JP5116560B2 - 帯域通過フィルタ - Google Patents

Description

この発明は、主にマイクロ波帯及びミリ波帯において、比較的広帯域な通過帯域を有する帯域通過フィルタに関するものである。

まず、図１９から図２１を用いて、例えば下記非特許文献１等に記載のある従来の広帯域な帯域通過フィルタについて説明する。図１９は回路図、図２０は通過帯域の中心周波数ｆ_０における図１９の等価回路、図２１は図１９の回路が有する周波数特性である。図１９において、１Ａは外部へつながる入出力端子、２Ａは周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有する伝送線路、３Ａは周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有する先端短絡スタブを示す。図１９の回路は、入出力端子１Ａ間で、複数の伝送線路２Ａと複数の先端短絡スタブ３Ａとを交互に縦続接続して構成している。

図１９において、先端短絡スタブ３Ａは周波数ｆ_０において並列共振する。一般に、図１９のように、周波数ｆ_０で並列共振する回路を伝送線路で直接接続した回路は、前後の共振器間で高い結合量が得られることから、共振器間で高い結合量を必要とする、広帯域な通過特性を有する帯域通過フィルタの実現に適した回路構成の１つとして知られている。

次に、図２０を参照して図１９の回路動作について説明する。図２０は、図１９において、入出力端子１Ａを終端抵抗４Ａと置き換え、伝送線路２Ａを理想Ｊインバータ回路５Ａと置き換え、先端短絡スタブ３Ａを並列共振回路６Ａと置き換えた回路で、周波数ｆ_０における図１９の等価回路である。理想Ｊインバータ回路５Ａは、前後に接続された２つの並列共振回路６Ａを、要求される通過帯域幅に応じた結合量で結合する特性を有しており、要求される通過帯域幅が広い場合、高い結合量を実現する必要がある。並列共振回路６Ａは周波数ｆ_０において並列共振する。一般に、図２０は、通過帯域の中心周波数をｆ_０とする３段の帯域通過フィルタの回路構成として知られており、図１９の回路は、周波数ｆ_０を中心周波数とする通過帯域を有する。なお、先端短絡スタブ３Ａは周波数ｆ_０において並列共振する他に、高次共振として周波数３ｆ_０においても並列共振する。そのため、図１９の回路は、図２１に示すように、周波数ｆ_０近辺の他に、周波数３ｆ_０近辺にも通過特性を有する。このように、所望の周波数以外の周波数における不要通過域をスプリアス応答と呼ぶ。

またこの種の装置に関連して、伝送線路と共振器を接続し、加工が容易で量産性に優れたマイクロ波帯及びミリ波帯で用いられるストリップ線路フィルタが、例えば下記特許文献１に開示されている。

特開平０６−０９７７０２号公報 G. Matthaei, L. Young, and E. M. T. Jones, "Microwave Filters, Impedance Matching Networks, and Coupling Structures", McGraw-Hill, 1964，p423

上述のような従来の帯域通過フィルタでは、周波数２ｆ_０において、伝送線路２Ａ(５Ａ)は電気長が約１８０°となって直列共振する。一方、先端短絡スタブ３Ａ(６Ａ)は電気長が同様に約１８０°となり、理想的には短絡端となる。しかし、実際に回路を作製した場合、スタブ先端の短絡構造や製造誤差等の影響により、理想的な短絡端とはならず、微小な並列インダクタンス回路となる場合が多い。また、直列共振回路と微小な並列インダクタンス回路とを交互に縦続接続した回路は、狭帯域な通過帯域を有する帯域通過フィルタの回路構成の１つとして知られている。そのため、図１９の回路は、周波数２ｆ_０において狭帯域な通過帯域を有する帯域通過フィルタとして動作しやすく、図２２に示すように、周波数２ｆ_０において局所的なスプリアス応答が発生しやすい問題があった。

この発明は、広帯域な通過帯域を得るため、共振回路を伝送線路で接続して帯域通過フィルタを構成する場合において、伝送線路の直列共振に起因するスプリアス応答を軽減し、広帯域な低スプリアス特性を有する帯域通過フィルタを得ることを目的とする。

この発明は、使用周波数において共振する複数の並列共振回路と、複数の結合用伝送線路とを備え、前記並列共振回路と前記結合用伝送線路とを交互に縦続接続して構成された帯域通過フィルタであって、前記複数の結合用伝送線路の電気長が２種類以上の異なる値となっていることを特徴とする帯域通過フィルタにある。

この発明では、伝送線路の直列共振に起因するスプリアス応答を軽減し、広帯域な低スプリアス特性を有する帯域通過フィルタを提供することができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの構成を示す図である。図１において、１は外部へつながる入出力端子、２は伝送線路、３は先端短絡スタブ、４は容量回路を示す。伝送線路２は、４つの伝送線路２を縦続接続して主線路を構成し、主線路の両端が入出力端子１となっている。

各伝送線路２の電気長は、入出力端子１に接続されている２つの伝送線路２は通過帯域の中心周波数ｆ_０において約７５°及び約１００°の電気長を有し、その他の２つの伝送線路２は、周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有する。先端短絡スタブ３は、周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有し、一端が短絡され、他端は伝送線路２同士の接続箇所に接続されている。容量回路４は、周波数ｆ_０において約７５°及び１００°の電気長を有する２つの伝送線路２のそれぞれの両端に１つずつ並列接続されている。

次に、動作について説明する。図２は周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有する伝送線路２のπ型回路変換で、特性インピーダンスがＺで電気長が周波数ｆ_０において９０°である伝送線路と、特性インピーダンスがＺ’で電気長が周波数ｆ_０においてθである伝送線路の両端に寄生容量回路Ｃ_ｐを接続した回路が、周波数ｆ_０において等価で回路変換が可能であることを示す。なお、図２において、Ｚ、Ｚ’、θ、Ｃ_ｐは下記式(１)、式(２)を満たす。

Ｚ’＝Ｚ／sinθ (１)
２πｆ_０Ｃ_ｐ＝(cosθ)／Ｚ (２)

次に、図２に示したπ型回路変換を、上記式(１)、式(２)においてθを７５°及び１００°として図１９の回路の入出力端子１Ａに接続された２つの伝送線路２Ａにそれぞれ適用すると、図１の回路が得られる。すなわち、図１の回路は図１９の回路の伝送線路２Ａの一部にπ型回路変換を適用した回路である。

次に図１の回路において、伝送線路２の直列共振について考える。図１９の回路では、全ての伝送線路２Ａが周波数２ｆ_０において電気長が約１８０°となって直列共振するため、図２２に示したように周波数２ｆ_０において局所的なスプリアス応答が発生しやすい問題があった。

しかし、図１の回路では、入出力端子１に接続された２つの伝送線路２は、周波数１.８ｆ_０と２.４ｆ_０においてそれぞれ電気長が約１８０°となり、他の２つの伝送線路２は周波数２ｆ_０において電気長が約１８０°となる。すなわち、図１の回路では、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアスは１つの周波数に集中せず３つの周波数１.８ｆ_０、２ｆ_０、２.４ｆ_０に分散して発生する。従って、図１の回路は、図３に示すように、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答が３つの周波数１.８ｆ_０、２ｆ_０、２.４ｆ_０に分散して発生し、且つそれぞれの周波数においてスプリアス応答の強度が抑えられた周波数特性を有する。

すなわちこの実施の形態１により、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答を２つ以上の周波数に分散して発生させ、その強度を抑えることができる。

なお、この実施の形態１では、４つの伝送線路２の内で入出力端子１に接続された２つの伝送線路２に、上記式(１)(２)においてθを７５°及び１００°としたπ型回路変換を適用しているが、９０°以外の値であれば、θを７５°及び１００°に限定する必要はない。

また、この実施の形態１では４つの伝送線路２の内、２つの伝送線路２にπ型回路変換を適用しているが、１つ以上の伝送線路２に上記式(１)(２)においてθを９０°以外の値としたπ型回路変換を適用すれば同様の効果を得ることができる。

また、この実施の形態１は３段の帯域通過フィルタであるが、フィルタの段数を３段に限定する必要はない。

また、この実施の形態１では、周波数(使用周波数)ｆ_０において共振する共振器として先端短絡スタブ３を用いているが、周波数ｆ_０において共振する共振回路であれば、その形態を先端短絡スタブに限定する必要はない。異なる形態の共振器を適用する場合、それに応じ、図３では周波数３ｆ_０に発生した共振器の高次共振に起因するスプリアス応答に該当する周波数も変化する。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの構成を示す図である。図４において、１は外部へつながる入出力端子、２は伝送線路、３は先端短絡スタブ、４は容量回路を示す。伝送線路２は、４つの伝送線路２を縦続接続して主線路を構成し、主線路の両端が入出力端子１となっている。

各伝送線路２の電気長は、入出力端子１に接続されている２つの伝送線路２は周波数ｆ_０において約４５°の電気長を有し、それ他の２つの伝送線路２は、周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有する。先端短絡スタブ３は、図１に示した実施の形態１における同箇所と同じなので説明は省略する。容量回路４は、周波数ｆ_０において約４５°の電気長を有する２つの伝送線路２のそれぞれの両端に１つずつ並列接続されている。

次に動作について説明する。まず、図２に示したπ型回路変換を、θを４５°として図１９の回路の入出力端子１Ａに接続された２つの伝送線路２Ａにそれぞれ適用すると図４の回路が得られる。すなわち、図４の回路は図１９の回路の伝送線路２Ａの一部にπ型回路変換を適用した回路である。

次に図４の回路において、伝送線路２の直列共振について考える。図４の回路では、入出力端子１に接続された２つの伝送線路２は、周波数４ｆ_０において電気長が約１８０°となり、他の２つの伝送線路２は周波数２ｆ_０において電気長が約１８０°となる。すなわち、図４の回路では、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答は２つの周波数２ｆ_０、４ｆ_０に分散して発生する。従って、図４の回路は、図５に示すように、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答が２つの周波数２ｆ_０、４ｆ_０に分散して発生し、且つそれぞれの周波数においてスプリアス応答の強度が抑えられた周波数特性を有する。

すなわちこの実施の形態２により、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答を周波数２ｆ_０より高い周波数に発生させることができる。

なおこの実施の形態２では、４つの伝送線路２の内、入出力端子１に接続された２つの伝送線路２に上記式(１)(２)においてθを４５°としたπ型回路変換を適用しているが、９０°未満の値であれば、θを４５°に限定する必要はない。
また、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答が、必ずしも抑圧を必要としないほど高い周波数で発生する場合、スプリアス応答を分散させて強度を抑える必要もないことから、全ての伝送線路２の電気長を同じ値としてもよい。

また、この実施の形態２では４つの伝送線路２の内、２つの伝送線路２にπ型回路変換を適用しているが、１つ以上の伝送線路２に上記式(１)(２)においてθを、回路実現時の製造限界値以上９０°未満の値としたπ型回路変換を適用すれば同様の効果を得ることができる。

また、この実施の形態２は３段の帯域通過フィルタであるが、フィルタの段数を３段に限定する必要はない。

また、この実施の形態２では、周波数ｆ_０において共振する共振器として先端短絡スタブ３を用いているが、周波数ｆ_０において共振する共振回路であれば、その形態を先端短絡スタブに限定する必要はない。異なる形態の共振器を適用する場合、それに応じ、図５では周波数３ｆ_０に発生した共振器の高次共振に起因するスプリアス応答に該当する周波数も変化する。

実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３による帯域通過フィルタの構成を示す図である。図６において、１は外部へつながる入出力端子、２は伝送線路、３は先端短絡スタブ、５は先端開放スタブを示す。伝送線路２は、４つの伝送線路２を縦続接続して主線路を構成し、主線路の両端が入出力端子１となっている。

各伝送線路２の電気長は、入出力端子１に接続されている２つの伝送線路２は周波数ｆ_０において約７５°及び１００°の電気長を有し、それ以外の２つの伝送線路２は、周波数ｆ_０において約９０°の電気長を有する。先端短絡スタブ３は、特性インピーダンスが６０Ωで、周波数ｆ_０において約３０°の電気長を有し、一端が短絡され、他端は伝送線路２同士の接続箇所に接続されている。先端開放スタブ５は、周波数ｆ_０において９０°未満の電気長を有し、先端短絡スタブ３よりも低い特性インピーダンスを有し、一端が開放端となっており、他端は伝送線路２同士の接続箇所に接続され先端短絡スタブ３と並列接続されるようにされている。

次に動作について説明する。まず、図７は特性インピーダンスが６０Ωで周波数ｆ_０において約３０°の電気長を有する先端短絡スタブと、特性インピーダンスが３５Ωで周波数ｆ_０において約４５°の電気長を有する先端開放スタブとを並列接続して構成する共振回路である。図８は、図７において、先端短絡スタブと先端開放スタブの接続点から両回路を見た入力サセプタンスＢ_ｉｎで、図７の共振回路はＢ_ｉｎが零となる周波数で並列共振する。図８より、図７の共振回路は、周波数ｆ_０で並列共振し、周波数３.７ｆ_０で高次共振することがわかる。

図７の共振回路のように、周波数ｆ_０において９０°未満の電気長を有する先端短絡スタブと、その先端短絡スタブよりも低い特性インピーダンスを有する先端開放スタブとを並列接続した共振回路は、各スタブの特性インピーダンスと電気長を適切な値とすることで、周波数ｆ_０で並列共振しつつ、高次共振する周波数を３ｆ_０よりも高い周波数にシフトできることが知られており、図７の回路構成はその一例である。

図９は、図１に示した実施の形態１の回路において、先端短絡スタブ３の代替として、図７に示した共振回路を接続した回路である。図９において図１又は図７と同一もしくは相当部分は同一符号で示し、説明は省略する。一般に、周波数ｆ_０において９０°未満の電気長を有する先端開放スタブは、周波数ｆ_０において容量性を呈することが知られている。図９において、容量回路４を、周波数ｆ_０において同等の容量性を呈する先端開放スタブに置き換え、破線で囲んだ箇所をそれぞれ１つの先端開放スタブにまとめると、図６に示した回路となる。

すなわち、図６の回路は、周波数ｆ_０にて共振する並列共振器として図７の共振回路を適用し、図１に示した実施の形態１の回路と同様に、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答が発生する周波数を３つの周波数１.８ｆ_０、２ｆ_０、２.４ｆ_０に分散化した回路である。従って、図６の回路は、図３に示した実施の形態１の周波数特性において、共振器の高次共振に起因するスプリアス応答が周波数３ｆ_０から周波数３.７ｆ_０シフトした図１０に示す周波数特性を有する。

すなわち、この実施の形態３により、共振器の高次共振に起因するスプリアス応答を周波数３ｆ_０より高い周波数へシフトさせ、且つ、伝送線路２の直列共振に起因するスプリアス応答を分散化して強度を抑えることができる。

また、この実施の形態３は、伝送線路、先端短絡スタブ、先端開放スタブのみで構成されているので、ストリップ導体からなるマイクロストリップ線路やトリプレート線路形の回路にスルーホール等の短絡手段を用いる構成とすることで、回路の実現が容易である。

なお、この実施の形態３では、実施の形態１と同様に、４つの伝送線路２の内で入出力端子１に接続された２つの伝送線路２に上記式(１)(２)においてθを７５°及び１００°としたπ型回路変換を適用しているが、θを７５°及び１００°に限定する必要はない。

また、この実施の形態３では、図７に示した共振回路を適用しているが、先端短絡スタブと先端開放スタブを並列接続して構成する回路で、共振器の高次共振に起因するスプリアス応答を周波数３ｆ_０より高い周波数へシフトさせる構成であれば、図７の共振回路と同じ回路構成にする必要はない。

また、この実施の形態３では４つの伝送線路２の内、２つの伝送線路２にπ型回路変換を適用しているが、１つ以上の伝送線路２に上記式(１)(２)においてθを９０°以外の値としたπ型回路変換を適用すれば同様の効果を得ることができる。

また、この実施の形態３は３段の帯域通過フィルタであるが、フィルタの段数を３段に限定する必要はない。

実施の形態４．
図１１、図１２、図１３はこの発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの構成を示す図である。図１１は実施の形態４の帯域通過フィルタの透過斜視図、図１２は透過上面図、図１３は図１２のＡ−Ａ’線に沿った断面図である。

図１１〜１３において、６は多層誘電体基板、７は擬似集中定数形容量回路、８は先端短絡スタブ、９は伝送線路、１０は外部へつながる入出力線路、１１はスルーホール、１２は地導体層を示す。この実施の形態は、対向する一対の主面上(上下面)に地導体層１２を配置、形成した多層誘電体基板６の内部にストリップ導体を配置した構成とする多層トリプレート線路形帯域通過フィルタである。

伝送線路９はトリプレート線路から成り、４つの伝送線路９を縦続接続して主線路を構成し、主線路の両端が入出力線路１０となっている。
擬似集中定数形容量回路７は、伝送線路９に接続した円形の電極板７１の上下に、スルーホール１１を介して上下の地導体層１２にそれぞれ接地した同形の接地電極７２ａ，７２ｂを配置して容量回路を構成している。
先端短絡スタブ８は、伝送線路９と同層に配置したトリプレート線路の一端側を、スルーホール１１を介して上下の地導体層１２に接地し、他端側は伝送線路９同士の接続箇所に接続されている。

次に動作について説明する。まず、図１４は特性インピーダンスが６０Ωで周波数ｆ_０において約３０°の電気長を有する先端短絡スタブと、容量回路とを並列接続して構成する共振回路である。容量回路は、周波数ｆ_０において先端短絡スタブが有するサセプタンス値と逆符号のサセプタンス値を有し、例として周波数ｆ_０が１０ＧＨｚのとき、約０.５ｐＦとなる。図１５は周波数ｆ_０が１０ＧＨｚのときの、先端短絡スタブと容量回路の接続点から両回路を見た入力サセプタンスＢ_ｉｎで、図１４の共振回路はＢ_ｉｎが零となる周波数で並列共振する。図１５より、図１４の共振回路は、周波数ｆ_０で並列共振し、高次共振する周波数は、少なくとも４ｆ_０以上であることがわかる。

図１４の共振回路のように、周波数ｆ_０において９０°未満の電気長を有する先端短絡スタブと容量回路とを並列接続した共振回路は、先端短絡スタブの特性インピーダンスと電気長と、容量回路が有する容量値を適切な値とすることで、周波数ｆ_０で並列共振しつつ、一般に、高次共振する周波数を、分布定数回路で構成する図７の共振器を適用する場合よりも高い周波数にシフトできることが知られており、図１４の回路構成はその一例である。

図１６は図１に示した実施の形態１の回路において、先端短絡スタブ３の代替として、図１４に示した共振回路を接続した回路である。図１６において、４は容量回路を示し、その他の部位は、図１にて示したものと同じなので説明は省略する。図１６において、破線で囲んだ２つの容量回路４の組をそれぞれ１つの容量回路にまとめると、図１７に示す回路が得られ、多層基板を用いて図１７の回路を構成すると、図１１〜１３に示したこの実施の形態４の帯域通過フィルタが得られる。

すなわち、図１１〜１３の帯域通過フィルタは、周波数ｆ_０にて共振する並列共振器として図１４の共振回路を適用し、図１に示した実施の形態１の回路と同様に、伝送線路９(２)の直列共振に起因するスプリアス応答が発生する周波数を３つの周波数１.８ｆ_０、２ｆ_０、２.４ｆ_０に分散化した回路である。従って、図１１〜１３の帯域通過フィルタは、図３に示した実施の形態１の周波数特性において、共振器の高次共振に起因するスプリアス応答が実施の形態３の場合よりも高い周波数にシフトした図１８に示す周波数特性を有する。

この実施の形態４により、共振器の高次共振に起因するスプリアス応答を実施の形態３の場合よりも高い周波数へシフトさせ、且つ、伝送線路９(２)の直列共振に起因するスプリアス応答を分散化して強度を抑えることができる。

また、この実施の形態４は、伝送線路、先端短絡スタブ、擬似集中定数形容量回路のみで構成されているので、ストリップ導体からなるマイクロストリップ線路やトリプレート線路形回路にスルーホール等の短絡手段を用いる構成とすることで、回路の実現が容易である。

また、この実施の形態４は擬似集中定数形容量回路７を構成する電極板の形状を円形としているので、２つの伝送線路９、先端短絡スタブ８、擬似集中定数形容量回路７の４つの回路が接続される分岐部の実現が容易である。

なお、この実施の形態４では、実施の形態１と同様に、４つの伝送線路９(２)の内で入出力線路１０に接続された２つの伝送線路９に上記式(１)(２)においてθを７５°及び１００°としたπ型回路変換を適用しているが、θを７５°及び１００°に限定する必要はない。

また、この実施の形態４では、図１４に示した共振回路を適用しているが、先端短絡スタブと擬似集中定数形容量回路を並列接続して構成する回路で、共振器の高次共振に起因するスプリアス応答を周波数３ｆ_０より高い周波数へシフトさせる構成であれば、図１３の共振回路と同じ回路構成にする必要はない。

また、この実施の形態４では４つの伝送線路９(２)の内、２つの伝送線路９(２)にπ型回路変換を適用しているが、１つ以上の伝送線路９(２)に上記式(１)(２)においてθを９０°以外の値としたπ型回路変換を適用すれば同様の効果を得ることができる。

また、この実施の形態４は３段の帯域通過フィルタであるが、フィルタの段数を３段に限定する必要はない。

なお、各実施の形態において、伝送線路２により結合用伝送線路が構成され、先端短絡スタブ３、容量回路４、先端開放スタブ５等により並列共振回路が構成される。

また、例えば電気長等の約ｎ°は全て、約ｎ°、又はｎ°とする。

この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの回路図である。 この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタでの伝送線路のπ型回路変換を示す図である。 この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの帯域通過の周波数特性を示す図である。 この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの回路図である。 この発明の実施の形態２による帯域通過フィルタの帯域通過の周波数特性を示す図である。 この発明の実施の形態３による帯域通過フィルタの回路図である。 この発明の実施の形態３による帯域通過フィルタに適用している共振回路を示す図である。 図７の共振回路が有する入力サセプタンスの周波数特性を示す図である。 この発明の実施の形態１による帯域通過フィルタの容量回路を先端開放スタブで置き換えた回路図である。 この発明の実施の形態３による帯域通過フィルタの帯域通過の周波数特性を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの透過斜視図である。 この発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの透過上面図である。 図１２のＡ−Ａ‘線に沿った断面図である。 この発明の実施の形態４による帯域通過フィルタに適用している共振回路の図である。 図１３の共振回路が有する入力サセプタンスの周波数特性を示す図である。 図１の先端短絡スタブを図１３の共振回路で置き換えた回路を示す図である。 図１６の回路から得られる回路を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域通過フィルタの帯域通過の周波数特性を示す図である。 従来の広帯域な帯域通過フィルタの一例を示す回路図である。 周波数ｆ_０における図１９の回路の等価回路を示す図である。 従来の広帯域な帯域通過フィルタの帯域通過の周波数特性を示す図である。 図２１において局所的にスプリアスが発生した場合の周波数特性を示す図である。

符号の説明

１ 入出力端子、２ 伝送線路、３ 先端短絡スタブ、４ 容量回路、５ 先端開放スタブ、６ (多層)誘電体基板、７ 擬似集中定数形容量回路、８ 先端短絡スタブ、９ 伝送線路、１０ 入出力線路、１１ スルーホール、１２ 地導体層。

Claims (5)

1. 使用周波数において共振する複数の並列共振回路と、複数の結合用伝送線路とを備え、前記並列共振回路と前記結合用伝送線路とを交互に縦続接続して構成された帯域通過フィルタであって、前記複数の結合用伝送線路の電気長が２種類以上の異なる値となっていることを特徴とする帯域通過フィルタ。
2. 使用周波数において共振する複数の並列共振回路と、複数の結合用伝送線路とを備え、前記並列共振回路と前記結合用伝送線路とを交互に縦続接続して構成された帯域通過フィルタであって、
   前記複数の結合用伝送線路が、特性インピーダンスＺ、電気長が通過帯域の中心周波数である周波数ｆ _０ において９０°である伝送線路を、特性インピーダンスＺ’、電気長が周波数ｆ _０ においてθである伝送線路の両端に寄生容量回路Ｃ _ｐ を接続したπ型回路に等価変換したものであり、
   但し
   Ｚ’＝Ｚ／ｓｉｎθ
   ２πｆ０Ｃｐ＝（ｃｏｓθ）／Ｚ
   前記複数の結合用伝送線路のうち少なくとも１つの電気長が、通過帯域の中心周波数において９０°未満となっていることを特徴とする帯域通過フィルタ。
3. 前記並列共振回路が、先端短絡スタブと先端開放スタブを並列接続した回路で構成され、前記先端開放スタブの特性インピーダンスが、前記先端短絡スタブの特性インピーダンスよりも低インピーダンスであることを特徴とする請求項１又は２に記載の帯域通過フィルタ。
4. 縦続接続された前記複数の結合用伝送線路が、誘電体基板と、前記誘電体基板内をこれに沿って通るストリップ導体と、前記誘電体基板の前記ストリップ導体の両側の一対の主面上に形成された地導体層からなり、
   縦続接続された前記複数の並列共振回路が、
   前記ストリップ導体と同層に配置された電極板と、前記ストリップ導体と前記地導体層とを電気的に接続する第１のスルーホールと、前記電極板と各前記地導体層の間にそれぞれ配置された接地電極と、前記接地電極と前記地導体層とを電気的に接続する第２のスルーホールからなり、
   前記電極板と前記接地電極の間に構成される容量回路で前記先端開放スタブが構成されることを特徴とする請求項３に記載の帯域通過フィルタ。
5. 前記電極板が円形電極板からなることを特徴とする請求項４に記載の帯域通過フィルタ。

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