JP5241147B2 - 不要信号抑圧装置 - Google Patents

Description

この発明は、主に航空機や船などの移動体に搭載されたパルスレーダにおける不要エコーおよび妨害波を抑圧する不要信号抑圧装置に関する。

従来パルスレーダにおいて、地面からの不要エコー（以下、「クラッタ」と称す）の抑圧は、時間領域のドップラー処理によって行われていたが、クラッタのドップラー周波数と目標信号のドップラー周波数が重なると両者の分離は困難であった。
また、航空機搭載レーダにおける地上の移動目標検出には、航空機側方に配置された２つのアンテナを用いたＤＰＣＡ方式（ＤＰＣＡ：Ｄｉｓｐｌａｃｅｄ Ｐｈａｓｅ Ｃｅｎｔｅｒ Ａｎｔｅｎｎａ）が使われることもある（例えば、非特許文献１参照）。

複数の素子アンテナを配列したアレーアンテナを使用して受信した複数の受信信号に対して、時間−空間信号処理を実行すれば、クラッタのドップラー周波数と目標のドップラー周波数が重なっていても、ドップラー周波数−空間周波数平面において両者のスペクトルが重ならなければ分離可能である。すなわち、時空間フィルタを用いれば、例えクラッタと目標とのドップラー周波数が重なっていても、両者を分離できる可能性が高くなる。この信号処理方式は時空間適応信号処理と呼ばれ、ＤＰＣＡ方式の拡張ともいえる。

そこで、時空間適応信号処理を適用するため、時空間適応フィルタの係数である適応荷重の計算にはいくつか方法が知られているが、オーソドックスなのが、フィルタ出力における信号対不要信号＋雑音電力比を最小にするような荷重を求める最大ＳＮＲ法（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）である（例えば、非特許文献２参照）。

岩本雅史、外２名、「航空機搭載レーダの移動目標検出法における位相補償アルゴリズム」、電子情報通信学会論文誌（Ｂ）、社団法人電子情報通信学会、２０００年１月、Ｖｏｌ．Ｊ８３−Ｂ、Ｎｏ．１、ｐｐ．１０６−１１２ Ｊ．Ｒ．Ｇｕｅｒｃｉ著、「Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｒａｄａｒ」、Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ、２００３年、ｐｐ．６５−７０

しかし、最大ＳＮＲ法では、目標の方向とドップラー周波数が既知であることが前提であり、レーダにおいて、目標の方向は受信アンテナのビーム中心方向として差し支えないが、目標のドップラー周波数は一般に未知である。そこで、目標のドップラー周波数を別の手段で推定するか、仮定しなければならないという問題がある。

この発明の目的は、目標のドップラー周波数が未知の場合でも、別の手段を用いることなく簡易に時空間適応信号処理によりクラッタを抑圧する不要信号抑圧装置を提供することである。

この発明に係る不要信号抑圧装置は、移動体に搭載され、レーダの送信アンテナから空中に放射された高周波信号に係り且つ一直線上に等間隔に配置された複数個の素子アンテナにより受信された反射信号に含まれる不要信号成分を抑圧する不要信号抑圧装置において、上記反射信号を増幅して中間周波数の中間周波信号に変換する複数個の受信機と、上記中間周波信号から同相信号と直交信号を検波する位相検波器と、上記反射信号を受信する方向におけるクラッタのドップラー周波数を拘束から外すような拘束条件下で、上記高周波信号を搬送する搬送波の波長、上記素子アンテナの配置間隔、上記レーダが搭載された移動体の速さ、および上記高周波信号のパルス繰返し周期に基づいて、上記不要信号成分を抑圧する荷重係数を計算する荷重計算部を備え、上記荷重計算部は、上記クラッタが存在する領域を、上記拘束条件を付けない領域として、上記位相検波器の出力信号を用いるとともに、拘束付出力電力最小化法を採用して、正規化ドップラー周波数−正規化空間周波数平面上で上記荷重係数を計算し、上記拘束条件を付けない領域の最小範囲は、上記搬送波の波長λと、上記移動体の速さｖと、上記位相検波器の出力信号のパルス繰り返し周期ＰＲＩと、上記反射信号のビーム方向θ _０ と、適切な利得を持つ幅θ _Ｂ と、上記複数個の素子アンテナの間隔ｄとを用いて、上記正規化ドップラー周波数ｆ _１ に関しては、２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ _０ −０．５θ _Ｂ ）／λ≦ｆ _１ ≦２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ _０ ＋０．５θ _Ｂ ）／λ、で表され、上記正規化空間周波数ｆ _２ に関しては、ｄ・ｓｉｎ（θ _０ −０．５θ _Ｂ ）／λ≦ｆ _２ ≦ｄ・ｓｉｎ（θ _０ ＋０．５θ _Ｂ ）／λ、で表される。

この発明に係る不要信号抑圧装置の効果は、目標のドップラー周波数が未知の場合でも、別の手段を用いて推定することなく簡易に時空間適応信号処理によりクラッタを抑圧することができることである。

実施の形態１．
図１は、この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置が適用される状況を示す図である。
図１の座標系は地面または海面を基準にし、ｘｙ平面を地面または海面に合わす。ｚ軸の正の方向は地面または海面からの高さを示す方向である。ｚ軸上のある高さに移動体、例えば航空機があり、航空機はｘ軸の正の方向にｘ軸と平行に速さｖで移動している。
航空機にはレーダが搭載され、航空機側方にアレーアンテナ１１が備えられている。アレーアンテナ１１は、等間隔ｄで直線上に配置されたＮ個の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）から構成されている。なお、個々の素子アンテナ１−ｎは、複数の小型アンテナから構成されていても良い。素子アンテナ１−ｎには、図１の右側から順に１、２、・・・、Ｎの番号が付番されている。
レーダは航空機の側方のやや斜め下を観測し、地面または海面上に存在する移動体を移動目標として検出する。なお、移動目標は地面または海面から任意の高さに存在しても良い。

図２は、この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置の構成図である。
この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置は、Ｎ個の素子アンテナ１−ｎから構成されるアレーアンテナ１１、アレーアンテナ１１で受信された反射信号（以下、「受信信号」と称す）を増幅し中間周波数の中間周波信号に変換するＮ個の受信機２−ｎ、アナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換するＮ個のＡ／Ｄ変換器３−ｎ、ディジタルの中間周波信号からディジタル同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を検波するＮ個の位相検波器４−ｎを備える。

素子アンテナ１−ｎは、図示しないパルスレーダから空中に放射された高周波のパルス信号のうち、移動目標に反射して戻ってくる反射信号を受信する。
受信機２−ｎは、素子アンテナ１−ｎで受信された高周波信号を増幅し、且つ中間周波数へ変換する。
Ａ／Ｄ変換器３−ｎは、受信機２−ｎの出力である中間周波信号をサンプリング・ディジタル化して、時間離散化されたディジタル中間周波信号を出力する。
位相検波器４−ｎは、ディジタル中間周波信号からディジタル同相信号（Ｉ信号）とディジタル直交信号（Ｑ信号）信号とを検波する。このディジタル同相信号とディジタル直交信号が位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）であり、位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）を、実部が同相信号、虚部が直交信号の複素信号として扱う。なお、受信した反射信号からディジタル同相信号およびディジタル直交信号への変換は、アナログの同相信号およびアナログの直交信号を生成してそれをＡ／Ｄ変換するようにしても良い。

位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）は、ヒット番号ｍ、素子アンテナ１−ｎに付番されたアンテナ番号ｎ、レンジビン番号ｋを変数とする３次元信号として扱う。但し、ｍ＝１、２、・・・、Ｍ、ｋ＝１、２、・・・、Ｋであり、Ｍはある受信ビーム方向における１コヒーレント処理時間内のヒット数、Ｋはレンジビン数（パルス繰返し周期内のサンプリング点数）である。

また、この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置は、位相検波器４−ｎ毎に対応する位相検波器出力信号に時空間適応処理を施すＮ個のフィルタ部６−ｎ、全てのフィルタ部６−ｎからの出力を加算する加算器１５、時空間適応処理に用いる荷重係数を計算する荷重計算部２０を備える。そして、このＮ個のフィルタ部６−ｎ、加算器１５、荷重計算部２０をまとめて時空間適応フィルタ３０を称す。

各フィルタ部６−ｎは、直列に接続され、入力された位相検波器出力信号を順次パルス繰り返し周期（以下、「ＰＲＩ」と称す）を単位遅延時間として遅延する（Ｌ−１）個の遅延器１２、位相検波器出力信号および各遅延器１２の出力に荷重係数を乗算するＬ個の荷重係数器１３、直列に接続され、対応する荷重係数器１３で荷重係数が乗算された値が入力され、入力された値を上流側に接続された加算器１４から入力される値に加算する（Ｌ−１）個の加算器１４を備える。

遅延器１２は、素子アンテナ１−ｎ毎に（Ｌ−１）個あり、素子アンテナ１−ｎはＮ個あるので全部の遅延器１２はＮ×（Ｌ−１）個ある。
荷重係数器１３は、位相検波器出力信号または位相検波器出力信号が遅延された信号に荷重係数ｗ_{ｌ，ｎ，ｋ}を乗算して不要信号成分を抑圧する。
なお、図２では荷重係数器１３の出力に加算器１４があり、その出力を加算器１５で加算する構成となっているが、荷重係数器１３のすべての出力を直接加算器１５で加算しても良い。

時空間適応フィルタ３０に入力された位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）は、遅延器１２で遅延され、荷重係数器１３で荷重係数ｗ_{ｌ，ｎ，ｋ}が乗算され、加算器１４、加算器１５にて加算され、不要信号が抑圧された信号ｚ（ｍ，ｋ）として出力される。この位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）に対する演算は式（１）で表される。

次に、時空間適応フィルタ３０内の荷重計算部２０の動作について説明する。荷重計算部２０では、位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）を用いて、拘束付出力電力最小化法を採用して荷重係数ｗ_{ｌ，ｎ，ｋ}を計算する。荷重係数ｗ_{ｌ，ｎ，ｋ}は一般に複素数であり、受信信号に含まれる意図せずに受信された不要信号成分を抑圧するように計算される。
図３は、正規化ドップラー周波数ｆ_１−正規化空間周波数ｆ_２平面（以下、「時空間周波数平面」と称す）上に、図１のような側方斜め下観測の場合の地面または海面からのクラッタの時空間周波数分布、および拘束を付ける時空間周波数（図３の×印）の例を示したものである。
正規化ドップラー周波数ｆ_１とは、ドップラー周波数をパルス繰り返し周期（ＰＲＩ）の逆数であるパルス繰り返し周波数（ＰＲＦ）で正規化したものである。
正規化空間周波数ｆ_２とは、空間周波数（１／λ）ｓｉｎθを素子アンテナ１−ｎの配置間隔ｄの逆数で正規化したものである。但し、λは送信する搬送波の波長、θは図１に示すように、アレーアンテナ１１の正面方向に対する入射角である。

図３のクラッタ分布は、レンジビンに関係なく、時空間周波数平面上で原点を通り傾きｄ／（２ｖ・ＰＲＩ）の直線上に分布することが知られている（例えば、特開２００１−１３３５３８号公報参照）。そこで、素子アンテナ１−ｎの配置間隔ｄ、パルス繰り返し周波数ＰＲＩは既知の量であり、航空機の速さｖは真値に対してある程度の誤差を持つが、既知の量とみなして良い。

拘束条件を規定するとは、ある時空間周波数に対して時空間適応フィルタ３０の周波数応答値を規定することである。方向に関しては受信ビーム方向、例えばビーム中心方向、ドップラー周波数に関しては、一部領域を除いて概ね一様に拘束を付ける。特定の１つのドップラー周波数としないのは、目標のドップラー周波数が未知だからである。拘束条件は受信ビーム方向に関して付けているから、拘束を付ける時空間周波数に対する周波数応答値は、例えば絶対値が１の複素数である。

この発明では、拘束条件を付けない領域を、クラッタが存在する領域とすることである。クラッタが存在する領域は、上述の既知の量と、ビーム方向および幅が決まれば定められるので、拘束を付けない領域を図３の破線の四角で囲んだ領域のようにあらかじめ設定することができる。ビーム幅として例えば適切な利得を持つ幅θ_Ｂを設定し（例えば−１０ｄＢ幅）、このビーム幅内に存在が想定されるクラッタの時空間周波数の範囲には、拘束を付けないようにする。また、拘束の付け方はレンジビン番号ｋには依らない。このあらかじめ知ることができる領域に対して拘束を付けないようにする。ビーム方向をθ_０とするとき、拘束を付けない最小範囲は、正規化ドップラー周波数ｆ_１に関して式（２）、正規化空間周波数ｆ_２に関して式（３）のようになる。図３では、正規化ドップラー周波数ｆ_１に関して拘束を付けない範囲は式（２）の範囲より余裕を持たせている。

第ｋレンジビン番号に対する荷重係数ベクトルをＷ_ｋ、位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）から計算される第ｋレンジビン番号に対する相関行列をＲ_ｋとする。荷重係数ベクトルＷ_ｋは、式（４）に示すようにＬＮ×１のベクトル、相関行列Ｒ_ｋは式（５）に示すようにＬＮ×ＬＮの正方行列である。相関行列Ｒ_ｋの計算は、有限サンプル数から計算される。処理しようとしているレンジビン番号をｋ０とするとき、相関行列Ｒ_ｋ０の計算に用いる位相検波器出力信号ｕ（ｍ，ｎ，ｋ）は、レンジビン番号ｋ０の信号は使わず、その前後のレンジビンの信号を使うのが望ましい。これは、目標信号の影響を受けないようにするためであり、従来の時間域のみの処理であるＡＭＴＩ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒｓ）でも行われている。式（５）のＬＮ×１のベクトルＵ（ｍ，ｐ）は式（６）で定義される。式（５）のレンジビン番号ｐに関する和の範囲Ｐ（ｋ）は相関行列Ｒ_ｋのサイズであるＬＮに依存して設定する。今、例えば８つのレンジビンを使うものとすると、ｐ＝ｋ±３、ｋ±４、ｋ±５、ｋ±６などが考えられる。なお、ｐ＝ｋ、ｋ±１、ｋ±２は、目標信号の影響を避けるために使わない。また、式（５）ではヒット番号ｍの和の範囲を特に記していないが、ｍとｐの両方に関する和の項数が合わせて２ＬＮ以上となるようにするのが望ましい。式（４）から式（６）で、肩文字Ｔは行列やベクトルの転置、＊は要素の複素共役をとることを表す。

荷重係数ベクトルＷ_ｋは、良く知られた拘束付出力電力最小化法の結果から式（７）のように求められる。拘束条件は式（８）である。
行列Ｃは、式（９）で表すように、ベクトルｃ_ｑ（ｑ＝１、２、・・・、Ｑ：Ｑは拘束式の数である）を要素とするＬＮ×Ｑの行列である。ｃ_ｑは、式（１０）で表すように、拘束を付ける時空間周波数（ｆ_１，ｑ，（ｄ／λ）ｓｉｎθ_ｑ）（θ_ｑは拘束を付ける角度）からなる１×ＬＮの行ベクトルである。
ベクトルＨは、式（１１）で表すように、拘束を付ける時空間周波数に対する所望周波数応答値ｈ_ｑからなるＱ×１のベクトルである。Ｑは、図３の×印の数に対応する。前述したように、あらかじめ知ることができるクラッタの存在領域では拘束条件を付けない。行列ＣやベクトルＨはレンジビン番号ｋに依らない。

以上のように荷重係数ベクトルＷ_ｋを求めると、不要信号としてクラッタを考えた場合は、時空間適応フィルタの周波数特性は、模式的に図４のようになる。フィルタの時空間周波数平面上での通過域としては、図４のように主ビーム方向でドップラー周波数に関してクラッタを避けた形となる。その他が阻止域で、特にクラッタの存在する領域で振幅値が非常に小さくなり、クラッタは抑圧される。
図４のビーム中心におけるドップラー周波数に対する振幅特性を図５に示す。ビーム中心におけるクラッタスペクトルの中心付近で零点が形成される。なお、荷重係数ベクトルＷ_ｋの計算の仕方は、式（７）だけとは限らず、最急降下法に基づく繰り返し計算によるものでもよい。

なお、以上説明した荷重計算部２０の動作については、妨害波の存在の有無を問わない。妨害波が存在すれば、その方向（空間周波数）に周波数特性の振幅値の非常に小さい領域が形成され、妨害波は抑圧される。

上述の実施の形態１による不要信号抑圧装置では、位相検波器４−ｎの後の内部構成として、図２のように各素子アンテナ１−ｎに適応荷重を持つタップトディレイラインが接続されている構成（エレメントスペース−プリドップラー構成）としたが、荷重計算式が変わるものの、他の構成に対しても適用できる。例えば、図６に示すように、位相検波器４−ｎの出力信号に対してディジタルマルチビーム形成器４０にてディジタルマルチビーム形成処理を行い（ビーム数は任意）、そのうちのいくつか（図６ではＢ個）を選択器４１にて選択した複数の出力信号に対して、適応荷重を持つタップトディレイラインが接続されている構成（ビームスペース−プリドップラー構成）にしても良い。選択器４１での選択基準は、主ビーム方向とその周りのいくつかのビームなどである。

また、図７に示すように、位相検波器４−ｎの出力信号から複数の信号、図７では例として（Ｎ−２）個の素子アンテナ１−ｎの信号を取り出していくつかの信号の組（図７では例として３組）を作り、それぞれディジタルビーム形成器５０−１、５０−２、５０−３にて主ビーム方向にビーム形成処理を行った後、適応荷重を持つタップトディレイラインが接続されている構成にしても良い。

このように発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置では、拘束付出力電力最小化法において既知の情報から拘束条件を付けない領域を設定するものであり、位相検波器４−ｎの後の構成に関わりなく適用できるものである。図２、図６、図７は構成の例であり、これらの構成だけに適用を限定されるものではない。

なお、図２では位相検波器出力信号を時空間適応フィルタ３０に入力するようにしているが、位相検波器出力信号に対して低域通過ディジタルフィルタを通してから、時空間適応フィルタ３０に入力するようにしてもよい。低域通過ディジタルフィルタのカットオフ周波数は、０．５ＰＲＦに近いことが望ましい。これにより妨害波のエイリアシングを防ぐことができ、妨害波抑圧性能が向上する。

この発明に係る不要信号抑圧装置は、目標のドップラー周波数が未知の場合でも、別の手段を用いて推定することなく簡易に時空間適応信号処理によりクラッタを抑圧することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、予め知ることのできる量から主ビーム内のクラッタのスペクトル分布を推定して、その領域において拘束を付けないようにした上で、拘束付出力電力最小化法を適用して荷重係数を計算した。

一方、主ビーム出力信号から主ビーム内のクラッタスペクトルの分布（中心周波数または帯域幅の少なくともいずれか一方）が直接推定できれば、その情報を用いて、拘束付出力電力最小化法を適用して荷重係数を計算しても良い。すなわち、図３の破線で囲んだ拘束を付けない領域のドップラー周波数に関する領域を、推定されたクラッタの帯域幅とほぼ等しくする。クラッタ中心周波数は推定できるが帯域幅までは推定できない場合、ドップラー周波数に関する拘束を付けない領域の中心は、推定されたクラッタ中心周波数とする。拘束を付けない領域のドップラー周波数に関する幅は、抑圧しようとするクラッタの種類、例えばシークラッタ、グランドクラッタ、またはウェザクラッタによって想定される最大に近いクラッタ帯域幅とすれば良い。

主ビーム出力信号は、図６の構成の場合は、ディジタルマルチビーム形成器４０の出力信号のうち、主ビームかその方向に近いビームの出力信号とする。図７の構成の場合は、ディジタルビーム形成器５０−１〜５０−３のどれかの出力信号とする。図２の構成の場合は、位相検波器４−ｎ出力信号から図示しない主ビームを形成するディジタルビーム形成器を別に設けて、その出力信号とする。

クラッタの中心周波数や帯域幅の推定手段としては様々なものがある。ヒット数Ｍが多い場合は離散（高速）フーリエ変換が典型的であろう。ヒット数Ｍが少ない場合は、例えば最大エントロピー法を応用した参考文献１のクラッタ中心周波数推定法や、参考文献２に示されている自己相関関数から帯域幅を推定する方法などが挙げられる。

（参考文献１）原沢康弘著、外１名、「メジアンフィルタを用いたアダプティブＭＴＩ」、電子情報通信学会論文誌（Ｂ−ＩＩ）、社団法人電子情報通信学会、１９９６年１２月、Ｖｏｌ．Ｊ７９−Ｂ−ＩＩ、Ｎｏ．１２、ｐｐ．１０１３−１０２１
（参考文献２）深尾昌一郎著、外１名、「気象と大気のリモートセンシング」、京都大学学術出版会、２００５年、ｐ．１２５

本実施の形態の場合、アレーアンテナを構成する素子アンテナの配置は等間隔リニアアレーである必要はない。また、レーダは移動していなくてもよい。そして、実施の形態１の最後で説明した様々な変形は本実施の形態においても適用できる。

この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置が適用される状況を示す図である。 この発明に係る実施の形態１による不要信号抑圧装置の構成を表す構成図である。 時空間周波数平面上に表した受信ビームとクラッタの範囲である。 時空間周波数平面上に表した時空間フィルタの通過域と阻止域である。 受信ビームの中心方向におけるドップラー周波数に対する振幅特性の関係を示す図である。 この発明に係る実施の形態１による他の不要信号抑圧装置の時空間フィルタの構成を表す構成図である。 この発明に係る実施の形態１によるその他の不要信号抑圧装置の時空間フィルタの構成を表す構成図である。

符号の説明

１ 素子アンテナ、２ 受信機、３ Ａ／Ｄ変換器、４ 位相検波器、６ フィルタ部、１１ アレーアンテナ、１２ 遅延器、１３ 荷重係数器、１４ 加算器、１５ 加算器、２０ 荷重計算部、３０ 時空間適応フィルタ、４０ ディジタルマルチビーム形成器、４１ 選択器、５０ ディジタルビーム形成器。

Claims (2)

1. 移動体に搭載され、レーダの送信アンテナから空中に放射された高周波信号に係り且つ一直線上に等間隔に配置された複数個の素子アンテナにより受信された反射信号に含まれる不要信号成分を抑圧する不要信号抑圧装置において、
   上記反射信号を増幅して中間周波数の中間周波信号に変換する複数個の受信機と、
   上記中間周波信号から同相信号と直交信号を検波する位相検波器と、
   上記反射信号を受信する方向におけるクラッタのドップラー周波数を拘束から外すような拘束条件下で、上記高周波信号を搬送する搬送波の波長、上記素子アンテナの配置間隔、上記レーダが搭載された移動体の速さ、および上記高周波信号のパルス繰返し周期に基づいて、上記不要信号成分を抑圧する荷重係数を計算する荷重計算部を備え、
   上記荷重計算部は、上記クラッタが存在する領域を、上記拘束条件を付けない領域として、上記位相検波器の出力信号を用いるとともに、拘束付出力電力最小化法を採用して、正規化ドップラー周波数−正規化空間周波数平面上で上記荷重係数を計算し、
   上記拘束条件を付けない領域の最小範囲は、
   上記搬送波の波長λと、上記移動体の速さｖと、上記位相検波器の出力信号のパルス繰り返し周期ＰＲＩと、上記反射信号のビーム方向θ _０ と、適切な利得を持つ幅θ _Ｂ と、上記複数個の素子アンテナの間隔ｄとを用いて、
   上記正規化ドップラー周波数ｆ _１ に関しては、
   ２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ _０ −０．５θ _Ｂ ）／λ≦ｆ _１ ≦２ｖ・ＰＲＩ・ｓｉｎ（θ _０ ＋０．５θ _Ｂ ）／λ、
   で表され、
   上記正規化空間周波数ｆ _２ に関しては、
   ｄ・ｓｉｎ（θ _０ −０．５θ _Ｂ ）／λ≦ｆ _２ ≦ｄ・ｓｉｎ（θ _０ ＋０．５θ _Ｂ ）／λ、
   で表されることを特徴とする不要信号抑圧装置。
2. 上記荷重係数を計算するために用いる信号は、上記受信された反射信号が低域通過ディジタルフィルタを通過した信号であることを特徴とする請求項１に記載の不要信号抑圧装置。

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