JP5362004B2 - 複合多勾配ｆｍチャープ波形を用いた自動車レーダー - Google Patents

Description

本発明は、対象物体の距離及び速度を求めるのに用いられるマイクロ波センサーの搬送波周波数を変調するのに利用される波形の生成及び処理のための方法及び装置に関する。本方法は、限定ではないが特に、高レベルの干渉を有する環境において動作するように意図される自動車のマルチユーザーＦＭＣＷレーダーに適用可能である。

自律的クルーズコントロール及び衝突警報／回避システムの需要が伸びたことが、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）自動車レーダーを開発する契機になった。開発中のレーダーの大部分は７７ＧＨｚ帯において動作し、その帯域はこれらの用途のために予約されている。

ＦＭＣＷレーダーの機能ブロック図が図１に示されている。このシステムは、三角波形発生器ＷＦＧ１０１と、アップコンバーターとしての役割も果たす電圧制御発振器ＶＣＯ１０２と、結合器ＣＰＬ１０３と、シングルアンテナ動作を提供するサーキュレーターＣＩＲ１０４と、送信−受信アンテナＴＲＡ１０５と、直交混合器ＱＭＸ１０７と、周波数分析器ＦＡＮ１０８と、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰ１０９とを備える。

三角波形発生器ＷＦＧは、三角形を成すように、電圧制御発振器ＶＣＯの周波数を変更する制御信号ＣＶを生成する。結果として生成され、アンテナＴＲＡによって送信される波形ＴＷは、一定の振幅を有するが、図２ａに概略的に示されるように、その周波数は各掃引区間Ｔｓ中に帯域Δｆにわたって掃引される。

距離Ｒにある障害物ＯＢＳ１０６からのエコーＲＷは、送信波形ＴＷの減衰したコピーになり、τ＝２・Ｒ／ｃだけ時間的に遅延している。ただし、ｃは光速である。
エコーＲＷは、直交混合器ＱＭＸにおいて、結合器ＳＰＬによって供給される送信波形ＴＷの一部と混合される。
混合器ＱＭＸの出力信号ＱＳは、周波数分析器ＦＡＮにおいて分析され、障害物距離に正比例する振幅｜ｆ_R｜を有するビート周波数ＢＦを生成する。

ただし、｜Ｓ｜＝｜Δｆ｜／Ｔ_sは周波数掃引の勾配である。

反射波の周波数から問合せ波(an interrogating wave)の周波数を減算したものとして定義されるビート周波数ｆ_Rは、周波数下り掃引（Ｓ＜０）の場合に正であり、周波数上り掃引（Ｓ＞０）の場合に負である。このため、

である。

従来技術から既知であるように、正のビート周波数と負のビート周波数との区別は、レーダーシステムが直交信号処理を利用するときに達成することができる。

図２ａは、送信波形及び受信波形両方の線形の周波数変動を概略的に示しており、結果として生成されるビート周波数も示している。図に示されるように、ビート周波数ｆ_Rは、掃引の極限における大きさを除いて一定の大きさである（この影響は実際には無視することができる）。

レーダーと障害物との間の視線速度(radial velocity)Ｖの相対運動によって、ビート周波数ｆ_R上にドップラー周波数シフト

が重ね合わせられる。ただし、λ＝ｃ／ｆ_cは波長であり、ｆ_cはレーダー送信の搬送波周波数である。搬送波周波数ｆ_cは、周波数掃引が占める帯域Δｆよりもはるかに大きいため、実際には、ドップラーシフトの値ｆ_vは周波数変調による影響を受けない。

障害物が速度Ｖでレーダーに近づいてくる場合、ドップラーシフトｆ_vは正であるのに対し、障害物がレーダーから遠ざかる場合、シフトｆ_vは負となる。したがって、測定されるビート周波数ｆ_Bは２つの周波数成分ｆ_R及びｆ_vに起因して生じ、適切に結合されて複合ビート周波数が生成される。

勾配Ｓ自体が負（下り掃引の場合）又は正（上り掃引の場合）になり得ることに留意されたい。

図２ｂは、送信される波形に対して受信される波形が遅延し、ドップラーシフトする場合を示している。

デジタルシグナルプロセッサＤＳＰは、周波数分析器ＦＡＮによって供給される、測定されたビート周波数値ＢＦを使用して、障害物の距離Ｒ及び相対速度Ｖの両方を求める。距離Ｒ及び速度Ｖの推定値が、プロセッサＤＳＰの出力ＲＶにおいて生成される。正確な動作のために、シグナルプロセッサＤＳＰは、波形発生器ＷＦＧから、各周波数掃引の開始及び方向を示す同期用パルスＳＣを受信する。

自動車レーダーの分野では、要求される機能及び潜在的な性能をハードウェアで実証することに、研究開発の努力の大部分を集中してきた。しかしながら、相互干渉に対する耐性に関する重要な問題がほとんど無視されてきた。マルチユーザー干渉への耐性の問題が解決されるまで、自動車レーダーが商業的成功に至らないことは今や明らかである。

自動車レーダーにおいて用いられる従来のＦＭパターン及び関連する信号処理技法は、マルチユーザー干渉による重大な影響を受け得る。干渉の形態によっては適切に設計されたシステムにおいて耐えられ得るが、抑制が不可能な干渉の形態が存在する。結果として、高密度の信号のマルチユーザー環境において動作する従来のＦＭシステムは、質の劣った障害物検出、並びに該障害物の距離及び速度の不十分な推定しか提供することができない。

マルチユーザー干渉の負の影響は、周波数変調の不規則かつ非循環のパターンを利用することによって、或る程度緩和することができる。たとえば、欧州特許出願第０７２５２３５２．５号は、送信機の周波数が、区分的に線形であるが依然として非決定論的でかつ不規則な「ジグザグ」状であり、割り当てられる周波数帯域の最大の広がりを利用するように配置される自動車レーダーシステムを開示している。欧州特許出願第０７２５２３５２．５号の内容は参照により本明細書に含まれる。

同じ領域内で動作すると共に同じ周波数帯域を共有する他のユーザーによって引き起こされる帯域内相互干渉の影響を、ランダム周波数ウォークを使用することによって低減することができる。しかしながら、ランダム周波数ウォークにおいて利用される方法のような、多勾配ＦＭチャープ信号の最適な処理が可能な効率的な方法が依然として必要とされている。

したがって、特に自動車レーダーにおいて、結果としてマルチユーザー干渉に対する耐性を改善することになる、ＦＭ波形の設計及び生成のための方法及び装置を提供することが望ましい。

複合多勾配ＦＭチャープ波形(composite multi-slope FM chirp waveform)を用いると共に高密度の信号のマルチユーザー環境において動作することが可能な自動車レーダーにおいて検出された物体の距離及び／又は速度を求めるための方法及び装置を提供することも望ましい。

本発明の1つの態様によれば、物体を検出する方法であって、
有限の持続時間の変動周波数信号を送信すること、
前記物体からの前記送信信号の反射を受信すること、並びに
前記送信信号及び前記受信信号に基づいて前記物体の距離及び／又は速度を求めること、
を含み、
前記送信信号は、少なくとも４つの隣接部分（Ｋ）から成るシーケンスを含み、
前記信号の周波数は、それぞれの前記部分内で時間と共に線形に変動し、
前記線形の周波数変動は各前記部分内で異なる勾配を有する、方法が提供される。

本発明の別の態様によれば、物体を検出する方法であって、
変動周波数信号を送信すること、及び
前記物体からの前記送信信号の反射を受信すること、
を含み、
前記送信信号はＫ個の部分から成るシーケンスを含み、
前記信号の周波数はそれぞれの前記部分（ｋ）内で時間と共に線形に変動し、ただしｋ＝１，．．．，Ｋであり、
該方法は、
前記部分（ｋ）ごとに、正規化された勾配（Ｓ_k）に基づいて前記物体の距離及び／又は速度を求めることをさらに含む、方法が提供される。

本発明の別の態様によれば、
変動周波数信号を送信するように動作可能な送信機と、
物体から前記送信信号の反射を受信するように動作可能な受信機と、
前記送信信号及び前記受信信号に基づいて前記物体の距離及び／又は速度を求めるように動作可能なシグナルプロセッサと、
を備える自動車レーダー装置であって、
前記送信信号が少なくとも４つの隣接部分（Ｋ）から成るシーケンスを含むと共に、前記信号の周波数がそれぞれの前記部分内で時間と共に線形に変動し、前記線形周波数が各前記部分内で異なる勾配を有するような前記変動周波数信号を提供するように動作可能な信号発生器をさらに備える、自動車レーダー装置が提供される。

本発明の別の態様によれば、
変動周波数信号を送信するように動作可能な送信機と、
物体から前記送信信号の反射を受信するように動作可能な受信機と、
前記送信信号がＫ個の部分から成るシーケンスを含むと共に、前記信号の周波数がそれぞれの前記部分内で時間と共に線形に変動するような前記変動周波数信号を提供するように動作可能である信号発生器と、
前記部分（ｋ）ごとに、正規化された勾配（Ｓ_k）に基づいて前記物体の距離及び／又は速度を求めるように動作可能なシグナルプロセッサと、
を備える、自動車レーダー装置が提供される。

本発明の別の態様によれば、物体を検出する方法であって、
変動周波数信号を送信すること、
前記物体からの前記送信信号の反射を受信すること、及び
前記送信信号と前記受信信号との間のビート周波数（ｆ_Bk）を求めること、
を含み、
前記送信信号は、Ｋ個の部分（ｋ）から成るシーケンスを含み、
前記信号の周波数は、それぞれの前記部分（ｋ）内で時間と共に線形に変動し、
前記部分は、反対かつ／又は逆数の正規化された勾配Ｓ_k(opposite and/or inverse normalized slopes S_k)から成るＫ／２個の対で存在し、
該方法は、
前記ビート周波数（ｆ_Bk）及び該ビート周波数のそれぞれの勾配（Ｓ_k）から前記物体の距離及び／又は速度をＫ／２回計算することであって、毎回、複数の前記対のうちの１つが該計算プロセスから除外される、計算すること、
或る対を用いた計算が、他の対の結果によって形成されるクラスターの外側に位置する結果を生成するか否かを判断すること、及び
前記結果によって与えられた前記距離及び／又は前記速度を出力すること、
をさらに含む、方法が提供される。

従来技術のＦＭＣＷ自動車レーダーの簡略化された機能ブロック図である。 （ａ）は、送信波形及び受信波形の線形の周波数変動、並びにまた結果として生成されるビート周波数を概略的に示す図であり、（ｂ）は、受信波形が送信波形に対して遅延しドップラーシフトする場合の、送信波形及び受信波形の線形の周波数変動、並びにまた結果として生成されるビート周波数を概略的に示す図である。 （ａ）は、本発明の一実施形態による、マルチユーザー自動車ＦＭＣＷレーダーシステムに適したチャープバーストの時間−周波数特性の一例を示す図であり、（ｂ）は、本発明の一実施形態による、マルチユーザー自動車ＦＭＣＷレーダーシステムに適したチャープバーストの電力−時間特性の一例を示す図である。 本発明の一実施形態による、時間−周波数平面及びそれぞれが異なる勾配を有する複数の周波数チャープを用いて照射された物体を象徴的に示す図である。 本発明の一実施形態による、推定値分離を達成する勾配値の選択の一例を概略的に示す図である。 本発明の一実施形態による、異なる順序で発生するが同じ６つのチャープを含む複合波形のいくつかの選択された例を示す図である。 本発明の一実施形態による、異なる順序で発生するが同じ６つのチャープを含む複合波形のいくつかの選択された例を示す図である。 本発明の一実施形態による、異なる順序で発生するが同じ６つのチャープを含む複合波形のいくつかの選択された例を示す図である。 本発明の一実施形態に従って構築されたチャープ−バースト発生器ＣＢＧの機能ブロック図である。 本発明の一実施形態による、６つの周波数チャープを含む選択された波形の周波数−時間特性の一例を示す図である。 本発明の一実施形態に従って構築されたビート周波数プロセッサＢＦＰの機能ブロック図である。 本発明の一実施形態に従って構築された、改善された自動車ＦＭＣＷレーダーの機能ブロック図である。 （ａ）は、８つのビート周波のそれぞれが、ゼロ平均及び０．２ｋＨｚの標準偏差を有するガウスランダム外乱で汚染されている場合のシグナルプロセッサの５０００個の個々の出力の散布図であり、（ｂ）は、８つのビート周波のそれぞれが、ゼロ平均及び０．５ｋＨｚの標準偏差を有するガウスランダム外乱で汚染されている場合のシグナルプロセッサの５０００個の個々の出力の散布図であり、（ｃ）は、８つのビート周波のそれぞれが、ゼロ平均及び１ｋＨｚの標準偏差を有するガウスランダム外乱で汚染されている場合のシグナルプロセッサの５０００個の個々の出力の散布図である。 壊滅的な干渉を引き起こす場合があるメカニズムの例を概略的に示す図である。 （ａ）は、距離６０ｍにおいて現れ、１１０ｋｍ／ｈの速度でシステムに近づいてくる物体について得られる散布図であり、（ｂ）は、同じ外乱に加えて、１つのビート周波数が壊滅的な干渉による影響を受ける場合の、同じ物体について得られる４つの散布図である。 ビート周波数のセット内に「ローグ周波数（rogue frequency）」が存在する場合に得られる３つの散布図、及び「ローグ周波数」がセットから除外された場合に得られる１つの散布図である。 単一の壊滅的な干渉の影響を低減するための、本発明の一実施形態に従って設計された手順の流れ図である。 本発明の一実施形態に従って構築されたロバストな自動車ＦＭＣＷレーダーの機能ブロック図である。

高速道路のような対象監視領域を、周波数変調された（ＦＭ）波形を用いて照射することができる。ＦＭ波形は、複数の周波数アップチャープ及びダウンチャープ、すなわち信号の周波数が時間と共に線形に変動する変動周波数送信信号の部分を含んでいる。各周波数チャープ又は波形の部分は、その持続時間及びその線形の周波数変調則(frequency-modulation law)の勾配によって特徴付けられる。実際には、必須ではないが、同じ持続時間の周波数チャープを利用することが好都合である。

本発明の一実施形態によれば、図３ａは、同じ持続時間であるが異なる勾配を有する複数の周波数チャープを含む複合照射波形の周波数−時間特性の例を示している。この場合、図３ｂに示すように、各有限のチャープシーケンス、すなわちチャープバーストの後に、電力が全く送信されない時間間隙が続く。

対象物体は、時間−周波数平面（τ，ｆ_v）における点（τ₀，ｆ_v0）で表される。ここで、τ₀は照射波の往復遅延であり、ｆ_v0はドップラー周波数である。往復遅延は物体の距離を示し、ドップラー周波数は物体の視線速度を示す。

距離Ｒ₀において現れて視線速度Ｖ₀で移動する物体が、勾配Ｓ_kを有する周波数チャープで照射されるとき、観測されるビート周波数ｆ_Bkの値は、以下のように表すことができる。

ただし、τ₀＝２・Ｒ₀／ｃであり、ｆ_v0＝２・Ｖ₀／λであり、ダウンチャープの場合Ｓ_k＜０であり、アップチャープの場合、Ｓ_k＞０である。
観測されるビート周波数ｆ_Bkは、周波数成分ｆ_R0（距離のみに起因する）がドップラー周波数ｆ_v0だけシフト（アップシフト又はダウンシフト）されることに起因して生じる。

本発明の一実施形態によれば、図４は、時間−周波数平面（τ，ｆ_V）、及び、各チャープが異なるビート周波数ｆ_Bkを発生させるように、それぞれが異なる勾配Ｓ_kを有する複数の周波数チャープを用いて照射される物体を象徴的に示している。物体は、往復遅延τ₀及びドップラー周波数ｆ_V0によって特徴付けられることが想定される。

未知の距離及び未知の速度を有する物体が、それぞれが勾配Ｓ_kを有するＫ個の周波数チャープによって照射されたと想定する。すると、結果として生じるＫ個のビート周波数ｆ_BKは、Ｋ個の線を定義する。

以下において、そのような線のそれぞれをアイソビート線（isobeat line）と呼ぶ。

完全な周波数測定の理想的な場合には、Ｋ個全てのアイソビート線が単一の点（τ₀、ｆ_V0）で交差し、物体の往復遅延τ₀及びドップラー周波数ｆ_V0を示す。したがって、異なる勾配を有する少なくとも２つの問合せ周波数チャープに応答して得られたビート周波数から、距離及び視線速度の両方を一意に求めることができる。

雑音及び干渉の存在下では、ビート周波数測定は完全でない可能性があり、結果として生じるアイソビート線は、それらの通常の位置からランダムにシフトされる。距離及び速度を求めるために２つのみ以上の乱されたアイソビート線が使用される場合、全ての線交差の数は常に１より大きく、かつＫ（Ｋ−１）／２以下である。ただし、Ｋはアイソビート線の数である。たとえば、Ｋ＝８の場合、全ての可能な交差点の数、したがって潜在的な解の数は、２８に等しい。

効率的な計算及び数字の安定性の目的のために、単位勾配の概念を導入することが好都合である。まず、たとえば、複数のＫ個の用いられる勾配の幾何平均として、平均勾配

が計算され、したがって以下となる。

このとき、上記の平均勾配は単位勾配となり、全ての勾配を正規化するのに使用される。平均勾配

を計算するための代替的な方法も使用することができる。たとえば、算術平均を計算し、全ての勾配を正規化するのに使用することができる。

たとえば、平均勾配が５０ＭＨｚ／ｍｓ（又は５０ｋＨｚ／μｓ）に等しいことがわかったと仮定する。観測される周波数を表す好都合な周波数単位が１キロヘルツであると想定する。すると、適切にスケーリングされた時間−周波数平面において１μｓの時間遅延が５０個の「新たな」時間単位に等しくされる場合、５０ｋＨｚ／μｓの平均勾配は単位勾配を表す。したがって、１μｓ／５０＝２０ｎｓであるため、１つの「新たな」時間単位は２０ｎｓに等しくならなくてはならない。結果として、単位勾配のアイソビート線は、時間遅延軸τに対して４５度の傾斜角（鋭角）、及び周波数軸ｆ_Vに対して４５度の傾斜角（鋭角）を成す。

本発明の一実施形態によれば、複数の用いられる周波数チャープは、各該チャープが正規化された勾配Ｓ_kを有し、以下の３つのパラメーター

によって特徴付けることができる。

当業者であれば、様々なパラメーターを定義することができ、本発明に従って上記の式の変形を使用することができることは明らかである。

所定の複数の周波数チャープに関して、上記のパラメーターは、チャープが複合照射波形において実際に送信される順序に依存しないことに留意することが重要である。したがって、勾配が予め定義される場合、これらの３つのパラメーターを測定の前に計算及び格納し、それによって計算効率をさらに改善することができる。

本発明の一実施形態によれば、Ｋ個全ての測定されたビート周波数ｆ_BKは、各該周波数が、正規化された勾配Ｓ_kを有するそれぞれのチャープに応答して得られ、以下の２つの量を求めるのに利用される。

上記の２つの量は、複合照射波形を有する対象領域を問い合わせるプロセスによって提供される全ての情報を封入する。

当業者であれば、異なる量を定義することができること、及び本発明に従って上記の式の変形を使用することができることが明らかである。

本発明の一実施形態によれば、検出物体の距離Ｒ₀を示す往復遅延τ₀及び／又は検出物体の速度Ｖ₀を示すドップラー周波数ｆ_V0を、２つの一般方程式

から求めることができる。

当業者であれば、本発明に従って上記の式の変形を使用することができることが明らかである。

所定の複数のチャープに関して、共通分母(common denominator)

が正規化された勾配Ｓ_k値のみに依存し、チャープが複合照射波形において送信される順序には依存しないことに留意されたい。したがって、分母の値を測定の前に計算及び格納することができる。

本発明の一実施形態によれば、遅延及び／又はドップラー周波数を求めるのに必要な計算は、複数のＫ個の周波数チャープが、状態

を満たす、すなわちドップラー周波数推定値から時間−遅延推定値を分離するように選択される場合に、大幅に単純化することができる。

そのような分離が達成されると、往復遅延τ₀及びドップラー周波数ｆ_V0は、２つの単純化された式

から推定することができる。

上述したように、所定の複数の周波数チャープに関して、パラメーターＧ_K及びＨ_Kは、チャープが実際に送信される順序と無関係であり、したがって、これらの２つのパラメーターは、測定の前に計算及び格納することができる。

２つの単純化された式を等価形式で表すことができる。

ただし、

ただし、

時間遅延推定値

は、個々の遅延要素の重み付けされた平均（−ｆ_Bk／Ｓ_k）である。重み関数

は、対応するチャープがより急な勾配｜Ｓ_k｜を有する場合に、遅延成分によって成された相対的寄与がより大きいことを示す。

ドップラー周波数推定値

も観測されるビート周波数ｆ_BKの重み付けされた平均であり、重み関数

は、対応するチャープがより緩い勾配｜Ｓ_k｜を有する場合に、観測されるビート周波数ｆ_BKによって成された相対的寄与がより大きいことを示す。

したがって、時間遅延及びドップラー周波数の両方の正確な推定のために、複合波形は、利用可能な勾配の範囲から適切に選択される、非常に大きな値の勾配｜Ｓ_k｜及び非常に小さな値の勾配｜Ｓ_k｜を有する周波数チャープを含まなくてはならない。

推定値分離を達成するため、すなわちパラメーターＰ_Kをゼロに等しくするために、以下の条件を満たすように、Ｋ⁺個の正の勾配、Ｓ_i＞０、ｉ＝１，２，．．．，Ｋ⁺、及びＫ^-個の負の勾配Ｓ_j＞０、ｊ＝１，２，．．．，Ｋ^-を選択しなくてはならない。

ただし、

波形設計の目的のために、値

を、離散した点Ｓ_kにおいて取られた連続「エンベロープ」関数

のサンプルとみなすことが有用である。したがって、サンプリング点（勾配）は、１つは正の勾配値に関するものであり、別の１つは負の勾配値に関するものである、サンプルの２つの和の同じ絶対値が得られるように選択されるべきである。

図５は、推定値分離を達成するように勾配値を選択する例を概略的に示している。この場合、点Ｓ₁及びＳ₂においてとられるサンプル、並びに点Ｓ₃、Ｓ₄、及びＳ₅においてとられるサンプルは全て合計がゼロになる。

本発明の一実施形態によれば、推定値分離は、（Ｋ／２）個のチャープ対のみから構成される複数のＫ個の周波数チャープを用いることによって達成され、各対は反対の勾配を有するチャープを含み、したがって

である。

そのような勾配選択の場合、パラメーターＰ_Kは、パラメーターＰ_Kの定義を分析するか又は図５を調べることによって推論され得るように、構築(construction)によって常にゼロに等しい。

本発明の一実施形態によれば、複数のＫ個の周波数チャープは、（Ｋ／２）個のチャープ対のみから構成され、各対は、逆数の（正規化された）勾配

を有し、２つのパラメーターＧ_K及びＨ_Kは同じ数値Ｇ_K＝Ｈ_K＝Ｋ／２を想定する。

本発明の別の実施形態によれば、ビート周波数を処理するタスクは、Ｋ／４個のチャープ４つ組(K/4 chirp quadruples)のみから構成される照射波形を利用することによってさらに単純化され、各４つ組(each quadruple)は反対かつ逆数の勾配を有するチャープを含む。

そのような場合、往復遅延τ₀及びドップラー周波数ｆ_V0は以下によって求めることができる。

単位勾配は該単位勾配自体の逆数(inverse)でもあることに留意することが重要である。したがって、正規化された勾配−１及び＋１を有するチャープの単一対は、同時に反対(opposite)でありかつ逆数である勾配を有するチャープを含む。この一意のチャープ２つ組(doublet)をチャープ４つ組と併せて使用して、Ｋ＝２（Ｌ＋１）個のチャープを含む有利な照射波形を構築することができる。ただし、Ｌ≧０は整数である。

多くの場合に、動作要件及び技術的制限に起因して、最大勾配と最小勾配との比Ｚ、

は固定でなくてはならない。そのような場合、有利なチャープ４つ組は以下の（正規化された）勾配を有する。

以下において、この特定の最適なチャープ配置を４つ組チャープ（quadrichirp）と呼ぶ。

概して、複合照射波形は、正の勾配及び負の勾配を有する複数のチャープを含むことができる。結果として、これらの勾配はそれらのそれぞれの区間

及び

にわたって何らかの最適な形で分散されなくてはならない。

本発明の一実施形態によれば、有利な勾配分散は、勾配Ｓ_kによって生成されるアイソビート線の傾斜角ｔａｎ^-1（Ｓ_k）がそれらのそれぞれの区間

及び

にわたって実質的に均一に分散されるときに得られる。

そのような設計は結果として、ジャミング及び相互干渉に対する耐性が高められた複合照射波形をもたらす最大エントロピーを有する勾配パターンとなる。

本発明の実施形態の上記の説明から明らかになるように、送信信号は、特に、線形周波数変動が各部分内で異なる勾配を有する場合に、複数の部分Ｋ(a number of portions K)を有することが好ましい。ただし、Ｋ≧４である。

本発明の実施形態に従って構築された、有利な照射波形の設計に伴うステップの理解を容易にするために、例示的な実施例を以下に提示する。

実施例１：最適なチャープ６つ組
６つの周波数チャープを含む有利な照射波形を設計することが必要とされていると想定する。また、最大勾配と最小勾配との比Ｚが設計パラメーターとして与えられていると仮定する。

６つの周波数チャープが必要とされているため、波形は、１つのチャープ４つ組と１つのチャープ２つ組とから構築することができる。チャープ４つ組は以下の４つ組チャープである。

チャープ２つ組が付加されると、以下の勾配パターンが得られる。

たとえば、Ｚ＝３のとき、上記の勾配パターンは以下の形態

を想定する。

傾斜角はこれらの値の逆正接である。

したがって、この勾配パターンは傾斜角が

の６つのアイソビート線を生成する。

傾斜角は度単位で表されているが、代替的にラジアン又は任意の他の角度基準で表されてもよい。

平均勾配がたとえば５０ＭＨｚ／ｍｓと想定される場合、Ｚ＝３の、最適なチャープ６つ組を用いる複合照射波形は、以下の概算の勾配値（ＭＨｚ／ｍｓ単位で表される）を有する６つの周波数チャープから構成される。

これらの値のそれぞれは、平均勾配と勾配パターンの各値との積によって計算されるか、又は代替的に、平均勾配と傾斜角の正接(tangent)との積によって計算されている。

本発明の実施形態に従って構築された、有利な照射波形の設計に伴うステップの理解を容易にするために、別の例示的な実施例を以下で提示する。

実施例２：最適なチャープ８つ組
８つの周波数チャープを含む有利な照射波形を設計することが必要とされていると想定する。また、最大勾配と最小勾配との比Ｚが設計パラメーターとして与えられていると仮定する。

８つの周波数チャープが必要とされているため、波形は２つのチャープ４つ組から構築することができる。第１の４つ組は、４つ組チャープ

である。

第２の４つ組は、上記の４つ組チャープの単なるコピーとすることができるが、第２の４つ組は、アイソビート線の傾斜角の均一な広がりを得るように有利に構築される。

したがって、傾斜角

によって定義されるセクターは、２対の介在するアイソビート線の傾斜角を確定するように３つの等しい部分に分割されなくてはならない。傾斜角はラジアンで表されているが、代替的に度又は任意の他の角度基準で表されてもよい。

同様に、傾斜角

によって定義されるセクターも、３つの等しい部分に分割されなくてはならない。

これらのセクターのうちの第１のもののみを考察すると、制限が（Ｌ_min，Ｌ_max）である場合、セクターを３つの等しいセグメントに分割する２つの介在する角度は、

及び

である。

上記の式に

及び

を代入すると、角度

及び

が得られる。

他方のセクターにおける対応する角度は、これらの値の反対となる。したがって、第２の４つ組チャープの勾配は、

及び

である。

たとえば、Ｚ＝２である場合、４つの介在する勾配は以下の概算値を想定する。

最後に、２つの４つ組を組み合わせることによって、概算勾配値

を有する最適な８つ組が得られる。

平均勾配がたとえば５０ＭＨｚ／ｍｓと想定される場合、最適な照射波形は、以下の概算の勾配値（ＭＨｚ／ｍｓ単位で表される）を有する周波数チャープを含む。

求められた勾配の幾何平均

は、想定値５０ＭＨｚ／ｍｓに高精度で近似する。

周波数チャープを時間において任意の適切な順序で送信することができるということに起因して、勾配の単一のセットは複数の有利な照射波形を生成することができる。そのような各波形は、周波数チャープの同じセットから構成されるが、毎回、チャープは異なる順序で送信される。

チャープ６つ組又はチャープ８つ組のようなチャープの有利なセットを、チャープバーストと呼ばれる複数の有限な複合波形を構築するのに使用することができる。
本発明の一実施形態によれば、たとえば自動車レーダーは、その動作中、毎回ランダムに又は任意の他の適切な不規則な形で、利用可能な波形のうちの１つを選択し、この波形をチャープバーストとして送信して、対象領域を照射する。さらに、チャープバースト間の時間間隙は一定とすることもできるし、何らかの規則的な又は不規則な形式で変動することもできる。

時間間隙の間、電力が一切送信されないため、この区間は、「リスンのみ」の動作モードを組み込むのに利用することができる。この動作モードは、共有される周波数帯域の他のユーザーによって生成される潜在的な干渉のレベルを評価するのに用いられる。

図６は、異なる順序で発生するが同じである６つのチャープを含む複合波形のいくつかの選択された例を示している。図示されるように、いくつかの波形は、「時間反転」及び／又は「周波数反転」の操作を適用することによって、他の波形から得られた。

本発明の一実施形態による、複数の周波数チャープから構成される照射波形を電圧制御発振器ＶＣＯが生成するように、電圧制御発振器ＶＣＯのための制御信号を生成するための装置が図７に示されている。

図７は、本発明の一実施形態に従って構築されたチャープバースト発生器ＣＢＧ７０１の機能ブロック図を示している。発生器は、以下のブロック、すなわち
タイミング／制御ユニットＴＣＵ７１１、
自走カウンターＦＲＣ７１０、
物理雑音源ＰＮＳ７０５、
パターンレジスタＰＲＧ７０６、
チャープカウンターＣＨＣ７０７、
メモリＭＥＭ７０２、
アキュムレーターＡＣＣ７０３、
クロック発生器ＣＫＧ７０８、
時間カウンターＴＭＣ７０９、
デジタル対アナログ変換器ＤＡＣ７０４、
を備える。

チャープ−バースト発生器ＣＢＧは以下のように動作する。ツェナー（Zener）ダイオードのような物理雑音源ＰＮＳによって供給されるランダムに現れるパルスＲＰが、自走カウンターＦＲＣを駆動する。カウンターＦＲＣの容量は、システムによって利用される異なるチャープバースト（照射波形）の数に等しい。ランダムパルスＲＰの比は、カウンターＦＲＣが、周期的に動作する間、連続するチャープバースト間の時間区間の間、多数回オーバーフローするほど高い。結果として、そのような時間区間において「オンザフライ」で観測されるカウンター状態ＣＴは、全て実質的に同じ確率で生じることになる。

時間／制御ユニットＴＣＵによって提供されるパルスＳＩによって確定される時点において、カウンターＦＲＣの現在の状態ＣＴは、パターンレジスタＰＲＧに転送され、該パターンレジスタＰＲＧにおいて記憶されると共に、出力ＰＴにおいて利用可能にされる。出力ＰＴは、メモリＭＥＭの対応するストレージセルを位置特定するのに使用されるアドレスの一部分を構成する。組み合わされたアドレス（ＰＴ，ＣＮ）の他の部分ＣＮは、チャープカウンターＣＨＣによって提供される。

パルスＳＩはまた、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって生成されるバーストゲートＢＧに切り換える。以下で説明されるように、このゲートの持続時間は、チャープバースト全体の持続時間と等しい。ゲートＢＧは、自動車レーダーがマイクロ派電力増幅器又は発生器を制御するのに使用することができる。

パルスＳＩは、規則的又は適切な不規則的な間隔で、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって内部的に生成される。これらのパルスによって画定される時間区間は、バースト持続時間と、連続するバースト間の意図される時間間隙との和である。タイミング／制御ユニットＴＣＵは、適切なシグナルプロセッサが使用するリセットパルスＲＡも生成する。リセットパルスのそれぞれは、各チャープバーストの開始前に発生する。

出力ＰＴは、送信される、利用可能なチャープバーストのうちの１つを選択するが、出力ＣＮはこの選択されたバースト内で生成されるチャープの実際の数を示す。たとえば、チャープ６つ組を用いて複数のチャープバーストを構築する場合、利用可能な３２個の異なるチャープバーストが存在する場合があり、これらのバーストのそれぞれが６つのチャープを含む。しかしながら、概して、異なるバースト内の同じ位置に現れるチャープは異なる勾配値を有する。

したがって、出力ＰＴは選択されたチャープバーストの間同じ値を保つが、出力ＣＮは１（バーストの最初のチャープ）からＫ（バーストの最後のチャープ）まで連続して増加する整数値を想定する。たとえば、チャープ６つ組を用いてチャープバーストを構築し、かつチャープ数７が利用される場合、バースト持続時間全体の間、出力ＰＴの値は一定のままであり７に等しいが、出力ＣＮは連続して値１、２、３、４、５、及び６をとる。

バーストが開始する直前に、チャープカウンターＣＨＣの状態ＣＮが、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって供給されるパルスＳＴによって「１」に設定される。状態ＣＮは、新たなパルスが入力ＳＴにおいて現れて新たなチャープの開始を示す度に、１だけ増加される。これらのパルスは、バーストの各チャープの持続時間に等しい持続時間の規則的間隔でタイミング／制御ユニットＴＣＵによって生成される。

チャープ持続時間は、適切なクロック発生器ＣＫＧによって供給されるパルスＣＫを「カウントアップ」している時間カウンターＴＭＣによって、確定される。時間カウンターＴＭＣの初期状態は、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって提供される信号ＲＳによって、「オールゼロ状態」に予め設定されている。時間カウンターＴＭＣは、その最大容量に達すると、
信号ＴＴを生成し、
「オールゼロ状態」に戻り、
クロックパルスＣＫを再び「カウントアップ」し始める。

信号ＴＴは、チャープカウンターＣＨＣの状態を１だけ増加させる新たなパルスＳＴをタイミング／制御ユニットＴＣＵに生成させる。状態ＣＮは、タイミング／制御ユニットＴＣＵによってモニタリングされる。状態ＣＮがその最大値に達するとき、これは選択されたバーストの最後のチャープが生成されていることを意味し、時間カウンターＴＭＣから得られる新たなパルスＴＴがチャープバースト全体の終了を定義する。このパルスは、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって生成されるバーストゲートＢＧもオフに切り換える。

組み合わされたアドレス（ＰＴ，ＣＮ）に対応する各セルにおいて、メモリＭＥＭは以下のパラメーター、すなわち、
バーストの開始周波数に対応する初期値ＩＳ、
チャープ勾配の険しさを表す増分ＤＳ、
以下で論考される、ビート周波数プロセッサのような適切なシグナルプロセッサに送信される重みＤＫ及びＨＫ、
の値を格納する。

各バーストの開始時点の直前に、「負荷」信号ＬＳによって、アキュムレーターＡＣＣの状態が、メモリＭＥＭによって供給される初期状態ＩＳに予め設定される。各クロックパルスＣＫにおいて、アキュムレーターＡＣＣはその現在の状態に、メモリＭＥＭによって提供される増分ＤＳを加える。この増分の値は、実際に生成及び送信されているチャープの勾配の険しさを表す。明らかに、増分ＤＳは、上り勾配の場合に正であり、下り勾配の場合に負である。

アキュムレーターＡＣＣの各状態ＮＢが、デジタル対アナログ変換器ＤＡＣに供給される。デジタル対アナログ変換器ＤＡＣの出力ＣＢは、生成されているチャープバーストの要求される周波数−時間特性を「追跡」している。信号ＣＢは、適切な電圧制御発振器を制御するのに用いられる。

下記で論考するように、２つの重みＤＫ及びＨＫの格納される値は、

及び

に等しい。ただし、Ｓ_kはバースト内に生じるｋ番目のチャープの勾配である。

チャープバーストを生成するプロセスの理解を容易にするために、以下に例を与える。

実施例１において論考された最適なチャープ６つ組に基づいてチャープバーストを生成することが必要とされていると仮定する。選択されたチャープバーストの周波数−時間特性は図８に示される形態のものであると想定する。

バーストは６つのチャープを含む。それらのチャープは、チャープカウンターＣＨＣの連続した状態ＣＮによって示されるようにナンバリングされている。ＭＨｓ／ｍｓ単位で表される概算の勾配値は、実施例１において以下のように与えられる。

また、各チャープの持続時間が４ｍｓであると想定する。たとえば、必要とされる時間区間は、１ＭＨｚクロック発生器ＣＫＧによって生成されるクロックパルスＣＫをカウントアップする時間カウンターＴＭＣによって求められる。初期状態ＩＳは、４ｍｓ・５０ＭＨｚ／ｍｓ＝２００ＭＨｚの値を表す。チャープカウンターＣＨＣのそれぞれの状態ＣＮに対応する増分ＤＳは以下の勾配を表す。

チャープ−バースト発生器の代替的な設計も可能である。そのような設計は、たとえば、勾配の値の関数と共に、又はその代わりに、勾配の値（Ｓ_k）を出力してもよい。

ビート周波数プロセッサＢＦＰは、観測されるビート周波数ｆ_Bk及び対応する勾配の情報又は勾配の関数を受信するように動作可能であるデバイスである。ビート周波数プロセッサＢＦＰは、この情報を使用して、距離及び／又は速度の推定値を計算及び出力する。

図９は、本発明の一実施形態に従って構築されたビート周波数プロセッサＢＦＰの機能ブロック図である。プロセッサＢＦＰは、以下の２つの式を実施して、往復遅延τ₀及びドップラー周波数ｆ_V0を計算する。

ただし、

ただし、

次に、遅延τ₀及びドップラー周波数ｆ_V0の値は、検出された物体の距離及び視線速度に変換される。

ビート周波数プロセッサＢＦＰ９０７は、２つの乗算器ＧＧＦ９０１及びＨＨＦ９０２と、２つのアキュムレーターＡＣＩ９０３及びＡＣＱ９０４と、２つのスケーリング回路ＩＳＩ９０５及びＱＳＱ９０６とを備える。適切な周波数分析器ＦＡＮ１０８によって提供されるビート周波数ｆ_Bkの各値ＢＦは、並列に２つの乗算器ＧＧＦ及びＨＨＦに適用される。これらの乗算器ＧＧＦ及びＨＨＦの他の入力は、チャープ−バースト発生器ＣＢＧ７０１（図７も参照されたい）によって供給される重みＤＫ及びＨＫによってそれぞれ駆動される。

２つの重みの値は、

及び

によって与えられる。ただし、Ｓ_kはバースト内で発生するｋ番目のチャープの勾配である。

乗算器出力ＷＧ及びＷＨは、以下の積の数値表現である。

これらの積は、それぞれのアキュムレーターＡＣＩ及びＡＣＱに適用され、量

及び

を表す和ＳＩ及びＳＱが求められる。

次に、アキュムレーターＡＣＩ及びＡＣＱによって供給される値ＳＩ及びＳＱは、適切にスケーリングされて、検出された物体の距離Ｒ０及び速度Ｖ０が生成される。

スケーリング係数ＧＧ及びＨＨは以下のように表すことができる。

及び

ただし、係数ＴＲは遅延τ₀を距離Ｒ０に変換するのに使用され、係数ＦＶはドップラー周波数ｆ_V0を速度Ｖ０に変換するのに使用される。

勾配パターンがチャープ４つ組及び／又はチャープ２つ組を含む場合、上記のスケーリング係数は以下の単純化された形態を想定する。

及び

ビート周波数プロセッサＢＦＰは以下のように動作する。最初に、チャープ−バースト発生器ＣＢＧから得られた信号ＲＡによって、２つのアキュムレーターＡＣＩ及びＡＣＱがゼロにリセットされる。次に、連続する積の対ＷＧ及びＷＫが累算されてそれぞれの出力ＳＩ及びＳＱが生成される。各該対はそれぞれのチャープ勾配Ｓ_k及びビート周波数ｆ_Bkについて求められる。最後に、これらの出力が以下のようにスケーリングされ、

及び

検出された物体の距離Ｒ０及び速度Ｖ０の測定値がもたらされる。

ビート周波数プロセッサの代替的な設計も可能である。これらも同様に、チャープバースト発生器からの勾配の値又は勾配の値の関数、及び周波数分析器からの観測されるビート周波数を受信するように動作可能である。

しかしながら、プロセッサは上記で与えられた式を実施することに制限されず、代替的に他の式を実施することができる。

たとえば、ビート周波数プロセッサは、上記で与えられた式から往復遅延τ₀及び／又はドップラー周波数ｆ_V0を計算することができる。

そのようなビート周波数プロセッサは、効率的な特注の設計を有しても、又はＤＳＰによって実施されてもよい。

図１０は、本発明の一実施形態に従って構築された、自動車ＦＭＣＷレーダーの機能ブロック図である。システムは、図１に示される従来の構成の変形であり、図１の説明が参照される。
図示されるように、図１の三角波形発生器ＷＦＧが、チャープバースト発生器ＣＢＧ７０１によって置き換えられる一方で、図１のデジタルシグナルプロセッサＤＳＰは、本発明によるビート周波数プロセッサＢＦＰ９０７によって置き換えられている。図１０に示すように、上記で論考した値ＨＫ、ＤＬ、及びＲＡは、チャープバースト発生器ＣＢＧ７０１からビート周波数プロセッサＢＦＰ９０７に提供され、一方でビート周波数ｆ_BKは周波数分析器ＦＡＮ１０８から提供される。

代替的に、図１０に示すように、値ＨＫ、ＤＫ、及びＲＡの代わりに、信号部分の勾配又は正規化された勾配Ｓ_kをチャープバースト発生器ＣＢＧ７０１からビート周波数プロセッサＢＦＰ９０７に提供することができる。

本発明の一実施形態に従って構築されたビート周波数プロセッサＢＦＰの性能を評価するためにコンピューターシミュレーション研究が行われてきた。上記の実施例において構築されたように、自動車レーダーが７７ＧＨｚ周波数帯域で動作し、最適なチャープ８つ組を用いることが想定される。また、距離６０ｍにおいて現れる物体が、１１０ｋｍ／ｈの視線速度でレーダーシステムに近づいていることが想定される。

雑音も干渉も存在しない理想的な場合には、勾配Ｓ_kを有するチャープに対応する８つのビート周波数ｆ_Bkは、以下の公称値を有する。

図１１ａは、８つの観測されるビート周波数を処理するシグナルプロセッサの５０００個の個々の出力の散布図を示している。この場合、各ビート周波数はゼロ平均及び０．２ｋＨｚの標準偏差を有するガウスランダム外乱で汚染されている。

図１１ｂ及び図１１ｃは、８つのビート周波数のそれぞれがゼロ平均及びそれぞれ０．５ｋＨｚ及び１ｋＨｚの標準偏差を有するガウスランダム外乱で汚染されているときに、同じ物体について得られた散布図である。予期されるように、距離推定値及び速度推定値の誤りは、干渉のレベルが上昇するにつれ次第に増加している。

最も実際的な応用形態では、低いか又は中程度の干渉レベルに起因するいくつかの劣化を許容することができる。しかしながら、自動車レーダーが高密度信号マルチユーザー環境で動作している場合、インパルス特性の何らかの干渉に起因して壊滅的な干渉が発生する可能性が高い。そのような場合、観測されるビート周波数のうちの少なくとも１つが「ローグ周波数」となり、すなわち検出された物体の距離又は速度に一切関係しない値を想定する。

壊滅的な干渉を生じさせる場合がある１つのメカニズムが図１２に概略的に示されている。雑音又は干渉が存在しない場合、図１２ａに示すように、ビート周波数は、ビート周波数の関数として受信される電力の最大値を観測することによって高精度で求めることができる。雑音及び干渉のレベルが増加しているとき、最大電力を求めることが依然として可能である。しかしながら、ここで最大値が良好に定義されていないため、推定誤りが発生する場合がある。この事例は図１２ｂに示される。図１２ｃに示される壊滅的な干渉の状況では、高レベルの雑音及び干渉によって、ビート周波数において現れる電力最大値はその真の値に対して大幅にシフトされる。

比較の目的で、図１３ａは、距離６０ｍにおいて現れ、１１０ｋｍ／ｈの視線速度でレーダーシステムに近づいている物体について得られた、５０００個の個々のプロセッサ出力の散布図を示している。この場合、さらなるインパルス性干渉は存在せず、全ての観測されるビート周波数は、ゼロ平均及び０．２ｋＨｚの標準偏差を有するガウス外乱で汚染されている。

極度に壊滅的な干渉によって引き起こされ得る問題を示すために、図１３ｂは４つの散布図を示している。該散布図はそれぞれ同じ物体について得られた１２００個の個々のプロセッサ出力を含む。４つの事例のそれぞれにおいて、壊滅的な干渉の例の影響をシミュレートするために、全てのビート周波数に等しく影響を与える同じガウス外乱に加えて、１つの選択されたビート周波数が３０ｋＨｚだけシフトされている。各事例において、同じ周波数シフトが、異なる上り勾配によって生成されたビート周波数に適用される。

図示されるように、この事例では、推定距離はその真の値より大きく、推定速度は真の速度よりはるかに小さい。結果として、「衝突までの時間」（推定距離を推定速度で除算したもの）の推定値は受入可能でない時間量、正しい値を超える場合がある。

本発明のさらなる実施形態によれば、壊滅的な干渉の影響は、以下の手順を用いることによって大幅に低減することができる。全てのＫ個の観測されるビート周波数は、（Ｋ／２）個の対に分割される。ここで、各対は反対かつ／又は逆数の勾配を有する２つのチャープによって生成されるビート周波数を含む。次に、そのように形成された第１の対が除外され、残りの［（Ｋ／２）−１］個の対を使用して距離推定値及び速度推定値を求める。プロセスは（Ｋ／２）回実行され、毎回異なるビート周波数対が除外される。全ての（Ｋ／２）個の事例が検査されると手順は終了し、結果として（Ｋ／２）個の距離−速度結合推定値のセットが分析される。

受信したチャープのうちの１つが壊滅的に破損していた場合、影響を受けるビート周波数は「ローグ周波数」となり、いかなる形でも検出された物体の距離又は速度に関連しない。［（Ｋ／２）−１］個の事例において、「ローグ周波数」は試験下のビート周波数のセット内に存在し、毎回距離及び速度は誤って推定される。しかしながら、１つの事例では、「ローグ周波数」が試験下のビート周波数のセットから除外される。このとき、結合距離−速度推定値は正しい。

誤った結合距離−速度推定値は、［（Ｋ／２）−１］個の点から成る主クラスターを形成するが、正しい推定値は、主クラスターの外側に現れる孤立点によって表される。適切な分類手順を適用することによって、この特定のポイントを識別すると共に、正しい結合距離−速度推定値を表すその座標を確定することが可能である。単一の点と、複数の点から成るクラスターとを区別するのが不可能になる場合、手順は中断するか、又は単に最悪の場合の「衝突までの時間」を求める。

説明の目的のために、図１４は４つの散布図を示している。該散布図はそれぞれ、同じ物体について得られた１２００個の個々のプロセッサ出力を含む。別個のクラスターを形成する３つの散布図は、試験下のビート周波数のセット内に「ローグ周波数」が存在する事例に対応する。しかしながら、４番目の散布図は、主クラスターから或る程度離れて位置し、試験されているビート周波数のセットから除外されている事例に対応する。この散布図を形成する点は、正しい値に近い結合距離−速度推定値を提供する。しかしながら、ここで推定値はより小さな（８ではなく６）数の観測に基づくため、推定誤りはわずかに大きくなる。チャープ８つ組の場合、誤りは１００［√（４／３）１］≒１５パーセント増加する。

壊滅的な干渉が存在しない状況において手順が適用される場合、ビート周波数の（Ｋ／２）個全ての試験されるセットが同様の結合距離−速度推定値をもたらす。これらの全ての推定値は、（Ｋ／２）点から成る単一のクラスターを形成し、そしてクラスターの中心点（たとえば重心）が最終推定値として使用される。

計算の観点から、上記の手順は、最初に全てのビート周波数を使用して距離及び速度の推定値を計算し、次に毎回異なる周波数対を除外してこれらの推定値を再計算することによってより効率的に実施することができる。

図１５は、本発明の一実施形態に従って設計された、単一の壊滅的な干渉の影響を低減するための手順の流れ図である。そのような手順は、適切なプロセッサ制御装置によって実施することができる。

ステップ１５０２において、Ｋ個の測定されたビート周波数ｆ_Bkが格納され、観測される物体の距離及び速度が求められる。

ステップ１５０３において、ビート周波数のＫ／２個の対が形成され、該対はそれぞれ反対の勾配を有するチャープを含む。

ステップ１５０４において、カウントＪが１に設定される。

ステップ１５０５において、カウントＪを有する対が処理から除外され、残りの（（Ｋ／２）−１）個の対を使用して、ビート周波数（ｆ_Bk）及びそれらのそれぞれの勾配（Ｓ_k）から物体の距離及び速度が計算される。

ステップ１５０６において、カウントＪが、ステップ１５０５において得られた距離及び速度についての結果としての値と共に格納される。

ステップ１５０７において、カウントＪがＫ／２に等しいか否かが検査される。

ステップ１５０７においてカウントＪがＫ／２に等しくないと判断される場合、カウントはステップ１５０８において１だけ増加され、距離及び速度のＫ／２回の計算が実行されるまでステップ１５０５〜１５０７が反復される。

ステップ１５０７においてカウントＪがＫ／２に等しいと判断される場合、得られた距離及び速度の測定値のＫ／２個の対がステップ１５０９において調べられる。結果として、他のＫ／２−１個の対によって形成されるクラスターの外側に位置する対が選択される。

ステップ１５１０において、ステップ１５０９において得られた結果が、検出された物体の距離及び速度として出力される。

図１６は、本発明の一実施形態に従って構築された、自動車ＦＭＣＷレーダーの機能ブロック図である。この構成は、適切なプロセッサ制御装置ＰＲＣ１６０１を組み込むことによって、図１０の構成から得られたものである。この制御装置ＰＲＣは、（ハードウェア又はソフトウェアで）図１５の流れ図に示される動作を実施する。

図１６に示すように、上記で論考した値ＨＫ、ＤＫ、及びＲＡは、チャープバースト発生器ＣＢＧ７０１からプロセッサ制御装置ＰＲＣ１６０１に提供される一方で、ビート周波数ｆ_Bkは周波数分析器ＦＡＮ１０８から提供される。プロセッサ制御装置ＰＲＣ１６０１は、ビート周波数プロセッサＢＦＰ９０７に信号を出力し、ビート周波数プロセッサＢＦＰ９０７から信号を受信する。さらに、プロセッサ制御装置ＰＲＣ１６０１は、観測される物体の距離及び速度を出力する。

代替的に、図１６に示す値ＨＫ、ＤＬ、及びＲＡの代わりに、信号部分の勾配又は正規化された勾配Ｓ_kを、チャープバースト発生器ＣＢＧ７０１からプロセッサ制御装置ＰＲＣ１６０１に提供することもできる。

上述される干渉拒否手順は、単一の「ローグ周波数」以上のものを扱うように一般化することができる。たとえば、インパルス性干渉の結果として２つの「ローグ周波数」が生じる場合があると想定される場合、毎回２つの異なる対が試験下のビート周波数のセットから除外されなくてはならない。したがって、分析される事例の数は、（Ｋ／２）から［（Ｋ²／８）−（Ｋ／４）］に増加する。

たとえば、チャープ８つ組が用いられるとき、試験下のビート周波数セットの数は４（単一「ローグ周波数」が推測される）から６（２つの「ローグ周波数」が推測される）に増加する。さらに、ここで４つのビート周波数のみが推定に使用されるため。推定値誤りは４１パーセント増加する。したがって、推定誤りを低減するために、より長いチャープバーストを使用しなくてはならない。代替的に、距離及び速度推定をいくつかのチャープバーストにわたって実行することができる。

本発明の好ましい実施形態の上記の説明は、例示及び説明の目的で提示されてきた。該説明は、包括的であることも、本発明を開示された正確な形態に限定することも意図されていない。上記の説明を鑑みて、当業者であれば、多くの改変形態、変更形態、及び変形形態によって、本発明を意図される特定の使用に適した様々な実施形態において利用することが可能になることは明らかである。

Claims (12)

1. 物体を検出する方法であって、
   有限の持続期間の変動周波数信号を送信すること、及び
   前記物体からの前記送信信号の反射を受信すること、
   を含み、
   前記送信信号は、少なくとも４つの隣接部分から成るシーケンスを含み、
   前記信号の周波数はそれぞれの前記部分内で時間と共に線形に変動し、
   前記線形の周波数変動は、各前記部分内で異なる勾配を有しており、
   該方法は、
   前記部分ごとに、正規化された勾配に基づいて前記物体の距離及び／又は速度を求めることをさらに含み、前記正規化は、平均勾配を得て、該平均勾配で各勾配を除算することによって実行される方法であって、
   前記方法は、前記送信信号と前記受信信号との間のビート周波数を求めることをさらに含み、
   

   

   によって得ることができるパラメーターＧ _ｋ 、Ｈ _ｋ 、及びＰ _ｋ が計算され、
   Ｓ _ｋ は、部分ｋ（１≦ｋ≦Ｋ）内で正規化された勾配であり、Ｋは、信号部分の全体の個数であり、
   前記物体の前記距離及び／又は前記速度を前記求めることは、前記物体からの反射信号の往復遅延及びドップラー周波数を、
   

   

   及び
   

   

   としてそれぞれ求めることを含めて実行され、ただし
   

   

   及び
   

   

   は
   

   

   によって得ることができ、Ｉ _Ｋ 及びＱ _Ｋ は
   

   

   によって得ることができ、
   Ｓ _ｋ は、部分ｋ内で正規化された勾配であり、ｆ _ＢＫ は、測定されたビート周波数である、方法。
2. 前記正規化された勾配は所定の条件を満たす、請求項１記載の方法。
3. 前記所定の条件は
   

   

   であり、
   Ｓ_ｋは、部分ｋ（１≦ｋ≦Ｋ）内で正規化された勾配であり、Ｋは、信号部分の全体の個数である、請求項２に記載の方法。
4. 前記部分は、正規化された勾配Ｓ_ｋを有する部分ごとに正規化された勾配−Ｓ_ｋを有する部分が存在するように対で存在する、請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の方法。
5. 前記部分は、正規化された勾配Ｓ_ｋを有する部分ごとに正規化された勾配１／Ｓ_ｋを有する部分が存在するように対で存在する、請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の方法。
6. 前記部分は、正規化された勾配Ｓ_ｋを有する部分ごとに正規化された勾配１／Ｓ_ｋ、−１／Ｓ_ｋ、及び−Ｓ_ｋを有する部分が存在するように４つ組で存在する、請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の方法。
7. 前記勾配の最大所望大きさと前記勾配の最小所望大きさとの比はＺであり、
   前記４つ組の前記正規化された勾配Ｓ_ｋは、
   

   

   である、請求項６に記載の方法。
8. 角度区間
   （ｔａｎ^−１｜Ｓ｜_ｍｉｎ，ｔａｎ^−１｜Ｓ｜_ｍａｘ）
   及び
   （−ｔａｎ^−１｜Ｓ｜_ｍａｘ，−ｔａｎ^−１｜Ｓ｜_ｍｉｎ）
   を規定する、前記正規化された勾配の最小大きさ｜Ｓ｜_ｍｉｎ及び前記正規化された勾配の最大大きさ｜Ｓ｜_ｍａｘが存在し、
   前記正規化された勾配によって規定される角度は、前記角度区間内で等しく離間される、請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の方法。
9. 前記正規化は、前記勾配の幾何平均又は算術平均を計算して平均勾配を得て、該平均勾配で各勾配を除算することによって実行される、請求項１から請求項８までのいずれか１項に記載の方法。
10. 物体を検出する装置であって、
    有限の持続期間の変動周波数信号を送信するように動作可能な送信機と、
    物体から前記送信信号の反射を受信するように動作可能な受信機と、
    前記送信信号が少なくとも４つの隣接部分から成るシーケンスを含むと共に、前記信号の周波数がそれぞれの前記部分内で時間と共に線形に変動し、前記線形の周波数変動が各前記部分内で異なる勾配を有するような前記変動周波数信号を提供するように動作可能である信号発生器と、
    平均勾配で各勾配を除算することによって得られる前記部分ごとの正規化された勾配に基づいて前記物体の距離及び／又は速度を求めるように動作可能なシグナルプロセッサと、
    を備える装置であって、
    前記装置は、前記送信信号と前記受信信号との間のビート周波数を検出するように動作可能なビート周波数検出器をさらに備え、
    前記シグナルプロセッサは、
    

    

    によって得ることができるパラメーターＧ _ｋ 、Ｈ _ｋ 、及びＰ _ｋ を計算するように構成され、
    Ｓ _ｋ は、部分ｋ（１≦ｋ≦Ｋ）内で正規化された勾配であり、Ｋは、信号部分の全体の個数であり、
    前記シグナルプロセッサは、
    前記物体の前記距離及び／又は前記速度を前記求めるために、前記物体からの反射信号の往復遅延及びドップラー周波数を、
    

    

    及び
    

    

    としてそれぞれ求めることを含めて実行し、ただし
    

    

    及び
    

    

    は
    

    

    によって得ることができ、Ｉ _Ｋ 及びＱ _Ｋ は
    

    

    によって得ることができ、
    Ｓ _ｋ は、部分ｋ内で正規化された勾配であり、ｆ _ＢＫ は、測定されたビート周波数である、
    装置。
11. 前記信号発生器は、予め定められた正規化された勾配のセットを記憶するためのメモリ、及び前記予め定められた正規化された勾配のセットのうちの１つをランダムに選択するように動作可能な選択器をさらに備える、請求項１０記載の装置。
12. 前記方法は、前記送信信号と前記受信信号との間のビート周波数を求めることをさらに含み、
    前記信号の周波数は、線形に変動し、
    前記送信信号の前記部分は反対かつ／又は逆数の正規化された勾配から成るＫ／２個の対で存在し、
    該方法は、
    前記ビート周波数及び該ビート周波数のそれぞれの正規化された勾配から前記物体の距離及び／又は速度をＫ／２回計算することであって、毎回、複数の前記対のうちの１つが該計算プロセスから除外される、計算すること、
    或る対を用いた計算が、他の対の結果によって形成されるクラスターの外側に位置する結果を生成するか否かを判断すること、及び
    前記結果によって与えられた前記距離及び／又は前記速度を出力すること、
    をさらに含む、請求項１記載の方法。

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