波回路が用いられているＩＱ復調回路１１４に入力され、ＩＱ復調回路１１４によって準同期直交検波されて複素ベースバンド信号に変換される。なお、ＩＱ復調回路１１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数はＩＱ復調回路１１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数と同期がとれるように周波数制御回路１２４によって制御される。
ＩＱ復調回路１１４から出力される複素ベースバンド信号（以下、「ＩＱ復調信号」と言う。）は、ＦＦＴ回路１１５に入力される。ＦＦＴ回路１１５は、タイミング検出回路１２０から入力される後述の検出信号に基づいてＩＱ復調信号の有効期間を見つけ出す。そして、ＦＦＴ回路１１５は、見つけ出した有効期間におけるＩＱ復調信号に対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算を実行し、時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換する。ＦＦＴ回路１１５によるＦＦＴ演算の結果得られた各キャリアのデータは復調回路１１６によって復調され、復調されたデータは誤り訂正回路１１７によって誤り訂正の復号処理が施される。
また、ＩＱ復調回路１１４から出力される複素ベースバンド信号（ＩＱ復調信号）は、相関検出回路１１８に入力されるとともに、有効期間遅延回路１１９によって有効期間分遅延させられた後に相関検出回路１１８に入力される。相関検出回路１１８は、有効期間分遅延させられたＩＱ復調信号（以下、「有効期間遅延信号」と言う。）のガード期間における、ＩＱ復調信号と有効期間遅延信号との相関を検出する。ここで、相関検出回路１１８における相関検出の動作について図１２（ａ）から図１２（ｄ）を参照しつつ説明する。
図１２（ａ）にＩＱ復調回路１１４から出力されるＩＱ復調信号を示し、図１２（ｂ）に有効期間遅延回路１１９から出力される有効期間遅延信号を示す。なお、ＩＱ復調信号の１シンボル期間は、ガード期間とデータに係る信号を伝送する有効期間とから構成されており、ガード期間には有効期間の後ろの部分の信号がコピーされている。
相関検出回路１１８は、ＩＱ復調信号と有効期間遅延信号の複素共役との複素乗算を行うことによってＩＱ復調信号と有効期間遅延信号との相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々を算出する。相関検出回路１１８によって算出された相関値は、図１２（ｃ）に示すように、ＩＱ復調信号と有効期間遅延信号とが一致する有効期間遅延信号のガード期間において大きな値となる。なお、図１２（ｃ）は相関値のＩ成分に関するものであり、相関値のＱ成分は図示を省略している。
相関検出回路１１８は、ＩＱ復調信号と有効期間遅延信号の複素共役との複素乗算を行うことによってＩＱ復調信号と有効期間遅延信号との相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々を算出する。相関検出回路１１８によって算出された相関値は、図１２（ｃ）に示すように、ＩＱ復調信号と有効期間遅延信号とが一致する有効期間遅延信号のガード期間において大きな値となる。なお、図１２（ｃ）は相関値のＩ成分に関するものであり、相関値のＱ成分は図示を省略している。
なお、明細書中の「Ｉ成分」は「実数成分」を、「Ｑ成分」は「虚数成分」を意味する。
相関検出回路１１８は、相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々をガード期間幅で移動平均し、夫々の移動平均値をＩ成分及びＱ成分とする相関信号を出力する。相関信号は、図１２（ｄ）に示すように、有効期間遅延信号の有効期間の先頭でピークとなる。なお、図１２（ｄ）は相関信号のＩ成分に関するものであり、相関信号のＱ成分は図示を省略している。なお、ＩＱ復調回路１１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数とＩＱ復調回路１１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数との間に周波数誤差が無い場合、相関信号のＩ成分にはピークが現れるが、相関信号のＱ成分の値は略０である。
相関検出回路１１８は、相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々をガード期間幅で移動平均し、夫々の移動平均値をＩ成分及びＱ成分とする相関信号を出力する。相関信号は、図１２（ｄ）に示すように、有効期間遅延信号の有効期間の先頭でピークとなる。なお、図１２（ｄ）は相関信号のＩ成分に関するものであり、相関信号のＱ成分は図示を省略している。なお、ＩＱ復調回路１１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数とＩＱ復調回路１１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数との間に周波数誤差が無い場合、相関信号のＩ成分にはピークが現れるが、相関信号のＱ成分の値は略０である。
タイミング検出回路１２０は、入力される相関信号に基づいてＩＱ復調信号の有効期間の先頭を示すタイミングを検出し、検出結果に基づく検出信号をＦＦＴ回路１１５へ出力する。
オフセット検出回路１２１及び補正回路１２２は、後述するようにして、有効期間遅延信号のガード期間における相関信号のＩ成分及びＱ成分から狭帯域妨害波に起因する成分を除去して、当該相関信号のＩ成分及びＱ成分の補正を行う。
オフセット検出回路１２１及び補正回路１２２は、後述するようにして、有効期間遅延信号のガード期間における相関信号のＩ成分及びＱ成分から狭帯域妨害波に起因する成分を除去して、当該相関信号のＩ成分及びＱ成分の補正を行う。
ｔａｎ−１回路１２３は、タイミング検出回路１２０から入力される検出信号に基づいて、有効期間遅延信号のガード期間を見つけ出し、見つけ出したガード期間における相関信号のＩ成分とＱ成分とを用いて相関信号の位相角を算出する。そして、周波数制御回路１２４は、ｔａｎ−１回路１２３から入力される相関信号の位相角の値を示す誤差信号に基づいて周波数同期がとれるようにＩＱ復調回路１１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数を制御する。
以下に、妨害波の一種であるＣＷ（Continuous Wave）妨害波が重畳されたＯＦＤＭ信号を受信する場合のＯＦＤＭ受信装置１００の動作について図１３（ａ）から図１３（ｇ）を参照しつつ説明する。
図１３（ａ）にＩＱ復調回路１１４から出力されるＩＱ復調信号を示し、図１３（ｂ）に有効期間遅延回路１１９から出力される有効期間遅延信号を示す。但し、図１３（ａ）に示したＩＱ復調信号及び図１３（ｂ）に示した有効期間遅延信号には、ＣＷ妨害波に係るＣＷ妨害波成分が重畳されているものとする。
図１３（ａ）にＩＱ復調回路１１４から出力されるＩＱ復調信号を示し、図１３（ｂ）に有効期間遅延回路１１９から出力される有効期間遅延信号を示す。但し、図１３（ａ）に示したＩＱ復調信号及び図１３（ｂ）に示した有効期間遅延信号には、ＣＷ妨害波に係るＣＷ妨害波成分が重畳されているものとする。
相関検出回路１１８はＩＱ復調信号と有効期間遅延信号との相関値を算出する。相関検出回路１１８によって算出される相関値は、ＣＷ妨害波が重畳していないＯＦＤＭ信号に係る相関値に対して、図１３（ｃ）に示すような、一定量ずれた値になる。なお、図１３（ｃ）は相関値のＩ成分に関するものであり、相関値のＱ成分は図示を省略している。
相関検出回路１１８は、相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々をガード期間幅で移動平均し、夫々の移動平均値をＩ成分及びＱ成分とする相関信号を出力する。相関検出回路１１８から出力される相関信号は、ＣＷ妨害波が重畳していないＯＦＤＭ信号に係る相関信号に対して、図１３（ｄ）に示すように、一定量ずれた信号となる。なお、図１３（ｄ）は相関値のＩ成分に関するものであり、相関値のＱ成分は図示を省略している。
相関検出回路１１８は、相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々をガード期間幅で移動平均し、夫々の移動平均値をＩ成分及びＱ成分とする相関信号を出力する。相関検出回路１１８から出力される相関信号は、ＣＷ妨害波が重畳していないＯＦＤＭ信号に係る相関信号に対して、図１３（ｄ）に示すように、一定量ずれた信号となる。なお、図１３（ｄ）は相関値のＩ成分に関するものであり、相関値のＱ成分は図示を省略している。
オフセット検出回路１２１にはタイミング検出回路１１８からガード期間以外の所定期間Ｔを示す図１３（ｅ）に示すタイミング信号が入力される。オフセット検出回路１２１は、相関検出回路１１８から入力される相関信号のＩ成分及びＱ成分の夫々の所定期間Ｔにおける平均値（以下、「オフセット量」と言う。）を算出し、図１３（ｆ）に示すような、Ｉ成分及びＱ成分の夫々のオフセット量を示す信号を補正回路１２２へ出力する。
補正回路１２２は、図１３（ｇ）に示すタイミング信号に基づいて、有効期間遅延信号のガード期間における相関検出回路１１８から入力される相関信号のＩ成分及びＱ成分の夫々の値から、オフセット検出回路１２１から入力されるＩ成分及びＱ成分のオフセット量を減算し、減算後の相関信号のＩ成分及びＱ成分の夫々の値をｔａｎ−１回路１２３へ出力する。
しかしながら、有効期間遅延信号のガード期間における妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号に係る相関信号を本来なら当該ガード期間における妨害波に係る相関信号を用いて補正すべきところ、補正回路１２２は、上記ガード期間以外の上記の所定期間Ｔにおける妨害波に係る相関信号を用いて補正を行っている。
そして、妨害波の振幅及び位相が時間変動する場合、妨害波に係る相関信号は時間変動してしまい、有効期間遅延信号のガード期間における妨害波に係る相関信号と上記の所定期間Ｔにおける妨害波に係る相関信号とが一致しない。
そして、妨害波の振幅及び位相が時間変動する場合、妨害波に係る相関信号は時間変動してしまい、有効期間遅延信号のガード期間における妨害波に係る相関信号と上記の所定期間Ｔにおける妨害波に係る相関信号とが一致しない。
また、相関検出回路１１８で求められる相関信号は、比較的時間差の大きい、ＩＱ復調信号と当該ＩＱ復調信号を有効期間分遅延した有効期間遅延信号との相関に係るものであるため、妨害波の振幅及び位相が時間変動した場合に、妨害波に係る相関信号は時間変動が大きくかつ定常性が損なわれている。
従って、補正回路１２２は、上記ガード期間における妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号に係る相関信号を適切に補正できているとは言えない。
従って、補正回路１２２は、上記ガード期間における妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号に係る相関信号を適切に補正できているとは言えない。
また、妨害波の受信電力が大きい場合、相関検出回路１１８において求められる相関信号における妨害波に係る相関信号の成分が大きくなってしまい、タイミング検出回路１２０において検出されるタイミングが誤り、ＯＦＤＭ受信装置１００全体の誤動作を引き起こすという課題もある。
そこで、本発明は、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合でも、より安定してＯＦＤＭ信号の受信動作を行うことができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することを目的とする。
そこで、本発明は、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合でも、より安定してＯＦＤＭ信号の受信動作を行うことができるＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明のＯＦＤＭ受信装置は、データに係る信号を伝送する有効期間と前記有効期間で伝送される信号の一部と同じ信号を伝送するガード期間とから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、入力されるＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を除去し、狭帯域妨害波成分が除去されたＯＦＤＭ信号を妨害波除去信号として出力する妨害波除去部と、前記妨害波除去部から出力される妨害波除去信号を前記有効期間分遅延し、前記有効期間分遅延した妨害波除去信号を妨害波除去遅延信号として出力する遅延部と、前記妨害波除去部から出力される妨害波除去信号と前記遅延部から出力される妨害波除去遅延信号との相関を求め、求めた相関に係る相関信号を出力する相関検出部と、前記相関検出部から出力される相関信号に基づいて同期処理を行う同期部と、を備える。
本発明のＯＦＤＭ受信方法は、データに係る信号を伝送する有効期間と前記有効期間で伝送される信号の一部と同じ信号を伝送するガード期間とから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するＯＦＤＭ受信方法において、入力されるＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を除去し、狭帯域妨害波成分が除去されたＯＦＤＭ信号を妨害波除去信号として出力する妨害波除去ステップと、前記妨害波除去ステップにおいて出力される妨害波除去信号を前記有効期間分遅延し、前記有効期間分遅延した妨害波除去信号を妨害波除去遅延信号として出力する遅延ステップと、前記妨害波除去ステップにおいて出力される妨害波除去信号と前記遅延ステップにおいて出力される妨害波除去遅延信号との相関を求め、求めた相関に係る相関信号を出力する相関検出ステップと、前記相関検出ステップにおいて出力される相関信号に基づいて同期処理を行う同期ステップと、を有する。
なお、同期処理として、例えば周波数同期に係る処理及びシンボル時間同期に係る処理などを挙げることができる。
上記ＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法の夫々によれば、ＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分が除去される。そして、狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分が除去されて得られた妨害波除去信号と、当該妨害波除去信号を有効期間分遅延して得られた妨害波除去遅延信号との相関が求められる。
このため、妨害波除去信号と妨害波除去遅延信号との相関に係る相関信号には狭帯域妨害波に係る成分が殆ど含まれないようになっており、相関信号を用いた同期処理を精度よく行うことが可能になる。この結果、上記のＯＦＤＭ受信装置は、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合でも、より安定してＯＦＤＭ信号の受信動作を行うことが可能になる。
このため、妨害波除去信号と妨害波除去遅延信号との相関に係る相関信号には狭帯域妨害波に係る成分が殆ど含まれないようになっており、相関信号を用いた同期処理を精度よく行うことが可能になる。この結果、上記のＯＦＤＭ受信装置は、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合でも、より安定してＯＦＤＭ信号の受信動作を行うことが可能になる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記妨害波除去部は、フィルタ係数が可変であり、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＯＦＤＭ信号を前記妨害波除去信号として当該妨害波除去部から出力する妨害波除去フィルタ部と、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の自己相関を求める自己相関部と、前記自己相関部により求められた前記ＯＦＤＭ信号の自己相関に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数の制御値を算出し、当該算出したフィルタ係数の制御値に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数を制御する係数制御部と、を備えるようにしてもよい。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記妨害波除去部は、フィルタ係数が可変であり、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＯＦＤＭ信号を前記妨害波除去信号として当該妨害波除去部から出力する妨害波除去フィルタ部と、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号と前記妨害波除去フィルタ部から出力される妨害波除去信号との相互相関を求める相互相関部と、前記相互相関部により求められた前記ＯＦＤＭ信号と前記妨害波除去信号との相互相関に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数の制御値を算出し、当該算出したフィルタ係数の制御値に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数を制御する係数制御部と、を備えるようにしてもよい。
これらによれば、妨害波除去部を簡易な構成で実現することができる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記妨害波除去部は、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の標本化周波数を下げて再標本化し、再標本化したＯＦＤＭ信号を再標本化信号として前記妨害波除去フィルタ部と前記自己相関部とへ出力するダウンサンプリング部を更に備え、前記妨害波除去フィルタ部は、前記フィルタリングに係る処理を前記再標本化信号に対して行い、前記自己相関部は、前記自己相関を求める処理を前記再標本化信号を用いて行うようにしてもよい。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記妨害波除去部は、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の標本化周波数を下げて再標本化し、再標本化したＯＦＤＭ信号を再標本化信号として前記妨害波除去フィルタ部と前記自己相関部とへ出力するダウンサンプリング部を更に備え、前記妨害波除去フィルタ部は、前記フィルタリングに係る処理を前記再標本化信号に対して行い、前記自己相関部は、前記自己相関を求める処理を前記再標本化信号を用いて行うようにしてもよい。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記妨害波除去部は、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の標本化周波数を下げて再標本化し、再標本化したＯＦＤＭ信号を再標本化信号として前記妨害波除去フィルタ部と前記相互相関部とへ出力するダウンサンプリング部を更に備え、前記妨害波除去フィルタ部は、前記フィルタリングに係る処理を前記再標本化信号に対して行い、前記相互相関部は、前記相互相関を求める処理を前記再標本化信号と前記妨害波除去信号とを用いて行うようにしてもよい。
これらによれば、受信したＯＦＤＭ信号から送信されたＯＦＤＭ信号に係る成分の除去を抑えつつ狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分の除去を効果的に行うことができる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記ダウンサンプリング部は、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の再標本化を、前記再標本化信号の標本化周波数が当該ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行うようにしてもよい。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記ダウンサンプリング部は、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の再標本化を、前記再標本化信号の標本化周波数が当該ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行うようにしてもよい。
これによれば、妨害波除去フィルタ部と自己相関部と係数制御部とにより行われる狭帯域妨害波の除去において、或いは、妨害波除去フィルタ部と相互相関部と係数制御部とにより行われる狭帯域妨害波の除去において、送信側の装置によって送信されたＯＦＤＭ信号に係る成分が狭帯域妨害波として取り扱われる状況を回避できる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記ダウンサンプリング部は、前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の帯域制限を行う帯域制限フィルタ部と、前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号を構成するサンプルを間引いて、サンプルが間引かれたＯＦＤＭ信号を前記再標本化信号として出力する間引き部と、を備えるようにしてもよい。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記ダウンサンプリング部は、前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の帯域制限を行う帯域制限フィルタ部と、前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号を構成するサンプルを間引いて、サンプルが間引かれたＯＦＤＭ信号を前記再標本化信号として出力する間引き部と、を備えるようにしてもよい。
これによれば、ダウンサンプリング部を簡易な構成で実現することができる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記帯域制限フィルタ部の透過特性は、ルート・ナイキスト特性において、当該透過特性のカットオフ周波数が前記再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数に等しくなるように定められていてもよい。
これによれば、間引き部によって行われるＯＦＤＭ信号のサンプルの間引きによる折り返し歪を含めてみた場合に、間引き部から出力される再標本化信号の周波数帯域幅でのゲインを一定にすることができる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記帯域制限フィルタ部の透過特性は、ルート・ナイキスト特性において、当該透過特性のカットオフ周波数が前記再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数に等しくなるように定められていてもよい。
これによれば、間引き部によって行われるＯＦＤＭ信号のサンプルの間引きによる折り返し歪を含めてみた場合に、間引き部から出力される再標本化信号の周波数帯域幅でのゲインを一定にすることができる。
上記のＯＦＤＭ受信装置において、前記間引き部は、前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号のサンプルの間引きを、前記再標本化信号の標本化周波数が前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行うようにしてもよい。
これによれば、妨害波除去フィルタ部と自己相関部と係数制御部とにより行われる狭帯域妨害波の除去において、或いは、妨害波除去フィルタ部と相互相関部と係数制御部とにより行われる狭帯域妨害波の除去において、送信側の装置によって送信されたＯＦＤＭ信号に係る成分が狭帯域妨害波として取り扱われる状況を回避できる。
これによれば、妨害波除去フィルタ部と自己相関部と係数制御部とにより行われる狭帯域妨害波の除去において、或いは、妨害波除去フィルタ部と相互相関部と係数制御部とにより行われる狭帯域妨害波の除去において、送信側の装置によって送信されたＯＦＤＭ信号に係る成分が狭帯域妨害波として取り扱われる状況を回避できる。
≪第１の実施の形態≫
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜ＯＦＤＭ受信装置の構成＞
まず、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１の構成について図１を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１の装置構成図である。なお、ＯＦＤＭ受信装置１が受信するＯＦＤＭ信号の各シンボルは、実際にデータに係る信号を伝送する有効期間と、当該有効期間で伝送される信号の後ろの部分と同じ信号が伝送されるガード期間とを含み、ガード期間の信号は有効期間の信号の前に伝送される。
以下、本発明の第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜ＯＦＤＭ受信装置の構成＞
まず、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１の構成について図１を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１の装置構成図である。なお、ＯＦＤＭ受信装置１が受信するＯＦＤＭ信号の各シンボルは、実際にデータに係る信号を伝送する有効期間と、当該有効期間で伝送される信号の後ろの部分と同じ信号が伝送されるガード期間とを含み、ガード期間の信号は有効期間の信号の前に伝送される。
ＯＦＤＭ受信装置１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、Ａ／Ｄ変換器１３と、ＩＱ復調回路１４と、ＦＦＴ回路１５と、復調回路１６と、誤り訂正回路１７と、妨害波除去回路１８と、有効期間遅延回路１９と、相関検出回路２０と、タイミング検出回路２１と、ｔａｎ−１回路２２と、周波数制御回路２３とを備える。
但し、図１に示されるＯＦＤＭ受信装置１では、後に詳述するが、妨害波除去回路１８によってＩＱ復調回路１４から出力される信号から当該信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分が除去される。そして、相関検出回路２０は妨害波除去回路１８によって狭帯域妨害波成分が除去されて得られた信号を用いて相関演算を行う。
但し、図１に示されるＯＦＤＭ受信装置１では、後に詳述するが、妨害波除去回路１８によってＩＱ復調回路１４から出力される信号から当該信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分が除去される。そして、相関検出回路２０は妨害波除去回路１８によって狭帯域妨害波成分が除去されて得られた信号を用いて相関演算を行う。
［チューナ１２］
チューナ１２にはアンテナ１１によって受信されたＯＦＤＭ信号が入力される。チューナ１２は入力されたＯＦＤＭ信号から所望チャネルのＯＦＤＭ信号を選択し、選択したＯＦＤＭ信号をＩＦ帯に周波数変換し、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄ変換器１３へ出力する。
チューナ１２にはアンテナ１１によって受信されたＯＦＤＭ信号が入力される。チューナ１２は入力されたＯＦＤＭ信号から所望チャネルのＯＦＤＭ信号を選択し、選択したＯＦＤＭ信号をＩＦ帯に周波数変換し、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄ変換器１３へ出力する。
［Ａ／Ｄ変換器１３］
Ａ／Ｄ変換器１３は、チューナ１２から入力されるＯＦＤＭ信号を所定の標本化周波数でアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号をＩＱ復調回路１４へ出力する。但し、標本化周波数の値として、一般に、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値より大きい値が採用される。
Ａ／Ｄ変換器１３は、チューナ１２から入力されるＯＦＤＭ信号を所定の標本化周波数でアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号をＩＱ復調回路１４へ出力する。但し、標本化周波数の値として、一般に、ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値より大きい値が採用される。
［ＩＱ復調回路１４］
ＩＱ復調回路１４には直交検波回路が用いられている。
ＩＱ復調回路１４には周波数制御回路２３から後述する制御信号が入力され、ＩＱ復調回路１４は、周波数同期がとれるように、制御信号に基づいて準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数を調整する。
ＩＱ復調回路１４には直交検波回路が用いられている。
ＩＱ復調回路１４には周波数制御回路２３から後述する制御信号が入力され、ＩＱ復調回路１４は、周波数同期がとれるように、制御信号に基づいて準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数を調整する。
ＩＱ復調回路１４は、検波信号を用いてＡ／Ｄ変換器１３から入力されるデジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号を準同期直交検波し、準同期直交検波の結果得られた複素ベースバンド信号（ＩＱ復調信号）をＦＦＴ回路１５及び妨害波除去回路１８の夫々へ出力する。
［ＦＦＴ回路１５］
ＦＦＴ回路１５は、タイミング検出回路２１から入力される後述する検出信号に基づいて、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号の有効期間を見つけ出す。そして、ＦＦＴ回路１５は、見つけ出した有効期間におけるＩＱ復調信号に対してＦＦＴ演算を実行して、当該見つけ出した有効期間におけるＩＱ復調信号を時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換し、変換の結果得られた複数のキャリアのデータを復調回路１６へ出力する。
［ＦＦＴ回路１５］
ＦＦＴ回路１５は、タイミング検出回路２１から入力される後述する検出信号に基づいて、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号の有効期間を見つけ出す。そして、ＦＦＴ回路１５は、見つけ出した有効期間におけるＩＱ復調信号に対してＦＦＴ演算を実行して、当該見つけ出した有効期間におけるＩＱ復調信号を時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換し、変換の結果得られた複数のキャリアのデータを復調回路１６へ出力する。
［復調回路１６］
復調回路１６は、ＦＦＴ回路１５から入力される各キャリアのデータに対して復調処理を施し、復調処理の結果得られた各キャリアに割り当てられたデータ（以下、「復調データ」と言う。）を誤り訂正回路１７へ出力する。
［誤り訂正回路１７］
誤り訂正回路１７は、復調回路１６から入力される復調データに対して誤り訂正のための復号処理を施し、伝送中に生じた誤りが訂正された受信データを出力する。
復調回路１６は、ＦＦＴ回路１５から入力される各キャリアのデータに対して復調処理を施し、復調処理の結果得られた各キャリアに割り当てられたデータ（以下、「復調データ」と言う。）を誤り訂正回路１７へ出力する。
［誤り訂正回路１７］
誤り訂正回路１７は、復調回路１６から入力される復調データに対して誤り訂正のための復号処理を施し、伝送中に生じた誤りが訂正された受信データを出力する。
［妨害波除去回路１８］
妨害波除去回路１８は、適応信号処理に基づいて狭帯域妨害波を推定し除去する。
本実施の形態の妨害波除去回路１８は、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号の標本化周波数を下げ、標本化周波数を下げて得られた信号から狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を適応的に除去する。そして、妨害波除去回路１８は、狭帯域妨害波成分を適応的に除去して得られた信号を有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々へ出力する。なお、以下において、妨害波除去回路１８から出力される狭帯域妨害波成分を適応的に除去して得られた信号を「妨害波除去信号」と言う。
妨害波除去回路１８は、適応信号処理に基づいて狭帯域妨害波を推定し除去する。
本実施の形態の妨害波除去回路１８は、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号の標本化周波数を下げ、標本化周波数を下げて得られた信号から狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を適応的に除去する。そして、妨害波除去回路１８は、狭帯域妨害波成分を適応的に除去して得られた信号を有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々へ出力する。なお、以下において、妨害波除去回路１８から出力される狭帯域妨害波成分を適応的に除去して得られた信号を「妨害波除去信号」と言う。
なお、妨害波除去回路１８の構成及び動作の詳細について図２から図９を用いて後述する。
［有効期間遅延回路１９］
有効期間遅延回路１９は、妨害波除去回路１８から入力される妨害波除去信号を有効期間分遅延して相関検出回路２０へ出力する。なお、以下において、有効期間遅延回路１９から出力される有効期間分遅延した妨害波除去信号を「妨害波除去遅延信号」と言う。
［有効期間遅延回路１９］
有効期間遅延回路１９は、妨害波除去回路１８から入力される妨害波除去信号を有効期間分遅延して相関検出回路２０へ出力する。なお、以下において、有効期間遅延回路１９から出力される有効期間分遅延した妨害波除去信号を「妨害波除去遅延信号」と言う。
［相関検出回路２０］
相関検出回路２０は、妨害波除去回路１８から入力される妨害波除去信号と有効期間遅延回路１９から入力される妨害波除去遅延信号の複素共役との複素乗算を行うことによって妨害波除去信号と妨害波除去遅延信号との相関値を算出する。そして、相関検出回路２０は、相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々をガード期間幅で移動平均し、Ｉ成分及びＱ成分の移動平均値をＩ成分及びＱ成分とする相関信号をタイミング検出回路２１及びｔａｎ−１回路２２の夫々へ出力する。
相関検出回路２０は、妨害波除去回路１８から入力される妨害波除去信号と有効期間遅延回路１９から入力される妨害波除去遅延信号の複素共役との複素乗算を行うことによって妨害波除去信号と妨害波除去遅延信号との相関値を算出する。そして、相関検出回路２０は、相関値のＩ成分及びＱ成分の夫々をガード期間幅で移動平均し、Ｉ成分及びＱ成分の移動平均値をＩ成分及びＱ成分とする相関信号をタイミング検出回路２１及びｔａｎ−１回路２２の夫々へ出力する。
このように、相関検出回路２０は、狭帯域妨害波成分が適応的に除去されている妨害波除去信号及び妨害波除去遅延信号を用いて相関信号を求めている。このため、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合であっても、相関検出回路２０から出力される相関信号は殆ど狭帯域妨害波に係る成分を含まない。
［タイミング検出回路２１］
タイミング検出回路２１は、相関検出回路２０から入力される相関信号を観測して相関信号のピークを見つけ出し、見つけ出した相関信号のピークを利用してＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングを検出する。そして、タイミング検出回路２１は、検出したＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングを示す検出信号をＦＦＴ回路１５及びｔａｎ−１回路２２の夫々へ出力する。
［タイミング検出回路２１］
タイミング検出回路２１は、相関検出回路２０から入力される相関信号を観測して相関信号のピークを見つけ出し、見つけ出した相関信号のピークを利用してＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングを検出する。そして、タイミング検出回路２１は、検出したＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングを示す検出信号をＦＦＴ回路１５及びｔａｎ−１回路２２の夫々へ出力する。
上述したタイミング検出回路２１は、ＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングの検出に狭帯域妨害波成分が適応的に除去されている妨害波除去信号及び妨害波除去遅延信号を用いて求められた相関信号を用いている。このため、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合であっても、タイミング検出回路２１はＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングを精度よく検出することができる。つまり、ＯＦＤＭ受信装置１はシンボルを識別する時間同期を精度よく行うことが可能である。
［ｔａｎ−１回路２２］
ｔａｎ−１回路２２は、タイミング検出回路２１から入力される検出信号に基づいて、相関検出回路２０から入力される相関信号の、妨害波除去遅延信号のガード期間に対応した期間（以下、「相関信号ガード期間」と言う。）を見つけ出す。ｔａｎ−１回路２２は、見つけ出した相関信号ガード期間における相関信号の各サンプルについて、相関信号のＩ成分の値（以下、「Ｉ」と言う。）とそのＱ成分の値（以下、「Ｑ」と言う。）とを用いて相関信号の位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）を算出する。そして、ｔａｎ−１回路２２は、算出した位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値を示す誤差信号を周波数制御回路２３へ出力する。
ｔａｎ−１回路２２は、タイミング検出回路２１から入力される検出信号に基づいて、相関検出回路２０から入力される相関信号の、妨害波除去遅延信号のガード期間に対応した期間（以下、「相関信号ガード期間」と言う。）を見つけ出す。ｔａｎ−１回路２２は、見つけ出した相関信号ガード期間における相関信号の各サンプルについて、相関信号のＩ成分の値（以下、「Ｉ」と言う。）とそのＱ成分の値（以下、「Ｑ」と言う。）とを用いて相関信号の位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）を算出する。そして、ｔａｎ−１回路２２は、算出した位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値を示す誤差信号を周波数制御回路２３へ出力する。
但し、ＩＱ復調回路１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数とＩＱ復調回路１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数との間に周波数誤差がない場合、妨害波除去信号の有効期間の後ろの部分における信号と妨害波除去遅延信号のガード期間における信号とは一致する。このため、相関信号の位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値は０になる。
これに対して、両者の間に周波数誤差がある場合、妨害波除去信号の有効期間の後ろの部分における信号と妨害波除去遅延信号のガード期間における信号との間には周波数誤差に応じた位相のずれが生じている。このため、相関信号の位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値は周波数誤差に比例した値となる。
これに対して、両者の間に周波数誤差がある場合、妨害波除去信号の有効期間の後ろの部分における信号と妨害波除去遅延信号のガード期間における信号との間には周波数誤差に応じた位相のずれが生じている。このため、相関信号の位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値は周波数誤差に比例した値となる。
［周波数制御回路２３］
周波数制御回路２３は、ｔａｎ−１回路２２から入力される誤差信号が示す位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値にゲイン係数を乗算し、乗算値を積分する。そして、周波数制御回路２３は、ＩＱ復調回路１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数がＩＱ復調回路１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数に一致するように、積分値を基に当該検波信号の検波周波数を制御するための制御信号を生成し、生成した制御信号をＩＱ復調回路１４へ出力する。
周波数制御回路２３は、ｔａｎ−１回路２２から入力される誤差信号が示す位相角ｔａｎ−１（Ｑ／Ｉ）の値にゲイン係数を乗算し、乗算値を積分する。そして、周波数制御回路２３は、ＩＱ復調回路１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数がＩＱ復調回路１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数に一致するように、積分値を基に当該検波信号の検波周波数を制御するための制御信号を生成し、生成した制御信号をＩＱ復調回路１４へ出力する。
上述したｔａｎ−１回路２２及び周波数制御回路２３は、検波信号の検波周波数の制御に、狭帯域妨害波成分が適応的に除去されている妨害波除去信号及び妨害波除去遅延信号を用いて求められた相関信号を用いている。このため、狭帯域妨害波が重畳したＯＦＤＭ信号を受信した場合であっても、検波信号の検波周波数を精度よくＩＱ復調回路１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数に合わせることができる。つまり、ＯＦＤＭ受信装置１は周波数同期を精度よく行うことが可能である。
＜妨害波除去回路１８の構成＞
図１の妨害波除去回路１８の構成について図２を参照しつつ説明する。図２は図１の妨害波除去回路の回路構成図である。
妨害波除去回路１８は、ダウンサンプリング回路３１と、妨害波除去フィルタ３２と、自己相関回路３３と、係数制御回路３４とを備える。
図１の妨害波除去回路１８の構成について図２を参照しつつ説明する。図２は図１の妨害波除去回路の回路構成図である。
妨害波除去回路１８は、ダウンサンプリング回路３１と、妨害波除去フィルタ３２と、自己相関回路３３と、係数制御回路３４とを備える。
［ダウンサンプリング回路３１］
ダウンサンプリング回路３１にＩＱ復調回路１４から出力されるＩＱ復調信号が入力される。
ダウンサンプリング回路３１は、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号に帯域制限を施し、帯域制限を施して得られた信号の標本化周波数を下げ、標本化周波数を下げて得られた信号を妨害波除去フィルタ３２及び自己相関回路３３の夫々へ出力する。なお、以下において、ダウンサンプリング回路３１から出力される標本化周波数が下げて得られた信号を「再標本化信号」と言う。
ダウンサンプリング回路３１にＩＱ復調回路１４から出力されるＩＱ復調信号が入力される。
ダウンサンプリング回路３１は、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号に帯域制限を施し、帯域制限を施して得られた信号の標本化周波数を下げ、標本化周波数を下げて得られた信号を妨害波除去フィルタ３２及び自己相関回路３３の夫々へ出力する。なお、以下において、ダウンサンプリング回路３１から出力される標本化周波数が下げて得られた信号を「再標本化信号」と言う。
但し、ＩＱ復調回路１４が出力するＩＱ復調信号は、一般に、ＯＦＤＭ信号が占有する周波数帯域幅の値よりも高い標本化周波数で標本化されている。このようにすることによって、ガードバンドと呼ばれる保護帯域が設けられ、ＩＱ復調信号に対する標本化による折り返し歪の影響を排除している。
なお、ダウンサンプリング回路３１はＩＱ復調信号をＯＦＤＭ信号が占有する周波数帯域幅の値以下の標本化周波数で再標本化することが好ましい。仮に、再標本化信号の標本化周波数をＯＦＤＭ信号が占有する周波数帯域幅の値より大きくした場合、妨害波除去フィルム３２と自己相関回路３３と係数制御回路３４とによって行われる再標本化信号から当該再標本化信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を除去するための処理において、ＯＦＤＭ送信装置から送信されたＯＦＤＭ信号に係る成分自体が狭帯域妨害波とみなされてしまう可能性があるためである。
なお、ダウンサンプリング回路３１はＩＱ復調信号をＯＦＤＭ信号が占有する周波数帯域幅の値以下の標本化周波数で再標本化することが好ましい。仮に、再標本化信号の標本化周波数をＯＦＤＭ信号が占有する周波数帯域幅の値より大きくした場合、妨害波除去フィルム３２と自己相関回路３３と係数制御回路３４とによって行われる再標本化信号から当該再標本化信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を除去するための処理において、ＯＦＤＭ送信装置から送信されたＯＦＤＭ信号に係る成分自体が狭帯域妨害波とみなされてしまう可能性があるためである。
さらに、ダウンサンプリング回路３１について図３を参照しつつ説明する。図３は図２のダウンサンプリング回路３１の回路構成図の一例であり、ダウンサンプリング回路３１は、フィルタ５１と間引き回路５２とを有する。
「フィルタ５１」
フィルタ５１にＩＱ復調回路１４から出力されるＩＱ復調信号が入力される。
「フィルタ５１」
フィルタ５１にＩＱ復調回路１４から出力されるＩＱ復調信号が入力される。
フィルタ５１は、所定の通過特性を持ち、ＩＱ復調回路１４から入力されるＩＱ復調信号にフィルタリングによって帯域制限を施し、帯域制限を施して得られた信号（以下、「帯域制限処理信号」と言う。）を間引き回路５２へ出力する。
但し、フィルタ５１の通過特性は、ルート・ナイキスト特性において、その通過特性のカットオフ周波数が間引き回路５２から出力される再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数であることが好ましい。これは、後述する間引き回路５２による帯域制限処理信号のサンプルが間引かれることによる折り返し歪も含めて見た場合に、再標本化信号の周波数帯域幅でのゲインが一定になるからである。
但し、フィルタ５１の通過特性は、ルート・ナイキスト特性において、その通過特性のカットオフ周波数が間引き回路５２から出力される再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数であることが好ましい。これは、後述する間引き回路５２による帯域制限処理信号のサンプルが間引かれることによる折り返し歪も含めて見た場合に、再標本化信号の周波数帯域幅でのゲインが一定になるからである。
従って、本実施の形態及び後述する第２の実施の形態では、フィルタ５１の通過特性は、ルート・ナイキスト特性において、その通過特性のカットオフ周波数が間引き回路５２から出力される再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数であるとする。
なお、フィルタ５１の通過特性は、ルート・ナイキスト特性において、その通過特性のカットオフ周波数が間引き回路５２から出力される再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数である必要は必ずしもない。
なお、フィルタ５１の通過特性は、ルート・ナイキスト特性において、その通過特性のカットオフ周波数が間引き回路５２から出力される再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数である必要は必ずしもない。
また、フィルタ５１の通過特性は、ルート・ナイキスト特性である必要は必ずしもない。
「間引き回路５２」
間引き回路５２は、フィルタ５１から入力される帯域制限処理信号のサンプルを間引くことによって、帯域制限処理信号を当該帯域制限処理信号の標本化周波数より標本化周波数が低い再標本化信号に変換し、再標本化信号を妨害波除去フィルタ３２及び自己相関回路３３の夫々へ出力する。
「間引き回路５２」
間引き回路５２は、フィルタ５１から入力される帯域制限処理信号のサンプルを間引くことによって、帯域制限処理信号を当該帯域制限処理信号の標本化周波数より標本化周波数が低い再標本化信号に変換し、再標本化信号を妨害波除去フィルタ３２及び自己相関回路３３の夫々へ出力する。
但し、間引き部５２は、再標本化信号の標本化周波数がＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように、フィルタ５１から入力される帯域制限処理信号のサンプルを間引くことが好ましい。この理由は、ダウンサンプリング回路３１の説明において上述した通りである。
また、ＩＱ復調信号の標本化周波数と再標本化信号の標本化周波数との比を整数にすることによってフィルタ５１及び間引き回路５２の構成を簡易にすることができる。
また、ＩＱ復調信号の標本化周波数と再標本化信号の標本化周波数との比を整数にすることによってフィルタ５１及び間引き回路５２の構成を簡易にすることができる。
従って、本実施の形態及び第２の実施の形態では、間引き回路５２は、再標本化信号の標本化周波数がＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように、かつ、ＩＱ復調信号の標本化周波数と再標本化信号の標本化周波数との比が整数になるように、帯域制限処理信号のサンプルを間引くものとする。
なお、間引き回路５２は、再標本化信号の標本化周波数がＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように帯域制限処理信号のサンプルを間引く必要は必ずしもない。また、間引き回路５２は、ＩＱ復調信号の標本化周波数と再標本化信号の標本化周波数との比が整数になるように、帯域制限処理信号のサンプルを間引く必要は必ずしもない。
なお、間引き回路５２は、再標本化信号の標本化周波数がＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように帯域制限処理信号のサンプルを間引く必要は必ずしもない。また、間引き回路５２は、ＩＱ復調信号の標本化周波数と再標本化信号の標本化周波数との比が整数になるように、帯域制限処理信号のサンプルを間引く必要は必ずしもない。
上述したダウンサンプリング回路３１の目的は、再標本化信号に含まれる、ＯＦＤＭ送信装置によって送信されたＯＦＤＭ信号の短い時間での時間相関をなくすことにある。
［妨害波除去フィルタ３２］
妨害波除去フィルタ３２は、フィルタ係数が可変なフィルタであって、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号から当該再標本化信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を適応的に除去する。そして、妨害波除去フィルタ３２は、再標本化信号から狭帯域妨害波成分を適応的に除去して得られた信号を妨害波除去信号として有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々へ出力する。但し、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数の値は係数制御回路３４によって制御される。
［妨害波除去フィルタ３２］
妨害波除去フィルタ３２は、フィルタ係数が可変なフィルタであって、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号から当該再標本化信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を適応的に除去する。そして、妨害波除去フィルタ３２は、再標本化信号から狭帯域妨害波成分を適応的に除去して得られた信号を妨害波除去信号として有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々へ出力する。但し、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数の値は係数制御回路３４によって制御される。
さらに、妨害波除去フィルタ３２について図４を参照しつつ説明する。図４は図２の妨害波除去フィルタ３２のフィルタ構成図の一例である。
妨害波除去フィルタ３２は、４タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて構成されており、遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃと、乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃと、積算回路７３とを備える。
妨害波除去フィルタ３２は、４タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いて構成されており、遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃと、乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃと、積算回路７３とを備える。
ここで、ダウンサンプリング回路３１から出力される再標本化信号をｘ（ｎ）とし、妨害波除去フィルタ３２から出力される妨害波除去信号をｙ（ｎ）とする。ｎは標本時刻を表し、ｘ（ｎ）及びｙ（ｎ）は時間関数である。
「遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃ」
遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃは、入力される再標本化信号を順次１サンプルずつ遅延する。ここで、標本時刻ｎでは、遅延回路７１ａから１サンプル前の再標本化信号ｘ（ｎ−１）が出力され、遅延回路７１ｂから２サンプル前の再標本化信号ｘ（ｎ−２）が出力され、遅延回路７１ｃから３サンプル前の再標本化信号ｘ（ｎ−３）が出力される。
「遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃ」
遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃは、入力される再標本化信号を順次１サンプルずつ遅延する。ここで、標本時刻ｎでは、遅延回路７１ａから１サンプル前の再標本化信号ｘ（ｎ−１）が出力され、遅延回路７１ｂから２サンプル前の再標本化信号ｘ（ｎ−２）が出力され、遅延回路７１ｃから３サンプル前の再標本化信号ｘ（ｎ−３）が出力される。
「乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃ」
乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃのフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３は係数制御回路３４によって制御される。
乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃは、遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃから入力される再標本化信号ｘ（ｎ−１），ｘ（ｎ−２），ｘ（ｎ−３）にフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を乗算し、乗算値ａ１ｘ（ｎ−１），ａ２ｘ（ｎ−２），ａ３ｘ（ｎ−３）を積算回路７３へ出力する。
乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃのフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３は係数制御回路３４によって制御される。
乗算回路７２ａ，７２ｂ，７２ｃは、遅延回路７１ａ，７１ｂ，７１ｃから入力される再標本化信号ｘ（ｎ−１），ｘ（ｎ−２），ｘ（ｎ−３）にフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を乗算し、乗算値ａ１ｘ（ｎ−１），ａ２ｘ（ｎ−２），ａ３ｘ（ｎ−３）を積算回路７３へ出力する。
「積算回路７３」
積算回路７３は、ダウンサンプリング回路３１から出力されている再標本化信号ｘ（ｎ）と、乗算回路７２ａから入力される乗算値ａ１ｘ（ｎ−１）と、乗算回路７２ｂから入力される乗算値ａ２ｘ（ｎ−２）と、乗算回路７２ｃから入力される乗算値ａ３ｘ（ｎ−３）とを加算し、下記の（数１）に示す加算値を妨害波除去信号ｙ（ｎ）として有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々へ出力する。
積算回路７３は、ダウンサンプリング回路３１から出力されている再標本化信号ｘ（ｎ）と、乗算回路７２ａから入力される乗算値ａ１ｘ（ｎ−１）と、乗算回路７２ｂから入力される乗算値ａ２ｘ（ｎ−２）と、乗算回路７２ｃから入力される乗算値ａ３ｘ（ｎ−３）とを加算し、下記の（数１）に示す加算値を妨害波除去信号ｙ（ｎ）として有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々へ出力する。
上述したＦＩＲフィルタの通過特性におけるノッチの最大数はＦＩＲフィルタの次数に等しい。このため、妨害波除去フィルタ３２に入力される再標本化信号から当該再標本化信号に含まれるＭ（Ｍは１以上の整数）本の狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を効果的に除去するためには、ＦＩＲフィルタの次数をＭ或いは（Ｍ＋１）以上にすることが望ましい。従って、妨害波除去フィルタ３２を構成するＦＩＲフィルタの次数は除去したい狭帯域妨害波の数に基づいて定めるようにしてもよい。
また、ＦＩＲフィルタの通過特性の周波数分解能は、ＦＩＲフィルタの次数が大きくなるに従って高くなる。従って、ＦＩＲフィルタの次数は所望の周波数分解能を考慮して定めるようにしてもよい。
［自己相関回路３３］
自己相関回路３３は、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号の自己相関に係る自己相関値Ｒ（ｉ）を求める。
［自己相関回路３３］
自己相関回路３３は、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号の自己相関に係る自己相関値Ｒ（ｉ）を求める。
具体的には、自己相関回路３３は、ｉが負の整数の場合、下記の（数２）に示すように、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号ｘ（ｎ）の複素共役と再標本化信号ｘ（ｎ＋ｉ）とを複素乗算することによって自己相関値Ｒ（ｉ）を算出する。
また、自己相関回路３３は、ｉが０以上の整数の場合、下記の（数３）に示すように、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号ｘ（ｎ）と再標本化信号ｘ（ｎ−ｉ）の複素共役とを複素乗算することによって自己相関値Ｒ（ｉ）を算出する。
また、自己相関回路３３は、ｉが０以上の整数の場合、下記の（数３）に示すように、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号ｘ（ｎ）と再標本化信号ｘ（ｎ−ｉ）の複素共役とを複素乗算することによって自己相関値Ｒ（ｉ）を算出する。
但し、本実施の形態では、妨害波除去フィルタ３２を構成するＦＩＲフィルタの次数が３であるので、ｉは、−２以上３以下の各整数の値（−２，−１，０，１，２，３）である。なお、妨害波除去フィルタ３２を構成するＦＩＲフィルタの次数がｋ（ｋは１以上の整数）の場合、ｉは、−ｋ＋１以上ｋ以下の各整数の値である。
自己相関回路３３は、算出した自己相関値Ｒ（ｉ）（ｉは−２以上３以下の各整数の値）を係数制御回路３４へ出力する。
自己相関回路３３は、算出した自己相関値Ｒ（ｉ）（ｉは−２以上３以下の各整数の値）を係数制御回路３４へ出力する。
なお、自己相関回路３３は、自己相関値Ｒ（−１），Ｒ（−２）を上記の（数２）を用いて算出する代わりに、上記の（数３）を用いて算出した自己相関値Ｒ（１），Ｒ（２）の複素共役を算出し、算出した自己相関値Ｒ（１），Ｒ（２）の複素共役を自己相関値Ｒ（−１），Ｒ（−２）としてもよい。このようにすれば、自己相関回路３３の回路規模及び演算量の削減を図ることができる。
［係数制御回路３４］
係数制御回路３４は、自己相関回路３３から入力される自己相関値Ｒ（ｉ）（ｉは、−２〜３の各整数の値）を用いて下記の（数４）を行列演算することによって、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御値を算出する。そして、係数制御回路３４は、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値が算出した制御値になるように妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を制御する。
係数制御回路３４は、自己相関回路３３から入力される自己相関値Ｒ（ｉ）（ｉは、−２〜３の各整数の値）を用いて下記の（数４）を行列演算することによって、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御値を算出する。そして、係数制御回路３４は、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値が算出した制御値になるように妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を制御する。
なお、（数４）において、［ ］は行列を表し、［ ］−１は行列［ ］の逆行列を表す。
以下に、上記の（数４）の導出過程の概要を記載する。
妨害波除去フィルタ３２は、下記の（数５）に従って狭帯域妨害波の推定値を示す妨害波推定信号ｘＩ（ｎ）を算出し、入力された再標本化信号ｘ（ｎ）から算出した妨害波推定信号ｘＩ（ｎ）を減算して、妨害波除去信号ｙ（ｎ）を出力するものと考えることができる。
以下に、上記の（数４）の導出過程の概要を記載する。
妨害波除去フィルタ３２は、下記の（数５）に従って狭帯域妨害波の推定値を示す妨害波推定信号ｘＩ（ｎ）を算出し、入力された再標本化信号ｘ（ｎ）から算出した妨害波推定信号ｘＩ（ｎ）を減算して、妨害波除去信号ｙ（ｎ）を出力するものと考えることができる。
即ち、（数１）に示した妨害波除去フィルタ３２の演算は、下記の（数６）のように表すことができる。
このとき、妨害波除去信号ｙ（ｎ）は狭帯域妨害波に係る推定誤差とみなすことができる。従って、下記の（数７）に示す推定誤差の自乗平均Ｊが最小になるように妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値を決定すれば、妨害波除去フィルタ３２から出力される妨害波除去信号ｙ（ｎ）に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分が最小になる。
なお、（数７）において、Ｅ｛｝は時間平均演算を表す。
推定誤差の自乗平均Ｊが最小になるフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値は、推定誤差の自乗平均Ｊを係数ａ１，ａ２，ａ３の各々で偏微分した式が０になる連立方程式を解くことによって求めることができる。当該連立方程式は下記の（数８）で表される。
推定誤差の自乗平均Ｊが最小になるフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値は、推定誤差の自乗平均Ｊを係数ａ１，ａ２，ａ３の各々で偏微分した式が０になる連立方程式を解くことによって求めることができる。当該連立方程式は下記の（数８）で表される。
なお、（数８）において、［ ］は行列を表す。また、（数８）において、Ｒ（ｉ）（ｉは−２以上３以下の各整数の値）は、自己相関回路３３によって上記の（数２）及び（数３）の何れかを用いて算出される再標本化信号の自己相関値である。
上記の（数８）を変形することによって、上記の（数４）が得られる。
以上のように、妨害波除去回路１８は、ＩＱ復調回路１４から入力されたＩＱ復調信号を観測し、適応的に妨害波除去フィルタの係数ａ１，ａ２，ａ３を制御することで、妨害波除去フィルタ３２が出力する妨害波除去信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を最小にすることができる。
上記の（数８）を変形することによって、上記の（数４）が得られる。
以上のように、妨害波除去回路１８は、ＩＱ復調回路１４から入力されたＩＱ復調信号を観測し、適応的に妨害波除去フィルタの係数ａ１，ａ２，ａ３を制御することで、妨害波除去フィルタ３２が出力する妨害波除去信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を最小にすることができる。
上記の構成の妨害波除去回路１８は、数サンプル程度の短い時間間隔での再標本化信号の時間相関に基づいて妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御値を算出し、算出した制御値に基づいて妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御を実行している。このため、狭帯域妨害波の振幅や位相が時間変動しても、再標本化信号から当該再標本化信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を精度よく除去することができる。また、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３が狭帯域妨害波の振幅や位相の時間変動に速やかに追従することができる。
＜妨害波除去回路１８の動作＞
図２から図４を参照して回路構成を説明した妨害波除去回路１８の一動作例について図５から図９を参照しつつ説明する。但し、図５から図７及び図９の各図において、横軸は周波数を、縦軸は電力密度を表す。また、図８において、横軸は周波数を、縦軸はゲインを表す。
図２から図４を参照して回路構成を説明した妨害波除去回路１８の一動作例について図５から図９を参照しつつ説明する。但し、図５から図７及び図９の各図において、横軸は周波数を、縦軸は電力密度を表す。また、図８において、横軸は周波数を、縦軸はゲインを表す。
この動作例では、ＯＦＤＭ受信装置１は、日本国内の地上波デジタルテレビジョン方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）規格に基づいたＯＦＤＭ信号を受信しているものとする。但し、ＩＳＤＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅は約５．５７ＭＨｚである。
図５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号を約８．１３ＭＨｚで標本化し、複素ベースバンド信号に変換した後の信号、つまり、妨害波除去回路１８に入力されたＩＱ復調信号の周波数スペクトルの一例を示す。
図５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号を約８．１３ＭＨｚで標本化し、複素ベースバンド信号に変換した後の信号、つまり、妨害波除去回路１８に入力されたＩＱ復調信号の周波数スペクトルの一例を示す。
図５において、−１ＭＨｚと１．５ＭＨｚの輝線スペクトルは夫々狭帯域妨害波に関するものである。図５の周波数スペクトルは妨害波除去回路１８に入力されたＩＱ復調信号に２本の狭帯域妨害波が含まれている様子を表している。
図５に周波数スペクトルを示すＩＱ復調信号は、ダウンサンプリング回路３１内のフィルタ５１に入力される。但し、フィルタ５１は、ＩＱ復調信号の標本化周波数の半分である約４．０６ＭＨｚをナイキスト帯域幅とする。
図５に周波数スペクトルを示すＩＱ復調信号は、ダウンサンプリング回路３１内のフィルタ５１に入力される。但し、フィルタ５１は、ＩＱ復調信号の標本化周波数の半分である約４．０６ＭＨｚをナイキスト帯域幅とする。
ＩＱ復調信号はフィルタ５１によるフィルタリングによって帯域制限が施され、図６に周波数スペクトルを示す帯域制限処理信号がフィルタ５１から出力される。
フィルタ５１から出力された図６に周波数スペクトルを示す帯域制限処理信号は、間引き回路５２によってサンプル数が１／２になるように間引かれ、図７に周波数スペクトルを示す再標本化信号が間引き回路５２から出力される。即ち、間引き回路５２は、再標本化信号の標本化周波数が約４．０６ＭＨｚになるように帯域制限処理信号のサンプルを間引く。
フィルタ５１から出力された図６に周波数スペクトルを示す帯域制限処理信号は、間引き回路５２によってサンプル数が１／２になるように間引かれ、図７に周波数スペクトルを示す再標本化信号が間引き回路５２から出力される。即ち、間引き回路５２は、再標本化信号の標本化周波数が約４．０６ＭＨｚになるように帯域制限処理信号のサンプルを間引く。
間引き回路５２から出力された図７に周波数スペクトルを示す再標本化信号は、妨害波除去フィルタ３２及び自己相関回路３３の夫々に入力される。
自己相関回路３３及び係数制御回路３４は妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を制御するための処理を実行し、係数制御回路３４は妨害波除去フィルタ３２に対してフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値を与える。
自己相関回路３３及び係数制御回路３４は妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を制御するための処理を実行し、係数制御回路３４は妨害波除去フィルタ３２に対してフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値を与える。
図４の例では４タップのＦＩＲフィルタを示しているが、ここでは、タップ数が１０であるＦＩＲフィルタで妨害波除去フィルタ３２が構成されているとすると、妨害波除去フィルタ３２の通過特性は図８に示すような周波数特性になる。図８には、妨害波除去フィルタ３２の通過特性に狭帯域妨害波が存在する−１ＭＨｚと１．５ＭＨｚとにノッチが存在する様子、つまり、ゲインが小さい様子が表されている。
間引き回路５２から出力された図７に周波数スペクトルを示す再標本化信号は、妨害波除去フィルタ３２に入力され、図８に示す通過特性を持つ妨害波除去フィルタ３２によってフィルタリングされる。そして、図９に周波数スペクトルを示す妨害波除去信号が妨害波除去フィルタ３２から出力される。図９から、−１ＭＨｚと１．５ＭＨｚに存在した狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分が抑圧されている様子が分かる。
＜ＯＦＤＭ受信装置の動作＞
以下、図１のＯＦＤＭ受信装置１の受信動作の概要を説明する。
ここでは、ＯＦＤＭ受信装置１の受信動作を、時間同期及び周波数同期に関する処理を除く受信処理に係る動作（以下、「以下、復調動作」と言う。）と、時間同期及び周波数同期に係る動作（以下、「以下、同期動作」と言う。）との２つに分けて説明する。
以下、図１のＯＦＤＭ受信装置１の受信動作の概要を説明する。
ここでは、ＯＦＤＭ受信装置１の受信動作を、時間同期及び周波数同期に関する処理を除く受信処理に係る動作（以下、「以下、復調動作」と言う。）と、時間同期及び周波数同期に係る動作（以下、「以下、同期動作」と言う。）との２つに分けて説明する。
［ＯＦＤＭ受信装置の復調動作］
アンテナ１１によって受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２に入力される。チューナ１２は入力されたＯＦＤＭ信号から所望チャネルのＯＦＤＭ信号を選択し、選択したＯＦＤＭ信号をＩＦ帯に変換した後、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄ変換器１３へ出力する。
チューナ１２から出力されたＯＦＤＭ信号は、Ａ／Ｄ変換器１３に入力され、Ａ／Ｄ変換器１３によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号がＡ／Ｄ変換器１３から出力される。
アンテナ１１によって受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２に入力される。チューナ１２は入力されたＯＦＤＭ信号から所望チャネルのＯＦＤＭ信号を選択し、選択したＯＦＤＭ信号をＩＦ帯に変換した後、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄ変換器１３へ出力する。
チューナ１２から出力されたＯＦＤＭ信号は、Ａ／Ｄ変換器１３に入力され、Ａ／Ｄ変換器１３によってアナログ信号からデジタル信号に変換され、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号がＡ／Ｄ変換器１３から出力される。
Ａ／Ｄ変換器１３から出力されたＯＦＤＭ信号は、ＩＱ復調回路１４に入力され、ＩＱ復調回路１４によって準同期直交検波され、複素ベースバンド信号（ＩＱ復調信号）がＩＱ復調回路１４から出力される。なお、ＩＱ復調回路１４が準同期直交検波に用いる検波信号の検波周波数は、後述する同期動作によってＩＱ復調回路１４に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数に一致するように制御されている。
ＩＱ復調回路１４から出力されたＩＱ復調信号は、ＦＦＴ回路１５に入力され、ＦＦＴ回路１５によるＦＦＴ演算の実行の結果時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換され、各キャリアのデータがＦＦＴ回路１５から出力される。なお、ＦＦＴ回路１５は、後述する同期動作によってタイミング検出回路２１から入力される検出信号に基づいてＩＱ復調信号の有効期間を見つけ出し、見つけ出した有効期間におけるＩＱ復調信号に対してＦＦＴ演算を行う。
ＦＦＴ回路１５から出力された各キャリアのデータは、復調回路１６に入力され、復調回路１６によって復調され、復調データが復調回路１６から出力される。
復調回路１６から出力された復調データは、誤り訂正回路１７によって誤り訂正のための復号処理が行われ、受信データが誤り訂正回路１７から出力される。
［ＯＦＤＭ受信装置の同期動作］
上述したＯＦＤＭ受信装置１の復調処理においてＩＱ復調回路１４から出力されたＩＱ復調信号は、妨害波除去回路１８にも入力される。
復調回路１６から出力された復調データは、誤り訂正回路１７によって誤り訂正のための復号処理が行われ、受信データが誤り訂正回路１７から出力される。
［ＯＦＤＭ受信装置の同期動作］
上述したＯＦＤＭ受信装置１の復調処理においてＩＱ復調回路１４から出力されたＩＱ復調信号は、妨害波除去回路１８にも入力される。
妨害波除去回路１８は、ＩＱ復調回路１４から入力されたＩＱ復調信号に対して、図５から図９を参照しつつ一動作例を示した処理を施し、妨害波除去信号を出力する。
妨害波除去回路１８から出力された妨害波除去信号は、相関検出回路２０に入力されるとともに、有効期間遅延回路１９によって有効期間分遅延されられた後相関検出回路２０に入力される。
妨害波除去回路１８から出力された妨害波除去信号は、相関検出回路２０に入力されるとともに、有効期間遅延回路１９によって有効期間分遅延されられた後相関検出回路２０に入力される。
妨害波除去回路１８から出力されている妨害波除去信号と有効期間遅延回路１９から出力されている妨害波除去遅延信号との相関が相関検出回路２０によって求められ、相関に基づく相関信号が相関検出回路２０から出力される。
相関検出回路２０から出力された相関信号はタイミング検出回路２１に入力される。タイミング検出回路２１は相関信号に基づいてＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングの検出を行い、検出結果に基づく検出信号をＦＦＴ回路１５及びｔａｎ−１回路２２の夫々へ出力する。なお、この検出信号によってＦＦＴ回路１５はＩＱ復調信号の有効期間を見つけ出し、有効期間におけるＩＱ復調信号に対するＦＦＴ演算を実行する。
相関検出回路２０から出力された相関信号はタイミング検出回路２１に入力される。タイミング検出回路２１は相関信号に基づいてＩＱ復調信号の有効期間の先頭に係るタイミングの検出を行い、検出結果に基づく検出信号をＦＦＴ回路１５及びｔａｎ−１回路２２の夫々へ出力する。なお、この検出信号によってＦＦＴ回路１５はＩＱ復調信号の有効期間を見つけ出し、有効期間におけるＩＱ復調信号に対するＦＦＴ演算を実行する。
相関検出回路２０から出力された相関信号はｔａｎ−１回路２２に入力され、タイミング検出回路２１から出力された検出信号がｔａｎ−１回路２２に入力される。
ｔａｎ−１回路２２は、検出信号に基づいて相関回路２０から入力されている相関信号の相関信号ガード期間を見つけ出し、当該見つけ出した相関信号ガード期間における相関信号の位相角を算出し、算出した相関信号の位相角の値を示す誤差信号を周波数制御回路２３へ出力する。周波数制御回路２３は、ｔａｎ−１回路２２から入力された誤差信号に基づいて、周波数同期が取れるように、ＩＱ復調回路１４の検波周波数を制御するための制御信号を生成し、生成した制御信号をＩＱ復調回路１４へ出力する。なお、この制御信号によってＩＱ復調回路１４は入力されるＯＦＤＭ信号の周波数に検波信号の検波周波数が一致するように調整する。
ｔａｎ−１回路２２は、検出信号に基づいて相関回路２０から入力されている相関信号の相関信号ガード期間を見つけ出し、当該見つけ出した相関信号ガード期間における相関信号の位相角を算出し、算出した相関信号の位相角の値を示す誤差信号を周波数制御回路２３へ出力する。周波数制御回路２３は、ｔａｎ−１回路２２から入力された誤差信号に基づいて、周波数同期が取れるように、ＩＱ復調回路１４の検波周波数を制御するための制御信号を生成し、生成した制御信号をＩＱ復調回路１４へ出力する。なお、この制御信号によってＩＱ復調回路１４は入力されるＯＦＤＭ信号の周波数に検波信号の検波周波数が一致するように調整する。
≪第２の実施の形態≫
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１が備える妨害波除去回路１８と異なる妨害波除去回路１８ａを備えるものである。
但し、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置において、妨害波除去回路１８ａ以外の構成要素は第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１の対応する構成要素と実質的に同じものを用いることができる。
以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１が備える妨害波除去回路１８と異なる妨害波除去回路１８ａを備えるものである。
但し、本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置において、妨害波除去回路１８ａ以外の構成要素は第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１の対応する構成要素と実質的に同じものを用いることができる。
なお、本実施の形態では、妨害波除去回路１８ａについてのみ説明する。
＜妨害波除去回路１８ａ＞
本実施の形態の妨害波除去回路１８ａの構成について図１０を参照しつつ説明する。図１０は本実施の形態の妨害波除去回路１８ａの回路構成図である。なお、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
＜妨害波除去回路１８ａ＞
本実施の形態の妨害波除去回路１８ａの構成について図１０を参照しつつ説明する。図１０は本実施の形態の妨害波除去回路１８ａの回路構成図である。なお、本実施の形態において、第１の実施の形態と実質的に同じ構成要素には第１の実施の形態と同じ符号を付し、第１の実施の形態の説明が適用できるため本実施の形態ではその説明を省略する。
妨害波除去回路１８ａは、ダウンサンプリング回路３１と、妨害波除去フィルタ３２と、相互相関回路３３ａと、係数制御回路３４ａとを備える。なお、妨害波除去フィルタ３２から出力される妨害波除去信号は、有効期間遅延回路１９及び相関検出回路２０の夫々に入力されるとともに、相互相関回路３３ａにも入力される。
［相互相関回路３３ａ］
相互相関回路３３ａは、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号と妨害波除去フィルタ３２から入力される妨害波除去信号との相互相関値を算出し、算出した相互相関値を係数制御回路３４ａへ出力する。
［相互相関回路３３ａ］
相互相関回路３３ａは、ダウンサンプリング回路３１から入力される再標本化信号と妨害波除去フィルタ３２から入力される妨害波除去信号との相互相関値を算出し、算出した相互相関値を係数制御回路３４ａへ出力する。
［係数制御回路３４ａ］
係数制御回路３４ａは、相互相関回路３３ａから入力される相互相関値に基づいて妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御値を算出する。そして、係数制御回路３４ａは、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値が算出した制御値になるように妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を制御する。
係数制御回路３４ａは、相互相関回路３３ａから入力される相互相関値に基づいて妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御値を算出する。そして、係数制御回路３４ａは、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値が算出した制御値になるように妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３を制御する。
但し、係数制御回路３４ａは、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の制御値の算出を、ＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリズムなどの収束アルゴリズムを利用して行う。そして、係数制御回路３４ａは、妨害波除去フィルタ３２のフィルタ係数ａ１，ａ２，ａ３の値の更新を逐次行う。なお、ＬＭＳアルゴリズム及びＲＬＳアルゴリズムの夫々は既知の収束アルゴリズムであることからそれらの詳細な記述は省略する。
以上のように、妨害波除去回路１８ａは、ＩＱ復調回路１４から入力されたＩＱ復調信号を観測し、適応的に妨害波除去フィルタの係数ａ１，ａ２，ａ３を制御することによって、妨害波除去フィルタ３２が出力する妨害波除去信号に含まれる狭帯域妨害波の成分を最小にすることができる。
係数制御回路３４ａは、収束アルゴリズムを用いることで、第１の実施の形態における係数制御回路３４に比べて演算量及び回路規模の少なくとも一方を削減することができる。
係数制御回路３４ａは、収束アルゴリズムを用いることで、第１の実施の形態における係数制御回路３４に比べて演算量及び回路規模の少なくとも一方を削減することができる。
≪補足≫
本発明は、上記の実施の形態に限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。
（１）第１及び第２の実施の形態において、妨害波除去フィルタ３２はＦＩＲフィルタを用いて構成されているが、これに限られるものではなく、妨害波除去フィルタ３２はフィルタ係数によって通過特性が変更可能なフィルタであればよい。例えば、このようなフィルタとして、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタなどが挙げられる。
本発明は、上記の実施の形態に限られるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。
（１）第１及び第２の実施の形態において、妨害波除去フィルタ３２はＦＩＲフィルタを用いて構成されているが、これに限られるものではなく、妨害波除去フィルタ３２はフィルタ係数によって通過特性が変更可能なフィルタであればよい。例えば、このようなフィルタとして、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタなどが挙げられる。
（２）第１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、典型的には集積回路であるＬＳＩ(Large Scale Integration)として実現されてよい。各回路を個別に１チップとしてもよいし、全ての回路又は一部の回路を含むように１チップ化されてもよい。
ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
ここでは、ＬＳＩとして記載したが、集積度の違いにより、ＩＣ(Integrated Circuit)、システムＬＳＩ、スーパＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラム化することが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
本発明は、データに係る信号を伝送する有効期間と前記有効期間で伝送される信号の一部と同じ信号を伝送するガード期間とから構成されるＯＦＤＭ信号を受信し、ＯＦＤＭ信号と当該ＯＦＤＭ信号を有効期間分遅延した遅延信号との相関に基づいて同期処理を行うＯＦＤＭ受信装置に利用することができる。
１ ＯＦＤＭ受信装置
１１ アンテナ
１２ チューナ
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４ ＩＱ復調回路
１５ ＦＦＴ回路
１６ 復調回路
１７ 誤り訂正回路
１８，１８ａ 妨害波除去回路
１９ 有効期間遅延回路
２０ 相関検出回路
２１ タイミング検出回路
２２ ｔａｎ−１回路
２３ 周波数制御回路
３１ ダウンサンプリング回路
３２ 妨害波除去フィルタ
３３ 自己相関回路
３３ａ 相互相関回路
３４，３４ａ 係数制御回路
５１ フィルタ
５２ 間引き回路
７１ａ，７１ｂ，７１ｃ 遅延回路
７２ａ，７２ｂ，７２ｃ 乗算回路
７３ 積算回路
１１ アンテナ
１２ チューナ
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４ ＩＱ復調回路
１５ ＦＦＴ回路
１６ 復調回路
１７ 誤り訂正回路
１８，１８ａ 妨害波除去回路
１９ 有効期間遅延回路
２０ 相関検出回路
２１ タイミング検出回路
２２ ｔａｎ−１回路
２３ 周波数制御回路
３１ ダウンサンプリング回路
３２ 妨害波除去フィルタ
３３ 自己相関回路
３３ａ 相互相関回路
３４，３４ａ 係数制御回路
５１ フィルタ
５２ 間引き回路
７１ａ，７１ｂ，７１ｃ 遅延回路
７２ａ，７２ｂ，７２ｃ 乗算回路
７３ 積算回路
Claims (14)
- データに係る信号を伝送する有効期間と前記有効期間で伝送される信号の一部と同じ信号を伝送するガード期間とから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
入力されるＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を除去し、狭帯域妨害波成分が除去されたＯＦＤＭ信号を妨害波除去信号として出力する妨害波除去部と、
前記妨害波除去部から出力される妨害波除去信号を前記有効期間分遅延し、前記有効期間分遅延した妨害波除去信号を妨害波除去遅延信号として出力する遅延部と、
前記妨害波除去部から出力される妨害波除去信号と前記遅延部から出力される妨害波除去遅延信号との相関を求め、求めた相関に係る相関信号を出力する相関検出部と、
前記相関検出部から出力される相関信号に基づいて同期処理を行う同期部と、
を備え、
前記妨害波除去部は、当該妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の自己相関、又は、当該妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号と当該妨害波除去部が出力する妨害波除去信号との相互相関に基づいてフィルタ係数を制御し、制御されるフィルタ係数に基づくフィルタリングによって狭帯域妨害波成分の除去を行う
ＯＦＤＭ受信装置。 - 前記妨害波除去部は、
フィルタ係数が可変であり、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＯＦＤＭ信号を前記妨害波除去信号として当該妨害波除去部から出力する妨害波除去フィルタ部と、
前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の自己相関を求める自己相関部と、
前記自己相関部により求められた前記ＯＦＤＭ信号の自己相関に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数の制御値を算出し、当該算出したフィルタ係数の制御値に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数を制御する係数制御部と、
を備える請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記妨害波除去部は、
前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の標本化周波数を下げて再標本化し、再標本化したＯＦＤＭ信号を再標本化信号として前記妨害波除去フィルタ部と前記自己相関部とへ出力するダウンサンプリング部
を更に備え、
前記妨害波除去フィルタ部は、前記フィルタリングに係る処理を前記再標本化信号に対して行い、
前記自己相関部は、前記自己相関を求める処理を前記再標本化信号を用いて行う
請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記ダウンサンプリング部は、
前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の再標本化を、前記再標本化信号の標本化周波数が当該ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行う
請求項３記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記ダウンサンプリング部は、
前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の帯域制限を行う帯域制限フィルタ部と、
前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号を構成するサンプルを間引いて、サンプルが間引かれたＯＦＤＭ信号を前記再標本化信号として出力する間引き部と、
を備える請求項３記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記帯域制限フィルタ部の透過特性は、ルート・ナイキスト特性において、当該透過特性のカットオフ周波数が前記再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数に等しくなるように定められている
請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記間引き部は、
前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号のサンプルの間引きを、前記再標本化信号の標本化周波数が前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行う
請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記妨害波除去部は、
フィルタ係数が可変であり、前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号をフィルタリングし、フィルタリングされたＯＦＤＭ信号を前記妨害波除去信号として当該妨害波除去部から出力する妨害波除去フィルタ部と、
前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号と前記妨害波除去フィルタ部から出力される妨害波除去信号との相互相関を求める相互相関部と、
前記相互相関部により求められた前記ＯＦＤＭ信号と前記妨害波除去信号との相互相関に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数の制御値を算出し、当該算出したフィルタ係数の制御値に基づいて前記妨害波除去フィルタ部のフィルタ係数を制御する係数制御部と、
を備える請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記妨害波除去部は、
前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の標本化周波数を下げて再標本化し、再標本化したＯＦＤＭ信号を再標本化信号として前記妨害波除去フィルタ部と前記相互相関部とへ出力するダウンサンプリング部
を更に備え、
前記妨害波除去フィルタ部は、前記フィルタリングに係る処理を前記再標本化信号に対して行い、
前記相互相関部は、前記相互相関を求める処理を前記再標本化信号と前記妨害波除去信号とを用いて行う
請求項８記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記ダウンサンプリング部は、
前記妨害波除去部に入力されるＯＦＤＭ信号の再標本化を、前記再標本化信号の標本化周波数が当該ＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行う
請求項９記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記ダウンサンプリング部は、
前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の帯域制限を行う帯域制限フィルタ部と、
前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号を構成するサンプルを間引いて、サンプルが間引かれたＯＦＤＭ信号を前記再標本化信号として出力する間引き部と、
を備える請求項９記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記帯域制限フィルタ部の透過特性は、ルート・ナイキスト特性において、当該透過特性のカットオフ周波数が前記再標本化信号の標本化周波数におけるナイキスト周波数に等しくなるように定められている
請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 前記間引き部は、
前記帯域制限フィルタ部により帯域制限されたＯＦＤＭ信号のサンプルの間引きを、前記再標本化信号の標本化周波数が前記ダウンサンプリング部に入力されるＯＦＤＭ信号の周波数帯域幅の値以下になるように行う
請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。 - データに係る信号を伝送する有効期間と前記有効期間で伝送される信号の一部と同じ信号を伝送するガード期間とから構成されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するＯＦＤＭ受信方法において、
入力されるＯＦＤＭ信号から当該ＯＦＤＭ信号に含まれる狭帯域妨害波に係る狭帯域妨害波成分を除去し、狭帯域妨害波成分が除去されたＯＦＤＭ信号を妨害波除去信号として出力する妨害波除去ステップと、
前記妨害波除去ステップにおいて出力される妨害波除去信号を前記有効期間分遅延し、前記有効期間分遅延した妨害波除去信号を妨害波除去遅延信号として出力する遅延ステップと、
前記妨害波除去ステップにおいて出力される妨害波除去信号と前記遅延ステップにおいて出力される妨害波除去遅延信号との相関を求め、求めた相関に係る相関信号を出力する相関検出ステップと、
前記相関検出ステップにおいて出力される相関信号に基づいて同期処理を行う同期ステップと、
を有し、
前記妨害波除去ステップは、入力されるＯＦＤＭ信号の自己相関、又は、入力されるＯＦＤＭ信号と当該妨害波除去ステップにおいて出力される妨害波除去信号との相互相関に基づいてフィルタ係数を制御し、制御されるフィルタ係数に基づくフィルタリングによって狭帯域妨害波成分の除去を行う
ＯＦＤＭ受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009508885A JP5113834B2 (ja) | 2007-03-29 | 2008-03-17 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007087606 | 2007-03-29 | ||
| JP2007087606 | 2007-03-29 | ||
| PCT/JP2008/000611 WO2008126356A1 (ja) | 2007-03-29 | 2008-03-17 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
| JP2009508885A JP5113834B2 (ja) | 2007-03-29 | 2008-03-17 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2008126356A1 JPWO2008126356A1 (ja) | 2010-07-22 |
| JP5113834B2 true JP5113834B2 (ja) | 2013-01-09 |
Family
ID=39863516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2009508885A Active JP5113834B2 (ja) | 2007-03-29 | 2008-03-17 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8897278B2 (ja) |
| EP (1) | EP2129023B1 (ja) |
| JP (1) | JP5113834B2 (ja) |
| CN (1) | CN101652946B (ja) |
| WO (1) | WO2008126356A1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5113834B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2013-01-09 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
| US7782751B1 (en) | 2007-08-08 | 2010-08-24 | Marvell International Ltd. | Systems and methods for computing a relative path delay between multiple transmission sources |
| US8254505B2 (en) * | 2009-11-18 | 2012-08-28 | Mediatek Inc. | Narrow-band interference detector, signal receiver employing narrow-band interference detector and controlling demodulator parameter setting according to narrow-band interference detection result, and related methods thereof |
| KR101290959B1 (ko) | 2010-01-08 | 2013-07-30 | 파나소닉 주식회사 | Ｏｆｄｍ 송신장치, ｏｆｄｍ 송신방법, ｏｆｄｍ 수신장치 및 ｏｆｄｍ 수신방법 |
| CN102281044B (zh) * | 2010-06-12 | 2016-07-20 | 澜起科技（上海）有限公司 | 能消除窄带干扰的盲自适应滤波装置及其应用 |
| CN101986629B (zh) * | 2010-10-25 | 2013-06-05 | 华为技术有限公司 | 估计窄带干扰的方法、装置及接收设备 |
| US8432983B2 (en) | 2010-11-22 | 2013-04-30 | Applied Micro Circuits Corporation | Detection and estimation of narrowband interference by matrix multiplication |
| CN102075463B (zh) * | 2010-12-01 | 2013-10-02 | 福建京奥通信技术有限公司 | 一种基于互相关和lms的干扰迭代消除系统及其方法 |
| JP5552072B2 (ja) | 2011-02-09 | 2014-07-16 | 株式会社メガチップス | Ｓｎｒ改善回路、同期情報検出回路、通信装置、ｓｎｒ改善方法、および、同期情報検出方法 |
| JP5348165B2 (ja) * | 2011-03-25 | 2013-11-20 | 株式会社デンソー | 同期検波方法及び装置 |
| US9106497B2 (en) * | 2012-08-28 | 2015-08-11 | Intel Corporation | Apparatus and method for improving OFDM receiver performance in the presence of narrowband interferers |
| CN103346845B (zh) * | 2013-05-27 | 2015-11-18 | 东南大学 | 基于快速傅里叶变换的盲频谱感知方法及装置 |
| US9438283B2 (en) * | 2014-05-23 | 2016-09-06 | Intel Corporation | Baseband time domain cancellation of data bus interference |
| JP6325942B2 (ja) * | 2014-08-07 | 2018-05-16 | 株式会社東芝 | 無線通信装置および集積回路 |
| EP3145145A1 (en) * | 2015-09-15 | 2017-03-22 | Nxp B.V. | Receiver controller |
| US9780815B2 (en) * | 2016-01-11 | 2017-10-03 | Nxp B.V. | Multi-tones narrow band RF noise elimination through adaptive algorithm |
| CN111106892B (zh) * | 2017-02-05 | 2021-08-24 | 大尧信息科技(湖南)有限公司 | 窄带无线通信终端中的同步检测方法 |
| US10218548B1 (en) * | 2018-01-24 | 2019-02-26 | National Instruments Corporation | Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking |
| US10218549B1 (en) | 2018-01-24 | 2019-02-26 | National Instruments Corporation | Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking |
| TWI768292B (zh) | 2020-02-24 | 2022-06-21 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 可偵測射頻干擾的接收器 |
| US12592733B2 (en) * | 2023-03-09 | 2026-03-31 | Skyworks Solutions, Inc. | Tone tracking and cancellation for radio receivers |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000101479A (ja) * | 1998-09-14 | 2000-04-07 | Terayon Communication Syst Inc | Ｃｄｍａ信号から狭帯域の干渉信号を除去するためにフィルタのバンクを使用する方法および装置 |
| JP2000332727A (ja) * | 1999-05-21 | 2000-11-30 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2003051802A (ja) * | 2001-08-06 | 2003-02-21 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | デジタル受信方式 |
| JP2004179816A (ja) * | 2002-11-26 | 2004-06-24 | Fujitsu Ltd | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2005323894A (ja) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Aloka Co Ltd | 超音波診断装置 |
| JP2006155875A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-06-15 | Samsung Electronics Co Ltd | 非周期的な外乱補償制御装置、その方法及びそれを利用したディスクドライブ |
| JP2006174218A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-06-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5079734A (en) * | 1990-04-30 | 1992-01-07 | Harris Corporation | Digital decimation filter |
| US6826242B2 (en) * | 2001-01-16 | 2004-11-30 | Broadcom Corporation | Method for whitening colored noise in a communication system |
| JP4050476B2 (ja) | 2001-03-28 | 2008-02-20 | 株式会社東芝 | 直交周波数分割多重伝送信号受信装置 |
| US7190748B2 (en) * | 2001-08-17 | 2007-03-13 | Dsp Group Inc. | Digital front-end for wireless communication system |
| US6876319B2 (en) * | 2002-09-20 | 2005-04-05 | Intersil Americas Inc. | Integrated modulator and demodulator configuration |
| NZ524929A (en) * | 2003-03-25 | 2005-11-25 | Ind Res Ltd | Method and apparatus for improving the performance of pilot symbol assisted receivers in the presence of narrowband interference |
| WO2005057798A2 (en) * | 2003-12-03 | 2005-06-23 | Ruey-Wen Liu | Method and system for wireless communications using anti-interference to increase channel capacity |
| KR100873173B1 (ko) * | 2007-02-06 | 2008-12-10 | 인하대학교 산학협력단 | 셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 동일 채널간섭 제거 시스템 및 방법 |
| JP5113834B2 (ja) * | 2007-03-29 | 2013-01-09 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
-
2008
- 2008-03-17 JP JP2009508885A patent/JP5113834B2/ja active Active
- 2008-03-17 CN CN2008800108428A patent/CN101652946B/zh active Active
- 2008-03-17 EP EP08720496.2A patent/EP2129023B1/en active Active
- 2008-03-17 WO PCT/JP2008/000611 patent/WO2008126356A1/ja not_active Ceased
- 2008-03-17 US US12/529,783 patent/US8897278B2/en active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000101479A (ja) * | 1998-09-14 | 2000-04-07 | Terayon Communication Syst Inc | Ｃｄｍａ信号から狭帯域の干渉信号を除去するためにフィルタのバンクを使用する方法および装置 |
| JP2000332727A (ja) * | 1999-05-21 | 2000-11-30 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2003051802A (ja) * | 2001-08-06 | 2003-02-21 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | デジタル受信方式 |
| JP2004179816A (ja) * | 2002-11-26 | 2004-06-24 | Fujitsu Ltd | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP2005323894A (ja) * | 2004-05-17 | 2005-11-24 | Aloka Co Ltd | 超音波診断装置 |
| JP2006155875A (ja) * | 2004-12-01 | 2006-06-15 | Samsung Electronics Co Ltd | 非周期的な外乱補償制御装置、その方法及びそれを利用したディスクドライブ |
| JP2006174218A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-06-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20100118849A1 (en) | 2010-05-13 |
| WO2008126356A1 (ja) | 2008-10-23 |
| EP2129023B1 (en) | 2014-04-30 |
| JPWO2008126356A1 (ja) | 2010-07-22 |
| CN101652946A (zh) | 2010-02-17 |
| EP2129023A1 (en) | 2009-12-02 |
| CN101652946B (zh) | 2013-03-06 |
| US8897278B2 (en) | 2014-11-25 |
| EP2129023A4 (en) | 2012-10-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5113834B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 | |
| EP1580951B1 (en) | Receiver | |
| JP2005287043A (ja) | 受信機 | |
| EP2166721B1 (en) | Receiving device, method and program | |
| KR100213100B1 (ko) | Ofdm 전송 신호의 주파수 오류 정정기와 그 방법 | |
| KR20040008872A (ko) | 오.에프.디.엠 수신기 | |
| WO2007096663A2 (en) | Ofdem channel estimation systems | |
| EP2249497B1 (en) | Reception device, integrated circuit, and reception method | |
| JP5995703B2 (ja) | 等化装置及び等化方法並びに受信装置 | |
| JP2001308820A (ja) | 直交周波数分割多重信号受信装置 | |
| EP1821407B1 (en) | OFDM channel estimation systems | |
| JP6192857B2 (ja) | 等化装置、等化方法、及び受信装置 | |
| JP2003051802A (ja) | デジタル受信方式 | |
| JP5023006B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置 | |
| JP5331583B2 (ja) | マルチパス等化器 | |
| JP2002344411A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置及び方法 | |
| WO2011132299A1 (ja) | 受信装置及び受信方法 | |
| JP6092687B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2002344410A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| JP5049730B2 (ja) | 中継装置 | |
| JP2007288450A (ja) | 復調装置及び方法 | |
| JP6289598B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP6374476B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2017077022A (ja) | 受信装置 | |
| CN101690050A (zh) | 在尤其是tds-ofdm的系统内对长回波的信道估计方法和设备 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100831 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120918 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20121012 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20151019 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 5113834 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |