JP5150113B2

JP5150113B2 - レーダ装置

Info

Publication number: JP5150113B2
Application number: JP2007060590A
Authority: JP
Inventors: 和博菅藤; 直孝冨田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2007-03-09
Filing date: 2007-03-09
Publication date: 2013-02-20
Anticipated expiration: 2027-03-09
Also published as: JP2008224321A

Description

本発明は、ＦＭＣＷ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｅｄＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）変調方式あるいはＦＭＩＣＷ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｅｄＩｎｔｅｒｒｕｐｔｅｄＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＷａｖｅ）変調方式のレーダ装置に関するものである。

従来、ＦＭＣＷ変調方式において、受信信号の振幅だけを掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくする振幅変調が行われている。一方、ＦＭＩＣＷ変調方式のレーダ装置において、送信信号の振幅のあるときと、振幅のないときの間を急激に変化しないようにする方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。これは、送信変調信号の形成方法に係るもので、時間的に滑らかな繰り返し信号を形成するとともに、送信期間と受信期間とを切り替える送受切り替え信号を時間的に滑らかな繰り返し信号の任意の周期に同期させて形成し、該切り替え信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジ部分であって送信期間内にあり、かつ時間的に滑らかな繰り返し信号の最低値から最高値に変化する期間、あるいは最高値から最低値に変化する期間をそれぞれ時間的に滑らかな繰り返し信号の最低値から最高値までの期間、最高値から最低値までの期間に置き換える方法である。

つまり、各送信パルスの立ち上がりと立ち下がりを滑らかにして送信信号のスペクトルの広がりを減らしているが、掃引周期の初期と中期と終期の振幅は略一定である。
特許第２５６０２２２号公報

上記の従来技術によるレーダ装置においては、複数の同じＦＭＣＭ変調方式等のレーダが接近した場合、干渉問題が発生し、不要の反射体からの反射波のクラッタ電力が大きい場合及び送受のアイソレーションが不十分な場合は、誤動作し易いという問題があった。

また、ＦＭＩＣＷ変調方式のレーダ装置においても、ＦＭＣＷ変調方式のレーダ装置と同様に、干渉問題が発生する。

そこで本発明では、複数の同じＦＭＣＭ変調方式等のレーダ装置が接近した場合に、発生した干渉問題を解決するレーダ装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様によれば、周波数を掃引した送信信号と目標から反射してきた受信信号をミキシングしたベースバンド周波数で、該目標との距離及び相対速度の少なくとも１つを測定するＦＭＣＷ変調方式のレーダ装置であって、前記送信信号と前記受信信号は、振幅変調の波形が略同形であり、前記送信信号及び前記受信信号の振幅を、掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくするとともに、前記ベースバンド周波数帯に最大検知距離及び最高相対速度で設定する、最高ベースバンド周波数を超える高周波成分を減衰させるローパスフイルタを具備したことを特徴とするレーダ装置が提供される。

本発明によれば、複数の同じ変調方式のレーダ装置が接近した場合であっても、干渉することなく、目標との距離、相対速度を正確に把握できる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。尚、各図において同一箇所については同一の符号を付すとともに、重複した説明は省略する。

まず、本発明の一実施形態について説明する。

図１は本発明の実施形態に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図である。図１において、レーダ装置１は、掃引信号発生器１０、送信増幅器１１、振幅変調器１２、送受切替・振幅変調信号発生器１３、受信機１４、送受信切替器１５、送受信アンテナ１６、振幅変調器１７等から構成されている。

掃引信号発生器１０の出力の一部は、受信機１４へローカル信号として送られる。残りは、振幅変調器１２へ送られ、振幅変調される。振幅変調器１２の出力信号は送信増幅器１１に送られ、増幅される。増幅された送信信号は、送受信切替器１５を介して送受信アンテナ１６から出力される。目標から反射してきた受信信号は、送受信アンテナ１６で受け取られる。受信信号は、送受信切替器１５を介して受信機１４に送られる。送信増幅器１１、振幅変調器１２、送受信切替器１５、受信機１４、振幅変調器１７は、送受切替・振幅変調信号発生器１３によって、制御されている。

図１のレーダ装置は、上述した構成で、周波数を掃引した送信信号と目標から反射してきた受信信号とをミキシングしたベースバンド周波数で、目標の距離及び相対速度の少なくともいずれかを測定する。

次に、ＦＭＣＷ変調方式の動作原理に関して説明する。図２において、目標までの距離をＲ，光速をｃとすると、送信信号が目標で反射して戻ってくるまでの遅延時間τは、次の（１）式により算出される。

τ＝２・Ｒ／ｃ・・・（１）
また、図２において、掃引時間をＴ、掃引帯域幅をＢとすると、遅延時間によるベースバンド周波数は、
ベースバンド周波数＝τ・Ｂ／Ｔ＝２・Ｒ・Ｂ／（ｃ・Ｔ）・・・（２）
により算出される。

また、目標との相対速度をｖ、送信信号の波長をλとすると、トラップ周波数は、
トラップ周波数＝２・ｖ／λ・・・（３）
により算出される。

また、上記のようにトラップ周波数は、２・ｖ／λ、となるので、ダウンスイープのベースバンド周波数ｆｄｏｗｎは、
ｆｄｏｗｎ＝２・Ｂ・Ｒ／(ｃ・Ｔ)−２・ｖ／λ・・・（４）
により算出される。

一方、アップスイープのベースバンド周波数ｆｕｐは、
ｆｕｐ＝−２・Ｂ・Ｒ／(ｃ・Ｔ)−２・ｖ／λ・・・（５）
により算出される。

これらから、目標までの距離Ｒは、
Ｒ＝−ｃ・Ｔ・（ｆｕｐ−ｆｄｏｗｎ）/(４・Ｂ) ・・・（６）
により算出される。

また、目標との相対速度ｖは、
ｖ＝−λ（ｆｕｐ＋ｆｄｏｗｎ）/４・・・（７）
により算出される。

次に、図３は、送信波をパルス化して送受を断続的に切り替えるＦＭＩＣＷ変調方式の動作原理を説明するものである。上記のＦＭＣＷ変調方式の受信サンプリング間隔をＴ／Ｎとすると、図３の送信パルスの間隔はＴ／Ｎで、受信サンプリング間隔Ｔｋは、
Ｔｋ＝Ｔ／（Ｎ・Ｋ）・・・（８）
により算出される。

送信パルス幅Ｔｐを、受信サンプリング間隔Ｔｋと同じにして、送信パルスのデューティーファクタを、１／Ｋとしている。また、送信パルスが終了してから、最初の受信パルスｋ＝１までに遅れ時間ｔｂを設定している。これにより、送受のアイソレーション不足及びアンテナ近傍の不要反射体からの反射波に対する対策に対応させるものである。

ここで、同じＦＭＣＷ変調方式の車載レーダを搭載した車が、並走している場合の影響について考察する。図４は、同じ車載レーダを搭載した車が並走し、近くに対向車、遠くに人がいる場合の説明図である。車ａと車ｂが図４のようにほぼ並走している場合、掃引帯域幅Ｂと掃引時間Ｔは殆ど同じでも、送信周波数や掃引開始のタイミングが同じになる確率は低いといえる。例えば、車ａと車ｂにおいて、掃引時間Ｔ＝２ｍｓ、掃引帯域幅Ｂ＝３００ＭＨｚ、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）のサンプル数１０２４、アンテナの指向性利得２２ｄＢ、アンテナの回路損失３ｄＢ、アンテナ給電点における送信電力８ｄＢｍ、受信系の雑音指数１３ｄＢがそれぞれ同じとする。そして、送信信号の中心周波数が車ａでは７６．５ＧＨｚ、車ｂでは７６．３５ＧＨｚであり、車ｂの掃引開始が車ａより１ｍｓ遅れている場合、送信周波数はダウンスイープでは図５に示すように変化し、アップスイープでは図６に示すように変化する。図５は、送信周波数のダウンスイープでの変化の様子を説明するもので、図６は、送信周波数のアップスイープでの変化の様子を説明するものである。ここでは、車ａの送信周波数をｆｔｘａ、車ｂの送信周波数をｆｔｘｂとしている。

例えば、図４において、車ａは車ｂより２ｍ先（＝Ｒａｂ）を走っており、車ａの前方１５ｍ（＝Ｒｌａ）の対向車線に車1（断面積１０ｄＢｓｍとする）がおり、さらにそのＲ２１＝５５ｍ先に静止した人２（断面積−５ｄＢｓｍとする）がいる。このとき、車ａの速度がｖａ＝１００ｋｍ／ｈ、車ｂの速度がｖｂ＝１２０ｋｍ／ｈ、車１の速度がｖ１＝１００ｋｍ／ｈとする。このような状況にあるとき、車ａの受信ベースバンド周波数はダウンスイープで図７に示すように変化する。図７において、車ａの送信信号の車1からの反射波を車ａが受信したベースバンド周波数をｆｒｘａ１ａ、車ａの送信信号の人２からの反射波を車ａが受信したベースバンド周波数をｆｒｘａ２ａ、車ｂの送信信号の車1からの反射波を車ａが受信したベースバンド周波数をｆｒｘａ１ｂ、車ｂの送信信号の人２からの反射波を車ａが受信したベースバンド周波数をｆｒｘａ２ｂとしている。

図７における縦軸の周波数を拡大したものが、図８である。図８に示すように、ダウンスイープの中央のｔ＝１ｍｓで急激に、ｆｒｘａ１ｂ＝４７ｋＨｚ、ｆｒｘａ２ｂ＝８８ｋＨｚが一定になり、ｆｒｘａ１ａ＝４３ｋＨｚ、ｆｒｘａ２ａ＝８４ｋＨｚに近くなっていることがわかる。

一方、車ａの受信ベースバンド周波数のアップスイープでの変化について考察する。図９は、受信ベースバンド周波数のアップスイープでの変化の様子を表した図である。また、図１０は、図９の縦軸の周波数を拡大したものである。アップスイープでは、図９、図１０に示すように、中央のｔ＝１ｍｓで急激に、ｆｒｘａ１ｂ＝−２９９９８５ｋＨｚ、ｆｒｘａ２ｂ＝−３０００５４ｋＨｚが一定になるが、ｆｒｘａ１ａ＝１３ｋＨｚは、ｆｒｘａ２ａ＝−５６ｋＨｚから離れていることがわかる。

ここで、受信ベースバンド信号の電圧に振幅変調をかけた場合を考察する。ここでは、図１１に示すように、受信信号の振幅だけを掃引周期Ｔの初期と終期で小さくし滑らかに中央で大きくする。このような場合、ベースバンド周波数に対応したダウンスイープの電力スペクトルは、図１２に示すようになる。図１２は、受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタなし、受信だけ振幅変調）を表した図である。図１２から明らかなように、ｆｒｘａ１ａとｆｒｘａ１ｂは識別できるが、ｆｒｘａ２ａとｆｒｘａ２ｂは識別しにくいことがわかる。また、受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタなし、受信だけ振幅変調）を表わすと、図１３のようになる。図１３から明らかなように、ｆｒｘａ１ａは識別できるが、ｆｒｘａ２ａは識別しにくいことがわかる。

図１３において、約４７ｋＨｚのスペクトルは、標本化定理のナイキスト周波数２５６ｋＨｚ（＝Ｎ／（２・Ｔ））より高周波の成分の折り返しによるものである。したがって、２５６ｋＨｚを越える高周波成分を減衰するローパスフィルタを、ＦＦＴより前に挿入すれば消すことができる。例えば、３ｄＢ帯域幅が２．５６ＭＨｚで、それより高い周波数では−１２ｄＢ／オクターブとなるローパスフィルタを挿入した場合、電力スペクトルは図１４及び図１５に示すようになる。すなわち、アップスイープの約４７ｋＨｚの折り返しが消えるだけでなく、ノイズフロアも下がっていることがわかる。

図１１に示すように、車ｂの送信信号の車1からの反射波を車ａが受信した電圧振幅Ｖａ１ｂが、ダウンスイープの中央のｔ＝１ｍｓ（ｆｒｘａ１ｂ＝４７ｋＨｚ一定の開始点）で大きくなっている。そのため、図１４に示すように、ｆｒｘａ１ｂの電力スペクトルの広がりに、ｆｒｘａ２ａが埋もれているのがわかる。一方、車ａと車ｂの送信周波数が、ｔ＝０ｍｓの１点だけで近付くアップスイープでは、ｔ＝１ｍｓ以降に一定となるｆｒｘａ１ａがｆｒｘａ２ａから離れている。しかも、ローパスフィルタで減衰するので、図１５に示すように、ｆｒｘａ２ａは電力スペクトルの広がりに埋もれない。

次に、送信信号だけを掃引周期Ｔの初期と終期で小さくし滑らかに中央で大きくする場合について考察する。図１６は、送信信号の電圧振幅（送信だけ振幅変調）の変化を表した図である。また、図１７は、受信ベースバンド信号の電圧振幅（送信だけ振幅変調）の変化を表した図である。図１７に示すように、車ｂの送信信号の車1からの反射波を車ａが受信した電圧振幅Ｖａ１ｂは、ダウンスイープの終わりのｔ＝２ｍｓ（ｆｒｘａ１ｂ＝４７ｋＨｚ一定の終了点）で大きくなっているのがわかる。

図１８は、受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタあり、送信だけ振幅変調）を表した図である。したがって、図１８のダウンスイープの電力スペクトルに示すように、ｆｒｘａ１ｂの電力スペクトルの広がりにｆｒｘａ２ａが埋もれているのがわかる。

一方、車ａと車ｂの送信周波数がｔ＝０ｍｓの１点だけで近付くアップスイープでは、ｔ＝１ｍｓまで一定となるｆｒｘａ１ａがｆｒｘａ２ａから離れている。図１９は、受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタあり、送信だけ振幅変調）を表した図である。図１９から明らかなように、ｆｒｘａ２ａはｆｒｘａ１ａの電力スペクトルの広がりに埋もれないのがわかる。

上述したように、受信信号だけあるいは送信信号だけを掃引周期Ｔの初期と終期で小さくし滑らかに中央で大きくする場合、ダウンスイープにおいてｆｒｘａ１ｂの電力スペクトルの広がりにｆｒｘａ２ａが埋もれるという干渉問題が発生する。

また、ＦＭＩＣＷ変調方式の一例を示す図３において、Ｋ＝４、ｔｂ＝２０ｎｓとすると、受信サンプルｋ＝１で受信する往復の距離は６ｍ〜１５２ｍとなる（ｋが２以上では、距離は１５２ｍ以上）。ｆｒｘａ１ａ、ｆｒｘａ２ａ、ｆｒｘａ１ｂ、ｆｒｘａ２ｂの全てをk=1で受信するので、ＦＭＣＷ変調方式と同様に、ｆｒｘａ１ｂの電力スペクトルの広がりにｆｒｘａ２ａが埋もれるという干渉問題が発生する。

そこで、本実施の形態においては、受信信号だけを振幅変調するのではなく、図２０に示すように送信信号も振幅変調する。すなわち、送信信号及び受信信号の振幅を、掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくする。図２１は、受信ベースバンド信号の電圧振幅を示す説明図である。図２１に示すように、車ｂの送信信号の車1からの反射波を車ａが受信した電圧振幅Ｖａ１ｂは、中央のｔ＝１ｍｓと終わりのｔ＝２ｍｓで小さくなる。図２２は、受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化を表した図である。図２２に示すように、ダウンスイープの中央のｔ＝１ｍｓから終わりのｔ＝２ｍｓにおいて、ｆｒｘａ１ｂがｆｒｘａ２ａの近くで一定になっても、ｆｒｘａ１ｂの電力スペクトルの広がりにｆｒｘａ２ａは埋もれない。車ａと車ｂの送信周波数がｔ＝０ｍｓの１点だけで近付くアップスイープでは、ｔ＝１ｍｓから一定となるｆｒｘａ１ｂがｆｒｘａ２ａから離れている。図２３は、受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化を表した図である。アップスイープでは、ローパスフィルタで減衰するので、ｆｒｘａ２ａはｆｒｘａ１ａの電力スペクトルの広がりに埋もれない。このように、受信信号だけを振幅変調するのではなく送信信号も振幅変調することにより、干渉問題を引き起こさずに、車ａは人２の距離と相対速度を測定できる。

上述した実施形態では、送信信号と受信信号の振幅変調の波形を同じとした。他の実施形態として、送信信号と受信信号の振幅変調の波形を変える場合を説明する。図２４は、送信信号と受信信号の振幅変調の波形を変えた場合の、受信ベースバンド信号の電圧振幅を示している。また、図２５は、送信信号と受信信号の振幅変調の波形を変えた場合の、受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化を表したものである。

図２６は、受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化を表したものである。また、図２７は、受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化を表したものである。図２６、図２７に示すように、電力スペクトルは、ダウンスイープのｆｒｘａ１ｂやｆｒｘａ２ｂは図２２、図２３と比べて相対的に低くでき、ｆｒｘａ１ａやｆｒｘａ２ａのスペクトルの分離性を良くすることが出来る。

また、ＦＭＩＣＷ変調方式の一例を示す図３において、Ｋ＝４、ｔｂ＝２０ｎｓとすると、受信サンプルｋ＝１で受信する往復の距離は６ｍ〜１５２ｍとなり（ｋが２以上では距離は１５２ｍ以上）、ｆｒｘａ１ａ、ｆｒｘａ２ａ、ｆｒｘａ１ｂ、ｆｒｘａ２ｂの全てをｋ＝１で受信するが、本発明によって、ＦＭＣＷ変調方式と同様に干渉問題を引き起こさずに、車ａは人２の距離と相対速度を測定できる。

なお、送信信号あるいは受信信号の振幅変調をＲＦ帯で行うには、アナログ回路の方が簡易に実現できる。しかし、ベースバンドの振幅変調は、アナログ回路と同様にデジタル回路による信号処理でも簡易な構成で実現できる。

上記したように、本発明の実施の形態によれば、複数の同じ変調方式のレーダ装置が接近した場合であっても、干渉することなく、目標との距離、相対速度を正確に把握できる。

本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の実施形態に係るレーダ装置の構成例を示すブロック図である。ＦＭＣＷ変調方式の動作原理を示す説明図である。ＦＭＩＣＷ変調方式の動作原理を示す説明図である。同じ車載レーダを搭載した車及び人が並走及び対向している場合の説明図である。送信周波数のダウンスイープでの変化の様子を説明する図である。送信周波数のアップスイープでの変化の様子を説明する図である。受信ベースバンド周波数のダウンスイープでの変化の様子を表した図である。図７の縦軸の周波数の拡大図である。受信ベースバンド周波数のアップスイープでの変化の様子を表した図である。図９の縦軸の周波数の拡大図である。受信ベースバンド信号の電圧振幅（受信だけ振幅変調）による変化を表した図である。受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタなし、受信だけ振幅変調）を表した図である。受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタなし、受信だけ振幅変調）を表した図である。図１２でローパスフィルタを挿入した場合を表した図である。図１３でローパスフィルタを挿入した場合を表した図である。送信信号の電圧振幅（送信だけ振幅変調）による変化を表した図である。受信ベースバンド信号の電圧振幅（送信だけ振幅変調）による変化を表した図である。受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタあり、送信だけ振幅変調）を表した図である。受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化（ローパスフィルタあり、送信だけ振幅変調）を表した図である。送信信号の電圧振幅を示す説明図である。受信ベースバンド信号の電圧振幅を示す説明図である。受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化を表した図である。受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化を表した図である。送信信号の電圧振幅を示す説明図である。受信ベースバンド信号の電圧振幅を示す説明図である。受信ベースバンド信号のダウンスイープの受信電力スペクトルの変化を表した図である。受信ベースバンド信号のアップスイープの受信電力スペクトルの変化を表した図である。

符号の説明

１・・・レーダ装置、１０・・・掃引信号発生器、１１・・・送信増幅器、１２・・・振幅変調器、１３・・・送受切替・振幅変調信号発生器、１４・・・受信機、１５・・・送受切替器、１６・・・送受信アンテナ、１７・・・振幅変調器。

Claims

周波数を掃引した送信信号と目標から反射してきた受信信号をミキシングしたベースバンド周波数で、該目標との距離及び相対速度の少なくとも１つを測定するＦＭＣＷ変調方式のレーダ装置であって、
前記送信信号と前記受信信号は、振幅変調の波形が略同形であり、前記送信信号及び前記受信信号の振幅を、掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくするとともに、
前記ベースバンド周波数帯に最大検知距離及び最高相対速度で設定する、最高ベースバンド周波数を超える高周波成分を減衰させるローパスフイルタを具備したことを特徴とするレーダ装置。
周波数を掃引した送信信号と目標から反射してきた受信信号をミキシングしたベースバンド周波数で、該目標との距離及び相対速度の少なくとも１つを測定するＦＭＣＷ変調方式のレーダ装置であって、
前記送信信号と前記受信信号は、振幅変調の波形を異にし、前記送信信号及び前記受信信号の振幅を、掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくするとともに、
前記ベースバンド周波数帯に最大検知距離及び最高相対速度で設定する、最高ベースバンド周波数を超える高周波成分を減衰させるローパスフイルタを具備したことを特徴とするレーダ装置。
周波数を掃引した信号をパルス化して送信信号とし、送受を断続的に切り替えつつ、前記周波数を掃引した信号と目標から反射してきた受信信号をミキシングしたベースバンド周波数で、該目標との距離及び相対速度の少なくとも１つを測定するＦＭＩＣＷ変調方式のレーダ装置であって、
前記送信信号と前記受信信号は、振幅変調の波形が略同形であり、前記送信信号及び前記受信信号の振幅を、掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくするとともに、
前記ベースバンド周波数帯に最大検知距離及び最高相対速度で設定する、最高ベースバンド周波数を超える高周波成分を減衰させるローパスフイルタを具備したことを特徴とするレーダ装置。
周波数を掃引した信号をパルス化して送信信号とし、送受を断続的に切り替えつつ、前記周波数を掃引した信号と目標から反射してきた受信信号をミキシングしたベースバンド周波数で、該目標との距離及び相対速度の少なくとも１つを測定するＦＭＩＣＷ変調方式のレーダ装置であって、
前記送信信号と前記受信信号は、振幅変調の波形を異にし、前記送信信号及び前記受信信号の振幅を、掃引周期の初期と終期で小さくし、滑らかに中期で大きくするとともに、
前記ベースバンド周波数帯に最大検知距離及び最高相対速度で設定する、最高ベースバンド周波数を超える高周波成分を減衰させるローパスフイルタを具備したことを特徴とするレーダ装置。
前記ＦＭＩＣＷ変調方式は、送信パルス幅を、受信サンプル間隔と同幅に設定したことを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
前記ＦＭＩＣＷ変調方式は、送信パルスが終了してから、最初の受信サンプルまでに、遅れ時間を設けたことを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。