JP5149347B2 - スペクトル推定を使用する通信システムのためのチャネル推定 - Google Patents

スペクトル推定を使用する通信システムのためのチャネル推定 Download PDF

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Description

米国特許法第１１９条のもとでの優先権の主張
本特許出願は、２００４年１月２８日に出願され、本発明の譲受人に譲渡され、それによって本明細書において参照によって明示的に取り入れられている仮出願第６０／５４０，０８８号（“TIME-SYNCHRONIZATION AND CHANNEL SOUNDING USING SPECTRAL ESTIMATION”）に対して優先権を主張している。
本発明は、概ね、通信、より具体的には、通信システムのためのチャネル推定に関する。
無線通信システムにおいて、無線周波数(radio frequency, RF)被変調信号は、送信機から受信機へ多数の信号経路を経由して移動し得る。信号経路が異なる遅延をもつとき、受信機における受信信号は、異なる利得および遅延の送信信号の多数のインスタンスを含むであろう。無線チャネルにおけるこの時間分散は、周波数選択フェージングを引き起こし、これは、システムのバンド幅全体における、大きさおよび位相が異なる周波数応答によって特徴付けられる。
送信機と受信機との間の無線チャネルの正確な推定は、通常、送信機によって送られたデータ送信を効果的に受信するために必要とされる。チャネル推定は、一般に、送信機からパイロットを送り、受信機においてパイロットを測定することによって行われる。パイロットは、受信機によって事前に知られている変調シンボルから構成されているので、チャネル応答は、受信パイロットシンボル対送信パイロットシンボルの比として推定され得る。
パイロット送信は、システムにおけるオーバーヘッドを表す。したがって、パイロット送信を可能な程度まで最小化することが望ましい。これは、システムのバンド幅の小さい部分において“狭帯域”のパイロットを送り、このパイロットを使用して、無線チャネルのためのチャネル推定値(例えば、周波数応答推定値またはインパルス応答推定値)を得ることによって達成され得る。チャネル推定値が、時間領域であるか、または周波数領域であるかにかかわらず、チャネル推定値の分解能は、通常、チャネル推定値に使用されたパイロットのバンド幅によって制限される。したがって、粗い分解能のみをもつチャネル推定値は、狭帯域のパイロットの１つの送信／インスタンスから得られ得る。この粗いチャネル推定値が、データ送信を復元するために受信機によって使用されるとき、不良の性能を与え得る。
したがって、当技術において、狭帯域のパイロットに基づいて、良好な分解能をもつチャネル推定値を求める技術が必要とされている。
狭帯域のパイロットまたは広帯域のパイロットに基づいて、高分解能をもつ向上したチャネル推定値を得る技術が、本明細書に記載されている。これらの技術は、無線またはワイヤーラインのマルチキャリア通信システム(例えば、ＯＦＤＭベースのシステム)に使用され、さらに加えて、順方向リンク(またはダウンリンク)および逆方向リンク(またはアップリンク)にも使用され得る。
チャネル推定を行う実施形態では、最初に、通信チャネル(例えば、無線チャネル)のための第１のチャネル推定値を得る。この第１のチャネル推定値は、（１）異なるシンボル期間において、異なる組のサブバンド上で送られる狭帯域のパイロットか、または（２）システムにおける全てまたは多数のサブバンド上で送られる広帯域のパイロットの何れかから得られる周波数応答推定値であり得る。次に、第１のチャネル推定値に対してスペクトル推定を行って、このチャネル推定値の少なくとも１つの周波数成分を判断する。第１のチャネル推定値が周波数応答推定値であるとき、異なるサブバンドのチャネル利得に対してスペクトル推定を行い得る。周波数応答推定値の各周波数成分は、無線チャネルのインパルス応答推定値におけるチャネルタップの遅延を示す。スペクトル推定は、別途記載されるように、種々の技術を使用して行われ得る。次に、無線チャネルのための第２のチャネル推定値を、スペクトル推定によって判断された周波数成分に基づいて得る。
第２のチャネル推定値は、（１）Ｌ個のチャネルタップ（なお、Ｌ≧１）をもつ無線チャネルのインパルス応答推定値、（２）Ｎ個までの総サブバンドのためのチャネル利得をもつ無線チャネルの向上した周波数応答推定値、（３）無線チャネルのためのインパルス応答推定値におけるチャネルタップの長期間の時間平均されたエネルギを示すチャネルプロフィール、（４）無線チャネルを介して送信された信号の到着時間を示す遅延値、または（５）無線チャネルに関する何か他の関連情報を含み得る。第２のチャネル推定値は、種々のやり方で使用され得る。例えば、向上した周波数応答推定値のためのチャネル利得は、無線チャネルを介して受信されたデータ送信の整合フィルタリングまたは等化に使用され得る。到着時間の遅延値は、データ送信の時間同期化に使用され得る。
本発明の種々の態様および実施形態が、さらに詳しく別途記載される。
例示的な送信方式を示す図。 例示的な送信方式を示す図。 無線チャネルのインパルス応答を示す図。 チャネル推定を行う特定のプロセスを示す図。 スペクトル推定を使用して、チャネル推定を行うプロセスを示す図。 端末および基地局のブロック図。 ＯＦＤＭ復調器およびチャネル推定器を示す図。
本発明の特徴および性質は、別途記載される詳細な説明から、同じ参照符号が全体的に対応して同定している図面と共に採用されるとき、より明らかになるであろう。
“例示的”という用語は、本明細書において“例、事例、または実例としての役割を果たす”ことを意味するために使用されている。本明細書に記載されている何れの実施形態または設計も、必ずしも、他の実施形態または設計よりも、好ましいまたは好都合であると解釈されると限らない。
本明細書に記載されているチャネル推定技術は、種々の無線およびワイヤーラインのマルチキャリア通信システムに使用され得る。多数の搬送波は、直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)、ディスクリートなマルチトーン（discrete multi tone, DMT）、何か他のマルチキャリア変調技術、または何か他の構成で得られ得る。ＯＦＤＭは、全システムバンド幅を、多数（Ｎ）の直交サブバンドへ効果的に分割する。サブバンドは、トーン、副搬送波、ビン、および周波数チャネルとも呼ばれる。ＯＦＤＭを用いると、各サブバンドは、データで変調され得る各副搬送波と関係付けられる。
分かり易くするために、以下では、無線ＯＦＤＭベースのシステムのためのチャネル推定技術を記載する。１つのこのようなシステムは、多数の無線端末のための通信を同時に支援することができる直交周波数分割多元接続(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)システムである。ＯＦＤＭを用いると、(例えば、データまたはパイロット、あるいはこの両者のための)Ｎ個までの変調シンボルが、各ＯＦＤＭシンボル期間(または、単に、“シンボル期間”)において、Ｎ個の総サブバンド上で送られ得る。これらの変調シンボルは、Ｎ点逆高速フーリエ変換(inverse fast Fourier transform, IFFT)で時間領域に変換され、Ｎ個の時間領域のサンプルまたはチップを含む“変換された”シンボルが得られる。周波数選択フェージングによって引き起こされるシンボル間干渉(inter-symbol interference, ISI)を抑制するために、変換されたシンボルのＣチップを反復し、Ｎ＋Ｃチップを含むＯＦＤＭシンボルを形成する。なお、Ｃは、通常、Ｎの数分の１（例えば、１／４または１／８）である。Ｃ反復チップは、しばしば巡回プレフィクスと呼ばれ、Ｃは、巡回プレフィクス長である。
データおよびパイロットは、ＯＦＤＭベースのシステムにおいて、種々のやり方で送信され得る。次に、いくつかの例示的な送信方式を記載する。
図１Ａは、ＯＦＤＭベースのシステムに使用され得る周波数ホッピング(frequency hopping, FH)送信方式110を示している。周波数ホッピングは、悪い経路の影響および干渉のランダム化に対して周波数ダイバーシチを与えることができる。周波数ホッピングを用いると、各端末(またはユーザ)は、各“ホップ”期間において使用する個々のサブバンドを示す異なるＦＨ系列を割り当てられ得る。各ＦＨ系列は、割り当てられた端末のサブバンドをランダムに選択する擬似ランダムな数列であり得る。同じ基地局と通信している異なる端末のＦＨ系列は、互いに直交し、したがって、２つの端末は、何れの所与のホップ期間においても同じサブバンドを使用しない。これは、同じ基地局と通信している端末間の（“セクタ内”）干渉を回避する。各基地局のＦＨ系列は、近隣の基地局のＦＨ系列に対して擬似ランダムである。これらの端末のＦＨ系列が、同じホップ期間において同じサブバンドを選択するときは必ず、２つの異なる基地局と通信している２つの端末間で干渉が生じる。しかしながら、この(“セクタ間”)干渉は、ＦＨ系列の擬似ランダムな性質のためにランダム化される。
図１Ａに示されているように、各ホップ期間は、多数のシンボル期間にまたがり得る。各端末は、各ホップ期間において、Ｍ個のサブバンドの組を割り当てられ得る（ここで、Ｍは２以上であり得る）。(データの変調シンボルである)データシンボルは、(パイロットの変調シンボルである)パイロットシンボルと時分割多重化(time division multiplexed, TDM)され得る。Ｍ個のサブバンドは、(図１Ａに示されているように)隣接していても、または隣接していなくてもよい(例えば、Ｓ個のサブバンドずつ均等に間隔を置かれている)。送信方式110は、例えば、ＯＦＤＭＡシステムの逆方向リンクに使用され得る。
図１Ｂは、同じくＯＦＤＭベースのシステムに使用され得る“インターレースされた”送信方式120を示している。図１Ｂに示されている例では、パイロットサブバンドのＳ個の異なる組が形成され、各組は、パイロット送信に使用されるＭ＝Ｎ／Ｓ個のサブバンド(または“パイロットサブバンド”)を含む。性能を向上するために、図１Ｂに示されているように、各組内のパイロットサブバンドは、Ｓ個のサブバンドずつ均等に間隔を置かれ、Ｓ個のパイロットサブバンドの組はインターレースされ得る。データシンボルは、パイロット送信に使用されない他のサブバンド上で送られ得る。一般に、任意の数のパイロットサブバンドの組が形成され、各組は、任意の数のサブバンドを含み得る。送信方式120は、例えば、ＯＦＤＭＡシステムの順方向リンクに使用され得る。
本明細書に記載されているチャネル推定技術は、種々の送信方式と共に使用され得る。これらの技術は、図１Ａまたは１Ｂに示されているように、または何か他のやり方で、送信され得る狭帯域のパイロットに使用され得る。これらの技術は、ＴＤＭ方式でデータと共に、Ｎ個の総サブバンドの全て、または多数の上で送信され得る広帯域のパイロットにも使用され得る。
ＯＦＤＭベースのシステムにおける無線チャネルは、時間領域のチャネルインパルス応答または対応する周波数領域のチャネル周波数応答の何れかによって特徴付けられ得る。本明細書において使用されているように、従来の用語法と一致して、“チャネルインパルス応答”は、チャネルの時間領域の応答であり、“チャネル周波数応答”は、チャネルの周波数領域の応答である。サンプルデータシステム（sampled-data-system）では、チャネル周波数応答は、チャネルインパルス応答の離散フーリエ変換(discrete Fourier transform, DFT)である。分かり易くするために、次の記述では、チャネルインパルス応答は、一連の“チャネルタップ”から構成され、各チャネルタップは、チャネルタップ利得(または、単に、“タップ利得”)およびチャネルタップ遅延（または、単に、“タップ遅延”）によって定められる。チャネル周波数応答は、１組の“チャネル利得”から構成され、各チャネル利得は、特定のサブバンドのためのものである。
図２は、無線チャネルのインパルス応答210を示している。チャネルインパルス応答210は、目的とする（例えば、十分な強さの）Ｌ個のチャネルタップを含む。各チャネルタップは、ｈｉの複素利得をもち、ｄｉの遅延において位置を特定される。一般に、各チャネルタップは、１とＮとの間のどこにでも位置し(または、１≦ｄｉ≦Ｎ)、ここで、Ｎは、無線チャネルのタイムスパンまたは長さでもある。Ｌ個のタップ利得は、｛ｈｉ｝またはｈｉ（なお、ｉ＝１，２，．．．Ｌ）として示される。Ｌ個のタップ遅延は、{ｄｉ}またはｄｉ（なお、ｉ＝１，２，．．．Ｌ）として示される。タップ利得{ｈｉ}は、無線チャネルのドップラ拡散によって判断されるレートで変化する相関ランダム変数である。Ｌタップ利得｛ｈｉ｝およびＬタップ遅延｛ｄｉ｝は、未知数であり、別途記載されるように推定され得る。
チャネルインパルス応答は、ｚ領域において、Ｌタップの有限インパルス応答(finite impulse response, FIR)フィルタ、Ｈ（ｚ）によって、次のように表わされ得る。
Figure 0005149347
チャネルインパルス応答は、タップ遅延｛ｄｉ｝を明示的に参照することなく、Ｌ×１のベクトルｈによっても表され得る。
ｈ＝[ｈ１ ｈ２ ... ｈＬ]Ｔ 式（２）
ここで、“Ｔ”は、転置を示す。
チャネルプロフィールは、次のように定められ得る。
Ｐ＝diag〈ｈ・ｈ Ｔ〉 式（３）
ここで、〈 〉は、時間平均化動作を示し、
diag｛Ｍ｝は、行列Ｍの対角成分のみをもつ対角行列であり、
Ｐは、チャネルプロフィールのためのＬ×Ｌの対角行列である。
対角行列は、対角線に沿って、可能なゼロ以外の値を、他の場所に、ゼロを含む。Ｐの対角線成分は、ｈによって定められるチャネルプロフィールを表わす。チャネルプロフィールは、チャネルインパルス応答におけるチャネルタップの長期間の時間平均されたエネルギを示す。チャネルプロフィールは、フェージング、ドップラ、等のような、短期間の影響を含まない。したがって、チャネルプロフィールは、信号が移動し得る媒体の反射率／透過率を示す。
周波数領域のチャネル利得は、次に示すように、パイロット送信に使用される各サブバンドのために推定され得る。
Ｈｋ＝ｙｋ／ｐｋ、なお、ｋ＝１，２，．．．Ｍ 式（４）
ここで、ｙｋは、サブバンドｋの受信パイロットシンボルであり、
ｐｋは、サブバンドｋ上で送信されるパイロットシンボルであり、
Ｈｋは、サブバンドｋのためのチャネル利得推定値である。
パイロット送信に使用されるＭ個のサブバンドのためのＭ個のチャネル利得{Ｈｋ}は、式(４)に示されているように、これらのサブバンド上で受信されたパイロットシンボルに基づいて推定され得る。チャネル利得は、周波数領域の値である。各チャネル利得は、Ｌ(未知数)個の時間領域のチャネルタップのフーリエ変換として、次のように表現され得る。
Figure 0005149347
ここで、ωｉ＝２πｄｉ／Ｎは、ｉ番目のチャネルタップの各周波数(ラジアン)であり、
ｎｉは、ｉ番目のチャネルタップのための雑音である。
角周波数ωｉ（なお、ｉ＝１，２，．．．Ｌ）は、チャネル利得｛Ｈｋ｝の周波数成分であり、無線チャネルのインパルス応答のための未知のタップ遅延と直接に関係する。したがって、次に記載されるように、タップ遅延は、チャネル利得｛Ｈｋ｝に対してスペクトル(または、トーン)推定を行うことによって推定され得る。
式（５）は、行列の形で、次のように表現され得る。
Figure 0005149347
ここで、Ｑは、式（６）に示されている要素を含むＭ×Ｌの“フーリエタイプ”の行列であり、ｎは、Ｌ×１の雑音ベクトルである。
パイロットは、(例えば、図１Ａまたは１Ｂに示されているように)異なる時間間隔において、Ｍ個のサブバンドの異なる組の上で送信され得る。例えば、パイロットは、１つの時間間隔において、サブバンドｋ＝１，２，．．．Ｍ上で、その後で、次の時間間隔において、サブバンドｋ＝１＋ｂ，２＋ｂ，．．．Ｍ＋ｂ（ここで、ｂは、任意のオフセット値であり得る）上で、等で送られ得る。サブバンドｋ＝１＋ｂ，２＋ｂ，．．．Ｍ＋ｂ上で送られるパイロットのためのチャネル利得は、次のように表現され得る。
Figure 0005149347
ＨのＭ×Ｍの相関(または、外積)行列は、Ｈ・Ｈ Ｈとして定められ得る（ここで、“Ｈ
”は、共役転置を示している）。Ｈの相関行列の長期間の時間平均は、Ｒとして示され、次のように表現され得る。
Ｒ＝〈Ｈ・Ｈ Ｈ〉＝Ｑ・Ｐ・Ｑ Ｈ＋σ２・Ｉ 式（９）
式（９）は、式（３）、（７）、および（８）に基づいて得られる。異なるオフセット値の集合のＢ行列が、ゼロ平均になるように、ｂのオフセット値が、(例えば、図１Ａに示されているような擬似ランダムなやり方、または図１Ｂに示されているような決定論的なやり方で)適切に選択され得る。この場合に、十分な量の平均化が、異なる時間間隔のために得られる補正行列において行われるとき、Ｂ行列は相殺し、Ｒに現われない。さらに加えて、式（９）は、チャネル雑音が、ゼロ平均、σ２の分散、およびφ ｎｎ＝σ２・Ｉの自己共分散行列をもつ加法的白色ガウス雑音(additive white Gaussian noise, AWGN)であると仮定する。ここで、Ｉは、対角線に沿って１、他の場所にゼロをもつ恒等行列である。
固有値分解は、次に示すように、行列Ｒに対して行われ得る。
Ｒ＝Ｖ・Ｄ・Ｖ Ｈ 式（１０）
ここで、Ｖは、Ｒの固有ベクトルのＭ×Ｍのユニタリー行列であり、
Ｄは、Ｒの固有値のＭ×Ｍの対角行列である。
ユニタリー行列Ｍは、特性Ｍ Ｈ Ｍ＝Ｉによって特徴付けられる。ユニタリー行列の列は、互いに直交しており、各列は、単位冪をもつ。固有値分解は、Ｇｉｌｂｅｒｔ Ｓｔｒａｎｇによる文献（"Linear Algebra and Its Applications", Second Edition, Academic Press, 1980）に記載されている。
ＤのＭ個の対角成分は、Ｒの固有値と呼ばれる。ＶのＭ列は、Ｒの固有ベクトルと呼ばれる。Ｖの各列は、Ｄにおける１つの固有値に対応する。したがって、Ｖの１列目または最左列は、Ｄの１列目における対角成分に対応し、Ｖの２列目は、Ｄの２列目における対角成分に対応する、等である。
ＤにおけるＭ個の固有値は、最も小さいものから、最も大きいものに順序付けられ、順序付けの後に、｛λ１，λ２，．．．λＭ｝として示される。なお、λ１は、最小固有値であり、λＭは、最大固有値である。Ｄにおける固有値が順序付けられると、それに対応して、Ｖにおける固有ベクトルが順序付けられる。ＤにおけるＭ−Ｌ個の最小固有値（すなわち、λ１ないしλＭ−Ｌ）は、雑音分散σ２に等しく、“雑音”固有値と呼ばれる。Ｍ−Ｌ個の雑音固有値に対応するＶにおけるＭ−Ｌ個の固有ベクトル(すなわち、順序付け後のＶのＭ−Ｌ個の最左列)は、Ｒの“雑音”固有ベクトルと呼ばれ、{ｒ１，ｒ２，．．．ｒＭ−Ｌ}として示される。雑音固有ベクトルは、Ｑの列に直交する。
Ｌタップ利得／電力が、行列Ｐに含まれ、Ｌタップ遅延が、行列Ｑに含まれている。ＱのＬ列の各々は、次の形式をもつ。
Figure 0005149347
コスト関数は、次のように定められ得る。
Figure 0005149347
Ｑの列は、雑音固有ベクトルに直交であるので、Ｑの任意の列と任意の雑音固有ベクトルとの内積は小さいか、またはゼロである。したがって、Ｑの各列のＭ−Ｌの内積の加算された冪は小さく、この加算された冪の逆数は大きい。次に、Ｎ個のコスト値の中のＬ個の最大値が識別される。
Figure 0005149347
次に、Ｌ個のタップ利得が、次のように求められ得る。
ｈ ｂ＝Ｂ −１ Ｑ −１ Ｈ ｂ 式（１３）
ここで、Ｈ ｂは、Ｍ個のパイロットサブバンドの１組のための周波数応答推定値のためのＭ×１のベクトルであり、
ｈ ｂは、Ｌタップをもつチャネルインパルス応答推定値のためのＬ×１のベクトルである。
インパルス応答推定値ｈ ｂは、パイロットサブバンドの各組のための周波数応答推定値Ｈ ｂに対して得られ得る。パイロットサブバンドの異なる組のためのインパルス応答推定値を平均し、(ベクトルｈ Ｌによって示される)Ｌタップをもつ平均インパルス応答推定値を得ることができる。
(ベクトルｈ Ｎによって示される)Ｎタップをもつ“完全な”チャネルインパルス応答推定値は、Ｌタップをもつ平均チャネルインパルス応答推定値ｈ Ｌに基づいて形成され得る。Ｎ×１のベクトルｈ Ｎは、（Ｌ個の最大コスト値に対応する
Figure 0005149347
のＬ個の値によって判断される）適切なタップ指数におけるＬ×１のベクトルｈ Ｌの全Ｌ個の要素と、他の全てのタップ指数におけるＮ−Ｌ個のゼロとを含むであろう。(ベクトルＨ Ｎによって示されている)全Ｎ個のサブバンドの“完全な”チャネル周波数応答推定値は、完全なチャネルインパルス応答推定値ｈ Ｎに対してＮ点高速フーリエ変換(fast Fourier transform, FFT)を行うことによって得られ得る。
Ｈ Ｎ＝Ｗ・ｈ Ｎ 式（１４）
ここで、Ｗは、（ｉ，ｊ）番目のエントリｗｉ，ｊが式（１５）として与えられるように定められるＮ×Ｎのフーリエ行列である。
Figure 0005149347
ここで、ｉは、行の指数であり、ｊは、列の指数である。完全なチャネル周波数応答推定値、Ｈ Ｎは、無線チャネルを介して受信されたデータ送信の整合フィルタリング、等化、等に使用され得る。
上述において、Ｌは、推定のチャネルタップ数を示す。一般に、Ｌは、無線チャネルの実際のインパルス応答におけるチャネルタップ数(Ｌａｃｔ)と等しくても、または等しくなくてもよい。Ｌ＝Ｌａｃｔ＜Ｍであるときは、Ｌａｃｔ個のチャネルタップは、上述のように推定され得る。Ｌ≠Ｌａｃｔ、かつＬ＜Ｍであるときは、無線チャネルのチャネルプロフィールを表すＬ個のチャネルタップは、既に記載したように得られ得る。Ｌ＝１であるときは、Ｍが１よりも大きい限り、（Ｌａｃｔ長である）チャネルプロフィールの中心に位置している１つのチャネルタップが得られ得る。（ｄｓとして示されている）この１つのチャネルタップに対応するタップ遅延は、無線チャネルを介して送信された信号の到着時間の推定値として使用され得る。概して、Ｍが増加するとき、良好な精度および高分解能をもつ、より多くのチャネルタップが推定され得る。ＭがＮに等しいか、またはＮに近い広帯域のパイロットにおいて、Ｎまでのタップをもつ完全なチャネルインパルス応答が、広帯域のパイロットに基づいて推定値され得る。
本明細書に記載されている技術は、向上したチャネル推定値を得るために使用され得る。本明細書に使用されているように、“チャネル推定値”は、無線チャネルのための情報のあらゆるタイプおよびあらゆる組合せを含み得る。例えば、チャネル推定値は、チャネルプロフィール、周波数応答推定値のための１組のチャネル利得、インパルス応答推定値のための一連のチャネルタップ、単一のチャネルタップ、無線チャネルを介して送信された信号の到着時間、および／または無線チャネルの何か他の関連情報を含み得る。
図３は、チャネル推定を行うプロセス300のフローチャートを示している。最初に、時間平均相関行列Ｒを、ゼロに設定する(ブロック312)。受信ＯＦＤＭシンボルを、無線チャネルから得て、処理し(例えば、ＯＦＤＭ復調し)、Ｍ個のパイロットサブバンドのためのＭ個の受信パイロットシンボルを得る(ブロック314)。図１Ａおよび１Ｂに示されているように、異なる組のサブバンドを使用して、異なるシンボル期間において、パイロットを送信することができる。狭帯域のパイロットでは、式（４）に示されているように、受信パイロットシンボルを使用して、(ベクトルＨによって示されている)部分的な周波数応答推定値を得る(同じく、ブロック314)。次に、行列Ｒを、ベクトルＨに基づいて、次のように更新する(ブロック316)。
Ｒ ｍ＋１＝Ｒ ｍ＋Ｈ・Ｈ Ｈ 式（１６）
ここで、Ｒ ｍは、ｍ番目の更新間隔における相関行列である。
次に、行列Ｒが、パイロットをもつ十分な数のＯＦＤＭシンボルにおいて平均されたかどうかを判断する(ブロック318)。答えが、‘ノー’であるときは、プロセスは、ブロック314に戻って、パイロットをもつ別のＯＦＤＭシンボルを受信し、処理する。そうでなければ、既に記載されたように、行列Ｒの雑音固有ベクトルを得る(ブロック320)。
Figure 0005149347
次に、識別されたチャネルプロフィールに基づいて、チャネル推定値を求め得る(ブロック326)。例えば、チャネルインパルス応答推定値は、式（１３）に示されているように得られ、チャネル周波数応答推定値は、式（１４）に示されているように得られ得る。次に、プロセスは、ブロック312に戻り、別のチャネル推定値を得る。
チャネル推定値は、行列Ｒの実行平均に基づいても得られ得る。例えば、行列Ｒは、ブロック316において、次のように、無限インパルス応答(infinite impulse response, IIR)フィルタに基づいて更新され得る。
Ｒ ｍ＋１＝α・Ｒ ｍ＋（１−α）・Ｈ・Ｈ Ｈ 式（１７）
ここで、αは、平均量を判断する係数である。αのより大きい値は、より大きい平均に対応する。次に、プロセス300は、ブロック326から、(ブロック312ではなく)ブロック314に遷移するように変更され得る。次に、更新されたチャネルプロフィールおよびチャネル推定値が、例えば、パイロットをもつＯＦＤＭシンボルが受信されるときは必ず得られ得る。
上述のチャネル推定値は、把握される未知のタップ遅延(ｄｉ、なお、ｉ＝１，２，．．．Ｌ)が、使用可能な周波数領域のチャネル利得の未知の周波数成分(ωｉ、なお、ｉ＝１，２，．．．．Ｌ)であるという認識に基づく。次に、スペクトル推定(またはスペクトル解析)を使用して、チャネル利得の未知の周波数成分を判断する。これらの周波数成分は、一度判断されると、チャネルインパルス応答推定値のための未知のタップ遅延の推定値としての役割を果たす。
分かり易くするために、多重信号分類(multiple signal classification, MUSIC)技術としばしば呼ばれる、特定のスペクトル推定技術を既に記載した。他のスペクトル推定技術を使用して、周波数応答推定値の周波数成分(したがって、インパルス応答推定値のタップ遅延)を把握することもでき、これは、本発明の範囲内である。例えば、スペクトル推定は、ピリオドグラム技術（periodgram technique）、プロニー推定器（Prony estima
tor）、ピサレンコ高調波分解技術(Pisarenko harmonic decomposition technique)、等に基づいて行われ得る。ＭＵＳＩＣ技術を含む、これらの種々のスペクトル推定技術は、Ｓ．Ｌ．Ｍａｒｐｌｅ Ｊｒ．による文献（"A Tutorial Overview of Modern Spectral Estimation", Proc. IEEE, 1989, pp.2152-2157）、並びにＢ．Ｄ．ＫａｏおよびＫ．Ｓ．Ａｒｕｍによる文献（"Model Based Processing of Signals: A State Space Approach", Proc. IEEE, Vol. 80, No. 2, Feb 1992, pp.283-309）に記載されている。
図４は、スペクトル推定を使用して、チャネル推定を行うプロセス400のフローチャートを示している。受信ＯＦＤＭシンボルを、通信チャネルから得て、処理し、部分的または完全な周波数応答推定値を得る(ブロック412)。通信チャネルは、無線チャネルであっても、またはワイヤーラインチャネルであってもよい。狭帯域のパイロットでは、部分的な周波数応答推定値が、パイロットをもつ各ＯＦＤＭシンボルにおいて、Ｎ個の総サブバンドの小さいサブセットのために得られ得る。広帯域のパイロットでは、完全な周波数応答推定値が、パイロットをもつ各ＯＦＤＭシンボルにおいて、Ｎ個の総サブバンドの全てまたは多数において得られ得る。
次に、現在の受信ＯＦＤＭシンボルのための周波数応答推定値、および、恐らくは、先に受信したＯＦＤＭシンボルのための周波数応答推定値に対して、スペクトル推定を行い、周波数応答推定値の１つ以上の周波数成分を判断する(ブロック414)。スペクトル推定は、ＭＵＳＩＣ、ピリオドグラム、プロニー推定器、ピサレンコ高調波分解、または何か他の技術に基づき得る。各スペクトル推定技術は、一般に、平均化の何かのタイプを採用し、求められている周波数成分の良好な推定値を得る。次に、スペクトル推定を終了するかどうかを判断する(ブロック416)。スペクトル推定は、例えば、パイロットをもつ所定数のＯＦＤＭシンボルが処理された後で、計算された誤差基準が所定の閾値よりも低いとき、等のように、種々の基準に基づいて判断され得る。終了基準は、使用するのに選択されたスペクトル推定技術に依存し得る。ブロック416において判断されるように、スペクトル推定が続くときは、プロセスは、ブロック412に戻り、パイロットをもつ別のＯＦＤＭシンボルを処理する。そうでなければ、スペクトル推定によって判断された周波数成分に基づいて、チャネル推定値を得る(ブロック418)。例えば、チャネル推定値は、チャネルインパルス応答推定値のためのＬ個のチャネルタップまたはＬ個のタップ遅延、あるいはこの両者（なお、Ｌ≧１）、チャネル周波数応答推定値のためのチャネル利得、信号の到着時間、チャネルプロフィール、等を含み得る。
本明細書に記載されている技術を使用して、パイロットが送信されても、システムのバンド幅の小さい部分のみが、任意の所与の時間において観測可能であるように、良好な分解能をもつチャネル推定値を得ることができる。ＭがＮよりも相当に小さいとして、パイロットが一度にＭ個のみのサブバンド上で送られるとき、受信機は、これらのＭ個のサブバンド上で受信されたパイロットに基づいて、比較的に狭い帯域上の無線チャネルのみを観察することができる。したがって、ＭがＮよりも相当に小さいときに、１／Ｍが１／Ｎよりも相当により粗い場合に、１／Ｍの遅延分解能は、Ｍ個のサブバンドの各組のための狭帯域のパイロットに基づいて得られ得る。本明細書に記載されている技術は、１／Ｎの遅延分解能をもつチャネルタップを与えることができ、これは、任意の１つの狭帯域のパイロット送信で可能なものよりも、相当により良い分解能であり得る。
本明細書に記載されている技術は、過剰な遅延拡散に対処するのにも使用され得る。ＯＦＤＭベースのシステムは、巡回プレフィクス長以下の遅延拡散に耐えることができる。無線チャネルの遅延拡散は、無線チャネルのインパルス応答のタイムスパン(または継続期間)であり、これは、ｄ１が、最も早いチャネルタップであり、ｄｌａｓｔが、最も遅いチャネルタップであるとき、ｄｌａｓｔ−ｄ１である。遅延拡散が、巡回プレフィクス長以下であるときは、Ｎ個のサブバンドは、互いに直交である。遅延拡散が巡回プレフィクス長よりも大きいときは、過剰な遅延拡散が生じる。この場合に、Ｃよりも大きい遅延(すなわち、チャネルインパルス応答の“過剰”部分)をもつチャネルタップは、ＩＳＩおよびチャネル推定誤差（この両者は、システムの性能を劣化し得る）のような、種々の悪影響をもたらし得る。本明細書に記載されている技術を使用すると、タップ遅延を把握し、チャネルインパルス応答の過剰な部分を識別することができる。過剰な遅延拡散があるというこの知識を使用して、よりよい性能のために“移動中（on the fly）”の受信機を最適化することができる。例えば、受信機は、過剰な部分を捕捉できるより長いインパルス応答推定値を得るために、(サブバンドの各組ではなく)サブバンドの多数の組において受信されたパイロットシンボルに基づいてチャネル推定を行い得る。これは、"Pilot Transmission and Channel Estimation for an OFDM System With Excess Delay Spread"という名称の、一緒に譲渡された米国特許出願（Attorney Docket No.030488）に記載されている。
本明細書に記載されている技術は、時間同期化を達成するために、受信機によって使用されることもでき、これは、受信機における信号の到着時間の判断を伴う。送信機が任意の時間的瞬間に送信し、無線チャネルが未知の遅延を取り入れ得るので、受信機は、通常、信号の到着時間を事前に知らない。信号の到着時間を判断することができる分解能は、チャネル観測のバンド幅によって制限される。したがって、ＭがＮよりも相当に小さいときは、Ｍ個のサブバンドの何れか１組において受信されるパイロットに基づいて、粗い到着時間のみが推定され得る。本明細書に記載されている技術は、(Ｌ＝１を用いて既に記載されたような)無線チャネルを介して送信された信号のより正確な到着時間を与えることができる。通常、受信機処理(例えば、復調および復号)のほとんどが、信号が受信される時間の正確な情報に基づいて行われるので、この情報は重要である。
図５は、ＯＦＤＭベースのシステム(例えば、ＯＦＤＭＡシステム)における端末500および基地局550のブロック図を示している。逆方向リンクでは、端末500において、送信(ＴＸ)データプロセッサ510が、トラヒックおよび制御データを受信し、フォーマットし、符号化し、インターリーブし、変調し(すなわち、シンボルマップし)、変調シンボル(またはデータシンボル)を与える。ＯＦＤＭ変調器520は、データシンボルおよびパイロットシンボルを受信し、既に記載されたようにＯＦＤＭ変調を行い、ＯＦＤＭシンボルのストリームを与える。パイロットおよびデータシンボルは、(例えば、図１Ａまたは１Ｂに示されているような)種々のやり方で送信され得る。ＯＦＤＭＡシステムでは、データおよびパイロットシンボルは、(例えば、図１Ａに示されているように)端末500に割り当てられたＭ個のサブバンド上で送信され得る。送信機ユニット(ＴＭＴＲ)522は、ＯＦＤＭシンボルのストリームを受信し、調整し(例えば、アナログに変換し、増幅し、フィルタにかけ、周波数アップコンバートし)、逆方向リンク信号を生成する(これは、アンテナ524を介して基地局550へ送信される)。
基地局550において、アンテナ552は、逆方向リンク信号を受信し、受信信号を受信機ユニット(ＲＣＶＲ)554に与える。受信機ユニット554は、受信信号を調整し(例えば、フィルタにかけ、増幅し、周波数ダウンコンバートし)、調整された信号をディジタル化し、受信チップをＯＦＤＭ復調器556に与える。
図６は、ＯＦＤＭ復調器556およびチャネル推定器568の実施形態を示している。ＯＦＤＭ復調器556内では、巡回プレフィクス取り外しユニット612は、各ＯＦＤＭシンボルに付加された巡回プレフィクスを取り外す。次に、ＦＦＴユニット614は、Ｎ点ＦＦＴを使用して、周波数領域へ各受信され変換されたシンボルを変換し、Ｎ個のサブバンドのためのＮ個の受信シンボルを得る。ＦＦＴユニット614は、受信パイロットシンボルをチャネル推定器568に与え、受信データシンボルをデータ検出器616に与える。さらに加えて、データ検出器616は、チャネル推定器568から逆方向リンクで周波数応答推定値を受信し、この周波数応答推定値を用いて、受信データシンボルに対して検出(例えば、整合フィルタリングまたは等化)を行い、検出されたデータシンボル(すなわち、送信データシンボルの推定値)を受信（ＲＸ）データプロセッサ558に与える。
チャネル推定器568は、受信パイロットシンボルを得て、チャネル推定を行う。チャネル推定器568内では、パイロット検出器622は、受信パイロットシンボルに対する変調を取り外し、端末500の逆方向リンクの周波数応答推定値を得る。スペクトル推定器624は、スペクトル推定を行って、周波数応答推定値の１つ以上の周波数成分を得る。スペクトル推定器624は、図３のプロセス300を行うか、または何か他のスペクトル推定技術を採用し得る。ポストプロセッサ626は、スペクトル推定器624から周波数成分を受信し、使用して、端末500の逆方向リンクのチャネル推定値を求める。ポストプロセッサ626は、完全なチャネルインパルス応答推定値、完全なチャネル周波数応答推定値、等を求め得る。ＯＦＤＭＡシステムでは、多数の端末が、逆方向リンク上で、割り当てられたサブバンド上で、パイロットを同時に送信し得る。次に、チャネル推定器568は、各端末の周波数応答推定値を、端末から受信したパイロットシンボルに基づいて得て、この周波数応答推定値の１つ以上の周波数成分を判断し、端末のチャネル推定値を求めるであろう。
タイミングループ628は、スペクトル推定器624から、端末500の信号の到着時間を受信し、時間を同期させる。例えば、端末500によって送られた送信が、基地局550において適切に時間整列するように、タイミングループ628は、送信のタイミングを調節するのに使用されるタイミング制御を生成し得る。時間の同期化は、多重アクセスシステムが、多数の端末からの送信が、基地局において相互に干渉しない、または最小限で干渉するのを保証するのに重要である。その代わりに、または付加的に、タイミングループ628は、ＯＦＤＭ復調器556のタイミングを調整するのに使用する制御信号を生成することもある。(例えば、一次ループを実施し得る)タイミングループ628は、端末500からの送信が、基準時間に対して早いか、または遅いかを検出し、その送信が基地局550に基準時間に到着するように、端末500にそのタイミングを早めるか、または遅らせるように命令するのに使用される繰り上げ／繰り下げ制御を生成し得る。
図５を再び参照すると、ＲＸデータプロセッサ558は、検出されたデータシンボルを復調し(すなわち、シンボルデマップし)、デインターリーブし、復号し、送信されたデータを復元する。ＯＦＤＭ復調器556およびＲＸデータプロセッサ558による処理は、それぞれ、端末500におけるＯＦＤＭ変調器520およびＴＸデータプロセッサ510による処理と相補的である。
順方向リンクでは、ＴＸデータプロセッサ582は、トラヒックおよび制御データを処理し、データシンボルを与える。ＯＦＤＭ変調器584は、パイロットシンボルをもつデータシンボルを受信し、多重化し、ＯＦＤＭ変調を行い、ＯＦＤＭシンボルのストリームを与える。同じ、または異なる送信方式が、順方向および逆方向リンクに使用され得る。例えば、図１Ａに示されている送信方式を、逆方向リンクに使用してもよく、図１Ｂに示されている送信方式を順方向リンクに使用してもよい。順方向および逆方向リンク上でのパイロット送信に、同数または異なる数のサブバンドが使用され得る。何れの場合においても、送信機ユニット586は、ＯＦＤＭシンボルのストリームを受信し、処理し、順方向リンク信号を生成し、それはアンテナ552を介して端末へ送信される。
端末500では、基地局550からの順方向リンク信号が、アンテナ524によって受信され、受信機ユニット542によって処理され、受信チップを得る。次に、ＯＦＤＭ復調器（OFDM Demodulator, OFDM DEMOD）544が、受信チップを処理し、受信パイロットシンボルをチャネル推定器528に与え、検出されたデータシンボルをＲＸデータプロセッサ546に与える。チャネル推定器528は、例えば、図３に示されているもののようなスペクトル推定技術を使用して、順方向リンクのチャネル推定を行う。チャネル推定器528は、図６に示されるようにも実施され得る。ＲＸデータプロセッサ546は、検出されたデータシンボルを処理し、基地局550によって送信されたトラヒックデータを復元する。
プロセッサ530および570は、端末500および基地局550における動作を指示する。メモリユニット532および572は、それぞれ、プロセッサ530および570によって使用されるプログラムコードおよびデータを記憶する。さらに加えて、プロセッサ530および570は、それぞれチャネル推定器528および568を実施し、順方向および逆方向リンクのためのチャネル推定を行い得る。
本明細書に記載されているチャネル推定技術は、種々の手段によって実施され得る。例えば、これらの技術は、ハードウェア、ソフトウェア、またはその組合せにおいて実施され得る。ハードウェアの実施では、チャネル推定を行うのに使用される処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit, ASIC）、ディジタル信号プロセッサ（digital signal processor, DSP）、ディジタル信号処理デバイス（digital signal processing device, DSPD）、プログラマブル論理デバイス（programmable logic devices, PLD）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（field programmable gate array, FPGA）、プロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、本明細書に記載されている機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはその組合せの中で実施され得る。
ソフトウェアの実施では、チャネル推定技術は、本明細書に記載されている機能を行うモジュール(例えば、手続き、機能、等)で実施され得る。ソフトウェアコードは、メモリユニット(例えば、図５のメモリユニット532または572)に記憶され、プロセッサ(例えば、制御装置530または570)によって実行され得る。メモリユニットは、プロセッサ内で実施されても、またはプロセッサの外部で実施されてもよく、その場合は、当技術において知られている種々の手段を介して、プロセッサに通信上で接続されることができる。
開示されている実施形態のこれまでの記述は、当業者が本発明を作成または使用するのを可能にするために与えられている。これらの実施形態への種々の変更は、当業者には容易に明らかになり、本明細書に定められている一般的な原理は、本発明の意図および範囲から逸脱することなく、他の実施形態に適用され得る。したがって、本発明は、本明細書に示されている実施形態に制限されることを意図されず、本明細書に開示されている原理および新規な特徴に一致する最も幅広い範囲にしたがうことを意図されている。
110,120・・・送信方式、210・・・チャネルインパルス応答、300,400・・・プロセス。

Claims (40)

  1. 通信チャネル推定を行う方法であって、
    複数の異なる組の通信チャネルサブバンドのための複数の周波数領域利得推定値を得ることであって、各周波数領域利得推定値が通信システムの総バンド幅の一部分において異なる時間に受信されるシンボルに基づいて生成されることと、
    前記複数の周波数領域利得推定値について固有値分解による推定を行って、少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値を判断することと、
    前記判断された少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値に基づいて前記通信システムにおける通信チャネルのための完全なチャネル周波数応答推定値を得ることとを含む方法。
  2. 前記少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値の各々が前記通信チャネルのためのインパルス応答推定値におけるチャネルタップのための遅延を示す請求項１記載の方法。
  3. Ｎが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＮ個の総サブバンドのサブセットを含む請求項１記載の方法。
  4. Ｍが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＭ個の連続サブバンドを含む請求項１記載の方法。
  5. ＭおよびＮが１よりも大きい整数であり、ＭがＮよりも小さいとき、通信チャネルサブバンドの各組が、Ｎ個の総サブバンド全体で均等に分散されているＭ個のサブバンドを含む請求項１記載の方法。
  6. 前記異なる組の通信チャネルサブバンドが、周波数ホッピングに使用される擬似ランダムな数列によって判断される請求項１記載の方法。
  7. 前記通信チャネルを介して受信されるデータ送信の時間同期化のために遅延値を使用することをさらに含む請求項１記載の方法。
  8. 前記固有値分解による推定を多重信号分類(multiple signal classification, MUSIC)技術に基づいて行うことをさらに含む請求項１記載の方法。
  9. 前記固有値分解による推定をピサレンコ高調波分解技術(Pisarenko harmonic decomposition technique)に基づいて行うことをさらに含む請求項１記載の方法。
  10. 前記通信チャネルが直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)、または直交周波数分割多元接続(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)システムの一部を使用する請求項１記載の方法。
  11. 通信チャネル推定を行うための装置であって、
    複数の異なる組の通信チャネルサブバンドのための複数の周波数領域利得推定値を得る手段であって、各周波数領域利得推定値が通信システムの総バンド幅の一部分において異なる時間に受信されるシンボルに基づいて生成される手段と、
    前記複数の周波数領域利得推定値について固有値分解による推定を行って、少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値を判断する手段と、
    前記判断された少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値に基づいて前記通信システムにおける通信チャネルのための完全なチャネル周波数応答推定値を得る手段とを含む装置。
  12. 前記少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値の各々が前記通信チャネルのためのインパルス応答推定値におけるチャネルタップのための遅延を示す請求項１１記載の装置。
  13. Ｎが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＮ個の総サブバンドのサブセットを含む請求項１１記載の装置。
  14. Ｍが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＭ個の連続サブバンドを含む請求項１１記載の装置。
  15. ＭおよびＮが１よりも大きい整数であり、ＭがＮよりも小さいとき、通信チャネルサブバンドの各組が、Ｎ個の総サブバンド全体で均等に分散されているＭ個のサブバンドを含む請求項１１記載の装置。
  16. 前記異なる組の通信チャネルサブバンドが、周波数ホッピングに使用される擬似ランダムな数列によって判断される請求項１１記載の装置。
  17. 前記通信チャネルを介して受信されるデータ送信の時間同期化のために遅延値を使用する手段をさらに含む請求項１１記載の装置。
  18. 前記固有値分解による推定を多重信号分類(multiple signal classification, MUSIC)技術に基づいて行う手段をさらに含む請求項１１記載の装置。
  19. 前記固有値分解による推定をピサレンコ高調波分解技術(Pisarenko harmonic decomposition technique)に基づいて行う手段をさらに含む請求項１１記載の装置。
  20. 前記通信チャネルが直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)、または直交周波数分割多元接続(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)システムの一部を使用する請求項１１記載の装置。
  21. プロセッサおよびメモリを備え通信チャネル推定を行う装置であって、前記メモリは以下の：
    複数の異なる組の通信チャネルサブバンドのための複数の周波数領域利得推定値を得ることであって、各周波数領域利得推定値が通信システムの総バンド幅の一部分において異なる時間に受信されるシンボルに基づいて生成されることと、
    前記複数の周波数領域利得推定値について固有値分解による推定を行って、少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値を判断することと、
    前記判断された少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値に基づいて前記通信システムにおける通信チャネルのための完全なチャネル周波数応答推定値を得ることとを行うための、前記プロセッサによって実行可能なプログラムコードを含む装置。
  22. 前記少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値の各々が前記通信チャネルのためのインパルス応答推定値におけるチャネルタップのための遅延を示す請求項２１記載の装置。
  23. Ｎが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＮ個の総サブバンドのサブセットを含む請求項２１記載の装置。
  24. Ｍが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＭ個の連続サブバンドを含む請求項２１記載の装置。
  25. ＭおよびＮが１よりも大きい整数であり、ＭがＮよりも小さいとき、通信チャネルサブバンドの各組が、Ｎ個の総サブバンド全体で均等に分散されているＭ個のサブバンドを含む請求項２１記載の装置。
  26. 前記異なる組の通信チャネルサブバンドが、周波数ホッピングに使用される擬似ランダムな数列によって判断される請求項２１記載の装置。
  27. 前記メモリは、前記通信チャネルを介して受信されるデータ送信の時間同期化のために遅延値を使用するためのプログラムコードをさらに含む請求項２１記載の装置。
  28. 前記メモリは、前記固有値分解による推定を多重信号分類(multiple signal classification, MUSIC)技術に基づいて行うためのプログラムコードをさらに含む請求項２１記載の装置。
  29. 前記メモリは、前記固有値分解による推定をピサレンコ高調波分解技術(Pisarenko harmonic decomposition technique)に基づいて行うためのプログラムコードをさらに含む請求項２１記載の装置。
  30. 前記通信チャネルが直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)、または直交周波数分割多元接続(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)システムの一部を使用する請求項２１記載の装置。
  31. コンピュータプログラムを記憶するコンピュータ読出し可能記憶媒体であって、前記コンピュータプログラムの実行は：
    複数の異なる組の通信チャネルサブバンドのための複数の周波数領域利得推定値を得ることであって、各周波数領域利得推定値が通信システムの総バンド幅の一部分において異なる時間に受信されるシンボルに基づいて生成されることと、
    前記複数の周波数領域利得推定値について固有値分解による推定を行って、少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値を判断することと、
    前記判断された少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値に基づいて前記通信システムにおける通信チャネルのための完全なチャネル周波数応答推定値を得ることのためであるコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  32. 前記少なくとも１つのチャネルインパルス応答推定値の各々が前記通信チャネルのためのインパルス応答推定値におけるチャネルタップのための遅延を示す請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  33. Ｎが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＮ個の総サブバンドのサブセットを含む請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  34. Ｍが１よりも大きい整数であるとき、通信チャネルサブバンドの各組がＭ個の連続サブバンドを含む請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  35. ＭおよびＮが１よりも大きい整数であり、ＭがＮよりも小さいとき、通信チャネルサブバンドの各組が、Ｎ個の総サブバンド全体で均等に分散されているＭ個のサブバンドを含む請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  36. 前記異なる組の通信チャネルサブバンドが、周波数ホッピングに使用される擬似ランダムな数列によって判断される請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  37. 前記コンピュータプログラムの実行は、前記通信チャネルを介して受信されるデータ送信の時間同期化のために遅延値を使用するためでもある請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  38. 前記コンピュータプログラムの実行は、前記固有値分解による推定を多重信号分類(multiple signal classification, MUSIC)技術に基づいて行うためでもある請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  39. 前記コンピュータプログラムの実行は、前記固有値分解による推定をピサレンコ高調波分解技術(Pisarenko harmonic decomposition technique)に基づいて行うためでもある請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
  40. 前記通信チャネルが直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)、または直交周波数分割多元接続(orthogonal frequency division multiple access, OFDMA)システムの一部を使用する請求項３１記載のコンピュータ読出し可能記憶媒体。
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